JP2015231299A - 電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を用いた車両 - Google Patents

Abstract

【課題】 出力電流の過剰な増大が発生しにくい電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を提供する。【解決手段】 制御回路３は、入力電圧検出回路ＶＤ１によって検出された入力電圧Ｖｉを、直流電源５１の定格電圧よりも低い所定の第１閾値及び第１閾値よりも低い所定の第２閾値と比較する。制御回路３は、入力電圧Ｖｉが第１閾値を下回っている状態の継続時間が所定の保留時間に達したときにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力を停止させる。また、制御回路３は、入力電圧Ｖｉが第２閾値を下回ったときにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流を減少させる。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を用いた車両に関するものである。

従来、定電流制御されるＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置が提供され、例えば前照灯装置における発光ダイオードの点灯に用いられている（例えば、特許文献１参照）。上記の電源装置が前照灯装置に用いられる場合、上記のＤＣ−ＤＣコンバータの電源としては車載バッテリーが用いられる。

特開２０１１−１１３６４２号公報

ＤＣ−ＤＣコンバータの電源が車載バッテリー等であって他の負荷（例えばセルモータ）にも接続されている場合、当該他の負荷の動作時（例えばエンジンの始動時）に電源電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧）が一時的に低下する場合がある。

そして、電源電圧の低下中には、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電源電圧の低下による出力電流の減少を補うため、出力電流を増加させるように制御される。具体的には例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータがブーストコンバータ（昇圧チョッパ）やフライバックコンバータである場合、スイッチング素子のオンデューティが高くされる。

しかしながら、電源電圧が一時的に低下した後で復帰した場合、電源電圧の復帰直後には、制御の遅れにより、ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷への出力電流が過剰に増大してしまう可能性があった。

本発明は、上記事由に鑑みて為されており、その目的は、出力電流の過剰な増大が発生しにくい電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を提供することにある。

本発明の電源装置は、外部の直流電源からの入力電力を変換した直流電力を出力するように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路と、前記直流電源から前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を検出するように構成された入力電圧検出回路とを備え、前記制御回路は、前記入力電圧検出回路によって検出された入力電圧を、所定の第１閾値及び前記第１閾値よりも低い所定の第２閾値と比較し、前記入力電圧が前記第１閾値を下回っている状態の継続時間が所定の保留時間に達したときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を停止させ、前記入力電圧が前記第２閾値を下回ったとき前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を減少させることを特徴とする。

本発明の前照灯装置は、上記の電源装置と、前記電源装置の出力電力によって点灯される光源とを備えることを特徴とする。

本発明の車両は、上記の前照灯装置と、前記前照灯装置を搭載した車体とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、出力電流の過剰な増大が発生しにくい。

本発明に係る電源装置の一例を示す回路ブロック図である。 上記の電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータにおける一次側電流Ｉ１とスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態との関係の一例を示す説明図である。 上記の電源装置における制御回路の動作の一例を示す説明図である。 上記の電源装置において入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化の一例を示す説明図である。 上記の電源装置において入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化の別の例を示す説明図である。 上記の電源装置において入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏと電流指令値Ｉａとの時間変化の一例を示す説明図である。 上記の電源装置において入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化の更に別の例を示す説明図である。 上記の電源装置の別の例を示す回路ブロック図である。 上記の電源装置における制御回路の動作の別の例を示す説明図である。 上記の電源装置の更に別の例を示す回路ブロック図である。 上記の電源装置を用いた前照灯装置の一例を示す説明図である。 上記の電源装置を用いた車両の一例を示す説明図である。

図１に示すように、本発明の電源装置１は、外部の直流電源５１からの入力電力を変換した直流電力を出力するように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御する制御回路３とを備える。また、電源装置１は、直流電源５１からＤＣ−ＤＣコンバータ２への入力電圧を検出するように構成された入力電圧検出回路ＶＤ１を備える。制御回路３は、入力電圧検出回路ＶＤ１によって検出された入力電圧Ｖｉを、直流電源５１の定格電圧よりも低い所定の第１閾値Ｖｔｈ１及び第１閾値Ｖｔｈ１よりも低い所定の第２閾値Ｖｔｈ２と比較する。そして、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１を下回っている状態の継続時間Ｔｘ１が所定の保留時間Ｔｔｈ１に達したときに、制御回路３はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力を停止させる。また、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回ったときに、制御回路３はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流Ｉｏを減少させる。

上記の電源装置１において、制御回路３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力を停止させている状態では、入力電圧検出回路ＶＤ１によって検出された入力電圧Ｖｉを、所定の第３閾値Ｖｔｈ３と比較してもよい。第３閾値Ｖｔｈ３は、直流電源５１の定格電圧よりも低く且つ第１閾値Ｖｔｈ１よりも高くされる。この場合、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖｔｈ３を下回った状態では、制御回路３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を始動させないことが望ましい。

上記の電源装置１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、制御回路３によってオンオフ駆動されるスイッチング素子ＳＷ１と、インダクタ（トランスＴ）と、コンデンサＣ１とを有していてもよい。インダクタ（トランスＴ）は、スイッチング素子ＳＷ１がオンされているオン期間に直流電源５１からの給電によりエネルギーが蓄積される。コンデンサＣ１は、スイッチング素子ＳＷ１がオフされている期間にインダクタ（トランスＴ）からの回生電流により充電される。この場合、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回ったときに、制御回路３は、オン期間の長さの上限値を低下させてもよい。

上記の電源装置１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、制御回路３によってオンオフ駆動されるスイッチング素子ＳＷ１と、インダクタ（トランスＴ）と、コンデンサＣ１とを有していてもよい。インダクタ（トランスＴ）は、スイッチング素子ＳＷ１がオンされているオン期間に直流電源５１からの給電によりエネルギーが蓄積される。コンデンサＣ１は、スイッチング素子ＳＷ１がオフされている期間にインダクタ（トランスＴ）からの回生電流により充電される。この場合、制御回路３は、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回っている状態では、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２以上である状態よりも、上記の回生電流が停止してからスイッチング素子ＳＷ１をオンさせるまでの遅延時間を長くする。

または、上記の電源装置１において、制御回路３は、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回ったときにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流Ｉｏを０にしてもよい。

上記の電源装置１において、制御回路３は、入力電圧検出回路ＶＤ１によって検出された入力電圧Ｖｉを、直流電源５１の定格電圧よりも低く且つ第１閾値Ｖｔｈ１よりも高い所定の第４閾値Ｖｔｈ４と比較してもよい。この場合、制御回路３は、入力電圧Ｖｉが第４閾値Ｖｔｈ４を下回っている状態の継続時間が保留時間Ｔｔｈ１よりも長い所定の第２保留時間Ｔｔｈ２に達したときにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力を停止させる。

本発明に係る前照灯装置６は、上記いずれかの電源装置１と、電源装置１の出力電力によって点灯される光源４とを備えることを特徴とする。

本発明に係る車両５は、上記の前照灯装置６と、前照灯装置６を搭載した車体５０とを備えることを特徴とする。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

図１に示すように、本実施形態の電源装置１は、外部の直流電源５１からの入力電力を変換した直流電力を出力するように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御するように構成された制御回路３とを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、複数個の発光ダイオード４１が直列に接続されてなる光源４の点灯に用いられる。また、電源装置１は、直流電源５１から入力された直流電力を変換して制御回路３の電源を生成する制御電源回路１１を備える。制御電源回路１１は例えば周知の３端子レギュレータからなる。

直流電源５１は、例えば、車載バッテリーからなる。また、直流電源５１と電源装置１との間には、直流電源５１から電源装置１への給電をオンオフするスイッチ５２が設けられている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、いわゆるフライバックコンバータであって、インダクタとしてのトランスＴと、トランスＴの一次巻線との直列回路として直流電源５１に接続されるスイッチング素子ＳＷ１とを備える。トランスＴの二次巻線には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されており、コンデンサＣ１の両端電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧となっている。また、ダイオードＤ１は、直流電源５１からトランスＴの一次巻線に入力される電流が減少するときにトランスＴの二次巻線からコンデンサＣ１への充電電流を流す向きで接続されている。スイッチング素子ＳＷ１としては例えばｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられる。

すなわち、スイッチング素子ＳＷ１がオンされている期間中には、トランスＴのコアにエネルギーが蓄積され、トランスＴの一次巻線に流れる電流が徐々に増加する。また、スイッチング素子ＳＷ１がオフされている期間には、上記のエネルギーがトランスＴの二次巻線から解放され、ダイオードＤ１を介して流れる回生電流によりコンデンサＣ１が充電される一方で、トランスＴの一次巻線の両端電圧は徐々に低下する。

また、電源装置１は、Ｑ端子がスイッチング素子ＳＷ１のゲートに接続されたＲＳ型のフリップフロップ回路ＦＦを備える。つまり、スイッチング素子ＳＷ１は、フリップフロップ回路ＦＦの出力によって駆動される。

さらに、電源装置１は、スイッチング素子ＳＷ１のドレインソース間電圧（すなわち、直流電源５１の電圧とトランスＴの一次巻線の両端電圧とが合成された電圧）を微分した電圧を出力する微分回路ＤＶを備える。微分回路ＤＶの出力は、制御回路３のタイミング制御部３０と第１論理和回路ＯＲ１とを介して、フリップフロップ回路ＦＦのＳ端子に入力される。タイミング制御部３０は、微分回路ＤＶからパルスを入力されてから遅延時間の経過後に、第１論理和回路ＯＲ１を介してフリップフロップ回路ＦＦのＳ端子にパルスを入力する。上記の遅延時間は通常は０とされ、この場合、トランスＴの二次巻線における回生電流が停止したタイミングでスイッチング素子ＳＷ１がオンされることになる。

また、電源装置１は、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流（以下、「一次側電流Ｉ１」と呼ぶ。）を検出する一次側電流検出回路ＣＤ１を備える。さらに、電源装置１は、一次側電流検出回路ＣＤ１によって検出された一次側電流Ｉ１を制御回路３から入力された一次側電流指令値Ｉｃと比較する比較器ＣＰとを有する。比較器ＣＰの出力は、第２論理和回路ＯＲ２を介して、フリップフロップ回路ＦＦのＲ端子に入力される。

すなわち、図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ１がオンされている期間（以下、「オン期間」と呼ぶ。）には一次側電流Ｉ１が徐々に増加する。そして、一次側電流Ｉ１が一次側電流指令値Ｉｃに達すると、比較器ＣＰの出力がＨレベルとなることで、フリップフロップ回路ＦＦのＲ端子にパルスが入力され、スイッチング素子ＳＷ１がオフされる。

また、スイッチング素子ＳＷ１がオフされている期間（以下、「オフ期間」と呼ぶ。）には、トランスＴの二次巻線に流れる回生電流によりコンデンサＣ１が充電され、トランスＴの一次巻線の両端電圧が徐々に低下する。やがてトランスＴの一次巻線の両端電圧が下がりきる（つまり上記の回生電流が停止する）と、微分回路ＤＶから出力されたパルスがタイミング制御部３０を介してフリップフロップ回路ＦＦのＳ端子に入力されることで、スイッチング素子ＳＷ１がオンされる。以下、上記の動作が繰り返される。タイミング制御部３０における遅延時間が０とされる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作はいわゆる電流臨界モード（BCM：Boundary current mode）となる。

すなわち、制御回路３が比較器ＣＰに入力する一次側電流指令値Ｉｃが高いほど、スイッチング素子ＳＷ１のデューティ比が高くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流Ｉｏが増加する。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端間には分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が接続されている。電源装置１は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に電気的に接続されてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧（以下、単に「出力電圧」と呼ぶ。）Ｖｏを検出する出力電圧検出回路ＶＤ２を備える。出力電圧検出回路ＶＤ２は、具体的には例えば分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧に適宜の変換（例えばＡ／Ｄ変換）を施して制御回路３に入力する回路である。さらに、制御回路３は、出力電圧検出回路ＶＤ２によって検出された出力電圧Ｖｏの平均値であって直近の所定時間分の平均値（以下、「平均出力電圧」と呼ぶ。）Ｅ（Ｖｏ）を演算する平均出力電圧演算部３１を有する。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の低電位側の出力端子と電源装置１の低電位側の出力端子との間には例えばシャント抵抗からなる抵抗Ｒ３が接続されている。電源装置１は、上記の抵抗Ｒ３の両端電圧に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流（以下、単に「出力電流」と呼ぶ。）Ｉｏを検出する出力電流検出回路ＣＤ２を備える。出力電流検出回路ＣＤ２は、具体的には例えば、Ｒ３の両端電圧に適宜の変換（例えばＡ／Ｄ変換）を施して制御回路３に入力する回路である。制御回路３は、出力電流検出回路ＣＤ２によって検出された出力電流Ｉｏの平均値であって直近の所定時間分の平均値（以下、「平均出力電流」と呼ぶ。）Ｅ（Ｉｏ）を演算する平均出力電流演算部３２を有する。

さらに、制御回路３は、出力電流Ｉｏの目標値（以下、「電流指令値」と呼ぶ。）を出力する目標出力部３３と、目標出力部３３が出力した電流指令値Ｉａに応じた一次側電流指令値Ｉｃを演算して比較器ＣＰに出力する比較演算部３４とを有する。比較演算部３４は、平均出力電流演算部３２が出力した平均出力電流Ｅ（Ｉｏ）を、目標出力部３３が出力した電流指令値Ｉａに近づけるような一次側電流指令値Ｉｃを出力する。具体的には、平均出力電流Ｅ（Ｉｏ）が電流指令値Ｉａに対して低ければ一次側電流指令値Ｉｃを高くし、逆に平均出力電流Ｅ（Ｉｏ）が電流指令値Ｉａに対して高ければ一次側電流指令値Ｉｃを低くする。これにより、出力電流Ｉｏを電流指令値Ｉａに近づけるようなフィードバック制御（いわゆる定電流制御）が達成される。なお、平均出力電圧演算部３１が出力した平均出力電圧Ｅ（Ｖｏ）を目標出力部３３が電流指令値Ｉａの演算に用いるようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力を一定に維持するようなフィードバック制御（いわゆる定電力制御）とすることも可能である。

また、制御回路３は、オン期間の長さ（すなわちスイッチング素子ＳＷ１のオン状態の継続時間。以下、「オン時間」と呼ぶ。）を計測するオン時間計測部３５を備える。オン時間計測部３５は、オン時間が所定の上限オン時間に達したときに、第２論理和回路ＯＲ２を介してフリップフロップ回路ＦＦのＲ端子にパルスを入力することで、スイッチング素子ＳＷ１を強制的にオフさせる。これにより、例えば一次側電流検出回路ＣＤ１に異常が発生したときでも、一次側電流Ｉ１が過剰に増加することが避けられる。上限オン時間は固定値であってもよいし、出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏや入力電圧Ｖｉを用いて演算されてもよい。演算によって決定される上限オン時間Ｔｏｎは、例えば、出力電圧Ｖｏと、出力電流Ｉｏと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路効率ηと、トランスＴの巻き数比ｎと、トランスＴの一次巻線のインダクタンスＬとを用いて、例えば次式のような値とされる。なお、厳密には、出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏや入力電圧Ｖｉとしては、それぞれ平均値Ｅ（Ｖｏ），Ｅ（Ｉｏ），Ｅ（Ｖｉ）が用いられる。また、オン時間計測部３５には上限オン時間Ｔｏｎの上限値及び下限値が記憶される。演算の結果得られた上限オン時間Ｔｏｎが上記の上限値以上である場合には上限オン時間Ｔｏｎとして上記の上限値が用いられ、演算の結果得られた上限オン時間Ｔｏｎが上記の下限値未満である場合には上限オン時間Ｔｏｎとしては上記の下限値が用いられる。

また、制御回路３は、オフ期間の長さ（すなわちスイッチング素子ＳＷ１のオフ状態の継続時間。以下、「オフ時間」と呼ぶ。）を計測するオフ時間計測部３６を有する。オフ時間計測部３６は、オフ時間が所定の上限オフ時間に達したときに、第１論理和回路ＯＲ１を介してフリップフロップ回路ＦＦのＳ端子にパルスを入力することで、スイッチング素子ＳＷ１を強制的にオンさせる。これにより、例えば微分回路ＤＶに異常が発生したときでも、出力が停止してしまうことが避けられる。また、スイッチング素子ＳＷ１の駆動に伴って発生するノイズの周波数を、ある程度高く維持することができる。

また、電源装置１は、電源装置１の回路部品の温度を検出する回路温度検出回路１２と、光源４の温度を検出する光源温度検出回路１３とを備える。回路温度検出回路１２は比較的に発熱量が高い回路部品（例えばスイッチング素子ＳＷ１）に近接配置される。また、光源温度検出回路１３は、光源４に近接配置される。上記の回路温度検出回路１２や光源温度検出回路１３は、それぞれ、例えばサーミスタを用いて周知技術で実現可能である。

制御回路３の目標出力部３３は、回路温度検出回路１２や光源温度検出回路１３によって検出された温度が高いほど、電流指令値Ｉａを低くする。これにより、電源装置１の回路部品や光源４における発熱が抑えられる。

さらに、電源装置１は、直流電源５１からＤＣ−ＤＣコンバータ２への入力電圧Ｖｉを検出する入力電圧検出回路ＶＤ１を備える。入力電圧検出回路ＶＤ１は、例えば分圧抵抗を用いて周知技術で実現可能である。

また、制御回路３は、入力電圧検出回路ＶＤ１によって検出された入力電圧Ｖｉが低下しているか否かを判定する入力電圧判定部３７を有する。入力電圧判定部３７は、所定時間おきに入力電圧検出回路ＶＤ１から入力電圧Ｖｉを読み込んで、新しいものから所定回数（例えば４回）分だけ記憶する。そして、入力電圧判定部３７は、入力電圧検出回路ＶＤ１から入力電圧Ｖｉを得る度に、上記所定回数分の平均値である平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を演算し、この平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）と瞬時値Ｖｉとの両方を判定に用いる。

以下、制御回路３の動作を、図３を用いて説明する。

スイッチ５２がオンされて直流電源５１からの電力供給が開始される（Ｆ０１）と、制御回路３では、まず、動作に用いられるパラメータを初期値に戻す初期化処理が行われる（Ｆ０２）。次に、制御回路３の入力電圧判定部３７は、入力電圧検出回路ＶＤ１から入力電圧Ｖｉを得て（Ｆ０３）、所定回数分の入力電圧Ｖｉが得られれば平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を演算する（Ｆ０４）。さらに、制御回路３の入力電圧判定部３７は、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を、直流電源５１の定格電圧（例えば１２Ｖ）よりも低い所定の第３閾値Ｖｔｈ３（例えば９Ｖ）と比較する（Ｆ０５）。そして、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）が第３閾値Ｖｔｈ３以上であれば（Ｆ０５でＹ）、例えばタイミング制御部３０が第１論理和回路ＯＲ１にパルスを出力することで、スイッチング素子ＳＷ１の駆動が開始される（Ｆ０６）。一方、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）が第３閾値Ｖｔｈ３未満であれば（Ｆ０５でＮ）スイッチング素子ＳＷ１の駆動を開始させずにステップＦ０３に戻る。

また、スイッチング素子ＳＷ１の駆動が開始された後、入力電圧判定部３７は、再度、入力電圧検出回路ＶＤ１から入力電圧Ｖｉを得て（Ｆ０７）、第３閾値Ｖｔｈ３よりも低い所定の第２閾値Ｖｔｈ２（例えば４．５Ｖ）と比較する（Ｆ０８）。そして、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回っていた場合（Ｆ０８でＮ）、制御回路３は、出力電流を減少させる出力減少動作を行う（Ｆ０９）。

入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２以上であった場合（Ｆ０８でＹ）、制御回路３の入力電圧判定部３７は、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を演算する（Ｆ１０）。さらに、制御回路３の入力電圧判定部３７は、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を、第３閾値Ｖｔｈ３よりも低く且つ第２閾値Ｖｔｈ２よりも高い所定の第１閾値Ｖｔｈ１と比較する（Ｆ１１）。そして、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１を下回っていた場合（Ｆ１１でＮ）、制御回路３は、第１カウントＴｘ１を加算し（Ｆ１２）、第１カウントＴｘ１を所定の保留時間Ｔｔｈ１と比較する（Ｆ１３）。そして、第１カウントＴｘ１（つまり入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１を下回っている状態の継続時間）が保留時間Ｔｔｈ１に達していた場合（Ｆ１３でＹ）、制御回路３は、スイッチング素子ＳＷ１の駆動を停止させ（Ｆ１４）、ステップＦ０３に戻る。すなわち、ステップＦ１４では、タイミング制御部３０の動作とオフ時間計測部３６の動作とがともに停止され、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態に維持されることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力が停止される。エンジン始動時のセルモータ動作による入力電圧Ｖｉの低下時にステップＦ１４の停止が行われるように、第１閾値Ｖｔｈ１は例えば６Ｖとされ、保留時間Ｔｔｈ１は例えば６０ｍｓとされる。

制御回路３がステップＦ１４でスイッチング素子ＳＷ１の駆動を停止してステップＦ０３に戻った後は、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）が第３閾値Ｖｔｈ３以上となるまではスイッチング素子ＳＷ１の駆動は再開されない。ここで、第３閾値Ｖｔｈ３が第１閾値Ｖｔｈ１に等しい場合、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１付近で振動したときに、スイッチング素子ＳＷ１の駆動と停止が繰り返され、光源４が点滅してしまう。本実施形態では、第３閾値Ｖｔｈ３は第１閾値Ｖｔｈ１よりも高くされているから、上記のように入力電圧Ｖｉが振動した場合であっても上記のようなスイッチング素子ＳＷ１の駆動・停止の繰り返しや光源４の点滅が発生しにくい。

一方、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１以上であった場合（Ｆ１１でＹ）、制御回路３は、第１カウントＴｘ１をリセットする（Ｆ１５）。その後、ステップＦ１３に進むが、第１カウントＴｘ１が当然に保留時間Ｔｔｈ１を下回ることで、次のステップＦ１６に進む。

また、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖｔｈ１を下回っていて（Ｆ１１でＮ）、且つ、第１カウントＴｘ１が保留時間Ｔｔｈ１に達していなかった場合（Ｆ１３でＮ）、第１カウントＴｘ１をリセットすることなく次のステップＦ１６に進む。

次のステップＦ１６では、目標出力部３３や比較演算部３４の動作によるフィードバック制御が達成される。さらに、ステップＦ１６では、異常の発生・未発生の判定や、異常があると判定されたときのスイッチング素子ＳＷ１の駆動停止（ステップＦ１４への移行）が行われてもよい。異常としては、例えば、入力電圧Ｖｉが過剰に高い場合に発生が判定される電源異常や、出力電流Ｉｏが過剰に多い場合に発生が判定される短絡状態や、出力電圧Ｖｏが過剰に高い場合に発生が判定される無負荷状態（開放状態）などが考えられる。また、ステップＦ１６において、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）が定格電圧（例えば１２Ｖ）よりも高いときや、電流指令値Ｉａがある程度低いときに、タイミング制御部３０における遅延時間が０より大きくされてもよい。ステップＦ１６の動作が完了した後は、制御回路３は、ステップＦ０７に戻る。

ここで、ステップＦ０９の出力減少動作においては、例えば、上限オン時間が通常よりも短くされる。この場合、入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化は例えば図４のようになる。出力減少動作中の上限オン時間は、固定値であってもよいし、通常時の上限オン時間から所定値が減算された時間であってもよい。

また、出力減少動作中には、タイミング制御部３０における遅延時間が、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を上回っている期間中の遅延時間よりも長くされてもよい。つまり、上記の出力減少動作では、制御回路３は、トランスＴの二次巻線において回生電流が停止するタイミングに対してスイッチング素子ＳＷ１をオンさせるタイミングを遅らせる。すなわち、上記の出力減少動作中のＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作は、いわゆる電流不連続モード（DCM：Discontinuous Current Mode）となる。

この場合において、入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化は例えば図５のようになる。

また、出力減少動作では、目標出力部３３が、比較演算部３４に入力する電流指令値Ｉａを、通常（つまり、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２以上である期間）よりも低く（例えば０に）してもよい。この場合において、入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏと電流指令値Ｉａとの時間変化は例えば図６のようになる。図６の例では、電流指令値Ｉａが低下するタイミングに対し、一次側電流指令値Ｉｃの更新が行われるタイミングが遅れていることで、電流指令値Ｉａの低下がスイッチング素子ＳＷ１の動作に反映されるまでにタイムラグが発生している。また、図６の例では、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２以上となるまで復帰した後は、制御回路３は、電流指令値Ｉａを徐々に上昇させている。なお、上記のように目標出力部３３が電流指令値Ｉａを低くする代わりに、比較演算部３４が一次側電流指令値Ｉｃを低くする構成としても、同様の効果が得られる。

上記各種の出力減少動作のうち、スイッチング素子ＳＷ１のオンのタイミングを遅らせる出力減少動作と、電流指令値Ｉａや一次側電流指令値Ｉｃを低くする出力減少動作とは、オン時間計測部３５や第１論理和回路ＯＲ１が設けられない場合でも実現可能である。

さらに、上記各種の出力減少動作のうちの複数を組み合わせてもよい。例えば、出力減少動作において、上限オン時間を短くするとともに、遅延時間を長くしてもよい。

または、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回っていた場合（Ｆ０８でＮ）に、ステップＦ１４に進んでスイッチング素子ＳＷ１の駆動を停止させることで、出力電流Ｉｏを０にまで減少させてもよい。この場合において、入力電圧Ｖｉとスイッチング素子ＳＷ１のオンオフ状態と出力電流Ｉｏとの時間変化は例えば図７のようになる。

上記構成によれば、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２を下回っていれば出力電流Ｉｏが低減されるから、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２より低くなった後に復帰したとしても、制御遅れによる出力電流Ｉｏの過剰な増大が発生しにくい。

また、入力電圧の瞬時値Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２との比較に用いられているから、入力電圧の平均値Ｅ（Ｖｉ）が第２閾値Ｖｔｈ２との比較に用いられる場合と違い、入力電圧Ｖｉの瞬間的な低下に対しても出力電流Ｉｏが低減される。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、上記のようなフライバックコンバータに限られず、例えば図８のようなブーストコンバータであってもよい。図８の例では、トランスＴとして、１個の巻線からなり一次巻線が二次巻線の一部を兼ねている、いわゆるオートトランスが用いられている。

また、図９のステップＦ１７〜Ｆ２０のように、第１閾値Ｖｔｈ１よりも高い所定の第４閾値Ｖｔｈ４（例えば７Ｖ）と、保留時間Ｔｔｈ１よりも長い所定の第２保留時間Ｔｔｈ２（例えば１５０ｍｓ）とを用いた判定が追加されてもよい。詳しく説明すると、ステップＦ１７では、制御回路３の入力電圧判定部３７は、平均入力電圧Ｅ（Ｖｉ）を第１閾値Ｖｔｈ１よりも高い所定の第４閾値Ｖｔｈ４と比較する。そして、入力電圧Ｖｉが第４閾値Ｖｔｈ４を下回っていた場合（Ｆ１７でＮ）、制御回路３は、第２カウントＴｘ２を加算し（Ｆ１８）、第２カウントＴｘ２を保留時間Ｔｔｈ１よりも長い所定の第２保留時間Ｔｔｈ２と比較する（Ｆ１９）。そして、第２カウントＴｘ２（つまり入力電圧Ｖｉが第４閾値Ｖｔｈ４を下回っている状態の継続時間）が第２保留時間Ｔｔｈ２に達していた場合（Ｆ１９でＹ）、制御回路３は、スイッチング素子ＳＷ１の駆動を停止させる（Ｆ１４）。また、第２カウントＴｘ２が第２保留時間Ｔｔｈ２に達していなかった場合（Ｆ１９でＮ）、次のステップＦ１６に進む。一方、入力電圧Ｖｉが第４閾値Ｖｔｈ４以上であった場合（Ｆ１７でＹ）、制御回路３は、第２カウントＴｘ２をリセットして（Ｆ２０）、ステップＦ１９を経て次のステップＦ１６に進む。上記のステップＦ１７〜Ｆ２０のような動作を追加すれば、入力電圧Ｖｉが低下後に復帰したときの出力電流Ｉｏの過剰な上昇がさらに発生しにくくなる。

なお、第１閾値Ｖｔｈ１を用いた判定Ｆ１１と、第２閾値Ｖｔｈ２を用いた判定Ｆ０８と、第４閾値Ｖｔｈ４を用いた判定Ｆ１７との順番は、図９のような順番に限られない。例えば、第２閾値Ｖｔｈ２を用いた判定Ｆ０８及び判定結果に応じた出力減少動作Ｆ０９が、第１閾値Ｖｔｈ１を用いた判定Ｆ１１の後に行われてもよい。または、上記各種の判定Ｆ１１，Ｆ０８，Ｆ１７が行われるタイミングが、タイマー割り込みによって決定されてもよい。

また、オフ時間が下限オフ時間に達するまではスイッチング素子ＳＷ１のオンが禁止されてもよい。具体的には例えば、図１０に示すように、フリップフロップ回路ＦＦのＳ端子と第１論理和回路ＯＲ１との間に論理積回路ＡＮＤが設けられる。論理積回路ＡＮＤの一方の入力端子には第１論理和回路ＯＲ１の出力端子が接続され、論理積回路ＡＮＤの他方の入力端子にはオフ時間計測部３６が接続される。オフ時間計測部３６は、論理積回路ＡＮＤへの入力を、スイッチング素子ＳＷ１がオフされてから下限オフ時間が経過するまでの期間にはＬレベルとし、その他の期間にはＨレベルとする。この場合において、オフ時間計測部３６は、出力減少動作中には、通常（つまり、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖｔｈ２以上である期間）よりも上記の下限オフ時間を長くしてもよい。

上記各種の電源装置１は、例えば図１１に示すような前照灯装置６に用いることができる。図１１の前照灯装置６は、電源装置１と、光源４と、光源４を構成する各発光ダイオード４１を収納し且つ電源装置１を保持したハウジング６０と備える。各発光ダイオード４１は、それぞれ、ハウジング６０内において、１個ずつの基板６１に固定されている。各基板６１には、それぞれ、発光ダイオード４１の光を共通の方向（図１１での右方向）に配光するレンズ６２が固定されている。また、一部（図１１での下側２個）の発光ダイオード４１は光軸をレンズ６２の光軸に一致させる配置及び向きで実装され、その他（図１１での上側３個）の発光ダイオード４１は、光軸をレンズ６２の光軸に交差させる向きで実装されている。発光ダイオード４１が光軸をレンズ６２の光軸に交差させる向きで実装された各基板６１には、それぞれ、発光ダイオード４１の光をレンズ６２に向けて反射する反射板６３が固定されている。また、ハウジング６０において、各発光ダイオード４１の光がそれぞれ出射される側（図１１での右側）の壁は、透光性を有する材料（例えばポリカーボネート）で構成されている。また、電源装置１は、一対の電線６４を介して直流電源５１やスイッチ５２に電気的に接続される。上記のような前照灯装置６は周知技術で実現可能であるので、詳細な説明は省略する。なお、電源装置１を構成する各回路部品は、ハウジング６０に収納されてもよいし、一部または全部が上記のハウジング６０とは別途のケースに収納されてもよい。

上記のような前照灯装置６は、例えば図１２に示すように前照灯装置６が搭載される車体５０を備える車両５に用いることができる。図１２の車両５では、１個のスイッチ５２により、２個の前照灯装置６への給電が一括してオンオフされる。

なお、光源４としては、発光ダイオード４１に代えて、例えば有機ＥＬなどの他の周知の電気的な光源を用いてもよい。

１ 電源装置
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 制御回路
４ 光源
５ 車両
６ 前照灯装置
５０ 車体
５１ 直流電源
Ｃ１ コンデンサ
ＳＷ１ スイッチング素子
Ｔ トランス（インダクタ）
ＶＤ１ 入力電圧検出回路

Claims (8)

1. 外部の直流電源からの入力電力を変換した直流電力を出力するように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路と、
   前記直流電源から前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を検出するように構成された入力電圧検出回路とを備え、
   前記制御回路は、前記入力電圧検出回路によって検出された入力電圧を、前記直流電源の定格電圧よりも低い所定の第１閾値及び前記第１閾値よりも低い所定の第２閾値と比較し、前記入力電圧が前記第１閾値を下回っている状態の継続時間が所定の保留時間に達したときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を停止させ、前記入力電圧が前記第２閾値を下回ったときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を減少させることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を停止させている状態では、前記入力電圧検出回路によって検出された入力電圧を、前記直流電源の定格電圧よりも低く且つ前記第１閾値よりも高い所定の第３閾値と比較し、前記入力電圧が前記第３閾値を下回った状態では前記ＤＣ−ＤＣコンバータを始動させないことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御回路によってオンオフ駆動されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオンされているオン期間に前記直流電源からの給電によりエネルギーが蓄積されるインダクタと、前記スイッチング素子がオフされている期間に前記インダクタからの回生電流により充電されるコンデンサとを有し、
   前記入力電圧が前記第２閾値を下回ったときに、前記制御回路は、前記オン期間の長さの上限値を低下させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
4. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御回路によってオンオフ駆動されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオンされているオン期間に前記直流電源からの給電によりエネルギーが蓄積されるインダクタと、前記スイッチング素子がオフされている期間に前記インダクタからの回生電流により充電されるコンデンサとを有し、
   前記制御回路は、前記入力電圧が前記第２閾値を下回っている状態では、前記入力電圧が前記第２閾値以上である状態よりも、前記回生電流が停止してから前記スイッチング素子をオンさせるまでの遅延時間を長くすることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
5. 前記制御回路は、前記入力電圧が前記第２閾値を下回ったときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を０にすることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
6. 前記制御回路は、前記入力電圧検出回路によって検出された入力電圧を、前記直流電源の定格電圧よりも低く且つ前記第１閾値よりも高い所定の第４閾値と比較し、前記入力電圧が前記第４閾値を下回っている状態の継続時間が前記保留時間よりも長い所定の第２保留時間に達したときに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を停止させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置と、
   前記電源装置の出力電力によって点灯される光源とを備えることを特徴とする前照灯装置。
8. 請求項７記載の前照灯装置と、前記前照灯装置を搭載した車体とを備えることを特徴とする車両。

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