WO2016133118A1 - 駆動回路 - Google Patents

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WO2016133118A1
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voltage
light emitting
switch
power storage
storage unit
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PCT/JP2016/054574
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Inventor
洋治 椋田
Original Assignee
株式会社ステラージアＬｅｄ
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
    • H05B47/10—Controlling the light source
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L33/00—Semiconductor devices having potential barriers specially adapted for light emission; Processes or apparatus specially adapted for the manufacture or treatment thereof or of parts thereof; Details thereof

Definitions

  • the present invention relates to a driving circuit for driving a light emitting unit having a plurality of light emitting elements connected in series.
  • LEDs Light Emitting Diodes
  • LEDs are becoming more and more popular as lighting equipment with a low environmental load because they consume less power and have a longer life than conventional incandescent and fluorescent lamps.
  • the LED is generally driven using a DC power supply, and most LED lighting devices incorporate a power supply circuit for converting AC input into DC (see, for example, Patent Document 1).
  • the pulsating current obtained by full-wave rectification of alternating current periodically drops to 0 V, and therefore a period during which the voltage is required to drive the LED occurs. Therefore, when the pulsating voltage is used as it is for driving the LED, a period in which the LED is not lit appears periodically, and a phenomenon called flicker occurs. In order to prevent flicker, it is effective to provide a smoothing capacitor at the output of the full-wave rectifier. However, when a smoothing capacitor is used, a large inrush current is generated when the power is turned on, and the power factor decreases as the capacitor is charged.
  • the present invention has been made in view of these problems, and the object of the present invention is to prevent flicker while suppressing generation of a large inrush current and a decrease in power factor in a driving method of a light emitting element using a pulsating voltage.
  • An object of the present invention is to provide a drive circuit that can be used.
  • a driving circuit is a driving circuit that drives a light emitting unit having a plurality of light emitting elements connected in series, rectifies an AC input, and one end of the light emitting unit is A rectifier that generates a pulsating voltage between the first output and the second output connected, and a light emitting unit connected between the light emitting unit and the second output.
  • a constant current circuit that supplies a constant current and drives a plurality of light emitting elements stepwise according to a pulsating voltage; and a power storage unit that is connected between a first output and a second output via a switch, A voltage adjusting circuit that turns off the switch when the pulsating voltage exceeds the first set voltage, and turns on the switch when the pulsating voltage falls below the second set voltage.
  • the power storage unit is shut off in a high voltage period after the pulsating current voltage exceeds the first set voltage, and the power storage unit is operated in the low voltage period after the pulsating voltage falls below the second set voltage. Connected.
  • the inrush current can be reduced and the power factor can be improved as compared with the case where a capacitor is always connected to the output of the rectifier.
  • the power storage unit in a low voltage period, even when the pulsating voltage is lower than the voltage required for driving the light emitting element, the power necessary for the light emitting element is supplied from the power storage unit to the light emitting element. Flicker can be suppressed by maintaining the lighting of.
  • the first set voltage may be equal to or higher than the second set voltage.
  • the second set voltage may be the output voltage of the power storage unit when the switch is in the off state.
  • the voltage adjustment circuit has a charge path for charging the power storage unit and a discharge path for discharging the power storage unit, and the charge path and the discharge path are provided with rectifying elements having opposite polarities, respectively.
  • the switch may include a first switch provided in the charging path and a second switch provided in the discharging path.
  • the voltage adjustment circuit may turn on the first switch when the second switch is on and the pulsating voltage exceeds the output voltage of the power storage unit.
  • the first set voltage may be higher than the voltage required to drive the light emitting elements included in the minimum light emitting element stage of the light emitting unit.
  • the first set voltage may be lower than a voltage required to drive the light emitting elements included in the minimum light emitting element stage of the light emitting unit and the next light emitting element stage of the minimum light emitting element stage.
  • the power storage unit may include a capacitor whose breakdown voltage is lower than the maximum value of the pulsating voltage.
  • the drive circuit of the present invention it is possible to prevent the occurrence of a flicker phenomenon in the light emitting unit while suppressing the generation of a large inrush current and the reduction of the power factor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit 50 according to the embodiment.
  • the drive circuit 50 is a circuit for driving the light emitting unit 30 with the AC power supply 70 as an input.
  • the light emitting unit 30 includes N subunits 32_1, 32_2,..., 32_N (hereinafter also collectively referred to as subunits 32) connected in series.
  • Each of the plurality of subunits 32 includes one or more light emitting elements. Therefore, the light emitting unit 30 has a plurality of light emitting elements connected in series.
  • the light emitting element included in the light emitting unit 30 is an LED, for example, a white LED suitable for illumination use.
  • the subunit 32 may include two or more light emitting elements connected in series.
  • Each of the plurality of subunits 32 may include the same number of light emitting elements connected in series, or may include a different number of light emitting elements.
  • the first subunit 32_1 includes two light emitting elements connected in series
  • the second subunit 32_2 to the Nth subunit 32_N include three light emitting elements connected in series.
  • the subunit 32 may include two or more light emitting elements connected in parallel, or is configured by connecting a plurality of light emitting element arrays composed of two or more light emitting elements connected in series in parallel. May be.
  • the plurality of subunits 32 may include the same number of light emitting element arrays connected in parallel, or may include different numbers of light emitting element arrays.
  • the light emitting unit 30 has a common input 34 and N connection points 36_1, 36_2,..., 36_N (hereinafter also collectively referred to as connection points 36) corresponding to the N subunits 32.
  • the common input 34 is connected to the first output 41 of the rectifier 40, and the N connection points 36 are connected to the N transistors 12_1, 12_2,... 12_N of the constant current circuit 10, respectively.
  • the drive circuit 50 includes a constant current circuit 10, a voltage adjustment circuit 20, and a rectifier 40.
  • the rectifier 40 rectifies the AC input supplied from the AC power supply 70 and generates a pulsating voltage VOUT between the first output 41 and the second output 42. As shown in the figure, the rectifier 40 is configured by a diode bridge.
  • the constant current circuit 10 is connected between the light emitting unit 30 and the second output 42 of the rectifier 40.
  • the constant current circuit 10 is configured to supply a constant current to each of the N connection points 36 of the light emitting unit 30 in order.
  • the constant current circuit 10 drives the plurality of subunits 32 step by step by sequentially switching the connection point 36 that supplies a constant current according to the pulsating voltage VOUT from the rectifier 40.
  • the constant current circuit 10 supplies a constant current to the first connection point 36_1.
  • the constant current circuit 10 supplies a constant current to the second connection point 36_2.
  • the constant current circuit 10 supplies the constant current to the Nth connection point 36_N. Supply.
  • the constant current circuit 10 switches the connection point 36 that supplies the constant current according to the decreasing voltage value.
  • the current I LED supplied to the light emitting unit 30 is set stepwise according to the number of the subunits 32 to be driven. More specifically, the driving current I LED is set to increase stepwise as the number of the subunits 32 to be driven increases or the number of the light emitting elements to be driven increases (see FIG. 2 described later). see c)).
  • the constant current circuit 10 includes N transistors 12_1, 12_2,... 12_N (hereinafter also collectively referred to as transistors 12) corresponding to the N connection points 36 of the light emitting unit 30, and N transistors 12 And a drive control unit 14 for controlling the operation.
  • the transistor 12 is a field effect transistor (FET) as shown.
  • FET field effect transistor
  • the drain terminals of the N transistors 12 are respectively connected to connection points 36 of different light emitting element stages of the light emitting unit 30.
  • the source terminal of the transistor 12 is connected to the drive control unit 14.
  • a control signal from the drive control unit 14 is input to the gate terminal of the transistor 12.
  • a bipolar transistor may be used as the transistor 12 instead of the FET.
  • Drive control unit 14 the current I 1, I 2 flowing through the transistor 12, ..., and detects the I N, and outputs a control signal to the gate terminal of each transistor 12 so that a desired constant current in the transistor 12 flows .
  • the drive control unit 14 is connected to each source terminal of the transistor 12, and at least part of the currents I 1 , I 2 ,..., I N flowing through the transistor 12 is output to the second output via the drive control unit 14. 42 to flow.
  • the drive control unit 14 may use a known technique, and its configuration is not limited.
  • the drive control unit 14 may be a control circuit composed of circuit elements such as resistors, transistors, and operational amplifiers, and may include a microcomputer that generates a control signal by processing based on a predetermined program.
  • the voltage adjustment circuit 20 adjusts the pulsating voltage VOUT from the rectifier 40 so that the voltage supplied to the light emitting unit 30 does not fall below a predetermined threshold voltage.
  • This threshold voltage is, for example, a total value of a voltage necessary for driving the first subunit 32_1 of the light emitting unit 30 and a voltage necessary for driving the first transistor 12_1. Therefore, the voltage adjustment circuit 20 adjusts the pulsating voltage VOUT so that at least the driving of the first subunit 32_1 is maintained. Thereby, the voltage adjustment circuit 20 prevents a flicker phenomenon from occurring due to a period in which the light emitting unit 30 is not lit.
  • the voltage adjustment circuit 20 includes a power storage unit 22, a charge / discharge control unit 24, and a switch 26.
  • the power storage unit 22 and the switch 26 are provided on the charge / discharge path 25 between the first output 41 and the second output 42 of the rectifier 40. Accordingly, the power storage unit 22 is connected between the first output 41 and the second output 42 via the switch 26.
  • the power storage unit 22 is an element that can be charged and discharged, and is, for example, a capacitor.
  • the charge / discharge control unit 24 measures the pulsating voltage VOUT and generates a signal S for controlling the opening / closing of the switch 26 according to the measured value.
  • the charge / discharge control unit 24 switches the switch 26 from the on state to the off state when the pulsating voltage VOUT exceeds the first set voltage V 1 . Further, the charge and discharge control unit 24, to switch to the OFF state the switch 26 from ON state when the pulsating voltage V OUT is below a second set voltage V 2.
  • the pulsating voltage V OUT is relatively high period (mainly first set voltages V 1 or more) the switch 26 in the off state, a relatively high voltage is not applied to the power storage unit 22 Like that.
  • the charge-discharge control section 24, the pulsating voltage V OUT is relatively low period (mainly, the second set voltage V 2 below) the switch 26 in the ON state, the power storage under a relatively low voltage section 22 The battery is charged and discharged from the power storage unit 22.
  • the charge / discharge control unit 24 may use a known technique, and its configuration is not limited.
  • the charge / discharge control unit 24 may be a control circuit including circuit elements such as resistors, transistors, and operational amplifiers, or may include a microcomputer that generates a control signal by processing based on a predetermined program.
  • FIG. 2 is a graph showing the voltage and current waveforms of the drive circuit 50.
  • 2 (a) is a full-wave rectified waveform V P of the rectifier 40, shows the output voltage V C of power storage unit 22, FIG. 2 (b), pulsating waveform voltage has been adjusted by the voltage adjustment circuit 20 V OUT Indicates.
  • FIG. 2C shows a current I C flowing through the power storage unit 22 and a current I LED flowing through the light emitting unit 30.
  • the voltage V T illustrated corresponds to the threshold voltage of the above, the voltage necessary for driving the first sub-unit 32_1 emitting unit 30, the total value of the voltage necessary for driving the first transistor 12_1, Or it corresponds to a voltage higher than that.
  • the full-wave rectified waveform V P has a wave-shaped folded back AC waveform at the centerline periodically voltage becomes 0V.
  • the current I LED flowing into the light emitting unit 30 is stepwise current value I 1 in response to a change in the full-wave rectified waveform V P, I 2, ⁇ , I N.
  • the constant current circuit 10 supplies a constant current in order to a different connection point 36.
  • the voltage adjustment circuit 20 controls the opening and closing of the switch 26 according to the pulsating voltage V OUT (full-wave rectified waveform V P ).
  • the pulsating voltage VOUT output from the rectifier 40 is adjusted to the voltage waveform shown in FIG.
  • the voltage adjustment circuit 20 adjusts so that the voltage supplied to the light emitting unit 30 is equal to or higher than the threshold voltage (V T ). Thereby, it is possible to prevent the occurrence of flicker due to a period in which the light emitting unit 30 is not turned on.
  • the voltage adjustment circuit 20 performs control so that the power storage unit 22 is charged during a period in which the pulsating voltage V OUT is equal to or lower than the first set voltage (V S ).
  • V S the first set voltage
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the drive circuit 100 according to the comparative example.
  • the drive circuit 100 is different from the drive circuit 50 according to the above-described embodiment in that a smoothing capacitor 80 is provided instead of the voltage adjustment circuit 20.
  • the smoothing capacitor 80 is always connected to the output of the rectifier 40.
  • FIG. 4 is a graph showing voltage and current waveforms of the drive circuit 100 according to the comparative example.
  • 4 (a) shows the waveform of the pulsating voltage V OUT
  • FIG. 4 (b) shows a waveform of the charging current I C flowing through the smoothing capacitor 80 schematically.
  • the smoothing capacitor 80 is charged until the peak value V max of the pulsating voltage VOUT is reached.
  • the smoothing capacitor 80 has to have a pressure capable of coping with peak values V max of pulsating voltage V OUT.
  • V max of pulsating voltage V OUT peak values
  • an electrolytic capacitor with a high breakdown voltage of about 200V.
  • Such an electrolytic capacitor generally has a short lifetime as compared with a circuit element constituting an LED or a drive circuit thereof, and thus can be a bottleneck that determines the lifetime of the LED lighting device.
  • a capacitor having a relatively long life such as a solid electrolytic capacitor, can be used, an increase in the shape of the capacitor leads to an increase in size of the drive circuit and an increase in cost.
  • charging of the power storage unit 22 is controlled such that the first set voltages V 1 hereinafter become period. Therefore, compared with the case where the power storage unit 22 is charged to the peak value V max of the pulsating voltage V OUT , the pulsed or triangular current I C for charging the power storage unit 22 can be reduced. Thereby, while reducing the inrush current at the time of power activation, the fall of the power factor resulting from a charging current can be suppressed.
  • the voltage applied to power storage unit 22 is limited to the first set voltage V 1 or less, and therefore a capacitor with a low withstand voltage can be used as power storage unit 22.
  • a capacitor with a low withstand voltage can be used as power storage unit 22.
  • the first set voltage V 1 to about 10 V to 20 V
  • a multilayer ceramic capacitor having a relatively high capacity about several ⁇ F to several tens ⁇ F
  • the value of the first set voltage V 1 and the storage capacity of the power storage unit 22 are desirably set as appropriate according to the configuration of the subunit 32 of the light emitting unit 30 and the value of the constant current flowing through the subunit 32. These values need to be set so that at least the driving of the first subunit 32_1 that is the minimum light emitting element stage of the light emitting unit 30 can be maintained.
  • the first set value of the voltages V 1 may be lower than the voltage necessary for driving the second sub-unit 32_2 corresponding to the next light emitting element stages of the minimum of the light emitting element number of the light emitting unit 30. This is because in order to prevent the flicker phenomenon, it is only necessary to maintain driving of a minimum number of light emitting elements.
  • a capacitor having a lower withstand voltage can be used as the power storage unit 22.
  • capacitance of the electrical storage part 22 can be made small by designing so that only the electric current required for the drive of the 1st subunit 32_1 may be supplied from the electrical storage part 22.
  • the second set voltage V 2 may be the same as the first set voltage V 1 (for example, the common set voltage V S ), or may be set to a value lower than the first set voltage V 1 .
  • a voltage higher than the second set voltage V 2 that is the discharge start condition is set as the first set voltage V 1 that is the discharge stop condition in order to charge the power storage unit 22 with a necessary and sufficient charge. It may be desirable to do so.
  • the V 1> V 2 may be set a second set voltage V 2.
  • the switch 26 may set the output voltage V C of power storage unit 22 when it is turned off.
  • the charge / discharge control unit 24 may measure the output voltage V C of the power storage unit 22 and turn on the switch 26 when the pulsating voltage V OUT ⁇ the output voltage V C.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a drive circuit 50 according to a modification.
  • the present modification is different from the drive circuit 50 according to the above-described embodiment in that a charging path 25a and a discharging path 25b are separately provided instead of the common charging / discharging path 25.
  • a charging path 25a and a discharging path 25b are separately provided instead of the common charging / discharging path 25.
  • the voltage adjustment circuit 20 includes a power storage unit 22, a charge / discharge control unit 24, a first switch 26a, a second switch 26b, a first rectifying element 28a, and a second rectifying element 28b.
  • the first switch 26a and the first rectifying element 28a are provided on the charging path 25a, and the second switch 26b and the second rectifying element 28b are provided on the discharging path 25b.
  • the power storage unit 22 is provided between the first output 41 and the second output 42 via a charging path 25a and a discharging path 25b connected in parallel to each other.
  • the first rectifying element 28a and the second rectifying element 28b are circuit elements having a backflow prevention function, for example, diodes.
  • the first rectifying element 28 a is provided so that a charging current from the first output 41 toward the power storage unit 22 can pass therethrough.
  • the second rectifying element 28b is provided such that a discharge current from the power storage unit 22 toward the first output 41 can pass therethrough. Therefore, the first rectifying element 28 a and the second rectifying element 28 b are provided between the first output 41 and the power storage unit 22 so that the polarities are opposite to each other.
  • Discharge control unit 24 in accordance with the output voltage V C of the pulsating voltage V OUT and the power storage unit 22, controls the opening and closing of the first switch 26a and second switch 26b.
  • the charge / discharge control unit 24 generates a first signal Sa for operating the first switch 26a and a second signal Sb for operating the second switch 26b.
  • the charge / discharge control unit 24 turns on the first switch 26 a when charging the power storage unit 22, and turns on the second switch 26 b when discharging from the power storage unit 22.
  • Discharge control unit 24 when the second switch 26b is an on state pulsating voltage V OUT exceeds the output voltage V C of the power storage unit 22, the first switch 26a in the ON state. Thereby, the charging of the power storage unit 22 can be started immediately after the discharge from the power storage unit 22 is stopped.
  • the charging path 25a and the discharging path 25b are separate, even if the second switch 26b of the discharging path 25b is in the on state, the first switch 26a of the charging path 25a must be in the on state. Charging will not start.
  • the timing at which charging can be started is determined based on the pulsating voltage VOUT , and the first switch 26a is turned on at that timing. Thereby, charging can be started after the discharge of the power storage unit 22 is stopped, and sufficient charge is stored in the power storage unit 22.
  • the first rectifying element 28a and the second rectifying element 28b has a predetermined forward voltage drop V F is the first switch 26a and second switch 26b in consideration of its forward voltage V F
  • the operating conditions may be defined.
  • the first set voltages V 1 to stop the charging, the forward voltage V F to the output voltage V C at the charge stop power storage unit 22 voltage may be set by adding.
  • the second set voltage V 2 for starting the discharge the voltage may be set from the output voltage V C of power storage unit 22 by subtracting the forward voltage V F.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an operation flow of the voltage adjustment circuit 20 according to the modification.
  • Voltage adjusting circuit 20 a storage unit 22 after power on and initial charging (S10), the pulsating voltage V OUT if exceeds the first set voltage V 1 (S12 of Y), the first switch 26a in the off state Charging is terminated (S14). If the pulsating voltage V OUT is lower than the second set voltage V 2 (Y in S16), the second switch 26b is turned on to start discharging (S18).
  • the same effect as the above-mentioned embodiment can be produced.
  • the charge path 25a and the discharge path 25b are provided separately, it is possible to prevent charging / discharging at a timing different from the timing intended at the time of design. For example, when the pulsating voltage VOUT is temporarily changed due to the AC power supply 70, the power storage unit 22 is charged during a period for discharging or discharged from the power storage unit 22 during a period for charging. Can be prevented. Thereby, it is possible to prevent the pulsating voltage VOUT from becoming unstable due to switching of the charge / discharge state of the power storage unit 22 due to temporary voltage fluctuation.
  • the drive control unit 14 of the constant current circuit 10 and the charge / discharge control unit 24 of the voltage adjustment circuit 20 are configured separately has been described.
  • the drive control unit 14 and the charge / discharge control unit 24 may be integrated.
  • the charge / discharge control unit 24 may control the above-described switch 26, the first switch 26a, and the second switch 26b in accordance with the operation of the constant current circuit 10. For example, when the constant current circuit 10 starts supplying current to the first subunit 32_1, the charge / discharge control unit 24 may turn on the switch 26 or the second switch 26b to start discharging. Further, when the constant current circuit 10 starts to supply current to the second subunit 32_2, the charge / discharge control unit 24 may stop the discharge by turning off the switch 26 or the first switch 26a.
  • the drive circuit of the present invention it is possible to prevent the occurrence of a flicker phenomenon in the light emitting unit while suppressing the generation of a large inrush current and the reduction of the power factor.

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Abstract

　駆動回路５０は、直列接続された複数の発光素子を有する発光ユニット３０を駆動する。駆動回路５０は、交流入力を整流し、第１出力４１と第２出力４１との間に脈流電圧ＶＯＵＴを生じさせる整流器４０と、発光ユニット３０の異なる発光素子段の接続点３６＿１、３６＿２、・・・、３６＿Ｎのそれぞれに順に定電流を供給し、脈流電圧ＶＯＵＴに応じて複数の発光素子を段階的に駆動する定電流回路１０と、第１出力４１と第２出力４１との間にスイッチ２６を介して接続される蓄電部２２を有し、脈流電圧ＶＯＵＴが第１設定電圧を上回るときスイッチ２６をオフ状態にし、脈流電圧ＶＯＵＴが第２設定電圧を下回るときスイッチ２６をオン状態にする電圧調整回路２０と、を備える。

Description

駆動回路
　本発明は、直列接続された複数の発光素子を有する発光ユニットを駆動するための駆動回路に関する。
　近年、発光素子にＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いた照明機器が注目されている。ＬＥＤは、従来の白熱灯や蛍光灯と比べて消費電力が少なく長寿命であることから、環境負荷の低い照明機器として普及しつつある。ＬＥＤは、直流電源を用いて駆動させることが一般的とされており、大多数のＬＥＤ照明装置では、交流入力を直流に変換するための電源回路が組み込まれる（例えば、特許文献１参照）。
　その一方で、交流入力を全波整流して得られる脈流電圧によりＬＥＤを駆動する方法が提案されている。例えば、複数のトランジスタの出力側の一端をそれぞれ、ＬＥＤユニットにおける異なるＬＥＤ段数の接続ポイントに接続することにより、交流入力の電圧に応じて複数のトランジスタが選択的にＬＥＤユニットを駆動するＬＥＤ駆動回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００９－１３４９４５号公報 特開２０１４－１３５２５２号公報
　交流を全波整流して得られる脈流は、周期的に電圧が０Ｖまで低下することから、ＬＥＤの駆動に必要な電圧を下回る期間が生じる。そのため、脈流電圧をそのままＬＥＤの駆動に用いると、ＬＥＤが点灯されない期間が周期的に現れ、フリッカと呼ばれる現象が発生する。フリッカの防止には、全波整流器の出力に平滑コンデンサを設けることが有効である。しかしながら、平滑コンデンサを用いると、電源投入時に大きな突入電流が発生し、また、コンデンサへの充電に伴って力率が低下する。
　本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、脈流電圧を用いる発光素子の駆動方式において、大きな突入電流の発生や力率の低下を抑制しつつ、フリッカを防ぐことのできる駆動回路を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明のある態様の駆動回路は、直列接続された複数の発光素子を有する発光ユニットを駆動する駆動回路であって、交流入力を整流し、発光ユニットの一端が接続される第１出力と、第２出力との間に脈流電圧を生じさせる整流器と、発光ユニットと第２出力の間に接続され、発光ユニットの異なる発光素子段の接続点のそれぞれに順に定電流を供給し、脈流電圧に応じて複数の発光素子を段階的に駆動する定電流回路と、第１出力と第２出力の間にスイッチを介して接続される蓄電部を有し、脈流電圧が第１設定電圧を上回るときスイッチをオフ状態にし、脈流電圧が第２設定電圧を下回るときスイッチをオン状態にする電圧調整回路と、を備える。
　この態様によると、脈流電圧が第１設定電圧を上回った後の電圧の高い期間において蓄電部が遮断され、脈流電圧が第２設定電圧を下回った後の電圧の低い期間において蓄電部が接続される。電圧の高い期間において蓄電部を遮断することで、整流器の出力にコンデンサを常時接続させる場合と比べて、突入電流を小さくでき、力率を改善できる。また、電圧の低い期間において蓄電部を接続することで、脈流電圧が発光素子の駆動に必要な電圧を下回るときであっても、蓄電部から発光素子に必要な電力を供給して発光素子の点灯を維持することで、フリッカを抑制できる。
　第１設定電圧は、第２設定電圧以上であってもよい。
　第２設定電圧は、スイッチがオフ状態であるときの蓄電部の出力電圧であってもよい。
　電圧調整回路は、蓄電部を充電するための充電経路と、蓄電部を放電させるための放電経路とを別に有し、充電経路および放電経路には互いに極性が反対となる整流素子がそれぞれ設けられており、スイッチは、充電経路に設けられる第１スイッチと、放電経路に設けられる第２スイッチとを含んでもよい。
　電圧調整回路は、第２スイッチがオン状態であって脈流電圧が蓄電部の出力電圧を上回るとき、第１スイッチをオン状態にしてもよい。
　第１設定電圧は、発光ユニットの最小の発光素子段に含まれる発光素子を駆動させるのに必要な電圧より高くてもよい。
　第１設定電圧は、発光ユニットの最小の発光素子段および最小の発光素子段の次の発光素子段に含まれる発光素子を駆動させるのに必要な電圧より低くくてもよい。
　蓄電部は、脈流電圧の最大値より耐圧の低いコンデンサを含んでもよい。
　本発明の駆動回路によれば、大きな突入電流の発生や力率の低下を抑制しつつ、発光ユニットにおけるフリッカ現象の発生を防ぐことができる。
実施の形態に係る駆動回路の構成を示す回路図である。 駆動回路の電圧および電流の波形を示すグラフである。 比較例に係る駆動回路の構成を示す回路図である。 比較例に係る駆動回路の電圧および電流の波形を示すグラフである。 変形例に係る駆動回路の構成を示す回路図である。 変形例に係る電圧調整回路の動作の流れを示すフローチャートである。
　以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。なお、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
　図１は、実施の形態に係る駆動回路５０の構成を示す回路図である。駆動回路５０は、交流電源７０を入力として発光ユニット３０を駆動するための回路である。
　発光ユニット３０は、直列接続されるＮ個のサブユニット３２＿１、３２＿２、・・・、３２＿Ｎ（以下、総称してサブユニット３２ともいう）で構成される。複数のサブユニット３２には、それぞれ一以上の発光素子が含まれる。したがって、発光ユニット３０は、直列接続された複数の発光素子を有する。発光ユニット３０に含まれる発光素子は、ＬＥＤであり、例えば、照明用途等に適した白色ＬＥＤである。
　なお、サブユニット３２は、直列に接続される二以上の発光素子を含んでもよい。複数のサブユニット３２は、それぞれ同数の直列接続された発光素子を含んでもよいし、異なる数の発光素子を含んでもよい。例えば、第１サブユニット３２＿１は、直列接続される二個の発光素子を含み、第２サブユニット３２＿２から第Ｎサブユニット３２＿Ｎは、それぞれ直列接続される三個の発光素子を含む。
　なお、サブユニット３２は、並列に接続される二以上の発光素子を含んでもよいし、直列接続される二以上の発光素子で構成される発光素子列を並列に複数本接続したもので構成されてもよい。また、複数のサブユニット３２は、並列接続される発光素子列をそれぞれ同数含んでもよいし、それぞれ異なる本数の発光素子列を含んでもよい。
　発光ユニット３０は、共通入力３４と、Ｎ個のサブユニット３２に対応したＮ個の接続点３６＿１、３６＿２、・・・、３６＿Ｎ（以下、総称して接続点３６ともいう）と、を有する。共通入力３４は、整流器４０の第１出力４１に接続され、Ｎ個の接続点３６は、定電流回路１０のＮ個のトランジスタ１２＿１、１２＿２、・・・１２＿Ｎのそれぞれに接続される。
　駆動回路５０は、定電流回路１０と、電圧調整回路２０と、整流器４０と、を備える。
　整流器４０は、交流電源７０から供給される交流入力を整流し、第１出力４１と第２出力４２の間に脈流電圧ＶＯＵＴを発生させる。整流器４０は、図示されるように、ダイオードブリッジにより構成される。
　定電流回路１０は、発光ユニット３０と、整流器４０の第２出力４２との間に接続される。定電流回路１０は、発光ユニット３０のＮ個の接続点３６のそれぞれに順に定電流を供給するように構成される。定電流回路１０は、整流器４０からの脈流電圧ＶＯＵＴに応じて定電流を供給する接続点３６を順番に切り替えることで、複数のサブユニット３２を段階的に駆動する。
　例えば、脈流電圧ＶＯＵＴが第１サブユニット３２＿１のみ駆動可能な電圧値である場合、定電流回路１０は、第１接続点３６＿１に定電流を供給する。その後、脈流電圧ＶＯＵＴが第１サブユニット３２＿１と第２サブユニット３２＿２の双方を駆動可能な電圧値に上昇した場合、定電流回路１０は、第２接続点３６＿２に定電流を供給する。さらに、脈流電圧ＶＯＵＴが尖頭値に近づいて、Ｎ個のサブユニット３２＿１～３２＿Ｎの全てを駆動可能な電圧値となった場合、定電流回路１０は、第Ｎ接続点３６＿Ｎに定電流を供給する。一方、脈流電圧ＶＯＵＴが尖頭値から低下していくとき、定電流回路１０は、低下する電圧値に応じて定電流を供給する接続点３６を切り替えていく。
　このとき、発光ユニット３０に供給される電流ＩＬＥＤは、駆動するサブユニット３２の数に応じて段階的に設定される。より具体的には、駆動するサブユニット３２の数が増えるにつれて、または、駆動する発光素子の数が増えるにつれて、駆動電流ＩＬＥＤが段階的に大きくなるように設定される（後述する図２（ｃ）を参照）。
　定電流回路１０は、発光ユニット３０のＮ個の接続点３６に対応したＮ個のトランジスタ１２＿１、１２＿２、・・・１２＿Ｎ（以下、総称してトランジスタ１２ともいう）と、Ｎ個のトランジスタ１２の動作を制御する駆動制御部１４とを有する。
　トランジスタ１２は、図示されるように、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。Ｎ個のトランジスタ１２のドレイン端子は、発光ユニット３０の異なる発光素子段の接続点３６にそれぞれ接続される。トランジスタ１２のソース端子は、駆動制御部１４に接続される。トランジスタ１２のゲート端子には、駆動制御部１４からの制御信号が入力される。なおトランジスタ１２として、ＦＥＴの代わりにバイポーラトランジスタを用いてもよい。
　駆動制御部１４は、トランジスタ１２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、・・・、ＩＮを検出し、トランジスタ１２に所望の定電流が流れるように各トランジスタ１２のゲート端子へ制御信号を出力する。駆動制御部１４は、トランジスタ１２の各ソース端子に接続されており、トランジスタ１２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２、・・・、ＩＮの少なくとも一部が駆動制御部１４を介して第２出力４２に流れるように構成される。駆動制御部１４は、公知技術を用いればよく、その構成は限定されない。駆動制御部１４は、抵抗、トランジスタ、オペアンプ等の回路素子で構成される制御回路であってもよいし、所定のプログラムに基づく処理により制御信号を生成するマイコン等を含んでもよい。
　電圧調整回路２０は、整流器４０からの脈流電圧ＶＯＵＴを調整して、発光ユニット３０に供給される電圧が所定の閾値電圧を下回らないようにする。この閾値電圧は、例えば、発光ユニット３０の第１サブユニット３２＿１の駆動に必要な電圧と、第１トランジスタ１２＿１の駆動に必要な電圧の合計値である。したがって、電圧調整回路２０は、少なくとも第１サブユニット３２＿１の駆動が維持されるように脈流電圧ＶＯＵＴを調整する。これにより、電圧調整回路２０は、発光ユニット３０の点灯しない期間が生じて、フリッカ現象が発生することを防ぐ。
　電圧調整回路２０は、蓄電部２２と、充放電制御部２４と、スイッチ２６とを有する。蓄電部２２とスイッチ２６は、整流器４０の第１出力４１と第２出力４２の間の充放電経路２５上に設けられる。したがって、蓄電部２２は、スイッチ２６を介して第１出力４１と第２出力４２の間に接続される。蓄電部２２は、充電および放電が可能な素子であり、例えば、コンデンサである。
　充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴを計測し、その計測値に応じてスイッチ２６の開閉を制御する信号Ｓを生成する。充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴが第１設定電圧Ｖ１を上回るときにスイッチ２６をオン状態からオフ状態へと切り替えさせる。また、充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴが第２設定電圧Ｖ２を下回るときにスイッチ２６をオン状態からオフ状態へと切り替えさせる。
　充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴが相対的に高い期間（主に、第１設定電圧Ｖ１以上）においてスイッチ２６をオフ状態にし、蓄電部２２に相対的に高い電圧が印加されないようにする。また、充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴが相対的に低い期間（主に、第２設定電圧Ｖ２以下）においてスイッチ２６をオン状態にし、相対的に低い電圧下で蓄電部２２への充電および蓄電部２２からの放電がされるようにする。
　充放電制御部２４は、公知技術を用いればよく、その構成は限定されない。充放電制御部２４は、抵抗、トランジスタ、オペアンプ等の回路素子で構成される制御回路であってもよいし、所定のプログラムに基づく処理により制御信号を生成するマイコン等を含んでもよい。
　次に、駆動回路５０の動作を説明する。
　図２は、駆動回路５０の電圧および電流の波形を示すグラフである。図２（ａ）は、整流器４０の全波整流波形ＶＰと、蓄電部２２の出力電圧ＶＣを示し、図２（ｂ）は、電圧調整回路２０により電圧調整された脈流波形ＶＯＵＴを示す。図２（ｃ）は、蓄電部２２に流れる電流ＩＣと、発光ユニット３０に流れる電流ＩＬＥＤを示す。
　本図では、説明を容易にするため、上述の第１設定電圧Ｖ１と第２設定電圧Ｖ２とが同じ設定電圧ＶＳとなる場合を示す。また、図示される電圧ＶＴは、上述の閾値電圧に対応し、発光ユニット３０の第１サブユニット３２＿１の駆動に必要な電圧と、第１トランジスタ１２＿１の駆動に必要な電圧との合計値、または、それ以上の電圧に相当する。
　図２（ａ）に示されるように、全波整流波形ＶＰは、交流波形を中心線で折り返した波形状を有し、周期的に電圧が０Ｖとなる。全波整流波形ＶＰは、時間ｔ＝０の０Ｖから上昇して尖頭値Ｖｍａｘに到達し、その後下降してｔ＝ｔ３において再び０Ｖとなり、その後、再び上昇する。また、図２（ｃ）に示されるように、発光ユニット３０に流れる電流ＩＬＥＤは、全波整流波形ＶＰの変化に応じて段階的な電流値Ｉ１、Ｉ２、・・・、ＩＮとなる。全波整流波形ＶＰに応じて、定電流回路１０が異なる接続点３６に順に定電流を供給するためである。
　上述したように、電圧調整回路２０は、脈流電圧ＶＯＵＴ（全波整流波形ＶＰ）に応じて、スイッチ２６の開閉を制御する。電圧調整回路２０は、全波整流波形ＶＰが第１設定電圧（ＶＳ）を上回るまでの間、スイッチ２６をオン状態とする（ｔ＝０～ｔ１）。電圧調整回路２０は、全波整流波形ＶＰが第１設定電圧（ＶＳ）を上回ってから第２設定電圧（ＶＳ）を下回るまでの間、スイッチ２６をオフ状態とする（ｔ＝ｔ１～ｔ２）。電圧調整回路２０は、その後、全波整流波形ＶＰが第２設定電圧（ＶＳ）を下回ってから第１設定電圧（ＶＳ）を上回るまでの間、スイッチ２６をオン状態とする（ｔ＝ｔ２～ｔ５）。
　蓄電部２２は、ｔ＝０～ｔ１の期間において充電され、その出力電圧ＶＣは、全波整流波形ＶＰに追従して上昇する。蓄電部２２は、ｔ＝ｔ１～ｔ２の期間において遮断され、その出力電圧ＶＣは、第１設定電圧（ＶＳ）のまま維持される。蓄電部２２は、ｔ＝ｔ２～ｔ５の期間において接続され、発光ユニット３０への放電または整流器４０からの充電をする。蓄電部２２は、ｔ＝ｔ２において放電を開始し、その出力電圧ＶＣは、放電に伴い下降していく。その後、全波整流波形ＶＰが蓄電部２２の出力電圧ＶＣを上回ると（ｔ＝ｔ４）、蓄電部２２は、放電を停止して充電を開始し、その出力電圧ＶＣは、充電に伴い上昇していく。その後、全波整流波形ＶＰが第１設定電圧を上回ると（ｔ＝ｔ５）、蓄電部２２は遮断され、充電が停止される。
　図２（ｃ）は、蓄電部２２に流れる充放電電流ＩＣを充電方向を正、放電方向を負として示す。電源投入後の初期充電期間（ｔ＝０～ｔ１）では蓄電部２２に電荷が蓄えられていないため、パルス状または三角波状の比較的大きな突入電流が蓄電部２２に流れる。その後、蓄電部２２はｔ＝ｔ１～ｔ２の期間において遮断されて電流ＩＣ＝０となる。蓄電部２２は、ｔ＝ｔ２において放電を開始し、蓄電部２２から発光ユニット３０へ向けて電流を供給する。その後、蓄電部２２は、放電を停止して充電を開始する。その結果、ｔ＝ｔ４～ｔ５の期間において蓄電部２２を充電するためのパルス状ないし三角波状の電流ＩＣが流れる。
　このように動作する電圧調整回路２０を設けることで、整流器４０から出力される脈流電圧ＶＯＵＴは、図２（ｂ）に示される電圧波形に調整される。図示されるように、脈流電圧ＶＯＵＴは、スイッチ２６がオフ状態となる期間（ｔ＝ｔ１～ｔ２）において全波整流波形ＶＰと同じ電圧を有する。一方、脈流電圧ＶＯＵＴは、スイッチ２６がオン状態となる期間（ｔ＝ｔ２～ｔ５）において、電圧が閾値電圧（ＶＴ）を下回らないように調整される。このようにして、電圧調整回路２０は、発光ユニット３０に供給される電圧が閾値電圧（ＶＴ）以上となるように調整する。これにより、発光ユニット３０が点灯しない期間が生じてフリッカが発生することを防ぐことができる。
　また、電圧調整回路２０は、脈流電圧ＶＯＵＴが第１設定電圧（ＶＳ）以下となる期間において蓄電部２２への充電がなされるように制御する。これにより、蓄電部２２を脈流電圧ＶＯＵＴの尖頭値Ｖｍａｘまで充電させる場合と比較して、蓄電部２２を充電するためのパルス状ないし三角波状の電流ＩＣを小さくすることができる。この点について、図３および図４に示す比較例を参照しながら説明する。
　図３は、比較例に係る駆動回路１００の構成を示す回路図である。駆動回路１００は、電圧調整回路２０の代わりに平滑コンデンサ８０が設けられている点で、上述の実施の形態に係る駆動回路５０と相違する。比較例に係る駆動回路１００では、平滑コンデンサ８０が整流器４０の出力に常時接続される。
　図４は、比較例に係る駆動回路１００の電圧および電流の波形を示すグラフである。図４（ａ）は、脈流電圧ＶＯＵＴの波形を示し、図４（ｂ）は、平滑コンデンサ８０に流れる充電電流ＩＣの波形を模式的に示している。図４（ｂ）に示されるように、平滑コンデンサ８０は、脈流電圧ＶＯＵＴの尖頭値Ｖｍａｘに達するまで充電がなされる。
　その結果、比較例においては、電源投入時に非常に大きな突入電流が発生する。また、電源投入からしばらく経過した後であっても、脈流電圧ＶＯＵＴが尖頭値Ｖｍａｘ付近となるタイミングで、パルス状または三角波状の大きな電流が流れる。このような大きな充電電流が生じることにより、力率が低下し、無効電力の割合が増加する。そうすると、ＬＥＤ照明装置のエネルギー効率が下がってしまう。
　また、平滑コンデンサ８０は、脈流電圧ＶＯＵＴの尖頭値Ｖｍａｘに対応可能な耐圧を有する必要がある。例えば、交流電源７０の実効電圧が１００Ｖである場合、２００Ｖ程度の高耐圧の電解コンデンサを用いる必要がある。このような電解コンデンサは、一般にＬＥＤやその駆動回路を構成する回路素子と比べて短寿命であるため、ＬＥＤ照明装置の寿命を決定付けるボトルネックとなりうる。固体電解コンデンサなどの比較的寿命の長いコンデンサを用いることもできるが、コンデンサ形状が大きくなることで駆動回路の大型化につながるとともに、コストも増大する。
　一方、本実施の形態に係る駆動回路５０では、蓄電部２２への充電が第１設定電圧Ｖ１以下となる期間となるように制御される。そのため、蓄電部２２を脈流電圧ＶＯＵＴの尖頭値Ｖｍａｘまで充電させる場合と比較して、蓄電部２２を充電するためのパルス状ないし三角波状の電流ＩＣを小さくすることができる。これにより、電源投入時の突入電流を低減するとともに、充電電流に起因する力率の低下を抑制することができる。
　また、本実施の形態に係る駆動回路５０では、蓄電部２２に印加される電圧が第１設定電圧Ｖ１以下に制限されるため、蓄電部２２として耐圧の低いコンデンサを用いることができる。例えば、第１設定電圧Ｖ１を１０Ｖ～２０Ｖ程度にすることで、比較的高容量（数μＦ～数十μＦ程度）の積層セラミックコンデンサを蓄電部２２に用いることができる。電解コンデンサと比べて寿命の長い積層セラミックコンデンサを採用することで、駆動回路の寿命を長くし、ＬＥＤ照明装置の長寿命化を実現できる。
　第１設定電圧Ｖ１の値や蓄電部２２の蓄電容量は、発光ユニット３０のサブユニット３２の構成や、サブユニット３２に流す定電流の値に応じて適宜設定することが望ましい。これらの値は、少なくとも発光ユニット３０の最小の発光素子段である第１サブユニット３２＿１の駆動を維持できるように設定する必要がある。特に、図２（ａ）に示されるグラフにおいて、ｔ＝ｔ２～ｔ４の期間に放電される電荷量をｔ＝ｔ４～ｔ５の期間で充電可能となるように、第１設定電圧Ｖ１および蓄電部２２の容量を設定する必要がある。また、ｔ＝ｔ２～ｔ４の期間にわたって第１サブユニット３２＿１の駆動させるのに必要な電荷量を供給できるように、これらの値を設定する必要がある。
　なお、第１設定電圧Ｖ１の値は、発光ユニット３０の最小の発光素子段数の次の発光素子段に相当する第２サブユニット３２＿２の駆動に必要な電圧よりも低くてもよい。フリッカ現象を防ぐためには、最低限の数の発光素子の駆動が維持されていればよいからである。第１設定電圧Ｖ１の値を低くすることで、蓄電部２２としてより低い耐圧のコンデンサを用いることができる。また、第１サブユニット３２＿１の駆動に必要な電流のみを蓄電部２２から供給するように設計することで、蓄電部２２の容量を小さくできる。
　一方、第２設定電圧Ｖ２は、第１設定電圧Ｖ１と同じ（例えば、共通の設定電圧ＶＳ）としてもよいし、第１設定電圧Ｖ１よりも低い値を設定してもよい。後者の場合として、例えば、蓄電部２２に必要十分な電荷を充電させるため、放電停止条件である第１設定電圧Ｖ１として、放電開始条件である第２設定電圧Ｖ２よりも高い電圧を設定することが望ましい場合が考えられる。このような場合には、Ｖ１＞Ｖ２となるように、第２設定電圧Ｖ２を設定してもよい。
　その他、第２設定電圧Ｖ２として、スイッチ２６がオフ状態であるときの蓄電部２２の出力電圧ＶＣを設定してもよい。放電を開始させるタイミング（ｔ＝ｔ２）では、脈流電圧ＶＯＵＴ＜出力電圧ＶＣの関係が放電開始条件となるからである。この場合、充放電制御部２４は、蓄電部２２の出力電圧ＶＣを計測し、脈流電圧ＶＯＵＴ＜出力電圧ＶＣとなるときにスイッチ２６をオン状態にしてもよい。
　（変形例）
　図５は、変形例に係る駆動回路５０の構成を示す回路図である。本変形例は、共通する充放電経路２５の代わりに、充電経路２５ａと放電経路２５ｂが別々に設けられる点で、上述の実施の形態に係る駆動回路５０と相違する。以下、上述の実施の形態との相違点を中心に述べる。
　比較例に係る電圧調整回路２０は、蓄電部２２と、充放電制御部２４と、第１スイッチ２６ａと、第２スイッチ２６ｂと、第１整流素子２８ａと、第２整流素子２８ｂとを有する。第１スイッチ２６ａおよび第１整流素子２８ａは、充電経路２５ａ上に設けられ、第２スイッチ２６ｂおよび第２整流素子２８ｂは、放電経路２５ｂ上に設けられる。蓄電部２２は、互いに並列接続される充電経路２５ａおよび放電経路２５ｂを介して、第１出力４１と第２出力４２の間に設けられる。
　第１整流素子２８ａおよび第２整流素子２８ｂは、逆流防止機能を有する回路素子であり、例えば、ダイオードである。第１整流素子２８ａは、第１出力４１から蓄電部２２へ向かう充電電流が通過可能となるように設けられる。一方、第２整流素子２８ｂは、蓄電部２２から第１出力４１へ向かう放電電流が通過可能となるように設けられる。したがって、第１整流素子２８ａおよび第２整流素子２８ｂは、互いに極性が反対となるようにして第１出力４１と蓄電部２２の間に設けられる。
　充放電制御部２４は、脈流電圧ＶＯＵＴや蓄電部２２の出力電圧ＶＣに応じて、第１スイッチ２６ａおよび第２スイッチ２６ｂの開閉を制御する。充放電制御部２４は、第１スイッチ２６ａを動作させるための第１信号Ｓａと、第２スイッチ２６ｂを動作させるための第２信号Ｓｂを生成する。充放電制御部２４は、蓄電部２２を充電させる場合に第１スイッチ２６ａをオン状態とし、蓄電部２２から放電させる場合に第２スイッチ２６ｂをオン状態とする。
　充放電制御部２４は、第２スイッチ２６ｂがオン状態であって脈流電圧ＶＯＵＴが蓄電部２２の出力電圧ＶＣを上回るときに、第１スイッチ２６ａをオン状態にする。これにより、蓄電部２２からの放電が停止した直後に蓄電部２２への充電を開始させることができる。上述の実施の形態では、充放電経路２５が共通であったため、放電停止と充電開始が図２のｔ＝ｔ４のタイミングで自動的に切り替わるように構成されていた。一方、変形例においては、充電経路２５ａと放電経路２５ｂが別々であるため、放電経路２５ｂの第２スイッチ２６ｂがオン状態であったとしても、充電経路２５ａの第１スイッチ２６ａがオン状態でなければ充電が開始されない。そこで、本変形例においては、充電が開始可能となるタイミングを脈流電圧ＶＯＵＴに基づいて決定し、そのタイミングで第１スイッチ２６ａをオン状態にすることとする。これにより、蓄電部２２の放電停止後に充電を開始させることができ、蓄電部２２に十分な電荷が蓄えられるようにする。
　本変形例において、第１整流素子２８ａおよび第２整流素子２８ｂが所定の順方向降下電圧ＶＦを有する場合には、その順方向電圧ＶＦを加味して第１スイッチ２６ａおよび第２スイッチ２６ｂの動作条件を定めてもよい。例えば、充電を停止させる第１設定電圧Ｖ１として、蓄電部２２の充電停止時の出力電圧ＶＣに順方向電圧ＶＦを加えた電圧を設定してもよい。また、放電を開始させる第２設定電圧Ｖ２として、蓄電部２２の出力電圧ＶＣから順方向電圧ＶＦを減じた電圧を設定してもよい。
　つづいて、変形例に係る電圧調整回路２０の動作を説明する。
　図６は、変形例に係る電圧調整回路２０の動作の流れを示すフローチャートである。電圧調整回路２０は、電源投入後に蓄電部２２を初期充電し（Ｓ１０）、脈流電圧ＶＯＵＴが第１設定電圧Ｖ１を上回れば（Ｓ１２のＹ）、第１スイッチ２６ａをオフ状態にして充電を終了させる（Ｓ１４）。脈流電圧ＶＯＵＴが第２設定電圧Ｖ２を下回れば（Ｓ１６のＹ）、第２スイッチ２６ｂをオン状態にして放電を開始させる（Ｓ１８）。その後、脈流電圧ＶＯＵＴが上昇して蓄電部２２の出力電圧ＶＣを上回れば（Ｓ２０のＹ）、第１スイッチ２６ａをオン状態にして充電を開始させ（Ｓ２２）、第２スイッチ２６ｂをオフ状態にして蓄電部２２から放電されないようにする（Ｓ２４）。その後、Ｓ１２に戻り、Ｓ１２～Ｓ２４のステップを繰り返し実行する。
　Ｓ１２において、脈流電圧ＶＯＵＴが第１設定電圧Ｖ１以下であれば（Ｓ１２のＮ）、Ｓ１２に戻り、脈流電圧ＶＯＵＴが上昇するのを待つ。Ｓ１６において、脈流電圧ＶＯＵＴが第２設定電圧Ｖ２以上であれば（Ｓ１６のＮ）、Ｓ１６に戻り、脈流電圧ＶＯＵＴが低下するのを待つ。Ｓ２０において、脈流電圧ＶＯＵＴが蓄電部２２の出力電圧ＶＣ以下であれば（Ｓ２０のＮ）、Ｓ２０に戻り、脈流電圧ＶＯＵＴが上昇するのを待つ。
　本変形例においても、上述の実施の形態と同様の効果を奏することができる。また、本変形例によれば、充電経路２５ａと放電経路２５ｂとが別に設けられるため、設計時に意図するタイミングと異なるタイミングで充放電がなされることを防ぐことができる。例えば、交流電源７０に起因して脈流電圧ＶＯＵＴが一時的な変動することにより、放電をすべき期間に蓄電部２２が充電されたり、充電すべき期間に蓄電部２２から放電されたりするのを防ぐことが可能となる。これにより、一時的な電圧変動によって蓄電部２２の充放電状態が切り替わって、脈流電圧ＶＯＵＴが不安定となることを防ぐことができる。
　以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　上述の実施の形態および変形例においては、定電流回路１０の駆動制御部１４と、電圧調整回路２０の充放電制御部２４とが別に構成される場合を示した。さらなる変形例においては、駆動制御部１４と充放電制御部２４とが一体となっていてもよい。また、充放電制御部２４は、定電流回路１０の動作に応じて上述のスイッチ２６、第１スイッチ２６ａ、第２スイッチ２６ｂを制御してもよい。例えば、充放電制御部２４は、定電流回路１０が第１サブユニット３２＿１への電流供給を開始する場合に、スイッチ２６または第２スイッチ２６ｂをオン状態にして放電を開始させてもよい。また、充放電制御部２４は、定電流回路１０が第２サブユニット３２＿２への電流供給を開始する場合に、スイッチ２６または第１スイッチ２６ａをオフ状態にして放電を停止させてもよい。
　１０　定電流回路、　２０　電圧調整回路、　２２　蓄電部、　２５ａ　充電経路、　２５ｂ　放電経路、　２６　スイッチ、　２６ａ　第１スイッチ、　２６ｂ　第２スイッチ、　３０　発光ユニット、　３６　接続点、　４０　整流器、　４１　第１出力、　４２　第２出力、　５０　駆動回路。
　本発明の駆動回路によれば、大きな突入電流の発生や力率の低下を抑制しつつ、発光ユニットにおけるフリッカ現象の発生を防ぐことができる。

Claims (8)

  1. 　直列接続された複数の発光素子を有する発光ユニットを駆動する駆動回路であって、
    　交流入力を整流し、前記発光ユニットの一端が接続される第１出力と、第２出力との間に脈流電圧を生じさせる整流器と、
    　前記発光ユニットと前記第２出力の間に接続され、前記発光ユニットの異なる発光素子段の接続点のそれぞれに順に定電流を供給し、前記脈流電圧に応じて前記複数の発光素子を段階的に駆動する定電流回路と、
    　前記第１出力と前記第２出力の間にスイッチを介して接続される蓄電部を有し、前記脈流電圧が第１設定電圧を上回るとき前記スイッチをオフ状態にし、前記脈流電圧が第２設定電圧を下回るとき前記スイッチをオン状態にする電圧調整回路と、
    　を備えることを特徴とする駆動回路。
  2. 　前記第１設定電圧は、前記第２設定電圧以上であることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
  3. 　前記第２設定電圧は、前記スイッチがオフ状態であるときの前記蓄電部の出力電圧であることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
  4. 　前記電圧調整回路は、前記蓄電部を充電するための充電経路と、前記蓄電部を放電させるための放電経路とを別に有し、前記充電経路および前記放電経路には互いに極性が反対となる整流素子がそれぞれ設けられており、
    　前記スイッチは、前記充電経路に設けられる第１スイッチと、前記放電経路に設けられる第２スイッチとを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の駆動回路。
  5. 　前記電圧調整回路は、前記第２スイッチがオン状態であって前記脈流電圧が前記蓄電部の出力電圧を上回るとき、前記第１スイッチをオン状態にすることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
  6. 　前記第１設定電圧は、前記発光ユニットの最小の発光素子段に含まれる発光素子を駆動させるのに必要な電圧よりも高いことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の駆動回路。
  7. 　前記第１設定電圧は、前記発光ユニットの最小の発光素子段および前記最小の発光素子段の次の発光素子段に含まれる発光素子を駆動させるのに必要な電圧よりも低いことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の駆動回路。
  8. 　前記蓄電部は、前記脈流電圧の最大値よりも耐圧の低いコンデンサを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の駆動回路。
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