JP2013048525A - 定電流電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】抵抗R2による電圧降下によってLEDアレイ2を流れるLED電流ILを検出し、コンパレータCP1によってLED電流ILに相当する抵抗R2の電圧降下と第2基準電圧Vref2とを比較することで、起動時に、LED電流ILが第2基準電圧Vref2に到達するまで、PWM信号に長い補充期間Tsの期間、1次側から2次側に電力を供給させると共に、LED電流ILが第2基準電圧Vref2に到達後は、短い補充期間Tnの期間、負荷に電力を供給させる。
【選択図】図1
Description
また、図5は、図4の従来技術の定電流電源装置の動作を説明するための波形図であり、(a)はPWM信号、(b)は電源ラインの出力電圧、(c)はLEDアレイ2を流れるLED電流、(d)はLED駆動信号、(e)は誤差信号FBをそれぞれ示している。
図5を参照すると、時刻t0にPWM信号が入力されると、PWM信号に同期したLED駆動信号も出力され、1次側から2次側に電力が供給されて出力電圧が立ち上がる。時刻t1で出力電圧がLEDアレイ2に電流が流れ始める順方向降下電圧VFに到達すると、LED電流が流れ初める。そして時刻t2で出力電圧が所定の電圧に到達以降は、LEDアレイ2が定電流で駆動されることになる。
従って、図5に示すように、電源起動時に光量が絞られてPWM信号のデューティ比が小さい場合には、スイッチング電源はオン期間が短くなるため、出力電圧の立ち上り時間が遅延し、規定のLED電流が流れてLEDが発光するまでに時間がかかってしまうという問題点があった。
なお、特許文献1のように、非絶縁方式の昇圧型チョッパー型のスイッチング電源では、入力電圧をかさ上げして出力電圧を得るので、入力電圧と出力電圧との差分により立ち上がり時間の遅延は短くなる場合があるが、絶縁方式のDC−DCコンバータのスイッチング電源では、出力電圧が必ず0Vから立ち上がるので、出力電圧の立ち上り時間の遅延が顕著になる。
負荷を流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、
負荷電流検出手段によって検出された負荷電流と予め設定された第2基準値とを比較して差分の信号を出力する誤差信号生成手段を具備し、
起動時には、負荷電流が第2基準値に到達するまで、外部パルス信号に拘わらず、第1の補充期間の間、誤差信号生成手段からの差分の信号に基づき負荷に電力を供給させ、
負荷電流が第2基準値に到達後は、外部パルス信号に拘わらず第1の補充期間より短い第2の補充期間の間、負荷電流比較手段からの差分の信号に基づき負荷に電力を供給させる補充期間生成手段を備えることを特徴とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、補充期間は、パルス信号のON期間の終了のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする。
図1に、本発明に係る定電流電源装置の実施の形態の回路構成を示す回路構成図を示す。
第1の実施の形態の定電流電源装置は、図1に示すように、整流回路DBと、平滑コンデンサC1と、コントローラ1と、N型のMOSFET(以下、NMOSと称す)Q1と、抵抗R1と、トランスTと、整流ダイオードD1と、平滑コンデンサC2と、抵抗R2と、NMOSQ2と、差動増幅器OTAと、サンプルアンドホールド回路SH2と、基準電圧Vref1と、基準電圧Vref2と、シャントレギュレータZ1と、オン発生回路5と、比較器CPと、オア(OR)回路ORと、インバータINV1と、P型のMOSFET(以下、PMOSと称す)Q3と、フォトダイオードPCD及びフォトトランジスタPCTRで構成されるフォトカプラとを備え、LEDアレイ2を定電流Isで駆動するように構成されている。
なお、第1の実施の形態の定電流電源装置において、図4に示す従来の定電流電源装置と同一の構成については同一符号を付与して説明を省略する。
さらに、コントローラ1は、フィードバック回路を介して帰還された誤差信号FBに基づいて1次側から2次側への電力供給を制御する制御回路として機能する。誤差信号FBがコントローラ1のFb端子に入力されることで、コントローラ1は1次側から2次側負荷への電力の供給を開始させ、フォトトランジスタPCTRで受光した誤差信号FBがなくなることで、コントローラは1次側から2次側負荷への電力供給を停止する。
また、オン発生回路5、オア(OR)回路OR、インバータINV1、PMOSQ3、電圧比較器CP、基準電圧Vref2、及び抵抗R2は、誤差信号FBが1次側へ帰還される期間を制限するので、電力供給期間の制限回路として機能する。
さらに、電圧比較器CPはオン発生回路5が発生する補充期間を長い期間tsと短い期間tnとに切換える回路として機能する。これは、LEDアレイ2に流れる電流ILが予め決められた電流まで達していない場合、補充される期間を長い期間tsに切換えることで、1次側から2次側へ供給される電力を増加させて、起動時の出力電圧VOの立ち上がり時間を早めることができる。従って、電力供給期間の制限回路は補充期間生成手段と言い換えることができる。
差動増幅器OTAの出力端子はサンプルアンドホールド回路SH2を介して、シャントレギュレータZ1の制御端子aに接続されている。サンプルアンドホールド回路SH2のオンオフ端子は、NMOSQ2のゲート端子と共に外部からのPWM信号端子に接続されている。
ここで、オン発生回路5は、PWM信号のダウンエッジに基づいて補充期間を生成するための回路であり、PWM信号のON期間と、オン発生回路5で生成された補充期間との論理和によってPMOSQ3がオン/オフ制御される。
電圧比較器CPは非反転入力端子に入力された基準電圧Vref2と反転入力端子に入力された抵抗R2に発生する電圧とを比較して、LEDアレイ2を流れる出力電流ILに相当する抵抗R2の電圧降下が基準電圧Vref2以上であるかをオン発生回路5のDフリップフロップ論理回路DFFへ出力する。これは、電圧比較器CPは、LEDアレイ2を流れる出力電流ILの値が基準電圧Vref2に達した時にLレベル信号を出力することになる。
オン発生回路5は電圧比較器CPの出力電圧信号により補充期間を長い期間tsか短い期間tnに切り替えるが、出力電流ILの値が基準電圧Vref2に相当する電流に達した時に補充期間を短い期間tnに切り替える。
NMOSQ4のゲートは、Dフリップフロップ論理回路DFFのクロック入力端子と接続され、PWM信号が入力される。Dフリップフロップ論理回路DFFのD入力端子は電圧比較器CPの出力端子に接続され、出力端子Qは、PMOSQ5のゲート端子に接続される。
また、PMOSQ5のソース端子と抵抗R3の一方の端子が別電源+Vccに接続され、PMOSQ5とPMOSQ5のドレイン端子に接続された抵抗R4との直列回路が抵抗R3と並列接続されている。NMOSQ4のドレインとインバータINV2の入力端子が接続され、前記接続点に抵抗R3と抵抗R4の他方の端子とが接続され、かつ、コンデサC3の一方の端子が接続される。コンデンサC3の他方の端子はGNDへ接地されている。インバータINV2の出力端子は、オン発生回路5の出力端子となって、オア(OR)回路ORの一方の端子へ接続される。
D入力端子電圧レベルがHレベルの場合には、PMOSQ5はオフ状態になる。ここで、PWM信号がダウンエッジのためLレベルにあるので、NMOSQ4はオフ状態にあり、コンデンサC3には抵抗R3を介して電源電圧+Vccが充電され、コンデンサC3と抵抗R3との時定数の間、インバータINV2の出力からHレベル信号が出力される。すなわち、PWM信号のダウンエッジから、コンデンサC3と抵抗R3とによる時定数(ts)の期間にインバータINV2の出力からHレベル信号が出力されることになる。
従って、抵抗R4は、抵抗R3と並列接続され、電源電圧+Vccを抵抗R3と抵抗R4との合成抵抗でコンデンサC3を充電開始する。すなわち、PWM信号のダウンエッジから、コンデンサC3と抵抗R3と抵抗R4との合成抵抗とによる時定数(t
n)の期間にインバータINV2の出力からHレベル信号が出力されることになる。
この場合には、PWM信号がダウンエッジ時のDフリップフロップ論理回路DFFのQ出力電圧は入力と同じHレベルとなるので、PMOSQ5はオフ状態になる。すなわち、抵抗3とコンデンサC4とによる時定数回路になり、長い時定数(ts)が形成される。
また、LED電流ILが所定の値以上である場合には、Lレベルの信号が入力されることになるので抵抗3と抵抗R4との合成抵抗とコンデンサC4とによる時定数回路になり、短い時定数(tn)が形成される。
上述のように、電圧比較器CPの出力に応じて、オン発生回路5から長いパルス(ts)と短いパルス(tn)を切換えて出力される。
すなわち、オン発生回路5で生成された時定数期間(ts)または(tn)は補充期間と言い換えることができる。
また、PMOSQ3がオン状態であるので、シャントレギュレータZ1の制御端子aの電圧に応じた電流、すなわち出力電流ILに対応した電流IFがフォトダイオードPCDを流れ、当該電流が誤差信号FBとしてフォトダイオードPCDからフォトトランジスタPCTRに出力される。PMOSQ3がオン状態となるのは、インバータINV1の出力がLレベル、すなわち、オア(OR)回路OR出力がHレベル状態であり、誤差信号FBが帰還される期間は、PWM信号のオン期間と、オン発生回路5で生成された補充期間との論理和に制限させることになる。
また、PWM信号は、調光が暗めに設定されてPWM信号のON期間が比較的短い期間を示している。
時刻T2より誤差信号FBが帰還され、1次側制御回路Cont1を介してNMOSQ1がスイッチング動作を開始させる。
また、図3(a)のPWM信号に、図3(a’)に示すON信号がオン発生回路5から出力され、2次側から1次側にフィードバックされる誤差信号FBの期間をT3〜T4期間のts期間補充する。
この詳細な動作は、電圧比較器CPにより、LEDアレイ2に流れる電流を検出する抵抗R2の電圧降下を基準電圧Vref2と比較して、抵抗R2の電圧降下が基準電圧Vref2を下回っている場合には、スイッチStdを介してオン発生回路5へHレベルの信号を出力して、オン発生回路5から長い補充期間Tsを発生させる。
また、基準電圧Vref2は、基準電圧Vref1の90%前後の値に設定することが好ましい。
従って、図3(a)に示すように、時刻T9や時刻T13でPWM信号が立ち下がると、サンプルアンドホールド回路SH2はホールド状態となるが、PMOSQ3は、パルス幅Tnの期間、すなわち時刻T9〜T10や時刻T13〜T14の期間は、ON状態に維持される。当該期間は、サンプルアンドホールド回路SH2がホールド状態となるため、PWM信号のダウンエッジ時の電圧が維持されて、図3(c)に示すように、2次側から1次側に誤差信号FBが帰還される。
これにより、平滑コンデンサC2に1次側から電力が供給されることになるが、PWM信号が立ち下がって、LEDアレイ2が駆動されていないため、供給された電力が平滑コンデンサC2に蓄積される。
時刻T9〜T10や時刻T13〜T14の期間に平滑コンデンサC2に蓄積される電力によって、時刻T9や時刻T14の時点で、図3(d)に示すように、出力電圧VO(実線)が定格電圧(点線)よりΔV分高くなるように構成されている。
換言するならば、PWM信号のオン時間に引き続くパルス幅Tnの期間で、次回のPWM信号の立ち上がりにおけるフィードバック制御の時間遅れの期間にLEDアレイ2の駆動に消費される電力が平滑コンデンサC2に1次側から供給される。
従って、PWM信号のオン時間において、出力電圧VOがほぼ定格電圧に、出力電流ILがほぼ定電流Isにそれぞれ維持されることになり、フィードバック制御に時間遅れが発生する実施の形態の回路構成であっても、負荷であるLEDアレイ2を定電流Isで駆動することができるという効果を奏する。
2 LEDアレイ
21〜2n LED
C1、C2 平滑コンデンサ
C3 コンデンサ
CP コンパレータ
DB 整流回路
INV1、INV2 インバータ回路
FF1 フリップフロップ回路
D1 整流ダイオード
OR オア(OR)回路
OTA 差動増幅器
PCD フォトダイオードカプラ
PCTR フォトトランジスタカプラ
Q1、Q2、Q4 MOSFET(NMOS)
Q3、Q5 MOSFET(PMOS)
R1、R2、R3、R4 抵抗
SH1、SH2 サンプルアンドホールド回路
T トランス
Vref1 第1基準電圧
Vref2 第2基準電圧(第2基準値)
Z1 シャントレギュレータ
DFF Dフリップフロップ論理回路
Claims (2)
- 負荷をオン/オフ駆動する外部パルス信号に同期させて負荷に電力を供給すると共に、供給された電力を用いて前記負荷を設定された定電流で駆動する定電流電源装置であって、
前記負荷を流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、
該負荷電流検出手段によって検出された前記負荷電流と予め設定された第2基準値とを比較して差分の信号を出力する誤差信号生成手段を具備し、
起動時には、前記負荷電流が前記第2基準値に到達するまで、前記外部パルス信号に拘わらず、第1の補充期間の間、前記誤差信号生成手段からの前記差分の信号に基づき負荷に電力を供給させ、
前記負荷電流が前記第2基準値に到達後は、前記外部パルス信号に拘わらず前記第1の補充期間より短い第2の補充期間の間、前記負荷電流比較手段からの前記差分の信号に基づき負荷に電力を供給させる補充期間生成手段を備えることを特徴とする定電流電源装置。 - 前記補充期間は、前記パルス信号のON期間の終了のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする請求項1記載の定電流電源装置。
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