JP2013528987A - ネットワークにおける低オーバーヘッド通信のためのデリミタ検出 - Google Patents

Abstract

共用媒体上を局間で通信することは、共用時間基準に基づく時間で第１の局から波形を送信することを備え、波形は、プリアンブル情報で変調された周波数成分の第１の組と、情報で変調された周波数成分の第２の組とを備える第１のシンボルを少なくとも含む。さらに、複数のタイムスロット境界のうちの１つにおける第１のシンボルの開始を検出するために、第２の局において共用媒体を監視することを備え、監視することは、複数のタイムスロット境界の各々の後で、直近のタイムスロット境界の始まりで開始し、一連の値を周期的にサンプリングすることと、第１のシンボルの開始が検出されているかどうかを示すメトリック値を生成するために、サンプリングされた値を処理することとを含む。さらに、第１のシンボルの開始を検出したことに応答して、共用時間基準に基づいてサンプリングされた値から第１のシンボルを復調することを備える。

Description

関連出願

本出願は、その内容全体が参照により本明細書に組み込まれる、２０１０年４月１２日に出願された米国仮特許出願第６１／３２３，３２６号、およびその内容全体が参照により本明細書に組み込まれる、２０１０年４月１３日に出願された米国仮特許出願第６１／３２３，４３４号に優先権を主張する。

本開示は、ネットワークにおける低オーバーヘッド通信のためのデリミタを検出することに関する。

ネットワークにおいて通信するためのいくつかの技法は、共用される媒体上を送信される信号上にデータを変調することに関与する。たとえば、離散マルチトーン（ＤＭＴ：Discrete Multi Tone）としても知られる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、媒体の利用可能な帯域幅が、いくつかの狭帯域、低データレートチャネル、または「キャリア」に再分割されるスペクトル拡散信号変調技法である。高いスペクトル効率を取得するために、キャリアのスペクトルは互いに重なり、直交する。データは、所定の持続時間を有し、いくつかのキャリアを包含するシンボルの形態で送信される。これらのキャリア上で送信されるデータは、２位相シフトキー（ＢＰＳＫ：Binary Phase Shift Key）、４位相シフトキー（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Key）、またはｍビット直交振幅変調（ｍ−ＱＡＭ：m-bit Quadrature Amplitude Modulation）などの変調方式を使用して振幅および／または位相で変調され得る。代替的に、他の変調技法も使用され得る。

多くの有線ラインおよび無線（ワイヤレス）ネットワーク技術は、プリアンブル、ヘッダ、およびペイロード部分を含む物理プロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ：Physical Protocol Data Unit）フォーマットを使用する。プリアンブルは、一般に、ＰＰＤＵ検出の開始およびヘッダをデコードするための初期チャネル推定のために使用される（たとえば、１つまたは複数のＯＦＤＭシンボル上で送信される）所定の信号からなる。ヘッダは、ペイロードを適切にデコードするために、受信側についてのネットワーク管理情報（たとえばトーンマップインデックス）を与える。さらに、ヘッダは、適切なネットワーク動作のための情報（たとえば、仮想キャリア感知）を与え得る。ＰＰＤＵには、通常、ＰＰＤＵの受信者からの肯定応答を与える後続の短いＰＰＤＵが続く。雑音の多い有線ラインおよびワイヤレスメディアでは、プリアンブル、ヘッダ、および肯定応答は、一般に様々なチャネル状態の下で動作するように設計され、したがって、信頼可能であるために持続時間が比較的長い傾向がある。ただし、これらのアイテムは、ペイロードを搬送する送信の一部分に対してオーバーヘッドを追えることになる。

一態様では、一般的にいって、共用される媒体上を局間で通信するための方法であって、
複数の局によって共用される共用時間基準に基づく時間において、共用媒体上で第１の局から波形を送信すること、
その波形は、第２の局に記憶されたプリアンブル情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第１の組と、少なくとも１つの局に通信されるべき情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第２のセットとを備える、所定のシンボル長をもつ第１のシンボルを少なくとも含み、
第１と第２の周波数成分の組のキャリア周波数は、シンボル長の逆数によって決定される周波数インターバルの整数倍である、と、
複数のタイムスロット境界の１つにおいて波形の第１のシンボルの開始を検出するために、第１の局からの波形の送信の前に、第２の局において共用媒体を監視すること、この監視することは、複数のタイムスロット境界の各々の後で、直近のタイムスロット境界の始まりで開始し、共用媒体上を受信された一連の値を周期的にサンプリングすることと、波形の第１のシンボルの開始が検出されているかどうかを示すメトリック値を生成するために、サンプリングされた値を処理することとを含む、と、
波形の第１のシンボルの開始を検出したことに応答して、共用時間基準に基づいて、サンプリングされた値から波形の第１のシンボルを復調することと、を備える。

態様は、以下の特徴のうちの１つまたは複数を含むことができる。

複数のタイムスロット境界は、搬送波感知多重アクセス（ＣＳＭＡ：carrier sense multiple access）における競合を解消するために使用される競合解決スロットの境界である。

共用媒体は、検出された衝突の後に監視される。

複数のタイムスロット境界は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）割り当て内のスロットの境界である。

共用媒体は、割り当て内の初期フレームを消失した後に監視される。

方法は、共用時間基準に対して決定されるタイムスロット境界からのオフセットを計算することをさらに備え、オフセットは２つの局間の伝搬遅延に基づいて計算される。

オフセットは、送信機局および受信機局のうちの１つにおいて計算される。

共用時間基準は、マスタ局から送信される同期信号に基づいて決定され、同期信号が共用時間基準の決定なしに検出される。

共用時間基準は、第３の局において維持されるマスタ時間ベースに第１の局または第２の局における時間ベースを同期させることに基づいて決定される。

方法は、第１のシンボルを備える波形の第１の部分と、波形の第１の部分の少なくとも初期セグメントと相関されるセグメントを備える波形の第２の部分とを形成することをさらに備える。

波形を送信することは、共用媒体上を、時間的に後の第１の部分が続く第２の部分を送信することを含む。

方法は、第２の局において、波形の第１の部分を受信することと、受信された第１の部分を表すデータを記憶することと、をさらに備える。

方法は、第２の局において、波形の第２の部分を受信することと、受信された第１の部分を表す記憶されたデータと、受信された第２の部分の初期セグメントを表すデータとの間の相関を検出することと、をさらに備える。

方法は、相関を検出したことに応答して、受信され第２の部分から所定のシンボル長を有するシンボルを復調すること、をさらに備える。

相関は時間領域におけるものである。

相関を検出することは、周波数選択フィルタを通して受信された波形を渡した後で実行される。

相関は周波数領域におけるものである。

第１のシンボルの長さは、隣接するスロット境界間の持続時間よりも大きい。

方法は、どの周波数成分が周波数成分の第１および第２の組のうちの１つまたは複数の中に含まれるかを、共用媒体上の状態に適応させることをさらに備える。

方法は、シンボル長を、共用媒体上の状態に適応させることをさらに備える。

シンボルには、シンボルの終端部分の巡回拡張を表すプレフィックスが先行する。

シンボルには、シンボルの最初の部分の巡回拡張を表すサフィックスが後続する。

別の態様では、一般的にいって、共用媒体上を局間で通信するためのシステムであって、複数の局によって共用される共用時間基準に基づく時間に、共用媒体上で波形を送信する第１の局を備え、
波形は、第２の局に記憶されたプリアンブル情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第１の組と、少なくとも１つの局に通信されるべき情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第２の組とを備える、所定のシンボル長をもつ第１のシンボルを少なくとも含み、
周波数成分の第１および第２の組のキャリア周波数は、シンボル長の逆数によって決定される周波数インターバルの整数倍である。

システムは、また、少なくとも、複数のタイムスロット境界のうちの１つにおける波形の第１のシンボルの開始を検出するために、第１の局からの波形の送信の前に共用媒体を監視すること、監視することは、複数のタイムスロット境界の各々の後に、直近のタイムスロット境界の始まりで開始し、共用媒体上で受信された一連の値を周期的にサンプリングすることと、波形の第１のシンボルの開始が検出されているかどうかを示すメトリック値を生成するためにサンプリングされた値を処理することと、を含む、と、波形の第１のシンボルの開始を検出したことに応答して、共用時間基準に基づいて、サンプリングされた値から波形の第１のシンボルを復調することと、を行う第２の局を備える。

本発明の多くの利点（そのうちのいくつかは、それの様々な態様および実装形態のうちのいくつかにおいてのみ実現され得る）の中には以下のことがある。

それぞれのフレーム内のデータのパケットを通信する通信システムでは、様々なファクタが、任意の所与のフレームのための最小サイズを決定する。

ＯＦＤＭ変調を使用するシステムなど、いくつかのシステムは、所定のシンボル長（または複数の所定のシンボル長のうちの１つ）のいくつかのシンボルを含むフレームを使用する。フレームの長さは、フレームを構成するシンボルの数に依存する。シンボルは、遅延拡散などのチャネル特性による、タイミングにおける不確実性を考慮するために、追加の巡回拡張を有し得る。したがって、Ｎ個の隣接するシンボルのシーケンスは、シンボル長のＮ倍よりも長くなり得る。ＯＦＤＭ変調の場合、キャリア周波数インターバルは、シンボル長の逆数によって決定される周波数インターバルの整数倍であるので、より密に間隔があけられたキャリアは、より長いシンボル長に対応する。

それぞれのフレーム内のパケットを送信する効率および全体的なスループットは、何らかの形態のオーバーヘッド（たとえば、フレーム検出およびチャネル推定の開始のためのプリアンブル、ペイロード内のパケットデータを含むフレーム内のフレーム制御データ、肯定応答パケットなどのパケットデータを含まないフレーム、およびフレーム間時間遅延）にささげられる帯域幅の、パケットデータを搬送するペイロードにささげられる帯域幅に対する比によって決定される。場合によっては、フレームは、フレームの開始に同期させるための１つまたは複数のプリアンブルシンボルで開始し、それがまたオーバーヘッドに加わる。フレームは、送られるデータがシンボルの断片（fraction）の中に収まる場合でも、シンボル長の倍数である必要があるので、フレーム内で少量のデータが送られる場合（たとえば、フレーム制御データのみを有し、ペイロードを有しないフレーム）、より長いシンボル長は、スループットを減らすことができる。大量のデータが送られ、シンボル当たりのビット数が増加する場合、より長いデリミタシンボル長は、また、スループットを減らすことができ、ビット単位での所与のサイズのペイロードをより少数のシンボルの中に収まるようにさせる。

専用のプリアンブルシンボルによって与えられるいくつかの機能を実行し、また、他の場合、個別のシンボルの中で送られているいくつかのデータ（例えば、フレーム制御データ、または、短いペイロードの一部分でさえ）をエンコードするデリミタシンボルでフレームを開始することは、短いペイロードがしばしば通信され得る場合、オーバーヘッドを減らし、したがってスループットを増大することができる。デリミタシンボルは、また、チャネル特性の推定を与える機能を実行することができる。

プリアンブルまたはフレーム制御に影響を及ぼすインパルス雑音は、ペイロードの復元に負の影響を及ぼす。短いデリミタシンボルは、それの低減された持続時間により、一般に、インパルス雑音または雑音スパイクに対して脆弱ではない。プリアンブルおよびフレーム制御の持続時間を減らすこと（たとえば、場合によっては、１１０マイクロ秒から約５０マイクロ秒に）により、ペイロードをデコードすることの失敗が減る結果となる。場合によっては、これは、より短いデリミタシンボルではより少なくなる、プリアンブル検出および／またはフレーム制御検出の損失の結果となるインパルス雑音イベントの可能性に起因する。

本発明の他の特徴および利点は、詳細な説明、図面、および特許請求の範囲において見出される。

図１は、ネットワーク構成の概略図である。 図２は、通信システムのブロック図である。 図３は、エンコードモジュールのブロック図である。 図４Ａは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｂは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｃは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｄは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｅは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｆは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｇは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｈは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｉは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｊは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｋは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｌは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図４Ｍは、様々な伝送方式に関係するタイミング図である。 図５Ａは、デリミタシンボルを処理するための手順に関するフローチャートである。 図５Ｂは、デリミタシンボルを処理するための手順に関するフローチャートである。 図５Ｃは、デリミタシンボルを処理するための手順に関するフローチャートである。 図５Ｄは、デリミタシンボルを処理するための手順に関するフローチャートである。 図５Ｅは、デリミタシンボルを処理するための手順に関するフローチャートである。 図６は、デコードモジュールにおける例示的な動作を示すフローチャートである。 図７Ａは、ＯＦＤＭシンボルのための例示的なエンコード方式を示す概略図である。 図７Ｂは、ＯＦＤＭシンボルのための例示的なエンコード方式を示す概略図である。 図７Ｃは、ＯＦＤＭシンボルのための例示的なエンコード方式を示す概略図である。 図８Ａは、受信機におけるチャネル推定中の例示的な動作を示すフロー図である。 図８Ｂは、受信機におけるチャネル推定中の例示的な動作を示すフロー図である。 図９Ａは、雑音の多い信号を示す図である。 図９Ｂは、窓機能を示す図である。 図９Ｃは、フィルタ処理された信号を示す図である。 図１０は、反復送信を含む方式に関係するタイミング図である。 図１１Ａは、遅延された肯定応答に関係するタイミング図を示す。 図１１Ｂは、遅延された肯定応答に関係するタイミング図を示す。 図１１Ｃは、遅延された肯定応答に関係するタイミング図を示す。 図１２Ａは、デリミタフィールドを設定する例のタイミング図を示す。 図１２Ｂは、デリミタフィールドを設定する例のタイミング図を示す。 図１３は、デリミタフィールドを設定する例のタイミング図を示す。 図１４Ａは、デリミタフィールドを設定する例のタイミング図を示す。 図１４Ｂは、デリミタフィールドを設定する例のタイミング図を示す。 図１５Ａは、少なくとも１つの中継器を使用した局（中継局）による送信の例示的な手順の概略図である。 図１５Ｂは、反復送信および遅延された肯定応答を含む方式に関係するタイミング図を示す。 図１６は、反復送信および遅延された肯定応答を含む方式に関係するタイミング図を示す。 図１７は、反復送信および遅延された肯定応答を含む方式に関係するタイミング図を示す。

詳細な説明

本発明の多数の可能な実装形態があり、その多さゆえにこの中で記載することはできない。現時点で好ましいいくつかの可能な実装形態が以下に記載される。ただし、これらは本発明の実装例の記載であって、本発明の記載ではなく、このセクションにおいて記載される具体的な実装例に限定されず、特許請求の範囲においてより広い用語で記載されるものである。

図１に示すように、ネットワーク構成１００は、いくつかの通信局１０２Ａ〜１０２Ｅ（たとえば、コンピューティングデバイス、またはオーディオビジュアルデバイス）が互いに通信するための共用される（共用）通信媒体１１０を与える。通信媒体１１０は、たとえば、同軸ケーブル、非シールドツイストペア、電力線、または（送信アンテナと受信アンテナとの間で伝搬する電磁波を使用する）ワイヤレスチャネルなどの物理的通信媒体の１つまたは複数のタイプを含むことができる。ネットワーク構成１００はまた、ブリッジまたは中継器などのデバイスを含むことができる。通信局１０２Ａ〜１０２Ｅは、ネットワークインターフェースモジュール１０６によって使用される所定の物理（ＰＨＹ）レイヤおよびメディアアクセス制御（ＭＡＣ）レイヤ通信プロトコルを使用して、互いに通信する。ＭＡＣレイヤはデータリンクレイヤのサブレイヤであり、たとえば、開放型システム間相互接続（ＯＳＩ）ネットワークアーキテクチャモデルに従って、ＰＨＹレイヤへのインターフェースを与える。ネットワーク構成１００は、様々なネットワークトポロジー（たとえば、バス、ツリー、スター、メッシュ）のいずれかを有することができる。

いくつかの実装形態では、局は、ネットワーク上でのフレーム内のデータ送信の効率を増加させるために、以下に記載する低オーバーヘッドデリミタ技法を使用する。低オーバーヘッドデリミタは、シングルシンボルデリミタ（ＳＳＤ：single symbol delimiter）と呼ばれることもある。ＳＳＤは、フレームの開始（ＳＯＦ：start of frame）デリミタとしてＯＦＤＭシステムにおいて使用され得る。いくつかの実装形態では、ＳＳＤは、肯定応答（たとえば、ＡＣＫ／ＳＡＣＫ）または送信／クリア要求など、（ＲＴＳ／ＣＴＳ）波形を送るために、他の波形のためのデリミタとしても使用され得る。デリミタシンボルは、通常、フレームを構成するシンボルのシーケンスの前に送信される。いくつかの実装形態では、デリミタシンボルは、推定到着時間の近くでフレームの存在を確認するパイロットシーケンスでエンコードされたキャリアを含むことができる。パイロットシーケンスはプリアンブルとも呼ばれる。デリミタシンボルは、また、デリミタに続くシンボルのシーケンスのためのサンプリング時間を調整するためのタイミング基準として働き、チャネル特性（たとえば、インパルス応答および／または周波数応答）の推定を与えることができる。いくつかの実装形態では、デリミタシンボルは、また、オーバーヘッドデータおよび／またはペイロードデータでエンコードされたデータキャリアを含む。たとえば、フレーム制御データキャリアは、ＭＡＣレイヤプロトコルにおいて使用されるデータでエンコードされ得、ペイロードデータキャリアは、上位レイヤパケットなど、フレームのペイロードの少なくとも一部分でエンコードされ得る。フレーム制御情報は、ヘッダとも呼ばれる。いくつかの実装形態では、デリミタシンボルのために、短いフレームが使用され得る。場合によっては、短いフレームは、フレーム制御データで変調されたデリミタシンボル（たとえば、前のフレームが受信されていることを示す肯定応答フレーム）か、またはフレーム制御データと、デリミタシンボル内に収まる短いペイロードの両方で変調されたデリミタシンボルを含むことができる。場合によっては、デリミタシンボル内のパイロットキャリアは、デリミタシンボルの他のキャリア上でエンコードされた非パイロットデータをデコードするための初期チャネル推定のために使用され得る。そして、パイロットキャリアと非パイロットデータキャリアの両方は、デリミタシンボルに続くシンボルからデータをデコードするためのより正確なチャネル推定を形成するために使用され得る。

いくつかの実装形態では、ネットワーク構成１００は、「中央コーディネータ」（ＣＣｏ：central coordinator）局を使用する。任意の局（たとえば、１０２Ｂ）は、特定のネットワーク構成においてＣＣｏ局として働くように指定され得る。ＣＣｏは、ネットワーク構成１００における他の局の少なくともいくつかに、ある協調機能を与える通信局である。単一のＣＣｏの協調の下で動作する１組の局は、基本サービスセット（ＢＳＳ：Basic Service Set）と呼ばれる。ＣＣｏによって実行される機能は、ＢＳＳに入る時の局の認証、局のための識別子の提供、ならびに媒体アクセスのスケジューリングおよびタイミングのうちの１つまたは複数を含むことができる。いくつかの実装形態では、ＣＣｏは、ＢＳＳの中の局がスケジューリングおよびタイミング情報を判断することができる反復（繰り返される）ビーコン送信をブロードキャストする。このビーコン送信は、通信を協調させるために局によって使用される情報を搬送するフィールドを含むことができる。反復されるビーコン送信の各々のフォーマットは実質的に同様であるが、コンテンツは、一般に、各送信において変化する。ビーコン送信は、ほぼ周期的に繰り返され、いくつかの実装形態では、通信媒体１１０の特性に同期される。場合によっては、ＣＣｏから「隠れている」局（たとえば、ＣＣｏから、信頼性をもって信号を受信しない局）を管理するためにプロキシコーディネータ（ＰＣｏ：Proxy Coordinator）が使用され得る。

いくつかの実装形態では、ネットワークインターフェースモジュール１０６は、ネットワーク構成１００が、変化する送信特性を呈する通信媒体１１０を含むときに性能を改善するための特徴を含む、プロトコルを使用する。たとえば、通信媒体１１０は、家屋中のＡＣ電力ラインを含み、場合によっては、他の媒体（たとえば、同軸ケーブル線）に結合され得る。

電力線通信システムは、情報を交換するために、既存のＡＣ配線を使用する。ＡＣ配線は、低周波数送信のために設計されることにより、データ送信のために使用されるより高い周波数において、変化するチャネル特性を与える。たとえば、チャネル特性は、使用される配線と実際のレイアウトとに応じて変化し得る。様々なリンク間のデータレートを増加させるために、局は、それらの送信パラメータを動的に調整し得る。このプロセスは、チャネルアダプテーション（アダプテーション）と呼ばれる。チャネルアダプテーションは、各リンク上で使用され得る１組の送信パラメータを指定するアダプテーション情報を与えることを含む。アダプテーション情報は、使用される周波数、変調パラメータ、および前方誤り訂正（ＦＥＣ）方式などのパラメータを含むことができる。

通信媒体１１０によって与えられる任意の２つの局間の通信チャネルは、雑音特性と周波数応答とにおける周期的変化など、変化するチャネル特性を呈し得る。変化するチャネル特性の存在下で、性能とＱｏＳ安定性とを改善するために、局はチャネルアダプテーションをＡＣラインの周波数（たとえば、５０または６０Ｈｚ）と同期させることができる。一般的に言うと、ＡＣラインサイクルの位相および周波数は、局所的な雑音および負荷の変化とともに、ＡＣラインを生成する発電プラントに依存する変化を呈する。ＡＣラインの周波数との同期は、局が、ＡＣラインサイクルの特定の位相領域に対して最適化された、合致するチャネルアダプテーションを使用することを可能にする。そのような同期の一例は、その内容全体が参照により本明細書に組み込まれる、２００６年１月２３日に出願された米国特許出願第１１／３３７，９４６号に記載されている。

変化するチャネル特性によって生じる潜在的な減損を緩和する別の態様は、ＯＦＤＭなどのロバスト（頑強）な信号変調フォーマットを使用することに関与する。ＯＦＤＭ変調を使用する例示的な通信システムについて以下で説明する。

様々な通信システムアーキテクチャのいずれかは、通信媒体上で送信される信号波形へ、および信号波形からデータを変換するネットワークインターフェースモジュール１０６の部分を実装するために使用され得る。局上で実行しているアプリケーションのための通信プロトコルは、フレームのペイロード内で搬送されるセグメントまたは「パケット」中で、ネットワークインターフェースモジュール１０６へ、および、ネットワークインターフェースモジュール１０６からデータを提供および受信する。「ＭＡＣプロトコルデータユニット」（ＭＰＤＵ）は、ＭＡＣレイヤがＰＨＹレイヤに搬送するように依頼したフレームである。ＭＰＤＵは、送信されているデータのタイプに基づいて、様々なフォーマットのいずれかを有することができる。「ＰＨＹプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）」は、電力ライン上を送信されるＭＰＤＵを表す変調された信号波形を指す。

ＯＦＤＭ変調では、データは、ＯＦＤＭ「シンボル」の形で送信され、フレームは、１つまたは複数のシンボルから構成される。各シンボルは、所定の持続期間またはシンボル時間Ｔsを有する。各シンボルは、互いに直交し、ＯＦＤＭキャリアを形成するＮ個の正弦波キャリア波形の重ね合わせから生成される。各キャリアは、シンボルの始端から測定された、ピーク周波数ｆiと位相Φiとを有する。これらの相互に直交するキャリアの各々について、正弦波形の整数個の周期は、シンボル時間Ｔs内に含まれる。すなわち、各キャリア周波数は、周波数インターバルΔｆ＝１／Ｔsの整数倍である。キャリア波形の位相Φiおよび振幅Ａiは、結果として得られた変調された波形の直交性に影響を及ぼすことなく、（適切な変調方式に従って）独立して選択され得る。キャリアは、ＯＦＤＭ帯域幅と呼ばれる周波数ｆ1とｆNとの間の周波数範囲を占有する。

図２を参照すると、通信システム２００は、通信媒体２０４上で、受信機２０６に信号（たとえば、ＯＦＤＭシンボルのシーケンス）を送信するための送信機２０２を含む。送信機２０２および受信機２０６は、両方とも、各局においてネットワークインターフェースモジュール１０６に組み込まれ得る。通信媒体２０４は、ネットワーク構成１００の通信媒体１１０を介した、ある局から別の局への経路を表す「チャネル」を与える。

送信機２０２において、ＰＨＹレイヤを実装するモジュールは、ＭＡＣレイヤからＭＰＤＵを受けとる。送信機２０２は、エンコードモジュール２２０と、マッピングモジュール２２２と、変調モジュール２２４と、後処理モジュール２２６と、アナログフロントエンド（ＡＦＥ）モジュール２２８とを含む。送信機２０２は、以下でより詳細に記載されるように、シーケンス（「シンボルセット」と呼ばれる）のはじめにデリミタシンボルを含む、通信媒体２０４上を送信されることになるシンボルのシーケンスを形成する。

ＭＰＤＵは、スクランブリング、畳み込みコーディング、インターリービング、およびダイバーシティコピー（diversity copying）などの処理を実行するために、エンコードモジュール２２０において処理される。図３を参照すると、例示的なエンコードモジュール２２０は、スクランブラ３００と、符号器３０２と、インターリーバ３０４と、ダイバーシティコピア（diversity copier）３０６とを含む。

スクランブラ３００は、（たとえば、０または１の長いストリングの可能性を減らすために）ＭＰＤＵによって表される情報に、よりランダムな分布を与える。いくつかの実装形態では、次式などの生成多項式を使用して、データは、繰り返す擬似雑音（ＰＮ）のシーケンスと「排他的論理和」をされる。

スクランブラ３００中の状態ビットは、ＭＰＤＵを処理することの開始時に所定のシーケンス（たとえば、すべて１）に初期化される。スクランブラ３００からのスクランブルされた情報ビットは、様々なコーディング技法のいずれか（たとえば、畳み込み符号）を使用する符号器３０２によってエンコードされ得る。符号器３０２は、データビットのストリームと、場合によっては、パリティビットの１つまたは複数のストリームなどの付帯情報とを生成することができる。たとえば、符号器３０２は、ｍ個の入力情報ビットの各ブロックについて、入力情報を示すｍ個の「データビット」のブロック（ｄ）と、情報ビットに対応するｎ／２個の「パリティビット」の第１のブロック（ｐ）と、情報ビットの既知の並び換え対応するｎ／２個のパリティビットの第２のブロック（ｑ）とを生成するために、ターボコードを使用することができる。併せて、データビットおよびパリティビットは、潜在的な誤りを訂正するために使用され得る冗長情報を与える。この方式は、ｍ／（ｍ＋ｎ）のレートでコードを生じる。

インターリーバ３０４は、符号器３０２から受けとられたビットをインターリーブする。インターリービングは、たとえば、ＭＰＤＵの所定の部分に対応するブロック上で実行され得る。インターリービングは、（たとえば、時間および／または周波数において局地的な）局地的な信号干渉により発生する誤りを訂正する能力を与えるために、情報の所与のブロックに係る冗長データとパリティビットとが、周波数において（たとえば、異なるキャリア上で）、および時間において（たとえば、異なるシンボル上で）分散されることを保証する。インターリービングは、限られた帯域幅の干渉がキャリアのすべてを破損する可能性がないように、ＭＰＤＵの所与の部分についての冗長情報が、ＯＦＤＭ帯域幅にわたって一様に分散されたキャリア上に変調されることを保証することができる。インターリービングは、また、帯域は広いが持続時間は短い干渉がシンボルのすべてを破損する可能性がないように、冗長情報が、１つより多くのシンボル上に変調されることを保証し得る。

ＲＯＢＯモードと呼ばれるいくつかの通信モードでは、ダイバーシティコピア３０６は、出力データストリームにおいて、増加された冗長性を生成するために、追加の処理を実行する。たとえば、ＲＯＢＯモードは、エンコードモジュール２２０の出力において、各エンコードされたビットを複数のビットによって表すために、異なるサイクリック（巡回）シフトで複数回、バッファ位置を読み取ることによって、さらなる冗長性を導入することができる。

ＭＰＤＵの各部分が、変調されたキャリアのすべてよりも少ないキャリア、または変調されたシンボルのすべてよりも少ないシンボルから復元されることを可能にするように冗長性を与える、他のタイプの符号器、インターリーバ、および／またはダイバーシティコピアが使用され得る。

再び図２を参照すると、エンコードされたデータはマッピングモジュール２２２に供給され、マッピングモジュール２２２は、現在のシンボルのために使用されるコンスタレーション（たとえば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＱＡＭ、１６ＱＡＭコンスタレーション）に応じてデータビットのグループ（たとえば、１、２、３、４、６、８、または１０ビット）を取り出し、それらのビットによって表されるデータ値を、現在のシンボルのキャリア波形の同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）成分についての対応する振幅上にマッピングする。これは、結果として、実数部が、ピーク周波数ｆiをもつキャリアのＩ成分に対応し、虚数部がＱ成分に対応する、対応する複素数Ｃi＝Ａi ｅｘｐ（ｊΦi）に関連付けられる各データ値を生じる。代替的に、データ値を変調されたキャリア波形に関連付ける任意の適切な変調方式が使用され得る。

マッピングモジュール２２２は、また、「トーンマスク」に従って情報を送信するために、ＯＦＤＭ帯域幅内のキャリア周波数ｆ１、．．．、ｆＮ（または「トーン」）の中のどれが、システム２００によって使用されるかを決定する。たとえば、特定の領域（たとえば、北米）中の認可エンティティに干渉する可能性があるいくつかのキャリアが回避され得、それらのキャリア上では電力は放射されない。所与の領域中で販売されるデバイスは、その領域用に構成されたトーンマスクを使用するようにプログラムされ得る。マッピングモジュール２２２は、また、「トーンマップ」に従って、トーンマスクにおいてキャリアの各々上で使用されるべき変調のタイプを決定する。トーンマップは、（たとえば、複数の局の間の冗長ブロードキャスト通信のための）デフォルトトーンマップ、または（たとえば、２つの局間のより効率的なユニキャスト通信のための）通信媒体２０４の特性に適合されている、受信局によって決定されるカスタマイズされたトーンマップとすることができる。トーンマスクの中のキャリアは（たとえば、フェージングまたは雑音により）使用に適していないと、局が（たとえば、チャネルアダプテーション中に）決定した場合、トーンマップは、そのキャリアがデータを変調するために使用されるべきでないが、代わりに、そのキャリアのための擬似ランダム雑音（たとえば、擬似雑音（ＰＮ）シーケンスからのバイナリ値で変調されたコヒーレントなＢＰＳＫ）を使用することができることを指定することができる。２つの局が通信するために、それらの局は、信号が適切に復調され得るように、同じトーンマスクとトーンマップとを使用するか、または少なくとも、他のデバイスがどんなトーンマスクとトーンマップとを使用しているかを知っているべきである。

ＭＰＤＵにおける第１のシンボルは、通常、デリミタシンボルと呼ばれるシンボルである。そのようなデリミタシンボルにおけるいくつかのキャリアは、パイロットキャリアとして使用され得る。パイロットキャリアは、受信機に既知である所定の振幅および位相で変調され得る。そのようなパイロットキャリアは、様々な目的で受信機によって使用され得る。たとえば、受信機は、デリミタシンボルが予想されるタイムスロットの中で送られたかどうかを決定するために、（たとえば、マッチドフィルタを使用して）パイロットキャリアの存在を検出することができる。デリミタシンボルの予想される到着時間からの到着時間の偏差は、次のシンボルがいつサンプリングされるべきかを予測または推定するために使用され得る。パイロットキャリアは、また、たとえば、チャネルのインパルス応答、および、パイロットキャリアの既知の位相へのチャネルの影響を含む、チャネルの特性を推定するために使用され得る。パイロットキャリアは、使用されるスペクトル領域の一部分にわたって一様に分散され得る。たとえば、４番目ごとのキャリアがパイロットキャリアとして使用され得る。（データキャリアまたは非パイロットキャリアとも呼ばれる）パイロットキャリアとして使用されない残りのキャリアは、フレーム制御データと、場合によっては、ペイロードデータとを含むデータをエンコードするために使用され得る。データをエンコードするためにデリミタシンボルの少なくともいくつかのキャリアを使用することは、デリミタシンボルによるオーバーヘッドを低減し、それにより、システムのスループットを改善する。

変調モジュール２２４は、ピーク周波数ｆ_１、．．．、ｆ_Ｎを有するＮ個の直交キャリア波形上への、マッピングモジュール２２２によって決定された、結果として得られたＮ個の複素数の組（そのうちのいくつかは未使用のキャリアのための０であり得る）の変調を実行する。変調モジュール２２４は、次式のように書くことができる（サンプリングレートｆ_Ｒについての）離散時間シンボル波形Ｓ（ｎ）を形成するために、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行する。

上式で、時間インデックスｎは１からＮへ進み、ＡiおよびΦiは、ピーク周波数ｆ_ｉ＝（ｉ／Ｎ）ｆ_Ｒをもつキャリアの振幅および位相であり、ｊ＝√−１である。いくつかの実装形態では、離散フーリエ変換は、Ｎが２の累乗である高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に対応する。

後処理モジュール２２６は、連続する（潜在的に重なる）シンボルのシーケンスを、通信媒体２０４上で連続ブロックとして送信され得る「シンボルセット」に合成する。（たとえば、システム２００および／または通信媒体２０４における不完全性による）シンボル間およびキャリア間干渉を緩和するために、後処理モジュール２２６は、各シンボルの一端を、該シンボルの他端のコピーである巡回エクステンション（たとえば、プレフィックス）を用いて拡張することができる。後処理モジュール２２６は、また、（たとえば、２乗余弦窓（raised cosine window）または他のタイプのパルス整形窓を使用して）シンボルセット内のシンボルのサブセットにパルス整形窓を適用すること、およびシンボルサブセットを重ねることなどの他の機能を実行することができる。

変調モジュール２２４または後処理モジュール２２６は、（たとえば、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、２００６年１２月２１日に出願された米国出願第１１／６１４，７２９号に記載されている）「振幅マスク」に従って、変調されたシンボルを含む信号のスペクトルをさらに変形するスペクトル整形モジュールを含むことができる。トーンマスクは、ネットワーク中の局の間でメッセージを交換することによって変更され得るが、振幅マスクは、それらの局の間でメッセージを交換する必要なしに、局がいくつかのキャリア上で送信された電力を減衰させることを可能にする。したがって、スペクトル整形モジュールは、干渉を生じ得るキャリアの振幅を調整することによりスペクトル制約を変更することに応答した、動的スペクトル整形を可能にする。場合によっては、スペクトル整形モジュールは、認可エンティティからの送信を検出することなどのイベントに応答して、周波数成分の振幅を所定の制限以下に設定する。振幅は、結果として生じる放射電力が他のデバイスに干渉しないように、（たとえば、所定のコンスタレーションに従って）情報を変調するために通常使用される、所定のレベル以下に設定され得る。振幅マスクは、また、キャリアが完全にヌリングされること、すなわち、対応する振幅がゼロに設定されることになることを示し得る。減衰したキャリアは、変調およびエンコード方式が維持されるように、それらのキャリアがゼロ振幅で送信される場合でも、受信局によってさらに処理される。

一般的にいって、２つの通信している局は、必ずしも、他の局がどんな振幅マスクを使用しているか（または、他の局が少しでも振幅マスクを使用しているかどうか）を知る必要があるとは限らない。したがって、そのような場合、振幅マスクがキャリアを部分的にまたは十分に減衰する（すなわち、オフにする）ために使用される場合、送信機と受信機との間で変調方式の変更は不要である。場合によっては、受信局は、減衰したキャリア上で不十分な信号対雑音比を検出し、それらのキャリアを更新されたトーンマップ（トーンマスク内のキャリアがどのように変調されるかを決定する）から除外し、それにより、それらのキャリアがデータを変調するために使用されていないことを示し得る。場合によっては、受信機が送信機によって使用された振幅マスクを知っていることは有利である。たとえば、受信機がチャネルのより良い推定を生成（たとえばキャリアごとに）するために平滑化（たとえば、雑音エネルギーを低減するための周波数領域におけるフィルタ処理）を使用するとき、各キャリア上の送信振幅の知識は、ひずみを加えることなしに推定を適切にフィルタ処理するために使用され得る。

いくつかの実装形態では、スペクトル整形モジュールは、たとえば、信号中の１つまたは複数の狭い周波数帯域の振幅を低減するプログラマブルノッチフィルタとして後処理モジュール２２６中に含まれ得る。

ＡＦＥモジュール２２８は、シンボルセットの連続時間（たとえば、低域フィルタ処理された）バージョンを含んでいるアナログ信号を通信媒体２０４に結合する。通信媒体２０４上での波形Ｓ（ｔ）の連続時間バージョンの送信の影響は、通信媒体上での送信のインパルス応答を表す関数ｇ（τ；ｔ）を用いた畳み込みによって表され得る。通信媒体２０４は、妨害者によって放出されるランダム雑音および／または狭帯域雑音であり得る雑音ｎ（ｔ）を付加し得る。

受信機２０６において、ＰＨＹレイヤを実装するモジュールは、通信媒体２０４から信号を受信し、ＭＡＣレイヤのためのＭＰＤＵを生成する。シンボル処理モジュール２３０は、各シンボルについてのタイミング情報と、チャネル推定情報と、サンプルド信号値とを復調器／デコードモジュール２３２に与えるために、デリミタ検出、時間同期、およびチャネル推定などの機能を実行する。復調器／デコードモジュール２３２は、（ＮポイントＤＦＴを実行することによって）エンコード値を表すＮ個の複素数のシーケンスを抽出するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する。復調器／デコードモジュール２３２は、対応するビットシーケンスを取得し、それらのビットの適切なデコード（デインターリーブと、誤り訂正と、逆スクランブルとを含む）を実行するために、複素ＤＦＴ値を復調する。

復調は、また、送信信号上のチャネルの影響を除去するために、（たとえば、ＤＦＴ値が取得された後に）受信信号を処理することを含む。キャリアの位相および振幅上のチャネルの影響（たとえば、チャネルの位相敏感周波数応答）を表す「コヒーレント基準」は、送信されたパイロットキャリアが受信機によって知られているので、デリミタシンボルの一部として受信されたパイロットキャリアから推定され得る。パイロットキャリアは、デリミタシンボルの中で使用されるキャリアの小部分のみを表すので、（必ずしも受信機によって知られているとは限らない）データキャリア上の影響は、パイロットキャリアに基づいて補間され得る。以下でより詳細に説明するように、どんなデータが元々送信されたかについて、復調器／デコードモジュール２３４から取得された情報は、コヒーレント基準の精度を高めるためにシンボル処理モジュール２３０にフィードバックされ得る。

シンボル処理モジュール２３０は、（たとえば、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、２００６年１月２４日に出願された米国出願第１１／３３９，２９３号に記載されているように）１つまたは複数の他の局のクロックに同期されている局部ローカルクロックの値などのタイミング情報と、場合によっては、ネットワークがＣＣｏ局を含む場合、以前に受信されたビーコン送信とに基づく予測されたデリミタ到着時間に、通信媒体２０４からの値をサンプリングし始める。タイミング基準が、受信されたビーコン送信に基づいて判断されるときでも、送信局および受信局の各々とＣＣｏ局との間の相対的な伝搬遅延は知られていないことがあるので、所与の局からのフレームの到着時間には依然として不確実性があり得る。いくつかの実装形態では、デリミタは、始端においておよび／または終端において巡回エクステンションを与えられ得る。そのような巡回エクステンションを用いると、デリミタの予想される開始時間の精度に関して自由度がある。デリミタシンボルの始めまたは最後において発生する信号値のサンプルは、それらの値がデリミタシンボルの最後と始めの両方において繰り返されるので、（デリミタシンボルのサンプリングが遅くまたは早く開始した場合）除外され得る。いくつかの実装形態では、デリミタが（たとえば、フレーム制御および／またはペイロード、あるいは肯定応答情報からの）データで変調されたキャリアを含む場合、既知のプリアンブル情報と未知のデータとを搬送するキャリアが直交したままであることを保証するために、信号のサンプリングは、ある許容差内で、デリミタの予想される開始時間に関してより正確に時間合わせされる。

シンボル処理モジュール２３０は、また、デリミタシンボルの中のパイロットキャリアからタイミング情報を取得することができる。復調器／デコードモジュール２３２は、デリミタシンボルの到着時間の予測における不確実性を補償するために、そのようなタイミング情報を使用することができる。たとえば、サンプリングが遅くまたは早く開始した場合、情報が失われなくても、時間オフセットは、ＤＦＴ値の予想される位相の変化を引き起こし得る。復調器／デコードモジュール２３２は、（時間領域における時間シフトは、周波数領域における線形位相シフトと等価であるので）パイロットキャリアに対応するＤＦＴ値から少なくとも部分的に導出される時間オフセットを補償するために、ＤＦＴ値のすべてを位相シフトすることができる。時間オフセットは、また、後続のフレームのためのデリミタシンボルが受信機に到着することになる時間のより正確な予測を決定するために使用され得る。後続のシンボルのために使用される巡回エクステンション（または他の形態のガードインターバル）の長さは、残存するタイミングの不確実性をなくすのに十分大きくすることができる。

デリミタシンボルのサンプルが収集され、初期コヒーレント基準が取得された後、シンボル処理モジュール２３０は、デリミタシンボルの存在を確認するために「デリミタ検出」を実行することができる。復調器／デコードモジュール２３２は、初期コヒーレント基準を使用して、データキャリア上にエンコードおよび変調されたデータを、場合によっては、デリミタ検出と同時に、復調およびデコードすることができる。（たとえば、保全性検査値によって確認されるように）データが正しくデコードされた後、そのデータは、デリミタシンボル全体の再構成を取得するために再エンコードされ、再構成は、次いで、デリミタシンボルに続く残りのペイロードシンボルを復調およびデコードするためにより正確なコヒーレント基準として使用され得る（補間は不要であるので）。

場合によっては、複数の（漸進的により正確な）コヒーレント基準が、相互的に生成され得る。たとえば、デリミタシンボルの中のいくつかのデータキャリアがフレーム制御データのために使用され、いくつかのデータキャリアがペイロードデータのために使用される場合、フレーム制御データのみが、既知のパイロットキャリアを再生成し、デリミタシンボルのそれぞれのキャリア上にフレーム制御データを再エンコードするために、第１のパスにおいて復調およびデコードされ得る。結果として再生成されたシンボルは、残りの未知のペイロードデータキャリアのための何らかの補間（たとえば、フィルタ処理または平滑化を使用する）をさらに使用する。しかしながら、そのような場合、初期コヒーレント基準の場合におけるよりも、少数のキャリアが補間を必要とする。そして、別の新しいコヒーレント基準は、再生成されたデリミタシンボルから取得され、残りのペイロードデータキャリアを復調およびデコードするために使用され得る。いくつかの実装形態では、このプロセスは、どのキャリアのためにも補間を使用しない再生成されたデリミタシンボルから取得される、第３の、なお一層正確なコヒーレント基準を生成することによって継続し得る。そのようなコヒーレント基準は、次いで、デリミタシンボルに続くシンボルを復調およびデコードするために使用され得る。デリミタシンボル上で実行され得る処理の量は、デリミタシンボルのサンプリングの終わりと、次のシンボルのサンプリングの始まりとの間に存在する時間量によって制限され得る。

送信機２０２または受信機２０６におけるモジュールを含む通信システム２００のモジュールのいずれも、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアとの組合せで実装され得る。

ネットワーク技術が次世代に進むにつれて、より上位の物理レイヤデータレートの利益は、プリアンブル、ヘッダおよび肯定応答信号によるオーバーヘッドを低減することによって、より良く実現され得る。

図４Ａに、ＯＦＤＭシンボルの概略図を示す。次に図４Ｂを参照すると、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶにおいて使用されるＰＰＤＵフォーマットの例示的な概略図が示されている。この例では、ＡＶプリアンブルは、トータルの長さが合計５１．２１マイクロ秒になる、複数の５．１２マイクロ秒のＯＦＤＭシンボルである。ＡＶフレーム制御（ＡＶＦＣ）ＯＦＤＭシンボルは、長さが５９．２８マイクロ秒である。ＡＶプリアンブルとＡＶＦＣとを加えて、長さが合計約１１０．５マイクロ秒になる。残りのＯＦＤＭシンボルはペイロードを含んでいる。

図４Ｃに示すように、ＰＰＤＵには、ペイロードを持たないＡＶプリアンブルとＡＶＦＣとを含む追加の短いＰＰＤＵを介して送信される選択的肯定応答（ＳＡＣＫ）が続く。ＰＰＤＵと短いＰＰＤＵとの間の応答フレーム間空間（Response Inter-Frame Space）（ＲＩＦＳ＿ＡＶ）は、この例では８０マイクロ秒である。したがって、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）ペイロードの総オーバーヘッドは、ＲＩＦＳ＿ＡＶ＋２＊（ＡＶプリアンブル長＋ＡＶＦＣ長）＝３０１マイクロ秒である。表１に、２０，０００バイトのデータのペイロードと、１００Ｍｂｐｓ、５００Ｍｂｐｓおよび１，０００Ｍｂｐｓの３つの異なるチャネル物理レイヤ（ＰＨＹ）データレートとを仮定して、有効ＵＤＰスループットおよび効率を示す。

伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）の場合、ＰＰＤＵがＴＣＰ肯定応答を戻し、それにより、さらなるオーバーヘッドを追加するので、オーバーヘッド問題はさらに複合化される。ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶでは、双方向バーストと呼ばれるＰＰＤＵフォーマットが、ＴＣＰ肯定応答に関連するオーバーヘッドのいくつかを低減するために使用される（たとえば、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、２００８年５月９日に出願された米国出願第１２／１１８，６１３号に記載されている）。図４Ｄは、そのようなフォーマットの一例を示す。図４Ｄに示す例では、ＴＣＰ肯定応答は、長さが４８．５２マイクロ秒である単一のＯＦＤＭペイロードシンボルに収まる。この例では、ＴＣＰペイロードのトータルオーバーヘッドは、２＊ＲＩＦＳ＋３＊（ＡＶプリアンブル長＋ＡＶＦＣ長）＋ＯＦＤＭペイロードシンボル＝５４０マイクロ秒である。

表２に、２０，０００バイトのデータのペイロードと、１００Ｍｂｐｓ、５００Ｍｂｐｓおよび１，０００Ｍｂｐｓの３つの異なるチャネル物理レイヤ（ＰＨＹ）データレートとを仮定して、有効ＴＣＰスループットおよび効率を示す。

デリミタと、応答フレーム間空間と、ＴＣＰ肯定応答を搬送するＯＦＤＭシンボルとの長さの低減は、（たとえば、１００Ｍｂｐｓよりも大きい）より高いＰＨＹデータレートの利益を生じるのを助けることができる。一般的にいって、デリミタの長さを短縮することは、特に雑音の多い媒体において、デリミタの信頼性を損なう影響を及ぼし得る。デリミタは、それらが動作するチャネルに従って設計される。たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶの場合、デリミタは、信号対雑音（ＳＮＲ）比が０ｄＢよりも低いチャネル上での信頼できる検出を与えながら、短くなるように設計される。一般的にいって、少なくとも１つのフルのＯＦＤＭシンボルが、ペイロードＯＦＤＭシンボルをデコードするためのチャネルの信頼できる推定を与えるために、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶにおいて必要とされる。

いくつかの実装形態では、プリアンブル、フレーム制御、および選択肢として、ペイロードの少なくとも一部分は、デリミタによるオーバーヘッドを低減するために、ＯＦＤＭシンボルデリミタの中でエンコードされ得る。そのようなエンコード方式の一例を図７Ａに示す。そのような方式では、すべての送信はＴＤＭＡを使用し、十分に同期される。さらに、ＰＰＤＵの開始は、通常、受信機において知られている。

単一のＯＦＤＭシンボルデリミタが使用されるいくつかの実装形態では、ＰＰＤＵの開始ポイントは正確に検出されなければならない。これは、たとえば、プリアンブルを検出することによって行われ得る。一般的にいって、ＰＰＤＵの始まりは、ＣＳＭＡなどの非同期送信の場合、受信機によって事前に知られていない。いくつかの実装形態では、単一のＯＦＤＭシンボルデリミタが使用される場合、あらかじめ規定された時間、たとえばＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶビーコン期間（図４Ｅに示す）と、ネットワーク時間ベースとが、ＰＰＤＵ検出およびデコードの信頼できる開始をサポートするための同期を与えるために用いられ得る。そのような同期は、その内容全体が参照により本明細書に組み込まれる、２００６年１月２３日に出願された米国出願第１１／３３７，９４６号、および米国特許第７，５５８，２９４号にも記載されている。

いくつかの実装形態では、デリミタ（フレーム開始（ＳＯＦ）デリミタとも呼ばれる）の持続時間は、たとえば、５５マイクロ秒またはそれ以下に低減され得る。いくつかの実装形態では、ＳＡＣＫの持続時間も、たとえば、２７マイクロ秒またはそれ以下に低減され得る。デリミタおよびＳＡＣＫの持続時間におけるそのような低減は、短縮（たとえば、１／２またはそれより小さい長さの）されたＯＦＤＭシンボルを使用して達成され得る。短縮されたＯＦＤＭシンボルの長さは、チャネルに従って調整され得る。たとえば、長さを、良好なチャネルの場合はより短くし、不良チャネルの場合はより長くすることができる。そのような場合におけるビーコン送信に関し、より長いＡＶプリアンブルは、ネットワークの中のすべての局がビーコン送信を検出する可能性を高めるために使用され得る。

ＵＤＰについて、遅延された肯定応答を使用して、たとえば２０マイクロ秒に低減されたＲＩＦＳをもつ１／２シンボルのＳＡＣＫを仮定すると、オーバーヘッドは、ＳＯＦデリミタ＋ＲＩＦＳ＋ＳＡＣＫである。本例では、オーバーヘッドは、１０２マイクロ秒に等しい。いくつかの実装形態では、ＲＩＦＳは、２０マイクロ秒よりも著しく短く（場合によっては、ゼロに近くさえ）することができ、（受信機によって指定された）送信機と受信機とに依存し、それらの間でネゴシエートされ得る。

（図４Ｆに示す例のような）ＴＣＰの場合、ＴＣＰ肯定応答ペイロードをもつ１／２シンボル長のＳＡＣＫ、および、ＲＩＦＳが、たとえば、２０マイクロ秒に低減され得るような最後のＰＨＹブロックに係る遅延された肯定応答、および、たとえば、次の送信のＳＯＦまで遅延されたＴＣＰ ＡＣＫのための肯定応答を仮定すると、オーバーヘッドは、ＳＯＦデリミタ＋ＲＩＦＳ＋ＳＡＣＫのように計算され得る。この例では、したがって、オーバーヘッドは１０２マイクロ秒である。

表３に、２０，０００バイトのデータのペイロードと、１００Ｍｂｐｓ、５００Ｍｂｐｓおよび１，０００Ｍｂｐｓの３つの異なるチャネル物理レイヤ（ＰＨＹ）データレートとを仮定して、有効ＵＤＰおよびＴＣＰスループットおよび効率を示す。表３から、スループットおよび効率は、短縮され、遅延されたＳＡＣＫを使用することによって著しく高まり得ることがわかり得る。

＜ＭＩＭＯのための単一のＯＦＤＭシンボルデリミタ＞
プリアンブルキャリアのセットが、Ｎ×Ｍ多入力／多出力（ＭＩＭＯ）システムにおいてＮ個の送信機の各々に割り当てられ得、Ｎは、送信機（または送信アンテナ）の数であり、Ｍは、受信機（または受信アンテナ）の数であり、Ｍは、一般にＮ以上である。ＭＩＭＯシステムのための例示的なエンコード方式が図７Ｂに示されている。（電力線上の２×２のＭＩＭＯについての）この例では、プリアンブルキャリアの２５％は、２つの送信機のうちの１つに割り当てられ、プリアンブルキャリアの別の２５％は、他の送信機に割り当てられる。電力線媒体上で動作するためのＭＩＭＯシステムのいくつかの実装形態では、複数のアンテナが、電力線媒体の３つの導体（ライン、ニュートラル、接地）の異なるペアリングを使用して実装され得る。たとえば、局は、ＭＩＭＯ信号を送信および受信するために、第１のアンテナとしてライン−ニュートラル導体間に印加される電圧を使用し、第２のアンテナとしてライン−接地導体間に印加される電圧を使用し得る。チャネルのインパルス応答の長さがシングルシンボルデリミタ（ＳＳＤ）のためのシンボル長の１／４よりも小さいことを仮定すると、受信機は、各送信機からのプリアンブルキャリアの各組からキャリアを補間することによって、すべてのキャリアのための完全なＭＩＭＯチャネル行列の正確な推定を得る。キャリアの２５％が各プリアンブルのために使用されるので、チャネルインパルス応答がＳＳＤ長の１／４であるという仮定がなされる。この例では、別の仮定は、キャリア間隔がプリアンブルキャリアの各組について一様であることである。第２の仮定は、非ＭＩＭＯシステムについても行われ得る。ＭＩＭＯ ＳＳＤは、フレーム制御キャリアとペイロードキャリアとをさらに含み得るが、一般的に言って、そのような非プリアンブルキャリアの数は、非ＭＩＭＯシステムと比較された場合、より少ない。いくつかの実装形態では、ＭＩＭＯ ＳＳＤのために必要とされるプリアンブルキャリアの数は、キャリア間隔、チャネルのインパルス応答の長さ、および受信機におけるキャリアの信号対雑音比のうちの１つまたは複数に依存する。プリアンブル、フレーム制御およびペイロードに割り当てられるＳＳＤキャリアの部分は、様々なチャネル状態に基づいて選択され得る。

２×２の場合の完全なＭＩＭＯチャネル行列は、４つのステップで計算される。

１．第１の送信機（ＴＸ１）によって送信され、第１の受信機（ＲＸ１）によって受信されるプリアンブルキャリアは、すべてのキャリアについての第１の行列要素 Ｈ１１に係る推定を得るために、補間され、場合によっては、フィルタ処理される。

２．ＴＸ１によって送信され、第２の受信機（ＲＸ２）によって受信されるプリアンブルキャリアは、すべてのキャリアについての第２の行列要素 Ｈ１２の推定を得るために、補間され、場合によっては、フィルタ処理される。

３．ＴＸ２によって送信され、ＲＸ１によって受信されるプリアンブルキャリアは、すべてのキャリアについての第３の行列要素 Ｈ２１の推定を得るために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

４．ＴＸ２によって送信され、ＲＸ２によって受信されるプリアンブルキャリアは、すべてのキャリアについての第４の行列要素 Ｈ２２の推定を得るために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

上記の４つのステップの各々は、他のステップとは独立して実行され得る。たとえば、それらのステップは、任意の順序でまたは並行してでも実行され得る。２×２のＭＩＭＯチャネル行列が計算されると、ＭＩＭＯペイロードのデコードは、各送信機ＴＸ１およびＴＸ２からの個々のフレーム制御および／またはペイロードストリームを分離するために、その行列を適用することによって実行される。

フレーム制御は様々な方法でエンコードされ得る。いくつかの実装形態では、フレーム制御はエンコードされ、次いで、冗長性のためにコピーエンコードされる。エンコードは、また、ＦＥＣエンコードなどの誤り制御符号化を含み得る。いくつかの実装形態では、エンコードされたフレーム制御ストリームは、送信機ごとに１つのデータストリームの、複数のデータストリームに分割される。コピーエンコードの場合、複数のストリームは、各ビットの異なるコピーについて周波数における分離を最大にするために、情報およびパリティビットがストリームごとに選択されるように、再分割され得る。受信機において受信されるデータをデコードすることは、複数の受信機（または受信アンテナ）の各々においてストリームを処理することと、コピーを合成することとを含む。デコードは、また、好ましくは、ターボ符号、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）符号、または同様な誤り訂正符号を使用して、ＦＥＣデコードを実行することを含み得る。

いくつかの実装形態では、フレーム制御情報は、各送信機がエンコードされたフレーム制御キャリアの一部分を送るようにエンコードされる。そのような方式の例を図７Ｃに示す。フレーム制御をエンコードするためのそのような方式は、性能ならびにＭＩＭＯチャネル行列の推定を改善することができる。図７Ｃは、フレーム制御キャリアの１／２が送信機（または送信アンテナ）ＴＸ１によって送信され、他の１／２が送信機（または送信アンテナ）ＴＸ２によって送信される２×２のＭＩＭＯの例を示す。この例では、受信機（または受信アンテナ）ＲＸ１およびＲＸ２における信号のデコードは、次のように実行される。

１．完全な２×２のＭＩＭＯチャネル行列が、上記で説明したように推定される。

２．ＴＸ１によって送信されたフレーム制御キャリアをデコードするために、Ｈ１１はＲＸ１で使用され、Ｈ１２はＲＸ２で使用される。

３．ＴＸ２によって送信されたフレーム制御キャリアをデコードするために、Ｈ２１はＲＸ１で使用され、Ｈ２２はＲＸ２で使用される。

４．フレーム制御キャリアの完全な組は、たとえば、ＦＥＣ方式やコピー合成を使用して誤りを訂正することと、（たとえば、巡回冗長検査（ＣＲＣ）を使用して）フレーム制御情報が正しくデコードされたことを検証することとを含めて、フレーム制御情報をデコードするために用いられる。

５．フレーム制御のＣＲＣが「正当（valid）」である場合、フレーム制御は、ＴＸ１およびＴＸ２上のフレーム制御キャリアの送信状態を生成するために再エンコードされる（送信状態の再エンコードおよび再生成は、ＦＥＣエンコードと、コピー生成と、変調の実行とを含み得る）。ＣＲＣが正当であると判断されたので、フレーム制御情報がＦＥＣデコードされる前にフレーム制御情報中に存在し得る誤りは、新たに再エンコードされたフレーム制御情報にはないことになり、これにより、最初に受信されたときに適切に復調するにはあまりに多くの雑音を搬送した可能性のあるキャリアについてでも送信状態を再生成することが可能になる。

６．ＴＸ１によって送信され、ＲＸ１によって受信されたプリアンブルおよびフレーム制御キャリアは、すべてのキャリアについての第１の行列要素Ｈ１１の修正された推定を得るために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

７．ＴＸ１によって送信され、ＲＸ２によって受信されたプリアンブルおよびフレーム制御キャリアは、すべてのキャリアについての第２の行列要素Ｈ１２の修正された推定を得るために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

８．ＴＸ２によって送信され、ＲＸ１によって受信されたプリアンブルおよびフレーム制御キャリアは、すべてのキャリアについての第３の行列要素Ｈ２１の修正された推定を得るために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

９．ＴＸ２によって送信され、ＲＸ２によって受信されたプリアンブルおよびフレーム制御キャリアは、すべてのキャリアについての第４の行列要素Ｈ２２の修正された推定を取得するために、補間され、場合によってはフィルタ処理される。

上記の４つのステップ６．〜９．の各々は、他のステップとは独立して実行され得る。たとえば、それらのステップは、任意の順序ででも、または並行してでも実行され得る。

別の手法では、キャリアの追加の組が、ペイロード情報でＭＩＭＯエンコードされ得、ステップ６．〜９．において決定されたＭＩＭＯチャネル行列を使用して、シンボル中の残りのキャリアの状態を決定するために、ペイロードセグメントがデコードされ、ＣＲＣ検証され、再エンコードされ得る。連続する（または残りの）シンボルのＭＩＭＯエンコードされたペイロードをデコードするためのより正確なＭＩＭＯチャネル行列を推定するために、既知のプリアンブルと、既知のフレーム制御と、既知のペイロードキャリアとを使用して、さらなる処理が実行され得る。

いくつかの実装形態では、チャネル推定中のフィルタ処理（あるいは平滑化および／または補間）は、時間領域において、推定されたインパルス応答を窓掛けすることの効果を達成するために、チャネルインパルス応答長よりも著しく長いシンボル長を活用することと、周波数領域においてキャリアの組をフィルタ処理する（たとえばＦＩＲフィルタを使用して）こととを含む。場合によっては、これは雑音を低減する。たとえば、２乗余弦窓（raised cosine window）は、インパルス応答を窓掛けするために使用され得、窓の非ゼロ値はシンボル長の小部分であってよく、インパルス応答の推定の残りはゼロに設定される。いくつかの実装形態では、プリアンブルキャリアは、窓の中心を合わせる必要がある場合、インパルス応答中の位置を推定するために後処理される。一般に、窓掛けは、インパルス応答のピークを中心として位置づけられる。

図８Ａ、図８Ｂに、チャネル推定プロセスにおける例示的な動作のフローチャートを示す。一般に、図８Ａに示す動作は、図８Ｂに示す動作と実質的に同じ効果を達成する。図８Ａでは、プリアンブルまたは基準キャリアからのチャネル推定は、周波数領域においてフィルタ（たとえばデジタルＦＩＲフィルタ）を使用してフィルタ処理される。ＦＩＲフィルタは、対応する窓関数の周波数領域表現であり得る。図８Ｂでは、推定は、チャネルのインパルス応答の推定（図９Ａ）を生成するために、ＩＦＦＴなどの変換を使用して時間領域に変換される。いくつかの実装形態では、窓の中心を合わせる必要がある場合、インパルス応答中の位置を決定するために、プリアンブルキャリアのさらなる後処理が行われる。インパルス応答は、窓の範囲外の雑音がなくなるように、窓（図９Ｂに示すものなど）を乗じられ、チャネルのインパルス応答の雑音フィルタ処理された推定（図９Ｃ）の結果を得る。雑音フィルタ処理された推定値は、ＦＦＴなどの別の変換を使用して、周波数領域に戻るよう変換され得る。

いくつかの実装形態では、フレーム制御上のＣＲＣチェックが、正当な信号が存在するかどうかを判断するために使用される。ＣＲＣが正当であると判断された場合、それはＰＰＤＵの正しい開始の存在を確かにする。いくつかの実装形態では、プリアンブルキャリアの訂正は、また、ＰＰＤＵの正しい開始の存在を確かにするために使用され得る。

＜雑音の多いチャネルにおける高速（短時間の）キャリア検知＞
一般的に言うと、単純なエネルギー検知のキャリア検出は、極めて低いＳＮＲ状態のために、電力線上で容易には使用され得ない。そのような状態の下で、チャネル上のエネルギーの変化は極めて小さく、インパルス雑音は一般に大きい。そのような状態は、一般に、多数のフォールスネガティブとフォールスポジティブとの両方を生じる。ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶなど、そのような低いＳＮＲ状態の下で動作するシステムは、キャリア検知のためにプリアンブル信号の相関ベースの検出に依存する。

一般的に言って、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶなどのシステムのための競合スロット時間は、フレーム制御シンボル時間またはデータＯＦＤＭシンボル時間よりも著しく少ない。たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶは、プリアンブルのための５．１２μＳ ＯＦＤＭシンボルを使用することによって、キャリア検知に係るプリアンブルを検出する。これは、一般に、フレーム制御およびペイロードのために使用されるＯＦＤＭシンボルの長さの１／８である。

デリミタシンボル中のキャリアが、プリアンブルに加えてフレーム制御およびペイロードデータのうちの１つまたは複数でエンコードされるいくつかの実装形態では、シンボル全体がサンプリングされない限り、プリアンブル信号は信頼性をもっては検出され得ない。シンボル全体がサンプリングされ、プリアンブルキャリアがＦＦＴなどの変換を通じて抽出されたときのみ、プリアンブルの存在が確かにされ得る。また、デリミタシンボル中のキャリアが非プリアンブルデータでエンコードされるとき、デリミタ内のいくつかのキャリア上のデータ（したがって、デリミタのコンテンツ全体として）は受信機に知られない。そのような場合、デリミタの時間領域信号パターンが受信機に知られていないので、受信機は、デリミタの時間領域相関（またはマッチドフィルタ処理）ベースの検出を実行することができない。いくつかの実装形態では、これは、デリミタシンボルの少なくとも一部分をコピーすることと、デリミタ自体を送信する直前に、デリミタの拡張として、コピーされた部分を送信することとによって対処される。いくつかの実装形態では、拡張は、場合によっては固定オフセットをつけて、デリミタＯＦＤＭシンボルの最初の短い部分のコピーである。これは、図４Ｇに一例として示されている。そのような場合、受信機は、キャリア感知検出のために拡張をデリミタシンボルの始端とキャリア感知検出のために拡張をデリミタシンボルの始めと比較するために相関を使用する。キャリア検知が競合スロット中で検出された場合、局は送信を延期することになる。いくつかの実装形態では、この拡張はまた、自動利得制御（ＡＧＣ）を設定するために使用され得る。いくつかの実装形態では、拡張および／またはデリミタシンボルの窓掛けは、スペクトルノッチ（たとえば、アマチュア帯域などの制限された帯域への放射を低減するために使用されるノッチ）を維持するために必要である。この拡張は、ＳＡＣＫまたはＴＤＭＡを使用して送られるＰＰＤＵには不要である。

いくつかの実装形態では、拡張は、所定のオフセットによってデリミタから分離されている。オフセットの長さ、コピーの長さ、および競合スロットの長さは、１つまたは複数のファクタに基づいて選択され得る。たとえば、プリアンブル検出（キャリア検知）は、適切なＣＳＭＡ動作を求めてバックオフするために、１つの競合スロット（信号サンプリング＋ハードウェアレイテンシ）内で行われなければならない。そのような場合、コピー＋オフセットの長さは競合スロット時間よりも小さくなければならない。しかしながら、コピーおよびオフセットの長さは、予想されるチャネル状態の下で十分に信頼できる信号検出をサポートするのに十分長くなければならない。いくつかの実装形態では、信号検出信頼性に関する窓掛けの効果も考慮される。いくつかの実装形態では、コピーは、（時間同期およびチャネル推定のための）プリアンブルと、フレーム制御と、存在する場合にはペイロードとを検出するためにデリミタ信号をサンプリングするより前にＡＧＣが安定するのに十分に長くなっている。

高速キャリア検知機構は、競合スロット時間の持続時間を低減して、ＣＳＭＡの性能を改善することを可能にする。高速キャリア検知がない場合、信号の存在を決定（すなわち、キャリア検知）するために、ＳＳＤ全体が処理されなければならない。これは、可能性としてＳＳＤよりも大きい競合時間の結果となり、また、増加した処理のために追加のレイテンシを必要とする。たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶでは、ＯＦＤＭシンボル持続時間は４０．９６マイクロ秒であり、競合スロット時間は３５．８４マイクロ秒である。ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶベースのシステムにおいて高速キャリア検知なしにＳＳＤを使用することは、競合スロット時間を４０．９６マイクロ秒よりも多くする。高速キャリア検知を使用することは、競合スロット時間を３５．８４マイクロ秒に維持するか、または場合によっては、それをさらに低減する。

＜同期＞
いくつかの実装形態では、競合スロットは、使用され、ビーコン期間と十分に同期がとられる優先度解決スロット（ＰＲＳ：priority resolution slot）と競合解決スロット（ＣＲＳ：contention resolutions slot）とを含む。これは、図４Ｈに一例として示されている。一般に、（ＳＡＣＫを除く）ＰＰＤＵの送信は、ＣＲＳ境界上で開始される。ＰＲＳは、以下でより詳細に説明するように、いくつかの局が優先度を主張することを可能にするために使用される。

いくつかの実装形態では、受信機は、次のＣＲＳの端部より前にキャリアを検出するために、信号をサンプリングし、処理する。キャリアが検知された場合、受信機は、一般に、第１のＯＦＤＭシンボル（デリミタ）をサンプリングし、（ＦＦＴなどの変換後に）周波数領域において相関を使用してプリアンブルを検出する。

プリアンブルキャリアは、デリミタに続くペイロードＯＦＤＭシンボルをサンプリングし、フレーム制御をデコードするためにチャネルを推定するためのタイミングを推定するために使用される。いくつかの実装形態では、成功したＦＥＣデコードおよびＣＲＣチェックの後に、フレーム制御は、デリミタの中のペイロードおよび／またはフレーム制御をデコードするためにチャネルのより良い推定を生成するべく、再エンコードされ、プリアンブルと合成される。いくつかの実装形態では、第１のデコードに成功したペイロードＦＥＣブロックは、後続のペイロードシンボルをデコードするために、チャネルのより良い推定を生成するべく、再エンコードされ、プリアンブルおよびフレーム制御キャリアと合成される。このプロセスは、図６に一例として概略的に示されている。

いくつかの実装形態では、ＣＲＳ境界に従って送信が行われるとき、受信機は、ＳＳＤを検出するために、どこでサンプリングするか（または、サンプリングを開始するか）をアプリオリに知っている必要があり得る。プリアンブル検出のために一般に使用される連続探索は、プリアンブルと、フレーム制御と、場合によってはペイロードとが単一のＯＦＤＭシンボル中で混合されるので、ＳＳＤ検出において実際的ではない。そのような場合、受信機は、ＣＲＳ境界に従って時間ベースに同期される。場合によっては、送信機と受信機との間の伝搬遅延を補償することが必要であり得る。この補償は、送信されているＰＰＤＵのタイミングおよび／または受信サンプリングのタイミングに適用される必要がある。この送信および／または受信伝搬遅延補償は、ＣＳＭＡ競合スロットの中のＰＰＤＵ、ＴＤＭＡ割り当て、またはＰＰＤＵに対する即時のＡＣＫ（ＳＡＣＫ）に適用される必要があり得る。送信機および意図された（１つまたは複数の）受信機に加えて、伝搬遅延補償は、特にＣＳＭＡでは、ネットワーク中の他の局を考慮する必要があり得る。ブロードキャスト送信では、伝搬遅延補償は、意図された各受信機において調整される必要があり得る。

＜スロット同期＞
いくつかの実装形態では、同期は、ネットワーク中の様々な局間のスロット同期または時間スロット整合を含む。いくつかの実装形態では、そのようなスロット整合は、ビーコン送信に関係し得る。いくつかの実装形態では、ビーコンは、ＣＳＭＡ競合を使用して送信され得る。そのような場合、ビーコン位置は、トラフィックに基づいて予測不可能に変化し得る。そのような場合、（場合によっては、ビーコン送信に含まれるスケジュールの中で通信される）ビーコン期間の論理的な開始点は、ビーコン位置自体の代わりに使用され得る。いくつかの実装形態では、ビーコン位置またはビーコン期間の論理的な開始点は、それ自体が外部信号に揃えられ得る。たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶでは、ビーコン期間は、基礎をなすＡＣラインサイクルに少なくとも近似的に揃えられる。

いくつかの実装形態では、ＳＳＤは、また、ネットワーククロックまたは時間ベースに基づき得る。そのようなネットワーククロックまたはタイムベースは、一般的に言って、マスタノードにおいて維持される。マスタノードは、すべての局がネットワーククロックに正確に追従することを可能にするために、すべての局にマスタクロックのタイムスタンプを与える。いくつかの実装形態では、いくつかのビーコン送信を逃した場合でも、スロット境界はネットワーククロックから導出され得る。

たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶでは、マスタによって送信されたビーコンは、ネットワーク時間ベースのタイムスタンプとビーコン期間中の様々なインターバルについての割り当て情報（すなわち、スケジューリング情報）とを含む。ビーコン中のタイムスタンプは、ネットワーク時間ベースに同期するためにネットワーク中のすべての局によって使用され得る。スケジューリング情報は、ＴＤＭＡ割り当ておよびＣＳＭＡ割り当ての開始および終了を決定するために使用され得る。いくつかの実装形態では、スケジューリング情報は、複数のビーコン期間にわたって「正当」であり得、したがって局は、それらが場合によってビーコン信号を逃した場合でも、それらの割り当てを使用することが可能である。ネットワーク中の局は、スロット境界を決定するためにスケジューリング情報の知識をネットワーク時間ベースと組み合わせることができる。たとえば、割り当ての第１のスロット境界は、割り当ての開始に揃えられ得、すべての後続のスロット境界は、スロット持続時間およびネットワーク時間ベースの知識に基づいて決定され得る。

いくつかの実装形態では、ＣＳＭＡ送信は、優先度解決信号がどこで送信される必要があるかを決定するために、スロット境界を使用する。優先度解決信号は、局が、トラフィックの優先度を示すことを可能にし、したがって、より高い優先度トラフィックがより低い優先度トラフィックの前に送信されることを可能にする。優先度解決信号を送信するための優先度解決スロット（ＰＲＳ）の後に、もっとも高い優先度のトラフィックを有する局がチャネルアクセスを求めて競合するＣＲＳが続く。ＣＲＳは、また、他の局からの送信の開始を検出するためにスロット境界を使用する。

いくつかの実装形態では、ＴＤＭＡ送信は、また、スロット境界を使用することができる。たとえば、ＴＤＭＡ割り当ての中の第１の送信は、ＴＤＭＡ割り当ての第１のスロット境界で始まることができる。ＴＤＭＡ割り当ての中のすべての後続の送信は、他のスロット境界で始まる。この手法は、１つまたは複数の送信を逃した受信機が、後続の送信を受信することを可能にする。

いくつかの実装形態では、新しい局または最近追加された局は、スロット同期情報を得るためのメカニズムを有する。たとえば、新しい局は、様々な所定のスロットオフセットをもった、観測されたＳＳＤ信号を処理することによってスロット同期を自動的に導出し得る。いくつかの実装形態では、ネットワークのマスタは、検出されるためにスロット同期を必要としない特別な信号（たとえば、ビーコン）を送信し得る（たとえば、ＳＳＤを使用しないが、レガシー（従来）のプリアンブルとフレーム制御とを使用するビーコン送信）。そのような特別な信号は、新しい局がスロット揃い（整合）を迅速に決定することを可能にする。この情報は、また、既存の局によって、それらのスロット整合を維持するために使用され得る。

＜遅延選択的肯定応答＞
いくつかの実装形態では、たとえばＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶなどのプロトコルでは、ＳＡＣＫは、以下のうちの１つまたは複数を送信機に示すために、ＰＰＤＵの直後に送信される：
１）いくつかのセグメントが適切に受信されたこと、
２）衝突がないこと（ＣＳＭＡの場合）、および、
３）トーンマップ（ビットローディング）の現在の組が、依然として適切である（たとえば、チャネルが実質的に変化していない）こと。

いくつかの実装形態では、プリアンブルは、もはやＳＡＣＫ送信のコンテンツとは独立の固定された信号ではないので、ＳＳＤの使用は、ＳＡＣＫ信号を生成するために、処理時間の短縮を可能にする。そのような場合、一般に利用可能であるものよりも長い応答フレーム間空間（Response InterFrame Space：ＲＩＦＳ）が、完全なエンコードされたＳＡＣＫ信号を生成するために要求され得る。たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１の将来のバージョン（ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ２．０と呼ばれる）においてＳＳＤを使用する場合、プリアンブルは、もはや独立した信号ではないので、最後のセグメントをデコードし、ＲＩＦＳとプリアンブル信号時間の両方が使用され得るＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１の前のバージョンにおいて利用可能であったＳＡＣＫ全体を（既存のハードウェアを使用して）生成するために、利用可能な時間は、必要とされる時間よりも約５０マイクロ秒少ない。いくつかの実装形態では、ＳＡＣＫ信号全体が一般に利用可能なＲＩＦＳ内で生成され得るよう、より高速な処理を行うためには、増加した複雑さ（およびコスト）をもったハードウェアが使用されることになる。いくつかの実装形態では、必要とされるＲＩＦＳを増大することを回避し、場合によってはＲＩＦＳを減縮することを可能にするために、ＰＰＤＵの直後のＳＡＣＫとして、部分ＳＡＣＫ信号（すなわち、受信されたセグメントのサブセットに肯定応答するＳＡＣＫ）が使用され得る。そのような場合、部分ＳＡＣＫ中で肯定応答されるセグメントの数は、セグメントのデコードとその多くのセグメントに対するＳＡＣＫ信号のエンコードが、利用可能なＲＩＦＳ内で処理されるように決定され得る。そのような場合、いくつかのセグメント、たとえばＰＰＤＵの最後のＯＦＤＭペイロード（データ）シンボルの中で終了するセグメントが将来の送信まで肯定応答されないように、ＳＡＣＫプロトコルが変更される。そのような遅延ＳＡＣＫ方式の例は、図４Ｉに概略的に示される。

図４Ｉに示す例では、ＳＡＣＫを生成する処理時間は、ＲＩＦＳと最後のＯＦＤＭペイロード（データ）シンボルの長さとを含む。いくつかの実装形態では、最後の２つ以上のＯＦＤＭペイロードシンボルの中で終了するセグメントは、ハードウェアがＰＰＤＵの直後のＳＡＣＫを生成するために一層より多くの処理時間を与えるよう、将来のＳＡＣＫ中で肯定応答され得る。このメカニズムを使用すると、ハードウェア処理の適度の複雑さと速度で、ＲＩＦＳはほぼゼロに低減され得る。図４Ｉに示す例では、即時のＳＡＣＫの中で肯定応答されないセグメントは、将来のＳＡＣＫ中で肯定応答される。いくつかの実装形態では、送信機は、非肯定応答セグメントについての肯定応答情報を取得したいという要求を送り得る。たとえば、送信機が保留中のデータを有しない場合、送信機は、要求を送り得、受信機は保留中の肯定応答情報で応答する。

非肯定応答セグメントを通信するために、他の手法も使用され得る。いくつかの実装形態では、受信機は、受信機が送信機に送る任意の送信の一部として、肯定応答情報を含めることができる。たとえば、受信機が送信機への保留中のデータを有する場合、受信機はそのような送信のフレーム制御の中に肯定応答情報を含めることができる。受信機は、また、肯定応答情報を含む制御フレームを送り得る。

シングルシンボルデリミタ（single symbol delimiter：ＳＳＤ）が使用されないときでも、遅延される肯定応答方式が使用され得る。たとえば、遅延肯定応答方式は、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ中の応答フレーム間空間（ＲＩＦＳ）を低減するために使用され得る。遅延肯定応答方式は、また、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ中のＭＰＤＵバーストと組み合わせられ得る。たとえば、送信機は、４つのＭＰＤＵのバーストを送り得、受信機は、それに応答して、最初の３つのＭＰＤＵの中のすべてのセグメントについてと、第４のＭＰＤＵの中のセグメントの一部分についてとの肯定応答情報を含むＳＡＣＫを送信する。最後のＭＰＤＵの中の非肯定応答セグメントは、遅延された肯定応答方式を使用して、たとえば将来のＳＡＣＫを使用することによって肯定応答され得る。

いくつかの実装形態では、送信機は、遅延された肯定応答が異なる送信について使用され得るかどうかを決定することができる。たとえば、ボイスオーバインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）のような遅延に敏感なトラフィックの場合、送信機は、ペイロード全体についての肯定応答を直ちに与えるように受信機に要求することができる。いくつかの実装形態では、受信機への一貫した（consistent）トラフィックがある場合、遅延肯定応答のみが使用され得る。これは、肯定応答が遅延されるデータに関する肯定応答を得るためにのみ別個の送信を送る可能性を低減する。いくつかの実装形態では、送信機は、遅延肯定応答がペイロードについて使用され得るかどうかを、フレーム制御情報において示すことができる。いくつかの実装形態では、送信機は、また、遅延肯定応答が必要とされるペイロードの部分を通信することができる。たとえば、送信機は、最後のＯＦＤＭシンボルまたは最後の２つのＯＦＤＭシンボルの中のペイロードについて遅延された肯定応答が必要とされるかどうかを選定することができる。いくつかの実装形態では、送信機は、送信について遅延肯定応答が使用され得るかどうかを決定するために、ペイロードのバイト数および／または持続時間（たとえば、ＯＦＤＭシンボルの数）を使用することができる。たとえば、送信機は、バイト数が所定のしきい値よりも大きいとき、遅延された肯定応答を使用することができる。

いくつかの実装形態では、受信機は、また、遅延肯定応答を使用すべきかどうかを決定することができる。たとえば、受信機は、受信機がペイロードのある部分についての肯定応答を遅延させるかどうかを決定するために、ペイロード中のバイト数またはペイロードの持続時間を使用することができる。いくつかの実装形態では、送信機と受信機とは、遅延された肯定応答が使用される前に、（たとえば、管理メッセージを使用して）遅延肯定応答に関連するパラメータを互いにネゴシエートすることができる。

いくつかの実装形態では、遅延される肯定応答は、特定の特性をもつトラフィックのために使用され得る。たとえば、遅延肯定応答は、高優先度トラフィックについてはオフにされ、低優先度トラフィックについてのみ使用され得る。これにより、高優先度トラフィックがより低いレイテンシで配信されることが可能になる。

遅延肯定応答は、ＵＤＰトラフィックならびにＴＣＰトラフィックで使用され得る。遅延肯定応答は、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ中のＴＣＰトラフィックの双方向バーストと組み合わせられ得る（たとえば、双方向バーストの例示的な実装形態は、参照により本明細書に組み込まれる米国特許公開第２００８／０２７９１２６号で説明されている）。図１１Ａに、遅延肯定応答を双方向バーストと組み合わせた例を示す。この例では、後にＴＣＰデータが続くフレーム開始（ＳＯＦ）デリミタが送信機によって送られる。ＴＣＰデータの一部分は、ＴＣＰデータの直後にくる逆フレーム開始（ＲＳＯＦ：Reverse Start of Frame）を使用して受信機によって直ちに肯定応答される（すなわち、ＭＡＣレイヤ肯定応答を使用する）。残りのＴＣＰデータについてのＭＡＣレイヤ肯定応答は、後続のＲＳＯＦの中に含まれる。ＲＳＯＦの後にＴＣＰ肯定応答が続くことができる。この例では、ＴＣＰ肯定応答には、直後に、送信機によるＭＡＣレイヤ肯定応答が続く。ＭＡＣレイヤ肯定応答は、別個の選択肯定応答（ＳＡＣＫ）デリミタを使用する。これは、破損されたＴＣＰ ＡＣＫが、ＭＡＣレイヤＳＡＣＫに応答して再送信されることを可能にする。

図１１Ｂに、遅延される肯定応答を双方向バーストと組み合わせた別の例を示す。この例では、ＴＣＰデータの一部分は、ＴＣＰデータの直後にくるＲＳＯＦを使用して受信機によって直ちに肯定応答される（すなわち、ＭＡＣレイヤ肯定応答を使用する）。残りのＴＣＰデータについてのＭＡＣレイヤ肯定応答は、後続のＲＳＯＦの中に含まれる。ＲＳＯＦの後にＴＣＰ肯定応答が続く。ＴＣＰ肯定応答のためのＭＡＣレベル肯定応答は、次のＳＯＦデリミタの中で送信され得る。この手法は、ＴＣＰ肯定応答のための肯定応答をＳＯＦの中に含めることによって、媒体の使用をより効率的なものにする。

上述の例では、ＳＯＦ、ＲＳＯＦおよびＳＡＣＫは、ＳＳＤフォーマットまたは何らかの他のフォーマットを使用することができる。たとえば、ＳＯＦは、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１デリミタフォーマットを使用することができ、一方、ＲＳＯＦは、ＳＳＤフォーマットを使用する。ＭＡＣレベルの肯定応答は、選択肯定応答、通信肯定応答などを含む様々な手法を使用することができる。いくつかの実装形態では、ＴＣＰ肯定応答のためのＭＡＣレベルの肯定応答は、また、遅延される肯定応答を使用することができる。

局が、肯定応答が以前に遅延されたデータについての肯定応答を送信するとき、局は、送信機が肯定応答を対応するデータに明確にマッピングすることができることを確認しなければならないことがある。いくつかの実装形態では、データは、シーケンス番号を割り付けられる各セグメントをもって、セグメントに分割され得る。肯定応答を送信する局は、肯定応答が対応するセグメントのシーケンス番号を含めることができる。いくつかの実装形態では、各ＭＰＤＵまたはＭＰＤＵのバーストは、それぞれ、ＭＰＤＵシーケンス番号またはＭＰＤＵバーストシーケンス番号を含むことができる。局がＭＰＤＵまたはＭＰＤＵバーストについての肯定応答を送信するとき、局は、肯定応答が対応するＭＰＤＵまたはＭＰＤＵバーストを暗黙的にまたは明示的に示すことができる。これは、受信機が、肯定応答を対応するデータに正しくマッピングすることを可能にする。

図１１Ｃに、遅延される肯定応答を対応するデータにバインドすることを示す例を示す。この例では、送信機は、ペイロード中に７つのデータセグメントをもつＳＯＦを送る。送信機は、このＭＰＤＵを識別するために１に設定されたバーストカウントフィールドを含める。第７のデータセグメントに続くＳＡＣＫは、最初の５つのデータセグメントへの肯定応答を与える。データセグメント６および７についての肯定応答は遅延される。送信機は、少し後の時間に、バーストカウントが２に設定された別のＭＰＤＵを送る。この受信機は、バーストカウント＝１のＭＰＤＵにおけるデータセグメント６および７についての遅延された肯定応答を含むＳＡＣＫを送る。この例では、ＳＡＣＫを送信する局は、バーストカウント＝ＮについてのＳＡＣＫの中に、バーストカウント＝Ｎ−１についての遅延肯定応答を自動的に含める。これは、対応するデータへの遅延肯定応答の適切なマッピングを可能にすることができる。たとえば、図１１Ｃにおいて、バーストカウント＝１のＭＰＤＵの直後に送信されたＳＡＣＫが受信されない場合、送信機は、同じデータをバーストカウント＝１で再送信することができる。これは、受信機が、これは再送信であることを知り、したがってバーストカウント＝０のＭＰＤＵについての遅延肯定応答情報を含めるだけであることを可能にする。

＜伝搬遅延の補正＞
ＳＳＤの信頼できる検出は、送信機からの信号が、予想される位置で、受信機において受信されることを必要とする。上記で説明したように、受信機および／または送信機での、スロット同期、またはスロット境界とのＳＳＤの整合は、信頼性を以ってＳＳＤを検出するために必要とされ得る。一般的に言って、信号によって生じる伝搬遅延は、受信機におけるスロット境界とのＳＳＤ整合に影響を及ぼす。いくつかの実装形態では、伝搬遅延は、送信機および受信機のうちの１つまたは複数において補正され得る。いくつかの実装形態では、送信機は、スロットの中でだが、タイミングを送信機に与える局からの伝搬遅延に基づいてより早く調整されたタイミングでもってＳＳＤ信号を送信することにより、伝搬遅延を補正する。そのような場合、スロットにおいて開始するすべての送信は同時に起こるが、各受信機において異なる時間に到着し得る。

いくつかの実装形態では、受信機は、送信機からのＳＳＤ信号が既知の（または予測可能な）時間に受信されるようにタイミングを調整する。そのような場合、受信機は、ＳＳＤの検出信頼性を最大にするように、受信機のタイミングを連続的に（または必要に応じて）調整し得る。

いくつかの実装形態では、上記の手法の組合せを使用することもできる。一般的に言って、送信機および受信機は、また、伝搬遅延を測定し、測定された情報を、それらの伝搬遅延補正技法の一部として使用し得る。

いくつかの実装形態では、送信機は、それが、意図された受信機において、該受信機によって予想される時間に受信されることを保証するために、送信時間を調整する。そのような場合、送信機は、タイミングを与える局から送信機への伝搬遅延と、送信機から受信機への伝搬遅延との両方を補正する。

いくつかの実装形態では、延長されたガードインターバル（ＧＩ：guard interval）は、スロット境界からのＳＳＤ信号のオフセットを受信機が許容することを可能にする。また、延長されたガードインターバルは、追加のオーバーヘッドが加え、したがってシグナリング効率を下げる。

ＳＳＤがＴＤＭＡ割り当てにおいて使用されるとき、単一の送信機と単一の受信機とがある場合、上記の手法のうちの１つまたは複数が使用され得る。たとえば、送信機は、チャネル変化および／または伝搬遅延推定誤差について適応するために、ＳＳＤ上のいくつかの追加のＧＩとともに伝搬遅延補正を使用し得る。

ＳＳＤがＴＤＭＡ割り当てにおいて使用されるとき、および、単一の送信機と複数の受信機とがある場合、伝搬遅延は、一般的に言って、異なる受信機ごとに異なるので、送信機ベースの伝搬遅延補正は、それ自身では、十分でないことがある。そのような場合、受信機ベースの伝搬遅延補正を使用すること（各受信機がＴＤＭＡインターバルの開始についての到着時間を覚える場合）は、延長されたガードインターバルを最小限にする（またはなくす）ことを可能にする。

ＳＳＤはまた、複数の局が送信することができる共用割り当てにおいて使用され得る。共用割り当ての一例は、局が媒体へのアクセスを得るためにバックオフアルゴリズムを使用して競合するようなＣＳＭＡ／ＣＡ割り当てである。共用割り当てでは、受信機は、一般的に言って、送信機についてのアプリオリな知識を有しない。さらに、送信は、単一の受信機または複数の受信機（たとえば、ブロードキャスト送信）を対象とし得る。そのような場合、追加のＳＳＤ ＧＩが必要とされ得る。ただし、ＳＳＤ ＧＩを低減するために、伝搬遅延ベースの補正が依然として使用され得る。たとえば、ネットワークにおける局の任意のペア間の伝搬遅延が１マイクロ秒〜３マイクロ秒の範囲にある場合、送信機は、ＳＳＤ ＧＩが少なくともより短くなるように（この例では、ただの２マイクロ秒）、最小の伝搬遅延（すなわち、１マイクロ秒）を補正し得る。代替的に、受信機は、それの位置に到着するＰＰＤＵの最小レイテンシと最大レイテンシとを覚え、最小到着時間と最大到着時間との中間をサンプリングすることができる。

いくつかの実装形態では、特定の送信のロケーションは、アプリオリに知られ得る。たとえば、いくつかの技術（たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ、８０２．１１）では、受信機は、送信の直後に、送信の受信ステータスを肯定応答する。そのような場合、伝搬遅延ベースの補正が、肯定応答に対するＳＳＤ ＧＩの必要を最小限にする（またはなくす）ために使用され得る。補正は、送信機または受信機のいずれかあるいは両方によって実行され得る。

いくつかの実装形態では、送信機は、肯定応答のためにＳＳＤフォーマットを使用すべきかどうかを選択することができる。そのような場合、伝搬遅延が推定され得るまで、送信機は、初めに非ＳＳＤ肯定応答フォーマットを選択することができ、その後、送信機はＳＳＤ肯定応答を選定することができる。

＜例示的な伝搬遅延測定＞
送信機と受信機とのペア間の伝搬遅延は、様々な技法を使用して測定され得る。たとえば、即時の肯定応答が使用されるシステムでは、送信機は、肯定応答の位置に基づいて伝搬遅延を測定することができる。

図４Ｊに、局Ａ（送信機）が選択的肯定応答（ＳＡＣＫ）のロケーションに基づいて局Ｂ（受信機）への伝搬遅延を測定する例を示す。

＜ＣＳＭＡ／ＣＡ割り当てにおける例示的な伝搬遅延補正＞
図４Ｋは、伝搬遅延補正が使用されない３つのノード（局Ａ、局Ｂおよび局Ｃ）を有するネットワークの例を示す。この例では、ＳＳＤのガードインターバルは、最大伝搬遅延（すなわち、Δ２）を扱うのに十分に大きくなければならない。

図４Ｌは、局ＡがΔ１だけ早くＳＳＤを送信することによって伝搬遅延を補正した場合の、同じネットワークを示す。この例では、ＳＳＤのガードインターバルは、伝搬遅延の最大変化（すなわち、Δ２−Δ１）を扱うのに十分に大きくなければならない。

いくつかの実装形態では、スロット境界は、ネットワーク中の単一の局（たとえば、ＣＣｏ）によって設定される。ＣＣｏから他の局への伝搬遅延は、様々な局におけるスロット境界の位置の変動を生じ得る。すべての送信がスロット境界上で正確に開始するように、ネットワーク中の各局は、局とＣＣｏとの間の伝搬遅延を補償するために、スロット境界位置を補正し得る。これが行われない場合、ＳＳＤ ＧＩは、ネットワーク内の最大伝搬遅延を超えて延長する必要がある。

＜レガシー局（すなわち、ＳＳＤをサポートしない局）でのＳＳＤ動作＞
いくつかの実装形態では、ＳＳＤをサポートする局が、ＳＳＤをサポートしない局と媒体を共用する必要があり得る。たとえば、レガシー局（たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１局）と新しい局（たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ２．０局など、ＳＳＤをサポートするＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ局の将来のバージョン）とが互いの干渉を与える範囲内にあるネットワークにおいて、ＳＳＤが使用される必要があり得る。そのような場合、ＳＳＤが、以下のように用いられ得る：
ａ．ＡＶ２．０局（すなわち、ＡＶ２．０送信機およびＡＶ２．０受信機）に与えられるＴＤＭＡ割り当ての間；
ｂ．ＡＶ２．０局のみによって使用され得る特別なＣＳＭＡ割り当ての間。

ＳＳＤは、また、ＡＶ１．１とＡＶ２．０との間で共用される割り当ての中で肯定応答を送信するために使用され得る。たとえば、共用ＣＳＭＡ割り当ての中で、ＳＳＤ肯定応答が使用され得る。図４Ｍに、長いＭＰＤＵのためにＡＶ１．０デリミタが使用され、肯定応答のためにＳＳＤが使用されるような、ＡＶ１．０ＭＰＤＵシーケンスと変更されたＡＶ１．１ＭＰＤＵシーケンスとを示す。この場合、ＡＶ１．０デリミタにおけるフレーム長は、ＡＶ１．１局とＡＶ２．０局の両方が優先度解決シグナリング（ＰＲＳ）スロットの開始について同じ解釈を有するように設定されなければならない。レガシー局の存在下では、レガシー局によって受信される必要がない送信のために、ＳＳＤが使用され得る。

図１２Ａおよび図１２Ｂは、レガシーＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１局との適切な共存を可能にする、ＳＳＤ肯定応答をもつＳＯＦフィールドを設定する方法の一例を示す。図１２Ａは、ＳＯＦが送信され、その後にペイロードが続くＡＶ２．０媒体アクティビティを示す。ペイロードは、後に応答フレーム間空間（ＲＩＦＳ＿ＳＳＤ）が続き、その後にＳＳＤ ＳＡＣＫと競合フレーム間空間（ＣＩＦＳ＿ＳＳＤ）とがそれぞれ続く。ＣＩＦＳ＿ＳＳＤは、最後の送信（たとえば、ＳＡＣＫ）の終了と、（ＣＳＭＡにおける）競合の開始または（ＴＤＭＡにおける）送信機会との間のギャップである。このギャップは、送信機が受信機ターンアラウンドすることを可能にする。たとえば、局がＳＡＣＫを送信し、別のパケットを受信することを予期している場合、ＣＩＦＳ＿ＳＳＤは、局が送信状態から受信状態に移行するようにそれのハードウェアを構成することを可能にする。ＣＩＦＳ＿ＳＳＤの終了は、優先度解決シンボル（ＰＲＳ）スロットに続く。レガシーＡＶ１．１との互換性を可能にするために、ＳＯＦはＡＶ１．１フォーマットを使用して送信される。さらに、ＳＯＦの中のフィールドの設定は、レガシーデバイスが仮想キャリア感知（ＶＣＳ：virtual carrier sense）を適切に設定することを可能にする方法で行われ、ＶＣＳは、レガシーデバイスが次のＰＲＳスロットのその開始を適切に決定することを可能にする。この例では、ＡＶ２局は、現在のＭＰＤＵがバーストの中の最後のＭＰＤＵであることと、受信機に逆方向許可（reverse grant）が与えられないこととをＳＯＦの中で示す。これは、現在の送信が完了した後にＰＲＳスロットが開始することを、レガシーＡＶ１．１局に示す。ＡＶ２．０局は、さらに、図１２Ａに示される送信のフレーム長（ＦＬ＿ＳＳＤ）を示す。特に、ＡＶ２．０は、ＰＲＳスロットがいつ開始するかをレガシー局が知るように、フレーム長を設定する。図１２Ｂは、レガシーＡＶ１．１局によって解釈される媒体アクティビティを示す。ＡＶ２．０受信機は、ＳＳＤ ＳＡＣＫの存在に気づいているので（たとえば、ＳＳＤ ＳＡＣＫの存在を示すために、ＳＯＦの中の追加のフィールドが使用され得る）、受信機はペイロードの持続時間を次のように決定することができる。

いくつかの実装形態では、ＳＳＤデリミタは、また、レガシーＡＶ１．１局の存在下で逆フレーム開始（Reverse Start of Frame：ＲＳＯＦ）の送信のために使用され得る。図１３に、レガシーＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１局との適切な共存を可能にするＳＳＤ ＲＳＯＦをもつＳＯＦフィールドを設定する方法の一例を示す。図１３は、ＳＯＦが送信され、後にペイロードが続くＡＶ２．０媒体アクティビティを示す。ペイロードは、後に応答フレーム間空間（ＲＩＦＳ＿ＳＳＤ）が続き、その後にＳＳＤ ＲＳＯＦとそれのペイロードとが続く。ＳＳＤ ＲＳＯＦペイロードの後にはＣＩＦＳ＿ＳＳＤが続く。ＣＩＦＳ＿ＳＳＤの後にはＰＲＳスロットが続く。ＲＳＯＦの存在およびＲＳＯＦペイロードの持続時間は、ＳＯＦの中のフィールドを使用して示され、レガシー局の挙動に実質的に影響を及ぼさない。

図１３に示す例では、ＳＯＦは、レガシーＡＶ１．１システムとの互換性を可能にするためにＡＶ１．１フォーマットを使用して送信される。さらに、ＳＯＦの中のフィールドの設定は、レガシーデバイスが仮想キャリア感知（ＶＣＳ）を適切に設定することを可能にする方法で行われ、ＶＣＳは、レガシーデバイスが次のＰＲＳスロットの開始を適切に決定することを可能にする。この例では、ＡＶ２局は、現在のＭＰＤＵがバースト中の最後のＭＰＤＵであることと、受信機に逆方向許可が与えられないこととをＳＯＦ中で示す。これは、現在の送信が完了した後にＰＲＳスロットが開始することを、レガシーＡＶ１．１局に示す。ＡＶ２．０局は、図１３に示す送信のフレーム長（ＦＬ＿ＳＳＤ）をさらに示す。特に、レガシー局がＰＲＳスロットの正確な開始を知るように、ＡＶ２．０局はフレーム長を設定する。レガシーＡＶ１．１局による送信信号の解釈は、図１２Ｂに関して上記で説明したものと実質的に同じである。この場合、ＡＶ２．０受信機はＳＳＤ ＲＳＯＦおよびＲＳＯＦペイロードの存在に気づいているので、ＳＯＦペイロードの持続時間は次のように決定される。

いくつかの実装形態では、ＡＶ２．０局は、ＳＳＤ ＲＳＯＦペイロードの送信が終了した後に送信し続けることを希望し得る。図１４Ａおよび図１４Ｂに、レガシーＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１局がＳＳＤ ＲＳＯＦペイロードの送信終了後に媒体にアクセスすることを延期し続けることを確かにするためにＳＯＦフィールドを設定する方法の例を示す。図１４Ａは、ＳＯＦが送信され、その後にペイロードが続くＡＶ２．０媒体アクティビティを示す。ペイロードは、後に応答フレーム間空間（ＲＩＦＳ＿ＳＳＤ）が続き、その後にＳＳＤ ＲＳＯＦとＳＳＤ＿ＲＳＯＦペイロードとが続く。ＳＳＤ ＲＳＯＦペイロードは、後にＣＩＦＳ＿ＳＳＤが続く。ＣＩＦＳ＿ＳＳＤの終端において、第１のＳＯＦを送信する局は、媒体の制御を保持し、別のＭＰＤＵを送ることができる。この例では、局は第２のＳＯＦを送る。ＲＳＯＦの存在およびＲＳＯＦペイロードの持続時間は、ＳＯＦの中のフィールドを使用して、レガシー局の挙動に実質的に影響を及ぼさないことを示す。

図１４Ａおよび図１４Ｂに示す例では、ＳＯＦは、レガシーＡＶ１．１との互換性を可能にするためにＡＶ１．１フォーマットを使用して送信される。さらに、ＳＯＦ中のフィールドの設定は、レガシーデバイスがＶＣＳを適切に設定することを可能にする方法で行われ、ＶＣＳは、レガシーデバイスがＳＳＤ ＲＳＯＦペイロードの終了後に媒体にアクセスすることを適正に延期することを可能にする。この例では、ＡＶ２局は、現在のＭＰＤＵがバースト中の最後のＭＰＤＵであることと、受信機に逆方向許可が与えられることとを、ＳＯＦの中で示す。これは、現在の送信が完了した後、別の送信が始まることをレガシーＡＶ１．１局に示し、したがって、それらが媒体にアクセスすることを延期させる。ＡＶ２．０局は、さらに、図１４Ａに示される送信のフレーム長（ＦＬ＿ＳＳＤ）を示す。特に、フレーム長は、次の送信がいつ開始するのかをレガシー局が知るように設定される。図１４Ｂは、レガシーＡＶ１．１局によって解釈される媒体アクティビティを示す。ＡＶ２．０受信機は、ＳＳＤ ＲＳＯＦおよびＲＳＯＦペイロードの存在に気づいているので、ＳＯＦペイロードの持続時間は次のように決定され得る。

＜送信電力の変化＞
いくつかの実装形態では、ＳＳＤのキャリアの一部の送信電力レベルは、検出の信頼性を向上するように調整され得る。たとえば、プリアンブルキャリアは、より良好なプリアンブル検出性能とチャネル推定（コヒーレント基準）とを与えるのを助けるために、ＳＳＤの中の他のキャリアと比較して（または以降に続くＯＦＤＭシンボルのキャリアの電力レベルと比較して）２ｄＢだけブーストされ得る。電力ブーストは、プリアンブル、フレーム制御、または場合によってはすべてのキャリアに適用され得、プリアンブルキャリアにはより多く、フレーム制御には中程度、およびペイロードキャリアには少ない量など、異なる量で適用され得る。ＳＳＤは比較的短いので、調整コンプライアンスにおいて使用されるＲＦ検出器の特性の故に、著しく増大する放射レベルなしに、キャリアの一部または全部が少量（たとえば、２〜３ｄＢ）だけブーストされればよい。

＜ＳＳＤおよび中継（REPEATING）＞
ＳＳＤは、中継器を使用する通信システムにおいて使用され得る。中継は、意図された（１つまたは複数の）宛先にデータが配信される前に複数の再送信を伴うので、ＳＳＤは、各中継に係るオーバーヘッドを低減することによって、性能を改善することができる。

図１０は、中継のためにＳＳＤを使用する例示的な方式を示す。この例では、局Ａからのデータは、それが宛先局Ｄに到着する前に局ＢおよびＣによって中継される。局Ｂによって送信されたＳＳＤは、局Ａからの先の送信についての肯定応答情報を含んでいる。同様に、局Ｃによって送信されたＳＳＤは、局Ｂからの先の送信についての肯定応答情報を含んでいる。局Ｃからの送信についての肯定応答情報は、局Ｄから送信されるＳＳＤを使用して示される。この例は、ＳＳＤを使用することによって得ることができるオーバーヘッドの低減を示す。この手法は、ＲＩＦＳによるオーバーヘッドを低減および／またはなくすために、遅延された肯定応答を使用することによってさらに拡張され得る（たとえば、図１５Ａ、図１５Ｂおよび図１６ないし１７を参照して以下で説明される）。

図１０に示される方式は、ＣＳＭＡおよびＴＤＭＡ割り当てにおいて使用され得る。ＣＳＭＡ割り当てでは、局Ａは、送信後に、媒体の制御を局Ｂに渡すことができる。同様に、局Ｂは、局Ｃに制御を渡すことができ、局Ｃは局Ｄに制御を渡すことができる。局Ｂ、ＣおよびＤはチャネルアクセスオーバーヘッドを生じない（すなわち、それらは媒体アクセスを求めて競合する必要がない）ので、この手法はチャネルアクセスのオーバーヘッドを低減することができる。局Ａ、ＢおよびＣからそれぞれ受信される送信についての局Ｂ、ＣおよびＤによる肯定応答情報の指示は、局が、未配信のペイロードを将来の送信において再送信することを可能にする。この手法では、中間局（すなわち、局ＢおよびＣ）は、成功裡に配信されないペイロードデータを記憶し、将来の送信の一部として再送信する必要があり得る。いくつかの実装形態では、中間局が（たとえば、不十分なメモリにより）未配信のパケットを記憶または再送信することができない場合、図１５Ａおよび図１５Ｂによって示される手法が使用され得る。

図１５Ａに、局Ａが局Ｂを中継器として使用して局Ｃにデータを送信する例を示す。言い換えれば、局Ａがデータを局Ｂに送り、局Ｂが、受信したデータを局Ｃに送る。この例では、局Ｃは、選択的肯定応答（ＳＡＣＫ）を直接局Ａに送る。図１５Ｂは、局Ａから局Ｂへの送信がペイロードユニット｛１，２，３，４，５，６｝を含んでいることを示す。この例では、局Ａから局Ｂへの送信中にペイロードユニット３が破損したと仮定する。例では、局Ｂがペイロードユニット｛１，２，４，５，６｝を再送信し、そのうちのペイロードユニット５が破損したとさらに仮定する。したがって、ＣからＡへのＳＡＣＫは、ペイロードユニット｛１，２，４，６｝が適正に受信されたことを示す。これにより、Ａはペイロードユニット｛３，５｝を再送信することになる。局Ｃにおいて適正に受信されたペイロードユニット上の情報を局Ａに通信するために、様々な手法が使用され得る。いくつかの実装形態では、ペイロードユニットの各々が識別シーケンス番号を有することができる。そのような実装形態では、局Ｃは、適切に受信されたペイロードユニットのシーケンス番号を示すことができる。いくつかの実装形態では、ＭＰＤＵ内のペイロードユニットの相対位置が、肯定応答のために使用され得る。そのような場合、局Ｃは、ペイロードユニット｛１，２，３，４，５，６｝の各々が局Ｃにおいて適正に受信されたかどうかを示すために、ビットマップを使用することができる。この手法では、局Ｂは、エラーとともに受信されたペイロードユニットを局Ｃに通知することができる。この情報は、たとえば、局Ｂから送信されるＭＰＤＵのＳＯＦの中に含まれ得る。局Ｃは、その情報を使用し、局Ａに示すべき正確なビットマップを決定することができる。この例では、局ＣのＳＡＣＫビットマップは｛Ｇ，Ｇ，Ｂ，Ｇ，Ｂ，Ｇ｝であり、ここで、Ｇ（良好：Good）は、ペイロードユニットが適切に受信されたことを示し、Ｂ（不良：Bad）は、ペイロードユニットがエラーとともに受信されたことを示す。

上述の例では、局Ｃは、ＳＡＣＫを直接局Ａに送る。これは、局Ｃが直接局Ａに通信することができるときのみ可能であり、局Ｂは、局Ａと局Ｃとの間のより高いデータレートを達成するために使用される。ＳＡＣＫ情報はデータと比較して相対的に小さいので、局Ｃから局ＡへのＳＡＣＫの直接送信は、場合によってはより効率的であり得る。いくつかの実装形態では、局Ｃは、局Ｂ（または任意の他の好適な局）にＳＡＣＫ情報を送ることができ、次いで局Ｂは局ＡにＳＡＣＫ情報を再送信する。この手法は、局Ｃが局Ａと直接通信することができないときに使用され得る。一般的に言って、発信局から宛先局に共用媒体上でデータを再送するために使用される局のシーケンスは、宛先局から発信局にＳＡＣＫを中継するために使用される局のシーケンスのスループットよりも高いスループットを有し得るが、ＳＡＣＫのサイズと較べて、各中継器における処理のオーバーヘッドに因る再送がより少ないＳＡＣＫを送信することは、依然として有利であり得る。

図１６は、再送の他の例示的な方式を示す。この例では、局Ｂは、エラーをもってペイロードユニット３を受信し、正しく受信されたペイロードユニットとともに、誤ったペイロードユニットを局Ｃに再送信する。局Ｃは、ペイロードユニットを、エラーをもった｛３，５｝とともに受信する。局Ｂによる誤ったペイロードユニットの再送は、局Ｂが、局Ａと同じペイロードユニットの相対順序を維持することを可能にする。これは、ＭＰＤＵの中のどのペイロードが正しく受信されたかを示すために、局Ｃがビットマップなどの指示子を使用するＳＡＣＫを生成することを可能にする。この例では、局Ｃは、ビットマップ｛Ｇ，Ｇ，Ｂ，Ｇ，Ｂ，Ｇ｝をもつＳＡＣＫを送信することができる。

ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶは、ＭＰＤＵに対するペイロードユニットの受信ステータスを示すビットマップ（たとえば、ビットマップの中の最初のビットは、ＭＰＤＵにおける最初のペイロードユニットの受信ステータスを示す）をもつＳＡＣＫを使用するシステムの例である。いくつかの実装形態では、図１６に記載される手法は、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶに基づくシステムにおける中継送信のために使用され得る。上記で説明した手法はまた、ＭＰＤＵバーストと組み合わせられ得る。いくつかの実装形態では、ＭＰＤＵバーストの中のすべてのペイロードユニットは、ＳＡＣＫを示すために連続であるものとして扱われ得る。たとえば、局Ａが２つのＭＰＤＵをバーストの中で局Ｂに送り、バースト中の第１のＭＰＤＵがペイロードユニット｛１，２，３，４｝を含んでおり、バースト中の第２のＭＰＤＵが｛５，６｝を含んでいる場合、局Ｂは、１つのＭＰＤＵ中で受信されたすべてのペイロードユニットを、局Ｃに再送信し得る。局ＣからのＳＡＣＫ情報は、第１のビットがバーストの中の第１のペイロードユニットの受信ステータスを示す、等々の、ビットマップを含むことができる。ペイロードユニットの順序がバースト内の相対位置に基づくようなビットマップ化されたＳＡＣＫフォーマットは、送信ごとに変化し得るバースト特性（すなわち、バーストの中のＭＰＤＵの数およびバースト当たりのペイロードユニットの数）へのＳＡＣＫ情報の依存性を除くことができる。

伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）は、広く使用されているトランスポートレイヤプロトコルである。ＴＣＰは、データが宛先において適正に受信されることを確かにするためにＴＣＰ肯定応答を使用する。一般的に言って、ＴＣＰ肯定応答は、ＴＣＰデータと比較して小さい。図１７は、ＴＣＰが使用されたときの中継された送信のための手法を示す。この例では、局Ａは、ＴＣＰデータを局Ｂに送る。局Ｂは、ＴＣＰデータを局Ｃに中継する。局Ｃは、ＴＣＰ ＡＣＫをもつＲＳＯＦを、局Ａに送信する。ＲＳＯＦは、局Ａから送信されたペイロードユニットの受信ステータスを示す選択的肯定応答情報を含む。局Ｃからの送信を受信した後、局Ａは、ＴＣＰ ＡＣＫの受信ステータスを示すためにＳＡＣＫを送る。この例では、局Ｃは局Ａに直接送信することができると仮定される。これが可能でないシナリオでは、局Ｂ（または任意の他の好適な局）が、局Ｃから局ＡにＲＳＯＦとＴＣＰ ＡＣＫとを送信するために、中継器として使用され得る。いくつかの実装形態では、局Ａは、ＴＣＰ ＡＣＫのための即時のＳＡＣＫを送らなくてもよい。そのような場合、局Ａは、後続のＳＯＦ送信において、ＴＣＰ ＡＣＫについての肯定応答情報を組み合わせることができる。

中継された送信は、デリミタを送信するためにＳＳＤまたは他のフォーマットを使用することができる。たとえば、ＳＯＦは、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ１．１フォーマットを使用して送信され得、一方、ＲＳＯＦおよびＳＡＣＫはＳＳＤフォーマットを使用して送信される。中継の手法は、ＴＤＭＡまたはＣＳＭＡ割り当てにおいて使用され得る。

＜ＳＳＤおよび自動利得制御＞
送信機からのＳＳＤを受信するための自動利得制御（ＡＧＣ）は、その送信機からの先の送信のために使用されるＡＧＣ設定を考慮に入れることができる。この手法は、受信機がそこから送信を受信することを予期している局に関する正確な知識を有しているときはいつでも使用され得る。たとえば、ＡＧＣは、ＳＡＣＫを受信するためなど、ＴＤＭＡ割り当てにおいて使用され得る。

いくつかの実装形態では、受信機は、特定の送信機について、ＡＧＣを所定の値にプリセットし得る。

＜例示＞
このセクションは、低オーバーヘッドデリミタの例示について説明する。このセクションに記載される例は、特定の実装形態を示しており、特許請求の範囲によって定義される本発明の範囲を制限するものと解釈すべきではない。例は、１つのＯＦＤＭシンボルを含み、パイロット情報（プリアンブル情報と呼ばれることがある）と、フレーム制御（ＦＣ）情報（ヘッダ情報と呼ばれることがある）と、場合によっては第１のペイロードＰＨＹブロック（ＰＢ）からのデータ（ペイロードセグメントと呼ばれることがある）を搬送するデリミタを記載する。情報は、逆シンボル長（inverse symbol length）に関係するキャリアスペーシングの整数倍で離間されたそれぞれのキャリア（トーンと呼ばれることがある）上で変調される。このデリミタでは、パイロットキャリアが、フレーム検出および同期を可能にし、ＦＣデコードのためのコヒーレント基準の構築のためにも使用される。フレーム制御のために予約されたキャリアは、受信されたフレームを処理するために受信機によって使用される制御情報を搬送する。場合によっては、フレーム制御キャリアは、パイロットキャリアとともに、ペイロードをデコードするためのより正確なコヒーレント基準を得るために用いられる。

＜デリミタエンコード＞
この例のデリミタエンコードは、パイロットキャリア、フレーム制御キャリア、および場合によってはデータキャリアを使用する。送信機から受信機への伝送媒体を介した経路（「チャネル」）の信号対雑音比（ＳＮＲ）に応じて、異なるシグナリング方式が利用される。デフォルトの方式では、キャリアの１／４をパイロットとして予約し、キャリアの３／４をＦＣキャリアとして予約する。高いＳＮＲを有するクリーンなチャネルでは、キャリアの１／４がパイロットのために使用され、キャリアの１／４がフレーム制御のために使用され、残りの半分がデータを送るために使用される。これらの２つの構成は、表４および表５に示されており、ここで、１行目はキャリア番号を示し、２行目はキャリア割り当てを与える。Ｘは、エンコード１トーンマスクによってマスクされたキャリアを示し、Ｐ、Ｆ、およびＤは、それぞれパイロット、フレーム制御およびデータを表す。エンコード１トーンマスクとは、局所的な放射規則を満足するために、国または地域ごとに作成された、ハードコードされたマスクを指す。エンコード２トーンマスクは、媒体およびネットワークに固有であり、ユーザがさらなる冗長性を与えるために、エンコード１によってマスクされたトーンをオンにすることを可能にする。以下で説明するように、場合によっては、エンコード２によって有効化されたトーンは、エンコード１トーンマスクを使用する受信機がデリミタを十分に検出し、デコードすることができるような頑強なエンコードモードのための冗長情報をエンコードするために、パイロットおよびフレーム制御キャリアとして使用される。冗長的にはエンコードされなかったデータは、エンコード１トーンマスクを単独で利用する受信機について考慮に入れて、エンコード２トーンマスクによって有効化されたトーン上では、をエンコードされていない。

場合によっては、キャリア９３ないし９７は、エンコード２によって有効化される。使用される対応のキャリア割り付けが、表６および表７に示される。

＜パイロット＞
表４に示されるデリミタでは、４番目ごとのトーンがパイロットとして予約される。パイロットトーンは、０ＭＨｚから５０ＭＨｚのキャリア（「チャネル１」）にわたる線形チャープ（chirp：超短パルス）信号から得られる位相基準表（後述）に従って変調される。同じ位相基準表が、５０ＭＨｚから１００ＭＨｚのキャリア（「チャネル２」）に対して使用される。場合によっては、位相基準表はπ／４の整数倍を含む。

＜チャネル１またはチャネル２上のエンコード＞
位相基準表から、４番目ごとのトーンがパイロットのために使用され、それらのトーンから、トーンマスクのエンコード１およびエンコード２の中でマスクされていないもののみが、その目的のために変調される。使用されたパイロット変調は、式２に示されており、ここで、ＱＡＭＳｃａｌｅは８３６であり、電力はペイロードのそれより０．８ｄＢだけ上方にブーストされる。

また、以下のように、この送信されるパイロットは、デリミタによって使用される巡回プレフィックス（ＣＰ）オフセット（ＣＰ＿Ｏｆｆｓｅｔ）に対して位相修正された後、受信機のための基準として維持される。

ここで、ＦＦＴ長（ＦＦＴＬｅｎｇｔｈ）は４０９６である。ＣＰ＿Ｏｆｆｓｅｔは後で説明される。デリミタのパイロット、フレーム制御およびペイロード部分をＩＦＦＴ演算の前に合成されるので、スケーリングおよび位相基準は、最後に１回のみ適用される。

＜チャネル３上のエンコード＞
チャネル３に対して、上方と下方のチャネル（それぞれ、チャネル１およびチャネル２）からのトーンマスクが合成されるが、ただし、パイロットトーンは、上方と下方の帯域上の同じ位相基準表を使用して同じように変調される。式４におけるＦＦＴ長（ＦＦＴＬｅｎｇｔｈ）は８１９２に変更され、それに応じてパイロットトーンインデックスが変更されている。

＜フレーム制御（ＦＣ）＞
デリミタ構成に応じて、トーンの３／４または１／４のいずれかが、ＦＣキャリアとしてエンコードされる。フレーム制御フィールドは、１２８の情報ビットを含んでいる。場合によって、増加した冗長性のための追加のステップを用いて、図３に図示されたモジュールにおいて、エンコードが実行される。エンコードの後、説明された位相基準表に従って、ＦＣサブキャリアがスケーリングされ、位相回転される。これが次の式５に示される。

パイロット生成と同様に、ＩＦＦＴと電力スケーリングと位相基準とが、最後にのみ適用される。

＜チャネル１またはチャネル２上のエンコード＞
ＦＣは、トーンマスクのエンコード１において利用可能なトーンに基づいてエンコードされる。また、場合によっては、トーンマスクのエンコード２が、さらなるダイバーシティコピーを与えるために使用される。これは、エンコード２において利用可能なトーンの数に等しい長さの新しいダイバーシティコピア表（diversity copier table）を開始することによって、および、エンコード１セットのための表が終了されるように設定されたところからＩおよびＱのための最初の行を開始することによって、行われる。これは、表８および表９に示される。この実装形態では、エンコード２は、適正なデコードのために必要とはされないが、利用可能にされた場合に性能を向上する。

＜チャネル３上のエンコード＞
チャネル３については、チャネル１およびチャネル２からのトーンマスクを合成される。それらのそれぞれのエンコード１マスクは、それらがマージされる前と同じまま残される。一般的に、新しいエンコード２マスクは異なる。受信機がチャネル１のみを見ることによって、チャネル３を使用する送信機のフレーム制御を検出することができるはずなので、チャネル３のチャネル１パート上でのエンコードは、上記したように存続する。一方、チャネル２は、チャネル１がエンコード１において終了するところから開始される。言い換えれば、エンコード１のための第１の行が、以下に示されるチャネル１のエンコード２の第１の行と同様であることを除いて、チャネル２は、先に記載されたと同じダイバーシティコピーの手法を使用してエンコードされる。エンコード２の表は、また、上記されたものと同じ表１１に示される手続きに従う。

＜データ＞
高いＳＮＲをもつチャネルでは、ペイロードエンコードは、表５に示されるように、データのために予約された帯域中のトーンの半分（１つおきのトーン）をもつデリミタにおいて始まる。エンコード１トーンマスクにおいて有効化されたトーンは、データ搬送トーンである。エンコード２は、データのためには使用されない。

データキャリアをエンコードするために、トーンマップは、データ搬送トーン上での変調を決定するために使用される。チャネルインターリービング動作に続いて、各データブロックに係るインターリーブされたビットが、デリミタから始まる各シンボルに割り付けられる。この割り付けは、デリミタシンボル生成の前になされる。各シンボルに割り付けられたビットは、トーンマップに従って適切なデータキャリアにマッピングされる。場合によっては、マッピングは、デリミタとペイロードとについて別個に実行される。

情報ビットは、後続のシンボル上でエンコードされ、変調される。チャネル１またはチャネル２上でデータをエンコードすることは、チャネル３では上方と下方の帯域が合成され、より多数のトーンの結果となることを除いて、チャネル３上でデータをエンコードすることと同様である。

＜デリミタシンボル生成＞
周波数領域中のすべてのキャリア上の変調が知られると、それらは式６に示されるように位相基準で乗算される。ＩＦＦＴ演算および後続のスケーリング調整に続いて、デリミタ電力が、ペイロードシンボル上で０．８ｄＢだけブーストされる。次に、時間サンプルの終わりから固定数のサンプルが取られ、（たとえば、図４に示されるように）拡張されたＯＦＤＭシンボルを作成するために、ＩＦＦＴインターバルの前に巡回プレフィックスとして挿入される。デリミタの巡回プレフィックスは、ロールオフインターバル（ＲＩ：rolloff interval）およびガードインターバル（ＧＩ）を含む。ＧＩ長は、告知された開始位置の不確実性に適応するように選定される。言い換えれば、ＲＩ＝４．９６μｓおよびＧＩ＝６．９６μｓを仮定すると、フレームが探索開始シンボル境界の＋／−１μｓ以内に到着する場合、受信機は、依然として、（非重複）デリミタ全体を受信機のＦＦＴで処理することができる。これは、受信された波形を、
（ＧＩ＋ＲＩ）／２のＣＰオフセットとして、
ＰａｃｋｅｔＳｔａｒｔＬｏｃａｔｉｏｎ＋ＲＩ＋（ＧＩ−ＲＩ）／２
で処理することによって行われる。

この例では、実数の４０９６点のＩＦＦＴがチャネル１またはチャネル２上で送信するために使用され、実数の８１９２点のＩＦＦＴが合成されたトーンをもつチャネル３の場合に使用される。また、同じ位相基準が、チャネル３の上方向と下方向の帯域部分に使用される。

＜デリミタ検出およびデコード＞
受信機は、フレームを正常に検出および処理するために、フレーム到着時間の推定を決定する。デリミタの巡回プレフィックスは、予想される開始位置の精度に関してある程度の柔軟性（たとえば、ＧＩ長に依存した許容範囲内）を許す。デリミタのサンプルを取得した後、受信機におけるデリミタ検出プロセス（すなわち、パイロットトーンを使用してデリミタの存在を確認し、それの開始位置を決定すること）とＦＣデコードプロセスとが同時に実行される。ペイロードのコヒーレント基準が決定されると、（利用可能な場合）デリミタのデータ部分がデコードされる。

＜検出＞
受信機が（非重複）デリミタ全体を受信機のＦＦＴで処理するために、受信機は、受信した波形を、
ＰａｃｋｅｔＳｔａｒｔＬｏｃａｔｉｏｎ＋ＲＩ＋（ＧＩ−ＲＩ）／２
で処理する： 上式で、ＰａｃｋｅｔＳｔａｒｔＬｏｃａｔｉｏｎは予想される開始位置、ＲＩは重複するサイズ、および、ＧＩはガードインターバル長である。チャネル１およびチャネル２上のデリミタを検出するために、受信機は同じアルゴリズムを使用し、一方、チャネル３については、（チャネル３はより多くのキャリアを有しているので）より大きいサイズのＦＦＴとＩＦＦＴが使用される。

＜チャネル１またはチャネル２上の検出＞
パイロットトーンは、すべての使用されるキャリアのうちの１／４にのみ存在する。トーンマスクのエンコード１を単独で使用することにより、デリミタが検出される。ただし、エンコード２も利用可能である場合、エンコード１およびエンコード２におけるトーンの合成された組を使用することによって、受信機の性能はさらに改善される。これに加えて、場合によっては、振幅マップについての知識が、振幅マップにしたがってゼロの振幅を有する受信パイロットトーンをマスクするために用いられ、したがって、検出器において特定のパイロットトーンを回避することになる。

図５Ａのフローチャートに示すように、検出が行行われた。４０９６点ＦＦＴの後の最初のステップは、（送信位相は送信機と受信機の両方によって知られているので）受信パイロット位相を式４からの送信位相で除算することによって、パイロットトーン上のチャネルによって課される位相回転を除去することである。次に、正規化されたチャネルインパルス応答が、その結果のＩＦＦＴを得ることによって取得される。これは式７によって表される。パイロットトーンは４つごとのキャリア上にのみ存在するので、使用された実部ＩＦＦＴのサイズは１０２４である。

上式で、ｋ_Pは、合計 ＦＦＴＳＩＺＥ／４＝１０２４ 個のキャリアのためのパイロットトーンのキャリア数であり、Φ_RXは受信パイロットトーンの位相角であり、Φ_TXは送信パイロットトーンの位相（式４から）である。また、ＵｓｅｄＭａｓｋは、長さＦＦＴＳＩＺＥ／４の長さである。インパルスピークのより良好な推定を得るために、雑音を低減し、チャネルによって拡散されたピークエネルギーを集めるのを助けるために、移動平均窓またはマッチドフィルタが使用される。移動平均手法では、検出器は、Ｍ個のサンプル（たとえばＭ＝２１）の幅のスライディング矩形窓（Ｗｉｎ［ ］）を使用する。最初に、ピークの位置が次式によって得られる。

上式で、ｎは０から（ＦＦＴＳＩＺＥ／２−１）までの範囲である。

上式で、ＰｅａｋＩｄｘはフレームの実際の開始からのサンプルの数である。それは、＋ＦＦＴＳＩＺＥ／４サンプルから−ＦＦＴＳＩＺＥ／４サンプルまでの間で変えられる。必要とされるとき、このオフセット誤差は、それが知られたときに、コヒーレント基準ブロックに渡される。デリミタが検出されるかどうかを決定するために、次の演算を実行される。

上式で、雑音をフィルタ除去するために、Ｋnoise＝０．１が使用される。以下のように、矩形窓Ｗｉｎ［ ］が、Ｘｃｕｔ［ｎ］で巡回畳み込みを実行することによってデータを平滑化するために使用される。

加算の回数を低減するために、畳み込みは、以下の範囲の中でのみ実行される： 環状形式（circular fashion）において、ＰｅａｋＩｄｘ＋ＷｉｎＬｅｎｇｔｈ／２ から ＰｅａｋＩｄｘ−ＷｉｎＬｅｎｇｔｈ／２ まで。最後に、Ｃ_ｐｅａｋと呼ばれるη［ ］のピーク値は、固定されたしきい値と比較され、より大きいとわかった場合、デリミタ検出が確認される。検出器の性能を改善するために、場合によっては、この手続きは、２つの矩形窓について同時に実行される。大きい幅をもつ窓は、マルチパスの状況において役立ち、より小さい窓がインパルスを除くために試される。

ピークおよびその位置が得られると、ピーク値が要求される閾値を上回った場合、デリミタの存在が確認される。そして、ピークロ位置は、次のシンボルの開始を調整するために用いられる。パイロットは４つのトーンのうちの１つの中にのみ存在するので、４０９６／４、すなわち１０２４個のサンプル（＋／−５．１２μｓ）の最大フレーム開始誤差のみがあいまいさなしに検出され得ることに留意されたい。この最大限度を十分に利用するために、４．９６μｓのＲＩとすれば、１５．２μｓのＧＩが、クリーンな非重複信号を処理するために使用される。６．９６μｓのデフォルトＧＩを用いて、＋／−１μｓまでの誤差が、劣化なしに検出され得る。

＜チャネル３上の検出＞
上記されたように、受信機は、チャネル１を見ることのみによってチャネル３を使用する送信機のデリミタを検出することができるべきである。受信機によって両方のチャネルが使用される場合、同じ手続きが、ステップ４（図５Ａ）の終了まで、チャネル１と２の上でのデリミタの存在を検出するために続けられる。場合によっては、２つのインパルス応答が、残りのステップが完了される前に結合される。さらに、場合によっては、２つの別個の４０９６のＦＦＴ演算の代わりに、１つの８１９２のＦＦＴ演算が、ステップ１（図５Ａ）の開始時に実行される。

＜コヒーレント基準生成とフレーム制御デコード＞
システム構成に応じて、デリミタの中のトーンの３／４または１／４がＦＣトーンとして使用される。フレーム制御がデコードされ得る前に、キャリアのそれぞれの振幅および位相へのチャネルの影響（たとえば、位相依存周波数応答：phase-dependent frequency response）を表すコヒーレント基準が推定される。これは、受信パイロットトーンと送信パイロットトーンとを使用して行われる。ＦＣコヒーレント基準が取得されると、ＦＣがデコードされる。次に、ＦＣが再エンコードされ、ペイロードのための新しいコヒーレント基準が生成される。

＜チャネル１またはチャネル２＞
フレーム制御は、一般的にいって、トーンマスクのエンコード１を単独で使用することによって処理される。ただし、エンコード２も利用可能である場合、受信機の性能は、キャリアのエンコード２の組の中で追加のダイバーシティコピーを使用することによってさらに改善される。これに加えて、場合によっては、振幅マップの知識は、ゼロの振幅を有する受信されたＦＣトーンをマスクするために使用され、それによって受信機における特定のトーンを回避する。

ＦＣ処理における最初の段、コヒーレント基準生成、は、図５Ｂに関して説明された動作のシーケンスに従って実行される。使用されたトーンに基づく最初のチャネル基準は、（Ｒｘ ＦＦＴ出力からの）受信パイロットキャリアを式４のパイロットキャリアで除算することによって取得される。そして、フレームの開始からのサンプルの中のオフセット誤差に起因する各トーン上の位相回転は、式１２に示されるように補正される。

上式で、ＰｉｌｏｔＲｅｆはステップ１の出力であり、ＯｆｆｓｅｔＥｒｒｏｒは、式９によって与えられた、デリミタ検出器によって報告された誤差である。パイプライン遅延により、検出器の出力が未知であるときは、このステップはスキップされる。オフセット誤差が大きい場合（たとえば、＞１μｓ）、エッジ周辺のあまり正確でないＦＣコヒーレント基準を時にもたらすノッチの間の中に若干の位相のあいまいさがある。ただし、ＦＣがＱＰＳＫでエンコードされるので、影響は害を与えない。ステップ３において、パイロットトーン間ならびにノッチ間のギャップにおけるトーンについてのチャネル応答が推定される。ここで使用されるトーンマスクは、式８によって与えられるものである。まず第一に、最初および最後の有効なパイロットトーンは、それぞれＤＣ、および、ＦＦＴ長／２ にコピー拡張される。すなわち、最初／最後のマスクされないキャリアの前／後のすべてのキャリアは、最初／最後のマスクされないキャリアからそれらのデータ値をとる。その後、線形補間が、逃したトーンのチャネル推定を得るために、２つおきの有効なパイロットトーンの間で行われる。

キャリアＡおよびＢが既知であり、ＡからＬトーン離れ、ＢからＨトーン離れたＣを計算するために、これらの値の間で補間することを望んでいると仮定する。より正確であるために、位相と振幅とについて別々に補間が行われる。Ｃの振幅は、次のように決められる。

Ｃの位相は、同じ原理を使用し、位相が第１象限から第４象限に、またはその逆にまたがるときのＡとＢとの間の位相関係を考慮して決められる。ＡおよびＢの位相は、０度から３６０度の間にあると仮定され、次のように計算される。

これは、Ｃの位相を計算するために、式１５に続く。

場合によっては、これは、キャリアの実部と虚部とを別個に補間することによって行われる。キャリアＡおよびキャリアＢの絶対値の代わりに、実部または虚部が、それぞれ、キャリアＣの実部および虚部に係る補間をするために使用だれることを除き、式１３と同じ式が使用される。

すべての逃したキャリアについてのチャネル応答推定が分かると、（平坦な中心をもつ）狭いハニング窓が、雑音低減のためのＦＩＲ平滑化フィルタを介する時間領域応答に適用される。次に、ステップ２をスキップされなかった場合は、オフセット誤差による位相回転が再び加得られる。この場合のステップ５のための式は、負の符号が外されることを除いて、実質的に式１２と同じである。ステップ５の終了時に、ＦＣコヒーレント基準は、使用される準備ができる。この特定のチャネルに係るペイロードコヒーレント基準があらかじめ記憶されるような場合、記憶された値は、より正確なコヒーレント基準を得るために、この新しい推定で平均化される。基準が平均化される前に、サンプルの数に関してそれらの間の潜在的な時間オフセットが推定される。位相相関器は、２つのステップにおいてこのサンプルシフトを決定するために用いられる： 第１に、１サンプルのステップにおいて粗い相関を実行することにより、および、第２に、粗い相関器から取得された範囲の中で０．０１サンプルのステップでの微細な相関を実行することによる。オフセットが推定されると、以前のコヒーレント基準（ＰｒｅｖＣｏｈＲｅｆ）は、平均化フィルタに入れられる前に、次のように調整される。

上式で、αは、０．７５である。

フレーム制御は、図５Ｃに示される一連の動作を使用してデコードされる。上記されたように、トーンマスクエンコード１は、たとえば、ＨｏｍｅＰｌｕｇ ＡＶ規格に記載されているアルゴリズムを使用して、フレーム制御をデコードするために十分である。ただし、トーンマスクエンコード２も利用可能である場合、表９に示されるように、インターリーブされたビットのより多くのコピーが、デコードプロセスにおいて結合される。この段では、ＦＣキャリアのみが、コヒーレント基準の中の対応するキャリアで除算される。ここで使用されるマスクは、有効なエンコード１とエンコード２とのトーンマスクとの結合された組合せである。また、図５Ｃのステップ２に示されるように、振幅マップは、送信機におけるＩＦＦＴの前にオフにされるトーンをマスクするために使用される。ステップ３および４は、式１７によりさらに説明される。この例では、トーン当たりのＳＮＲは、デリミタの中のコンスタレーション雑音から推定される。次に、キャリアについての雑音は、ソフトとハードの判定の間の差分の２乗として計算される。さらに、すべてのトーンにわたる平均ＳＮＲが、最終段で使用される平滑化フィルタタイプを決定するのを助けるために得られる。代替的に、以前のフレームから保存されたＳＮＲ履歴が、代わりに使用される。

段２においてフレーム制御がデコードされると、それは、送信されたＦＣキャリアを取得するために再エンコードされる。これは、図５Ｄに示されており、式５によっても説明される。次に、新しいコヒーレント基準は、合成された送信パイロットとＦＣキャリアとを使用することによって計算される。これは、ギャップがより少なく、より多くのキャリアが推定において使用され、後でペイロードをデコードするために使用されるので、より正確である。

ペイロードコヒーレント基準の生成の最終段は、図５Ｅに示される一連のステップを使用して実行される。この場合、前と同じプロセスが繰り返されるが、今回は、結合されたパイロットキャリアとＦＣキャリアとが、残りのギャップを補間するために使用される。また、（すべてのトーンにわたる）平均ＳＮＲに応じて、狭いまたは広いハニングフィルタ係数のいずれかが、平滑化フィルタにおいて使用される。狭い窓は、低いＳＮＲにおいてうまく動作し、一方、広い窓は、より高いＳＮＲにおいてより良好な推定を与える。最終の結果は、ペイロードコヒーレント基準として使用される。場合によっては、図５Ｅのステップ２およびステップ５は、計算されるコヒーレント基準の品質を向上するために実装されることに留意されたい。場合によっては、デリミタ検出ブロックは、式１２において使用されるオフセット誤差を与える。

＜チャネル３＞
チャネル３は、チャネル１とチャネル２の周波数帯域を結合しており、フレーム制御における情報ビットの数は、依然として１２８ビットのままである。検出アルゴリズムと同様に、チャネル１のみを見る受信機は、この場合に、フレーム制御を正常にデコードすることができる。

コヒーレント基準を生成し、チャネル３のためのフレーム制御をデコードするための手続きは、使用されるトーンの数が増加され、チャネル２の中に追加のダイバーシティコピーがあることを除いて、上記されたものと同様である。デコードは、それらのそれぞれのトーンマスクを使用する別個のエンティティとしてチャネル１と２とにおいて同時に行われるか、または合成されたトーンマスクを使用して１つのチャネルとして行われるかのいずれかである。それが別個に行われるとき、休止（pause）は、ＦＣをデコードすることに進む前に、両方のチャネルからのダイバーシティコピーを正しく組み合わせるために、段２のステップ５において必要とされる。両方のチャネルからのコヒーレント基準が得られると、それらは、チャネル３の全体的なコヒーレント基準を形成するために組み合わされる。

デコードが合成トーンマスクを使用して行われると、ダイバーシティ結合が、また、実行される。エンコード１部分におけるダイバーシティアドレッシングは連続的であり、合成トーンマスクの後に続く。エンコード２部分におけるダイバーシティアドレッシングは、表１１に示されるように、下方帯域の終端において停止し、上方帯域の始端において異なるアドレスで再開する。先に説明されたように、これは、受信機が、より低い帯域を処理することにより、一方で、チャネル３帯域全体を処理するときに高いレベルのダイバーシティを与えることにより、ＦＣをデコードすることを可能にする。

＜ペイロードのデコード＞
デリミタは、チャネル状態が好適であるとき、データペイロードを搬送する。キャリア割り付けは、表５に示される構成に基づく。エンコード１トーンマスクによって有効化されたトーンのみが、非ロボ（non-Robo）パケットの中でデータを搬送するために利用される。以下の式に示されるように、フレーム制御と同様の様式で、ペイロードが復調される。

受信されたコンスタレーションを計算することに続き、キャリア上のエンコードされたデータビットについての対数尤度比（log likelihood ratios：ＬＬＲ）が、トーンマップと受信されたコンスタレーションポイントとを使用して得られる。これに続いて、ＬＬＲは、後続のシンボルからのＬＬＲとともに集められ、デインターリーブされ、ターボデコードされ、最終のデータビットがデスクランブルされる。

＜位相基準表＞
位相基準は、線形チャープ（chirp：超短パルス）波形であり、各キャリアのための位相は、キャリアの位相角数にπ／４を乗算した値と定義される。位相角数は０〜７の整数である。表は、最初の有効なキャリア ＦＣ＝７５ および、最後の有効なキャリア ＬＣ＝３２７７（８１９２長さのＦＦＴ） を用いて計算される。

上式で、ＫはＦＣからＬＣまでのキャリアを表しており、
ＰｈａｓｅＡｎｇｌｅ（ＬＣ）＝７ であり、
ＰｈａｓｅＴｅｍｐは次式によって与えられる。

上式で、ＰｈａｓｅＴｅｍｐは最初は０であり、
ＫはＦＣ−１からＬＣ−２までであり、
Ｍｏｄはモジュロ演算を指し、
ＮｕｍＣａｒｒｓは次式によって与えられる。

上記された技法は、コンピュータシステム上での実行のためにソフトウェアを使用して実装され得る。たとえば、ソフトウェアは、各々が、少なくとも１つのプロセッサと、少なくとも１つのデータ格納システム（たとえば、揮発性および不揮発性メモリおよび／または記憶素子を含む）と、少なくとも１つの入力デバイス（たとえば、キーボードおよびマウス）またはポートと、少なくとも１つの出力デバイス（たとえば、モニタ）またはポートとを含む、プログラムされているまたはプログラマ可能な１つまたは複数のコンピュータシステム（たとえば、デスクトップ、分散型、クライアント／サーバ型のコンピュータシステム）の上で実行する１つまたは複数のコンピュータプログラムにおけるプロシージャ（手続き／手順）を定義する。ソフトウェアは、より大きいプログラムの１つまたは複数のモジュールを形成してもよい。

ソフトウェアは、汎用または特定用途のプログラム可能コンピュータによって読取り可能なＣＤ−ＲＯＭなどのコンピュータ可読記憶媒体上に与えられ得るか、またはそれが実行されるコンピュータへのネットワークなどの媒体上を（たとえば、伝搬信号にエンコードされて）配信され得る。そのような各コンピュータプログラムは、好ましくは、記憶媒体がソフトウェアの手続きを実行するためによコンピュータシステムによって読み取られるとき、コンピュータシステムを構成し、動作させるために、汎用または特定用途プログラム可能コンピュータによって読取り可能な記憶媒体（たとえば、半導体メモリまたは媒体、あるいは、磁気または光媒体）上に記憶されるか、またはダウンロードされる。

上記されたもの以外の本発明の多くの他の実装形態は、以下の特許請求の範囲によって定義されるような、本発明の範囲の中に入る。

Claims (16)

1. 共用媒体上を局間で通信するための方法であって、
   複数の前記局によって共用される共用時間基準に基づく時間で、前記共用媒体上で第１の局から波形を送信すること、
   前記波形は、第２の局に記憶されたプリアンブル情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第１の組と、少なくとも１つの局に通信されるべき情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第２の組とを備える、所定のシンボル長をもつ少なくとも第１のシンボルを含み、
   周波数成分の前記第１および第２の組の前記キャリア周波数は、前記シンボル長の逆数によって決定される周波数インターバルの整数倍である、と、
   複数のタイムスロット境界のうちの１つにおける前記波形の前記第１のシンボルの開始を検出するために、前記第１の局からの前記波形の送信の前に、第２の局において前記共用媒体を監視すること、
   前記監視することは、
   複数のタイムスロット境界の各々の後で、直近のタイムスロット境界の始まりで開始して、前記共用媒体上で受信された一連の値を周期的にサンプリングすることと、
   前記波形の前記第１のシンボルの前記開始が検出されているかどうかを示すメトリック値を生成するために前記サンプリングされた値を処理することと、を含む、と、
   前記波形の前記第１のシンボルの前記開始を検出することに応答して、前記共用時間基準に基づいてサンプリングされた値から前記波形の前記第１のシンボルを復調することと、
   を備える、方法。
2. 前記複数のタイムスロット境界は、搬送波感知多重アクセス（carrier sense multiple access：ＣＳＭＡ）における競合を解決するために使用される競合解決スロットの境界である、請求項１に記載の方法。
3. 前記共用媒体は、検出された衝突の後で監視される、請求項２に記載の方法。
4. 前記複数のタイムスロット境界は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）割り当ての中のスロットの境界である、請求項１に記載の方法。
5. 前記共用媒体は、前記割り当ての中の初期フレームを逃した後に監視される、請求項４に記載の方法。
6. 前記共用時間基準に対して決定されるタイムスロット境界からのオフセットを計算することをさらに備え、
   前記オフセットは、２つの局の間の伝搬遅延に基づいて計算される、請求項１に記載の方法。
7. 前記共用時間基準は、マスタ局から送信される同期信号に基づいて決定され、
   前記同期信号は、前記共用時間基準の決定なしに検出される、請求項１に記載の方法。
8. 前記共用時間基準が、前記第１の局または第２の局における時間ベースを第３の局において維持されるマスタ時間ベースに同期させることに基づいて決定される、請求項１に記載の方法。
9. 前記第１のシンボルを備える前記波形の第１の部分と、前記波形の前記第１の部分の少なくとも初期セグメントと相関するセグメントを備える前記波形の第２の部分とを形成することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
10. 前記波形を送信することは、前記共用媒体上で、時間的に後に前記第１の部分が続く前記第２の部分を送信することを含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記第２の局において、前記波形の前記第１の部分を受信することと、前記受信された第１の部分を表すデータを記憶することと、をさらに備える、請求項１０に記載の方法。
12. 前記第２の局において、前記波形の前記第２の部分を受信することと、
    前記受信された第１の部分を表す前記記憶されたデータと前記受信された第２の部分の初期セグメントを表すデータとの間の相関を検出することと、
    前記相関を検出したことに応答して、前記受信された第２の部分から、所定のシンボル長を有するシンボルを復調することと、
    をさらに備える、請求項１１に記載の方法。
13. 前記第１のシンボルの長さは、隣接するスロット境界間の持続時間よりも大きい、請求項１に記載の方法。
14. どの周波数成分が、周波数成分の前記第１および第２の組のうちの１つまたは複数の中に含まれるのかを、前記共用媒体上の状態に適応させること、をさらに備える、請求項１に記載の方法。
15. 前記シンボル長を、前記共用媒体上の状態に適応させることをさらに備える、請求項１に記載の方法。
16. 共用媒体上を局間で通信するためのシステムであって、前記システムは、
    複数の前記局によって共用される共用時間基準に基づく時間で、前記共用媒体上で波形を送信する第１の局、
    前記波形は、第２の局に記憶されたプリアンブル情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第１の組と、少なくとも１つの局に通信されるべき情報で変調された所定のキャリア周波数における周波数成分の第２の組とを備える、所定のシンボル長を有する第１のシンボルを少なくとも含み、
    周波数成分の前記第１および第２の組の前記キャリア周波数は、前記シンボル長の逆数によって決定される周波数インターバルの整数倍である、と、
    複数のタイムスロット境界のうちの１つにおける前記波形の前記第１のシンボルの開始を検出するために、前記第１の局からの前記波形の送信の前に、前記共用媒体を監視すること、
    前記監視することは、
    複数のタイムスロット境界の各々の後で、直近のタイムスロット境界の始まりで開始して、前記共用媒体上で受信された一連の値を周期的にサンプリングすることと、
    前記波形の前記第１のシンボルの前記開始が検出されているかどうかを示すメトリック値を生成するために、前記サンプリングされた値を処理することと、を含む、と、
    前記波形の前記第１のシンボルの前記開始を検出したことに応答して、前記共用時間基準に基づいてサンプリングされた値から前記波形の前記第１のシンボルを復調することと、
    を行う少なくとも第２の局と、
    を備える、システム。

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