JPWO2013001682A1 - アナログ測定データ検出システム、電池電圧検出システム - Google Patents

Abstract

本発明のアナログ測定データ検出システムは、アナログ測定対象から入力されたアナログ測定信号（Ｖ１）を増幅して出力するアンプ（１２０）と、基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路（１３０）と、アンプから出力されたアナログ測定信号（Ｖ２）と基準電圧生成回路から出力された基準電圧（Ｖｒ１）とを比較してそれらの差電圧に基づいてアナログ測定信号に対応したデジタル測定信号を生成して出力するように構成されたアナログ／デジタル変換器（１４０）と、を備え、基準電圧生成回路は、基準電圧に対して、少なくともアンプ、アナログ／デジタル変換器及び自身の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせるように構成されている。

Description

本発明は、アナログ測定データ検出システムに関し、特に車載用リチウムイオンバッテリの電池電圧検出システムに関する。

複数の電池セルを直列に接続して且つモジュール化したバッテリの安全対策の１つとして、複数の電池セルそれぞれの電圧（以下、セル電圧と呼ぶ）の管理が挙げられる。具体的には、各セル電圧を測定した値に基づく充放電制御が行われている。特に、ハイブリッド電気自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＨＥＶ）や電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＥＶ）に搭載されるバッテリとしては、出力電圧、エネルギー密度及び効率が他の２次電池よりも高いという理由で、主にリチウムイオン電池が用いられている。しかしながら、リチウムイオン電池は、その充放電の制御が難しく、破裂や発火する危険性を有することが知られている。そこで、リチウムイオン電池が車載用バッテリとして使用される場合には、その充放電の制御において様々な安全対策が必須となっている。

例えば、特許文献１では、バッテリの各セル電圧を高精度に検出する電池電圧検出システムが提案されている。図８は特許文献１の電池電圧検出システムの構成を示した図である。図８に示す電池電圧検出システムでは、直列に接続された電池セルＣＥＬ１〜ＣＥＬｎの各端子の電圧は、それぞれ電圧入力ノードＮＣ０〜ＮＣｎに供給されている。スイッチ部１０のスイッチＳＡ０〜ＳＡｎ，ＳＢ０〜ＳＢｎは、制御器５０の制御に基づいて、電圧入力ノードＮＣ０〜ＮＣｎと検出入力ノードＮＡ，ＮＢとの接続をオン又はオフする。電圧検出部２０は、検出入力ノードＮＡ，ＮＢに入力される電圧の差に応じた電圧検出信号Ｓ２０を生成するように構成されている。アナログ／デジタル変換部３０は、電圧検出部２０から出力される電圧検出信号Ｓ２０を所定ビット長のデジタルデータに変換するように構成されている。検出データ処理部４０は、アナログ／デジタル変換部３０から出力されるデジタルデータＳ３０に基づいて各電池セルＣＥＬ１〜ＣＥＬｎの正確な電圧を示す電圧検出データＳ４０を生成するように構成されている。制御器５０は、電圧検出部２０において各電池セルＣＥＬ１〜ＣＥＬｎの電圧を検出するようにスイッチ部１０を制御するように構成されている。具体的には、制御器５０は、各電池セルＣＥＬ１〜ＣＥＬｎのうち一の電池セルを順次選択し、選択した電池セルの正負の電極に接続された一対の電圧入力ノードと検出入力ノードＮＡ，ＮＢとを２通りのパターン（順接続、逆接続）で接続するように構成されている。

特開２０１０−６０４３５号公報

ところで、図８に示す電池電圧検出システムのように、アナログ／デジタル変換器を用いてアナログ測定信号をデジタル測定信号に変換してそれを外部のシステムコントローラ等に出力するように構成されたアナログ測定データ検出システムでは、次のような課題が生じる。

一般的に、アナログ／デジタル変換器は、入力されたアナログ電圧とバンドギャップリファレンス（以下、ＢＧＲ：Ｂａｎｄ Ｇａｐ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）から供給された基準電圧とを比較してそれらの差電圧に基づいてデジタル信号に変換するように構成されている。なお、ＢＧＲからアナログ／デジタル変換器に供給される基準電圧は一定ではなく温度に応じて変動する温度特性を有する。このため、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号は基準電圧の変動に応じて変動することとなる。

そこで、ＢＧＲから出力される基準電圧の温度特性が略一定になるように該ＢＧＲに対して補正処理を施すことで、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の安定化を図るという対策が考えられる。しかしながら、アナログ測定データ検出システム全体では、ＢＧＲから出力される基準電圧の温度特性のみならず、アナログ／デジタル変換器やその前段の回路（アンプ等）の温度特性が存在しているので、上記の対策では不十分である。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の温度特性を安定化してアナログ／デジタル変換精度の向上を図ったアナログ測定データ検出システムを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明のある形態（ａｓｐｅｃｔ）に係るアナログ測定データ検出システムは、アナログ測定対象から入力されたアナログ測定信号を増幅して出力するアンプと、基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路と、前記アンプから出力されたアナログ測定信号と前記基準電圧生成回路から出力された前記基準電圧とを比較してそれらの差電圧に基づいて当該アナログ測定信号に対応したデジタル測定信号を生成して出力するように構成されたアナログ／デジタル変換器と、を備え、前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧に対して、少なくとも前記アンプ、前記アナログ／デジタル変換器及び自身の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせるように構成されている、ものである。

この構成によれば、アナログ／デジタル変換器において用いられる基準電圧に対して、少なくともアンプ、アナログ／デジタル変換器及び基準電圧生成回路の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせることで、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の温度特性を安定化してアナログ／デジタル変換精度の向上を図ったアナログ測定データ検出システムを提供することができる。

前記アナログ測定データ検出システムにおいて、前記基準電圧生成回路は、２つの抵抗を含み、当該２つの抵抗の比を調整可能することにより前記基準電圧に温度特性を持たせるように構成されている、としてもよい。

前記アナログ測定データ検出システムにおいて、前記基準電圧生成回路は、差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端と非反転入力端との間に接続された第１の抵抗と、前記差動増幅器の非反転入力端及び第１の抵抗の一端とグランドとの間に接続された第１のダイオード回路要素と、前記差動増幅器の出力端と反転入力端との間に接続された第２の抵抗と、前記差動増幅器の反転入力端及び前記第２の抵抗の一端に接続された第３の抵抗と、前記第３の抵抗の他端とグランドとの間に接続された第２のダイオード回路要素と、を備え、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との抵抗比が調整可能である、としてもよい。

この構成によれば、第２の抵抗と第３の抵抗との抵抗比を調整するだけで、アナログ／デジタル変換器において用いられる基準電圧に対して、少なくともアンプ、アナログ／デジタル変換器及び基準電圧生成回路の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせることができる。

本発明の他の形態（ａｓｐｅｃｔ）に係る電池電圧検出システムは、バッテリを構成する直列に接続された複数の電池セルそれぞれの端子電圧が入力され当該端子電圧をセレクタ信号に基づいて多重化するセレクタと、前記セレクタの出力を増幅してアナログ測定信号として出力するアンプと、基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路と、前記アンプから出力されたアナログ測定信号と前記基準電圧生成回路から出力された前記基準電圧とを比較してそれらの差電圧に基づいて当該アナログ測定信号に対応したデジタル測定信号を生成して出力するように構成されたアナログ／デジタル変換器と、前記アナログ／デジタル変換器の出力を前記複数の電池セルそれぞれのセル電圧に対応したデジタル値に変換するデジタル処理器と、を備え、前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧に対して、少なくとも前記セレクタ、前記アンプ、前記アナログ／デジタル変換器及び自身の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせるように構成されている、ものである。

この構成によれば、アナログ／デジタル変換器において用いられる基準電圧に対して、少なくともセレクタ、アンプ、アナログ／デジタル変換器及び基準電圧生成回路の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせることで、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の温度特性を安定化してアナログ／デジタル変換精度の向上を図った電池電圧検出システムを提供することができる。

前記電池電圧検出システムにおいて、前記デジタル処理器は、前記アナログ／デジタル変換器の出力に対してオフセット補正並びにゲイン補正を行うように構成されている、としてもよい。

この構成によれば、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の温度特性の補正に加えて、アンプやアナログ／デジタル変換器のオフセット誤差やゲイン誤差の影響を取り除くことができる。

本発明によれば、アナログ／デジタル変換器から出力されるデジタル測定信号の温度特性を安定化してアナログ／デジタル変換精度の向上を図ったアナログ測定データ検出システム、特に電池電圧検出システムを提供することができる。

図１は本発明の実施の形態１に係るアナログ測定データ検出システムの構成例を示す図である。 図２は図１に示す温特調整機能付きＢＧＲの構成例を示す回路図である。 図３は温特調整機能付ＢＧＲから出力される基準電圧の温度依存性を説明するための図である。 図４は図１に示すアナログ／デジタル変換器の構成例を示す回路図である。 図５は図１に示すデジタル処理器のデジタル補正に係る機能ブロック図である。 図６は図５に示すデジタル処理器によるデジタル補正の内容を説明するための概念図である。 図７は本発明の実施の形態２に係る電池電圧検出システムの構成例を示す図である。 図８は従来の電池電圧検出システムの構成を示した図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
（実施の形態１）
［構成例］
以下、本発明の実施の形態１について図１を用いて説明する。なお、図１は本発明の実施の形態１に係るアナログ測定データ検出システムの構成例を示す図である。

図１に示すアナログ測定データ検出システムは、センサ素子１１０と、アンプ１２０と、温特（温度特性）調整機能付きＢＧＲ（Ｂａｎｄ Ｇａｐ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）１３０と、ＲＯＭ１３５と、アナログ／デジタル変換器１４０と、デジタル処理器１５０と、ＲＯＭ１５５と、を備えている。

センサ素子１１０は、所望のアナログ測定対象からアナログ測定データ（電圧、電流、温度、圧力、流量等）を検出するための素子である。なお、センサ素子１１０により検出されたアナログ測定データは電気信号に変換されて、その電気信号がアナログ測定信号Ｖ１としてアンプ１２０へと入力される。

アンプ１２０は、センサ素子１１０からのアナログ測定信号Ｖ１を増幅してその増幅されたアナログ測定信号Ｖ２を出力するアナログ入力且つアナログ出力型のアンプである。なお、アナログ測定信号Ｖ２はアナログ／デジタル変換器１４０へと入力される。アンプ１２０は、差動増幅器で構成されたアナログアンプの他に、例えば、アナログ入力をパルス信号に変換してそのパルス信号をデジタル信号処理によって増幅し、その増幅されたパルス信号をローパスフィルタを介してアナログ出力する所謂デジタルアンプでもよい。

温特調整機能付きＢＧＲ１３０は、その出力電圧である基準電圧Ｖｒ１の温度特性の調整が可能となるように構成されたＢＧＲである。ＲＯＭ１３５には、温特調整機能付きＢＧＲ１３０の温度特性のみならずアナログ／デジタル変換器１４０やアンプ１２０等の温度特性を加味した補正値が格納されている。温特調整機能付きＢＧＲ１３０は、ＲＯＭ１３５に格納された補正値に基づいて、基準電圧Ｖｒ１に対して、アンプ１２０、アナログ／デジタル変換器１４０及び温特調整機能付きＢＧＲ１３０等のトータルの温度特性が補償される（打ち消される）ような温度特性を持たせるようにしている。この結果、アナログ／デジタル変換器１４０から出力されるデジタル測定信号Ｖ３が温度に応じて略一定になるように補正することができる。

アナログ／デジタル変換器１４０は、アンプ１２０から出力されたアナログ測定信号Ｖ２と温特調整機能付きＢＧＲ１３０から出力された基準電圧Ｖｒ１とを比較してそれらの差電圧をデジタル測定信号Ｖ３に変換して出力するように構成されている。なお、デジタル測定信号Ｖ３はデジタル処理器１５０へと入力される。アナログ／デジタル変換器１４０は、アンプアナログ／デジタル変換器１４０はデルタシグマ（ΔΣ）型や逐次比較型（ＳＡＲ）型など種類は問わない。なお、ΔΣ型の場合は、後段にデジタルフィルタが必要であるが、この場合はデジタル処理器１５０に含まれるものとする。

デジタル処理器１５０は、アンプ１２０やアナログ／デジタル変換器１４０のオフセット誤差やゲイン誤差の影響を取り除くべく、ＲＯＭ１５５に格納された補正値ｋ１、ｋ２に基づいて、アナログ／デジタル変換器１４０から出力されたデジタル測定信号Ｖ３をデジタル補正するように構成されている。このようにデジタル補正されたデジタル測定信号Ｖ４は、システムコントローラ３００へと入力される。

以上の構成の他に、図１に示すアナログ測定データ検出システムには、システム全体の制御を司る制御器（図示せず）が設けられている。
［温特調整機能付きＢＧＲ］
図２は図１に示す温特調整機能付きＢＧＲ１３０の構成例を示す回路図である。

図２に示す温特調整機能付きＢＧＲ１３０は、差動増幅器１３２と、差動増幅器１３２の出力端と非反転入力端との間に接続された抵抗Ｒ１と、差動増幅器１３２の非反転入力端及び抵抗Ｒ１の一端とグランドとの間に接続されたダイオード接続のｎｐｎトランジスタＱ１と、差動増幅器１３２の出力端と反転入力端との間に接続された抵抗Ｒ２と、差動増幅器１３２の反転入力端及び抵抗Ｒ２の一端に接続された可変抵抗Ｒ３と、可変抵抗Ｒ３の他端とグランドとの間に接続されたダイオード接続のｎｐｎトランジスタＱ２と、を備えてなる。なお、ダイオード接続のｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２をそれぞれダイオードに置き換えてもよい。

ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２それぞれのベース−エミッタ電圧Ｖｂｅ１、Ｖｂｅ２は、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２にそれぞれ流れる電流をＩ１、Ｉ２と表し、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２それぞれの飽和電流をＩＳ１、ＩＳ２と表すと、次式のように表される。

Ｖｂｅ１＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（Ｉ１／ＩＳ１） ・・・（１−１）
Ｖｂｅ２＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（Ｉ２／ＩＳ２） ・・・（１−２）
なお、上式の中で、ＶＴ（Ｔ）＝ｋＢ＊Ｔ／ｑであり、ｋＢはボルツマン定数、Ｔは温度、ｑは電気素量である。また、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２のサイズ比をｎと表すとすると、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２の飽和電流ＩＳ１，ＩＳ２の関係は次式のように表される。

ＩＳ２＝ｎ＊ＩＳ１ ・・・（２）
また、差動増幅器１３２の動作が安定したとき、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２それぞれに流れる電流Ｉ１，Ｉ２は、次式のように温度Ｔに応じた電流Ｉの一次関数Ｉ（Ｔ）として表される。

Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ（Ｔ） ・・・（３）
したがって、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２それぞれのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ１，Ｖｂｅ２の差ΔＶｂｅは、次式のように温度Ｔに比例した電圧として表される。

ΔＶｂｅ＝Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２
＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（Ｉ１／ＩＳ１）−ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（Ｉ２／ＩＳ２）
＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（（Ｉ１／ＩＳ１）／（Ｉ２／ＩＳ２））
＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（ｎ） ・・・（４）
また、ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２それぞれに流れる電流Ｉ（Ｔ）は、次式のように表される。

Ｉ（Ｔ）＝ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（ｎ）／Ｒ３ ・・・（５）
ここで、温特調整機能付きＢＧＲ１３０から出力される基準電圧Ｖｒ１（Ｔ）は、抵抗Ｒ２並びに可変抵抗Ｒ３の両端の電圧降下をそれぞれＶＲ２、ＶＲ３と表すと、次式のように表される。

Ｖｒ１（Ｔ）＝ＶＲ３＋Ｖｂｅ２＋ＶＲ２
＝Ｉ（Ｔ）＊（Ｒ３＋Ｒ２）＋Ｖｂｅ２
＝（１＋Ｒ２／Ｒ３）＊ＶＴ（Ｔ）＊ｌｎ（ｎ）＋Ｖｂｅ２ ・・・（６）
なお、上式の基準電圧Ｖｒ１（Ｔ）を温度Ｔで１階微分すれば、次式が成立する。
ｄ｛Ｖｒ１（Ｔ）｝／ｄＴ＝（１＋Ｒ２／Ｒ３）＊（ｋＢ／ｑ）＊ｌｎ（ｎ）＋ｄＶｂｅ２／ｄＴ ・・・（７）
また、ｎｐｎトランジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度特性は、一般的に、次式であることが知られている。

ｄ（Ｖｂｅ／ｄＴ）≒−１．８ ｍＶ／℃ ・・・（８）
以上の関係から、抵抗Ｒ２と可変抵抗Ｒ３との抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を調整することにより、基準電圧Ｖｒ１の温度傾き（ｄ｛Ｖｒ１（Ｔ）｝／ｄＴ）を調整することができる。なお、図３は温特調整機能付ＢＧＲから出力される基準電圧Ｖｒ１（Ｔ）の温度依存性を説明するための図である。抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を小さくすれば、基準電圧Ｖｒ１（Ｔ）は、「ｄＶｂｅ２／ｄＴ」の項が支配的となるため、温度Ｔに対して右肩下がりに変化する方向に傾くことがわかる。一方、抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を大きくすれば、基準電圧Ｖｒ１（Ｔ）は、「（１＋Ｒ２／Ｒ３） ＊（ｋＢ／ｑ）＊ｌｎ（ｎ）」の項が支配的となるために、温度Ｔに対して右肩上がりに変化する方向に傾くことがわかる。

したがって、抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を適切に調整することで、基準電圧Ｖｒ１に対し、アンプ１２０、アナログ／デジタル変換器１４０及び温特調整機能付きＢＧＲ１３０等のトータルの温度特性を打ち消すような温度特性を持たせることが可能となる。

なお、図１の構成では、可変抵抗Ｒ３の値をＲＯＭ１３５から読み出して設定しているが、可変抵抗Ｒ３の抵抗値そのものをトリミングすることで変更することも可能であるため、必ずしもＲＯＭ１３５が必要なわけではない。

また、抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を可変抵抗Ｒ３の値に応じて調整しているが、この調整方法に限られず、例えば、抵抗Ｒ２を可変抵抗としてその値を可変させることで抵抗比（Ｒ２／Ｒ３）を調整してもよい。

［アナログ／デジタル変換器］
図４は図１に示すアナログ／デジタル変換器１４０の構成例を示す回路図である。

図４に示すアナログ／デジタル変換器１４０は、所謂２次のデルタシグマ型のアナログ／デジタル変換器であって、非反転入力端に基準電圧Ｖｒ１が印加され且つ負帰還経路上に積分用キャパシタＣ１４が接続された差動増幅器６と、非反転入力端に基準電圧Ｖｒ１が印加され且つ負帰還経路上に積分用キャパシタＣ２４が接続された差動増幅器７と、差動増幅器６の反転入力端側に設けられたスイッチトキャパシタ回路群と、差動増幅器７の反転入力端側に設けられたスイッチトキャパシタ回路群と、非反転入力端に差動増幅器７の出力信号が印加され且つ反転入力端に基準電圧Ｖｒ１が印加されたコンパレータ１２と、コンパレータ１２の出力に基づいたスイッチ制御回路５と、制御クロックに基づいたスイッチ制御回路８とを備えてなる。

つぎに、図４に示すアナログ／デジタル変換器１４０の動作を説明する。まず、スイッチ制御回路８から出力されるデジタル信号φ１ｐ、φ１ｎに基づいて、アナログ入力信号Ａｉｎ（アナログ測定信号Ｖ２）と基準電圧Ｖｒ１との差電圧に応じた電荷をサンプリング用キャパシタＣ１１に蓄積させるサンプリング処理と、サンプリング用キャパシタＣ１１に蓄積された電荷を積分用キャパシタＣ１４に転送させる転送処理と、が繰り返される。 この結果、アナログ入力信号Ａｉｎは積分される。また、１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔに応じてスイッチ制御回路５から出力されるデジタル信号Ｓ１ｐ、Ｓ１ｎに基づいて、基準電圧Ｖｒ１とグランド電位との差電圧に応じた電荷をサンプリング用キャパシタＣ１２，Ｃ１３に蓄積させるサンプリング処理と、サンプリング用キャパシタＣ１２，Ｃ１３に蓄積された電荷を積分用キャパシタＣ１４に転送して積分させる転送処理と、が繰り返される。この結果、１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔの帰還信号はデジタル／アナログ変換並びに積分される。

また、スイッチ制御回路８から出力されるデジタル信号φ１ｐ、φ１ｎに基づいて、差動増幅器６の出力信号と基準電圧Ｖｒ１との差電圧に応じた電荷をサンプリング用キャパシタＣ２１に蓄積させるサンプリング処理と、サンプリング用キャパシタＣ２１に蓄積された電荷を積分用キャパシタＣ２４に転送させる転送処理と、が繰り返されることで、差動増幅器７の出力信号は積分される。また、１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔに応じてスイッチ制御回路５から出力されるデジタル信号Ｓ１ｐおよびデジタル信号Ｓ１ｎに基づいて、基準電圧Ｖｒ１とグランド電位との差電圧に応じた電荷をサンプリング用キャパシタＣ２２，Ｃ２３に蓄積させるサンプリング処理と、サンプリング用キャパシタＣ２２，Ｃ２３に蓄積された電荷を積分用キャパシタＣ２４に転送させる転送処理と、が繰り返される。 この結果、１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔの帰還信号はデジタル／アナログ変換並びに積分される。

差動増幅器７の出力信号はコンパレータ１２により量子化されて１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔ（デジタル測定信号Ｖ３）として出力される。

スイッチ制御回路５は、１ビットデジタル測定信号Ｄｏｕｔに対して同位相及び逆位相のデジタル信号Ｓ１ｐ，Ｓ１ｎを出力する。スイッチ４６，６６はデジタル信号Ｓ１ｎによってオンオフ制御され、スイッチ５０，７０はデジタル信号Ｓ１ｐによってスイッチ４６、６６に対して相補的にオンオフ制御される。スイッチ制御回路８は、制御クロックに対して同位相及び逆位相のデジタル信号φ１ｐ，φ１ｎを出力する。スイッチ４１，４４，４５、４８，５１，５２，６１，６４，６５，６８，７１，７２はデジタル信号φ１ｐによってオンオフ制御され、スイッチ４２，４３，４７，４９，６２，６３，６７，６９はデジタル信号φ１ｎによってスイッチ４１，４４，４５，４８，５１，５２，６１，６４，６５，６８，７１，７２に対して相補的にオンオフ制御される。

以上のとおり、アナログ／デジタル変換器１４０は、アナログ入力信号Ａｉｎ（アナログ測定信号Ｖ２）と基準電圧Ｖｒ１との差電圧に基づいたデルタシグマ変調処理によって１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔ（デジタル測定信号Ｖ３）を生成するように構成されている。したがって、基準電圧Ｖｒ１に対して、アンプ１２０、アナログ／デジタル変換器１４０及び温特調整機能付きＢＧＲ１３０等のトータルの温度特性を打ち消すような温度特性を持たせることで、アナログ／デジタル変換器１４０から出力される１ビットデジタル信号Ｄｏｕｔの温度特性を一定にすることができる。
［デジタル処理器］
図５は、デジタル処理器１５０のデジタル補正に係る機能ブロック図であり、同図に示すように、デジタル処理器１５０は、入力信号に補正値ｋ１を加算するオフセット補正用の加算器１５１と加算器１５１の出力に補正値ｋ２を乗算するゲイン補正用の乗算部１５２とを備えている。図６は、図５に示すデジタル処理器１５０によるデジタル補正の内容を説明するための概念図である。図６に示すように、入力信号のセンタコード（中央値）に応じた出力が出力センタとなるように入力信号に補正値ｋ１が加算（オフセット補正）された後、入力信号のフルコード（最大値）並びにゼロコード（最小値）それぞれに応じた出力が理想値に近づくようにオフセット補正後の入力信号に補正値ｋ２が乗算（ゲイン補正）される。この結果、アナログ／デジタル変換器１４０から出力されるデジタル測定信号Ｖ４の温度特性の補正に加えて、アンプ１２０やアナログ／デジタル変換器１４０のオフセット誤差やゲイン誤差の影響を取り除くようにデジタル補正が行われる。

（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２について図７を用いて説明する。なお、図７は本発明の実施の形態２に係る電池電圧検出システムの構成例を示す図である。

図７に示す電池電圧検出システムは、図１に示すアナログ測定データ検出システムを、バッテリ１１２を構成する４つの電池セル１〜４それぞれのセル電圧の検出に応用したシステムである。具体的には、図７に示す電池電圧検出システムは、バッテリ１１２を構成する４つの電池セル１〜４それぞれのセル電圧を多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）により連続したデジタル値に変換するとともに、連続したデジタル値を複数のセル電圧に応じた個々のデジタル値に多重分離（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）するように構成されたシステムである。なお、図７に示すバッテリ１１２は、４つの電池セル１〜４が直列に接続されて構成されているが、この構成に限定されるものではない。また、４つの電池セル１〜４それぞれのセル電圧は均一な値でもよいし、互いに異なる値であってもよい。

図７に示す電池電圧検出システムは、セレクタ１１４と、アンプ１２０と、温特調整機能付きＢＧＲ１３０と、ＲＯＭ１３５と、アナログ／デジタル変換器１４０と、デジタル処理器１５０と、ＲＯＭ１５５と、を備えている。以下、図１に示す構成とは異なる動作を示すセレクタ１１４とデジタル処理器１５０とについてのみ説明する。

セレクタ１１４は、４つの電池セル１〜４それぞれの端子電圧ＶＣ０〜ＶＣ４が入力され、所定のセレクタ信号によってこれらの端子電圧ＶＣ０〜ＶＣ４のうちの１つを選択して、それをアンプ１２０の入力電圧信号Ｖ１として出力するように構成されている。具体的には、セレクタ１１４は、その一端には端子電圧ＶＣ０〜ＶＣ４が入力されるとともにその他端が互いに共通に接続されているスイッチＳＷ０〜ＳＷ４により構成されている。
アナログ／デジタル変換器１４０のデジタル測定信号Ｖ３は電池セル１〜４それぞれの端子電圧ＶＣ０〜ＶＣ４のデジタル変換値が連続するように構成されている。 デジタル処理器１５０は、アナログ／デジタル変換器１４０のデジタル測定信号Ｖ３から４つの電池セル１〜４それぞれのセル電圧に応じた個々のデジタル値Ｄａｔａ１〜Ｄａｔａ４に多重分離して出力するように構成されている。

以上のように構成された電池電圧検出システムでは、温特調整機能付きＢＧＲ１３０により、基準電圧Ｖｒ１に対して、アンプ１２０、アナログ／デジタル変換器１４０及び温特調整機能付きＢＧＲ１３０等のトータルの温度特性が打ち消されるような温度特性を持たせることで、アナログ／デジタル変換器１４０から出力されるデジタル測定信号Ｖ３を温度に応じて略一定にすることができる。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

本発明は、バッテリを構成する直列に接続された複数の電池セルそれぞれのセル電圧を検出する電池電圧検出システム、特に、複数の電池セルがリチウムイオン電池であり車載に搭載される電池電圧検出システムにとって有用である。

１１０…センサ素子
１１２…バッテリ
１〜４…電池セル
１１４…セレクタ
１２０…アンプ
１３０…温特調整機能付きＢＧＲ（基準電圧生成回路）
１３２…差動増幅器
１３５…ＲＯＭ（記憶器）
Ｑ１…ダイオード接続のｎｐｎトランジスタ（第１のダイオード回路要素）
Ｑ２…ダイオード接続のｎｐｎトランジスタ（第２のダイオード回路要素）
Ｒ１…抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２…抵抗（第２の抵抗）
Ｒ３…可変抵抗（第３の抵抗）
Ｖｒ１…基準電圧
１４０…アナログ／デジタル変換器
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３…サンプリング用キャパシタ
Ｃ１４，Ｃ２４…積分用キャパシタ
５，８…スイッチ制御回路
１２…コンパレータ
１５０…デジタル処理器
１５１…加算器
１５２…乗算部
１５５…ＲＯＭ
３００…システムコントローラ

Claims (5)

1. アナログ測定対象から入力されたアナログ測定信号を増幅して出力するアンプと、
   基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路と、
   前記アンプから出力されたアナログ測定信号と前記基準電圧生成回路から出力された前記基準電圧とを比較してそれらの差電圧に基づいて当該アナログ測定信号に対応したデジタル測定信号を生成して出力するように構成されたアナログ／デジタル変換器と、を備え、
   前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧に対して、少なくとも前記アンプ、前記アナログ／デジタル変換器及び自身の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせるように構成されている、アナログ測定データ検出システム。
2. 前記基準電圧生成回路は、２つの抵抗を含み、当該２つの抵抗の比を調整することにより前記基準電圧に温度特性を持たせるように構成されている、請求項１に記載のアナログ測定データ検出システム。
3. 前記基準電圧生成回路は、
   差動増幅器と、
   前記差動増幅器の出力端と非反転入力端との間に接続された第１の抵抗と、
   前記差動増幅器の非反転入力端及び第１の抵抗の一端とグランドとの間に接続された第１のダイオード回路要素と、
   前記差動増幅器の出力端と反転入力端との間に接続された第２の抵抗と、-
   前記差動増幅器の反転入力端及び前記第２の抵抗の一端に接続された第３の抵抗と、
   前記第３の抵抗の他端とグランドとの間に接続された第２のダイオード回路要素と、を備え、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との抵抗比が調整可能である、請求項２に記載のアナログ測定データ検出システム。
4. バッテリを構成する直列に接続された複数の電池セルそれぞれの端子電圧が入力され当該端子電圧をセレクタ信号に基づいて多重化するセレクタと、
   前記セレクタの出力を増幅してアナログ測定信号として出力するアンプと、
   基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路と、
   前記アンプから出力されたアナログ測定信号と前記基準電圧生成回路から出力された前記基準電圧とを比較してそれらの差電圧に基づいて当該アナログ測定信号に対応したデジタル測定信号を生成して出力するように構成されたアナログ／デジタル変換器と、
   前記アナログ／デジタル変換器の出力を前記複数の電池セルそれぞれのセル電圧に対応したデジタル値に変換するデジタル処理器と、を備え、
   前記基準電圧生成回路は、前記基準電圧に対して、少なくとも前記セレクタ、前記アンプ、前記アナログ／デジタル変換器及び自身の温度特性のすべてを補償すべく温度特性を持たせるように構成されている、電池電圧検出システム。
5. 前記デジタル処理器は、前記アナログ／デジタル変換器の出力に対してオフセット補正並びにゲイン補正を行うように構成されている、請求項４に記載の電池電圧検出システム。

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