WO2017018606A1 - 방송 신호 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

방송 신호 송수신 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
WO2017018606A1
WO2017018606A1 PCT/KR2015/011839 KR2015011839W WO2017018606A1 WO 2017018606 A1 WO2017018606 A1 WO 2017018606A1 KR 2015011839 W KR2015011839 W KR 2015011839W WO 2017018606 A1 WO2017018606 A1 WO 2017018606A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
data
frame
carriers
block
pilots
Prior art date
Application number
PCT/KR2015/011839
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
김재형
고우석
홍성룡
Original Assignee
엘지전자(주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자(주) filed Critical 엘지전자(주)
Priority to CN201580043737.4A priority Critical patent/CN106664282B/zh
Priority to JP2017510508A priority patent/JP6480569B2/ja
Priority to KR1020177003828A priority patent/KR102036116B1/ko
Priority to EP15899750.2A priority patent/EP3331208B1/en
Priority to CN202010263695.8A priority patent/CN111343124B/zh
Publication of WO2017018606A1 publication Critical patent/WO2017018606A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/253—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/255—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with Low Density Parity Check [LDPC] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/2707—Simple row-column interleaver, i.e. pure block interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2778—Interleaver using block-wise interleaving, e.g. the interleaving matrix is sub-divided into sub-matrices and the permutation is performed in blocks of sub-matrices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/635—Error control coding in combination with rate matching
    • H03M13/6362—Error control coding in combination with rate matching by puncturing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/42—Arrangements for resource management
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H60/00—Arrangements for broadcast applications with a direct linking to broadcast information or broadcast space-time; Broadcast-related systems
    • H04H60/09—Arrangements for device control with a direct linkage to broadcast information or to broadcast space-time; Arrangements for control of broadcast-related services
    • H04H60/11—Arrangements for counter-measures when a portion of broadcast information is unavailable
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0052—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0075—Transmission of coding parameters to receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L12/00—Data switching networks
    • H04L12/02—Details
    • H04L12/16—Arrangements for providing special services to substations
    • H04L12/18—Arrangements for providing special services to substations for broadcast or conference, e.g. multicast
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/262—Reduction thereof by selection of pilot symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2646—Arrangements specific to the transmitter only using feedback from receiver for adjusting OFDM transmission parameters, e.g. transmission timing or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
    • H04L27/2651—Modification of fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators for performance improvement
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L65/00—Network arrangements, protocols or services for supporting real-time applications in data packet communication
    • H04L65/60—Network streaming of media packets
    • H04L65/65—Network streaming protocols, e.g. real-time transport protocol [RTP] or real-time control protocol [RTCP]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H03M13/1148—Structural properties of the code parity-check or generator matrix
    • H03M13/116—Quasi-cyclic LDPC [QC-LDPC] codes, i.e. the parity-check matrix being composed of permutation or circulant sub-matrices
    • H03M13/1165—QC-LDPC codes as defined for the digital video broadcasting [DVB] specifications, e.g. DVB-Satellite [DVB-S2]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
    • H03M13/152—Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0065—Serial concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26025—Numerology, i.e. varying one or more of symbol duration, subcarrier spacing, Fourier transform size, sampling rate or down-clocking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Definitions

  • the present invention relates to a broadcast signal transmission apparatus, a broadcast signal reception apparatus, and a broadcast signal transmission and reception method.
  • the digital broadcast signal may include a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may further include various types of additional data as well as the video / audio data.
  • the digital broadcasting system may provide high definition (HD) images, multichannel audio, and various additional services.
  • HD high definition
  • data transmission efficiency for a large amount of data transmission, robustness of a transmission / reception network, and network flexibility in consideration of a mobile receiving device should be improved.
  • a broadcast signal receiver for processing a broadcast signal including signaling information according to an embodiment of the present invention, Fast Fourier Transform (FFT) for demodulating the received broadcast signal (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) (OFDM) module; A pilot detection module detecting pilots included in the broadcast signal; A frame parsing module for parsing a signal frame of the broadcast signal, wherein the signal frame includes a preamble and at least one subframe, converts PLP (Physical Layer Pipe) data of the broadcast signal into a bit domain, and forward error A demapping and decoding module for decoding; And an output processing module for receiving the PLP data and outputting a data stream, wherein the subframe includes data symbols and at least one subframe boundary symbol, and the subframe boundary symbol SBS is data carriers. And subframe boundary pilots.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • the data symbols of the subframe include scattered pilots, and the amplitude of the scattered pilots is based on an SP boosting parameter indicating a power boosting level of the scattered pilots.
  • the amplitude of the subframe boundary pilots may be determined based on the SP boosting parameter.
  • the subframe boundary pilots are located based on a pilot separation in a frequency direction of an SP pattern of the subframe, and data carriers of the subframe boundary symbol are specified. It may include a number of active data carriers and a specific number of null carriers.
  • the number of active data carriers may be determined based on the SP boosting parameter.
  • the number of null carriers may be determined based on the amplitude of the scattered pilots.
  • the number of null carriers may be obtained by subtracting the number of active carriers from the number of data carriers of the subframe boundary symbol.
  • the active data carriers may be located in the center of all data cells, and half of the null carriers may be located in an edge band, respectively.
  • the broadcast signal reception method for solving the above technical problem, the demodulating the received signal frame (Orthogonal Frequency Division Multiplexing); Detecting pilots included in the signal frame; Parsing a signal frame of the broadcast signal, wherein the signal frame includes a preamble and at least one subframe, converts PLP (Physical Layer Pipe) data of the broadcast signal into a bit domain, and forward error correction (FEC). Decoding; And outputting a data stream by receiving the PLP data, wherein the subframe includes data symbols and at least one subframe boundary symbol, and the subframe boundary symbol SBS includes data carriers and subframes. It may include frame boundary pilots.
  • PLP Physical Layer Pipe
  • FEC forward error correction
  • the present invention can provide various broadcast services by processing data according to service characteristics to control a quality of service (QoS) for each service or service component.
  • QoS quality of service
  • the present invention can achieve transmission flexibility by transmitting various broadcast services through the same radio frequency (RF) signal bandwidth.
  • RF radio frequency
  • the present invention can improve data transmission efficiency and robustness of transmission and reception of broadcast signals using a multiple-input multiple-output (MIMO) system.
  • MIMO multiple-input multiple-output
  • the present invention it is possible to provide a broadcast signal transmission and reception method and apparatus capable of receiving a digital broadcast signal without errors even when using a mobile reception device or in an indoor environment.
  • FIG. 1 shows a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 2 illustrates an input formatting block according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 3 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
  • FIG 4 illustrates an input formatting block according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 illustrates a bit interleaved coding & modulation (BICM) block according to an embodiment of the present invention.
  • BICM bit interleaved coding & modulation
  • FIG. 6 illustrates a BICM block according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a frame building block according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 8 illustrates an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) generation block according to an embodiment of the present invention.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • FIG. 9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 14 illustrates PLS2 data according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 illustrates a logical structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • PLS physical layer signaling
  • FIG 19 illustrates FIC mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 20 illustrates a type of a data pipe (DP) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 illustrates a data pipe (DP) mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FEC 22 shows a forward error correction (FEC) structure according to an embodiment of the present invention.
  • 25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 26 illustrates the basic operation of a twisted row-column block interleaver according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 illustrates the operation of a twisted row-column block interleaver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 illustrates a diagonal read pattern of a twisted row-column block interleaver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 29 illustrates XFECBLOCKs interleaved from each interleaving array according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 shows a configuration of a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 illustrates a signal frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • 33 shows a pilot structure of a signal frame according to an embodiment of the present invention.
  • 34 and 35 illustrate scattered pilot boosting information according to an embodiment of the present invention.
  • 36 and 37 illustrate preamble pilot boosting information according to an embodiment of the present invention.
  • NoA 39 shows the number of active carriers (NoA) for normal data symbols according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 40 shows the number of pilots (N_SP, SBS) of subframe boundary symbols according to an embodiment of the present invention.
  • 41 shows the number of data carriers of a subframe boundary symbol according to an embodiment of the present invention.
  • NoA_SBS active data carriers
  • FIG. 48 illustrates a method of calculating a number of null carriers and power normalization according to an embodiment of the present invention.
  • 49 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to an embodiment of the present invention.
  • 50 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 53 illustrates a null carrier mapping method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 is a view illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • 55 illustrates a synchronization and demodulation module of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 56 is a view illustrating a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the present invention provides an apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signals for next generation broadcast services.
  • the next generation broadcast service includes a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, a UHDTV service, and the like.
  • a broadcast signal for a next generation broadcast service may be processed through a non-multiple input multiple output (MIMO) or MIMO scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the non-MIMO scheme may include a multiple input single output (MISO) scheme, a single input single output (SISO) scheme, and the like.
  • the MISO or MIMO scheme uses two antennas, but the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the present invention can define three physical profiles (base, handheld, advanced) that are optimized to minimize receiver complexity while achieving the performance required for a particular application. have.
  • the physical profile is a subset of all the structures that the corresponding receiver must implement.
  • the three physical profiles share most of the functional blocks, but differ slightly in certain blocks and / or parameters. Further physical profiles can be defined later.
  • a future profile may be multiplexed with a profile present in a single radio frequency (RF) channel through a future extension frame (FEF). Details of each physical profile will be described later.
  • RF radio frequency
  • FEF future extension frame
  • the base profile mainly indicates the main use of a fixed receiving device in connection with a roof-top antenna.
  • the base profile can be moved to any place but can also include portable devices that fall into a relatively stationary reception category.
  • the use of the base profile can be extended for handheld devices or vehicles with some improved implementation, but such use is not expected in base profile receiver operation.
  • the target signal-to-noise ratio range of reception is approximately 10-20 dB, which includes the 15 dB signal-to-noise ratio receiving capability of existing broadcast systems (eg, ATSC A / 53). Receiver complexity and power consumption are not as important as in battery powered handheld devices that will use the handheld profile. Key system parameters for the base profile are listed in Table 1 below.
  • the handheld profile is designed for use in battery powered handheld and in-vehicle devices.
  • the device may move at pedestrian or vehicle speed.
  • the power consumption as well as the receiver complexity is very important for the implementation of the device of the handheld profile.
  • the target signal-to-noise ratio range of the handheld profile is approximately 0-10 dB, but can be set to reach below 0 dB if intended for lower indoor reception.
  • the advance profile provides higher channel capability in exchange for greater execution complexity.
  • the profile requires the use of MIMO transmission and reception, and the UHDTV service is a target use, for which the profile is specifically designed.
  • the enhanced capability may also be used to allow for an increase in the number of services at a given bandwidth, for example multiple SDTV or HDTV services.
  • the target signal to noise ratio range of the advanced profile is approximately 20 to 30 dB.
  • MIMO transmissions initially use existing elliptic polarization transmission equipment and can later be extended to full power cross polarization transmissions. Key system parameters for the advance profile are listed in Table 3 below.
  • the base profile may be used as a profile for both terrestrial broadcast service and mobile broadcast service. That is, the base profile can be used to define the concept of a profile that includes a mobile profile. Also, the advanced profile can be divided into an advanced profile for the base profile with MIMO and an advanced profile for the handheld profile with MIMO. The three profiles can be changed according to the designer's intention.
  • Auxiliary stream A sequence of cells carrying data of an undefined modulation and coding that can be used as a future extension or as required by a broadcaster or network operator.
  • Base data pipe a data pipe that carries service signaling data
  • Baseband Frame (or BBFRAME): A set of Kbch bits that form the input for one FEC encoding process (BCH and LDPC encoding).
  • Coded block one of an LDPC encoded block of PLS1 data or an LDPC encoded block of PLS2 data
  • Data pipe a logical channel in the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or more services or service components
  • Data pipe unit A basic unit that can allocate data cells to data pipes in a frame
  • Data symbol OFDM symbol in a frame that is not a preamble symbol (frame signaling symbols and frame edge symbols are included in the data symbols)
  • DP_ID This 8-bit field uniquely identifies a data pipe within the system identified by SYSTEM_ID.
  • Dummy cell A cell that carries a pseudo-random value used to fill the remaining unused capacity for physical layer signaling (PLS) signaling, data pipes, or auxiliary streams.
  • PLS physical layer signaling
  • FAC Emergency alert channel
  • Frame A physical layer time slot starting with a preamble and ending with a frame edge symbol.
  • Frame repetition unit A set of frames belonging to the same or different physical profile that contains an FEF that is repeated eight times in a super-frame.
  • FEC Fast information channel
  • FECBLOCK set of LDPC encoded bits of data pipe data
  • FFT size The nominal FFT size used for a particular mode equal to the active symbol period Ts expressed in cycles of the fundamental period T.
  • Frame signaling symbol The higher pilot density used at the start of a frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scattered pilot pattern, which carries a portion of the PLS data. Having OFDM symbol
  • Frame edge symbol An OFDM symbol with a higher pilot density used at the end of the frame in a particular combination of FFT size, guard interval, and scatter pilot pattern.
  • Frame-group set of all frames with the same physical profile type in a superframe
  • Future extention frame A physical layer time slot within a super frame that can be used for future expansion, starting with a preamble.
  • Futurecast UTB system A proposed physical layer broadcast system whose input is one or more MPEG2-TS or IP (Internet protocol) or generic streams and the output is an RF signal.
  • Input stream A stream of data for the coordination of services delivered to the end user by the system.
  • Normal data symbols data symbols except frame signaling symbols and frame edge symbols
  • PHY profile A subset of all structures that the corresponding receiver must implement
  • PLS physical layer signaling data consisting of PLS1 and PLS2
  • PLS1 The first set of PLS data carried in a frame signaling symbol (FSS) with fixed size, coding, and modulation that conveys basic information about the system as well as the parameters needed to decode PLS2.
  • FSS frame signaling symbol
  • PLS2 The second set of PLS data sent to the FSS carrying more detailed PLS data about data pipes and systems.
  • PLS2 dynamic data PLS2 data that changes dynamically from frame to frame
  • PLS2 static data PLS2 data that is static during the duration of a frame group
  • Preamble signaling data signaling data carried by the preamble symbol and used to identify the basic mode of the system
  • Preamble symbol a fixed length pilot symbol carrying basic PLS data and positioned at the beginning of a frame
  • Preamble symbols are primarily used for fast initial band scans to detect system signals, their timings, frequency offsets, and FFT sizes.
  • Superframe set of eight frame repeat units
  • Time interleaving block A set of cells in which time interleaving is performed, corresponding to one use of time interleaver memory.
  • Time interleaving group A unit in which dynamic capacity allocation is performed for a particular data pipe, consisting of an integer, the number of XFECBLOCKs that change dynamically.
  • a time interleaving group can be directly mapped to one frame or mapped to multiple frames.
  • the time interleaving group may include one or more time interleaving blocks.
  • Type 1 DP A data pipe in a frame where all data pipes are mapped to frames in a time division multiplexing (TDM) manner.
  • Type 2 DPs Types of data pipes in a frame where all data pipes are mapped to frames in an FDM fashion.
  • XFECBLOCK set of N cells cells carrying all the bits of one LDPC FECBLOCK
  • FIG. 1 shows a structure of a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • a broadcast signal transmission apparatus for a next generation broadcast service includes an input format block 1000, a bit interleaved coding & modulation (BICM) block 1010, and a frame building block 1020, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) generation block (OFDM generation block) 1030, and signaling generation block 1040. The operation of each block of the broadcast signal transmission apparatus will be described.
  • BICM bit interleaved coding & modulation
  • OFDM generation block orthogonal frequency division multiplexing
  • signaling generation block 1040 The operation of each block of the broadcast signal transmission apparatus will be described.
  • IP streams / packets and MPEG2-TS are the main input formats and other stream types are treated as general streams.
  • management information is input to control the scheduling and allocation of the corresponding bandwidth for each input stream.
  • One or multiple TS streams, IP streams and / or general stream inputs are allowed at the same time.
  • the input format block 1000 can demultiplex each input stream into one or multiple data pipes to which independent coding and modulation is applied.
  • the data pipe is the basic unit for controlling robustness, which affects the quality of service (QoS).
  • QoS quality of service
  • One or multiple services or service components may be delivered by one data pipe. Detailed operations of the input format block 1000 will be described later.
  • a data pipe is a logical channel at the physical layer that carries service data or related metadata that can carry one or multiple services or service components.
  • the data pipe unit is a basic unit for allocating data cells to data pipes in one frame.
  • parity data is added for error correction and the encoded bit stream is mapped to a complex value constellation symbol.
  • the symbols are interleaved over the specific interleaving depth used for that data pipe.
  • MIMO encoding is performed at BICM block 1010 and additional data paths are added to the output for MIMO transmission. Detailed operations of the BICM block 1010 will be described later.
  • the frame building block 1020 may map data cells of an input data pipe to OFDM solid balls within one frame. After mapping, frequency interleaving is used for frequency domain diversity, in particular to prevent frequency selective fading channels. Detailed operations of the frame building block 1020 will be described later.
  • the OFDM generation block 1030 can apply existing OFDM modulation having a cyclic prefix as the guard interval.
  • a distributed MISO scheme is applied across the transmitter.
  • a peak-to-average power ratio (PAPR) scheme is implemented in the time domain.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • the proposal provides a variety of FFT sizes, guard interval lengths, and sets of corresponding pilot patterns. Detailed operations of the OFDM generation block 1030 will be described later.
  • the signaling generation block 1040 may generate physical layer signaling information used for the operation of each functional block.
  • the signaling information is also transmitted such that the service of interest is properly recovered at the receiver side. Detailed operations of the signaling generation block 1040 will be described later.
  • 2 illustrates an input format block according to an embodiment of the present invention. 2 shows an input format block when the input signal is a single input stream.
  • the input format block illustrated in FIG. 2 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
  • Input to the physical layer may consist of one or multiple data streams. Each data stream is carried by one data pipe.
  • the mode adaptation module slices the input data stream into a data field of a baseband frame (BBF).
  • BBF baseband frame
  • the system supports three types of input data streams: MPEG2-TS, IP, and GS (generic stream).
  • MPEG2-TS features a fixed length (188 bytes) packet where the first byte is a sync byte (0x47).
  • An IP stream consists of variable length IP datagram packets signaled in IP packet headers.
  • the system supports both IPv4 and IPv6 for IP streams.
  • the GS may consist of variable length packets or constant length packets signaled in the encapsulation packet header.
  • (a) shows a mode adaptation block 2000 and a stream adaptation (stream adaptation) 2010 for a signal data pipe
  • PLS generation block 2020 and PLS scrambler 2030 are shown. The operation of each block will be described.
  • the input stream splitter splits the input TS, IP, GS streams into multiple service or service component (audio, video, etc.) streams.
  • the mode adaptation module 2010 is composed of a CRC encoder, a baseband (BB) frame slicer, and a BB frame header insertion block.
  • the CRC encoder provides three types of CRC encoding, CRC-8, CRC-16, and CRC-32, for error detection at the user packet (UP) level.
  • the calculated CRC byte is appended after the UP.
  • CRC-8 is used for the TS stream
  • CRC-32 is used for the IP stream. If the GS stream does not provide CRC encoding, then the proposed CRC encoding should be applied.
  • the BB Frame Slicer maps the input to an internal logical bit format.
  • the first receive bit is defined as MSB.
  • the BB frame slicer allocates the same number of input bits as the available data field capacity. In order to allocate the same number of input bits as the BBF payload, the UP stream is sliced to fit the data field of the BBF.
  • the BB frame header insertion block can insert a 2 bytes fixed length BBF header before the BB frame.
  • the BBF header consists of STUFFI (1 bit), SYNCD (13 bit), and RFU (2 bit).
  • the BBF may have an extension field (1 or 3 bytes) at the end of the 2-byte BBF header.
  • Stream adaptation 2010 consists of a stuffing insertion block and a BB scrambler.
  • the stuffing insertion block may insert the stuffing field into the payload of the BB frame. If the input data for the stream adaptation is sufficient to fill the BB frame, STUFFI is set to 0, and the BBF has no stuffing field. Otherwise, STUFFI is set to 1 and the stuffing field is inserted immediately after the BBF header.
  • the stuffing field includes a 2-byte stuffing field header and variable sized stuffing data.
  • the BB scrambler scrambles the complete BBF for energy dissipation.
  • the scrambling sequence is synchronized with the BBF.
  • the scrambling sequence is generated by the feedback shift register.
  • the PLS generation block 2020 may generate PLS data.
  • PLS provides a means by which a receiver can connect to a physical layer data pipe.
  • PLS data consists of PLS1 data and PLS2 data.
  • PLS1 data is the first set of PLS data delivered to the FSS in frames with fixed size, coding, and modulation that convey basic information about the system as well as the parameters needed to decode the PLS2 data.
  • PLS1 data provides basic transmission parameters including the parameters required to enable reception and decoding of PLS2 data.
  • the PLS1 data is constant during the duration of the frame group.
  • PLS2 data is the second set of PLS data sent to the FSS that carries more detailed PLS data about the data pipes and systems.
  • PLS2 contains parameters that provide enough information for the receiver to decode the desired data pipe.
  • PLS2 signaling further consists of two types of parameters: PLS2 static data (PLS2-STAT data) and PLS2 dynamic data (PLS2-DYN data).
  • PLS2 static data is PLS2 data that is static during the duration of a frame group
  • PLS2 dynamic data is PLS2 data that changes dynamically from frame to frame.
  • the PLS scrambler 2030 may scramble PLS data generated for energy distribution.
  • the aforementioned blocks may be omitted or may be replaced by blocks having similar or identical functions.
  • FIG 3 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
  • the input format block illustrated in FIG. 3 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
  • FIG. 3 illustrates a mode adaptation block of an input format block when the input signal corresponds to a multi input stream.
  • a mode adaptation block of an input format block for processing multi input streams may independently process multiple input streams.
  • a mode adaptation block for processing a multi input stream may be an input stream splitter 3000 or an input stream synchro.
  • Each block of the mode adaptation block will be described.
  • Operations of the CRC encoder 3050, the BB frame slicer 3060, and the BB header insertion block 3070 correspond to the operations of the CRC encoder, the BB frame slicer, and the BB header insertion block described with reference to FIG. Is omitted.
  • the input stream splitter 3000 splits the input TS, IP, and GS streams into a plurality of service or service component (audio, video, etc.) streams.
  • the input stream synchronizer 3010 may be called ISSY.
  • ISSY can provide suitable means to ensure constant bit rate (CBR) and constant end-to-end transmission delay for any input data format.
  • CBR constant bit rate
  • ISSY is always used in the case of multiple data pipes carrying TS, and optionally in multiple data pipes carrying GS streams.
  • Compensating delay block 3020 may delay the split TS packet stream following the insertion of ISSY information to allow TS packet recombination mechanisms without requiring additional memory at the receiver. have.
  • the null packet deletion block 3030 is used only for the TS input stream. Some TS input streams or split TS streams may have a large number of null packets present to accommodate variable bit-rate (VBR) services in the CBR TS stream. In this case, to avoid unnecessary transmission overhead, null packets may be acknowledged and not transmitted. At the receiver, the discarded null packet can be reinserted in the exact place it originally existed with reference to the deleted null-packet (DNP) counter inserted in the transmission, ensuring CBR and time stamp (PCR) updates. There is no need.
  • VBR variable bit-rate
  • the header compression block 3040 can provide packet header compression to increase transmission efficiency for the TS or IP input stream. Since the receiver may have a priori information for a particular portion of the header, this known information may be deleted at the transmitter.
  • the receiver may have a priori information about the sync byte configuration (0x47) and the packet length (188 bytes). If the input TS delivers content with only one PID, that is, one service component (video, audio, etc.) or service subcomponent (SVC base layer, SVC enhancement layer, MVC base view, or MVC dependent view) Only, TS packet header compression may (optionally) be applied to the TS. TS packet header compression is optionally used when the input stream is an IP stream. The block may be omitted or replaced with a block having similar or identical functions.
  • FIG 4 illustrates an input format block according to another embodiment of the present invention.
  • the input format block illustrated in FIG. 4 corresponds to an embodiment of the input format block 1000 described with reference to FIG. 1.
  • FIG. 4 illustrates a stream adaptation block of an input format block when the input signal corresponds to a multi input stream.
  • a mode adaptation block for processing a multi input stream includes a scheduler 4000 and a 1-frame delay block 4010. ), A stuffing insertion block 4020, an in-band signaling block 4030, a BB frame scrambler 4040, a PLS generation block 4050, and a PLS scrambler 4060.
  • a stuffing insertion block 4020 for processing a multi input stream (multiple input stream), respectively, includes a scheduler 4000 and a 1-frame delay block 4010.
  • a stuffing insertion block 4020 an in-band signaling block 4030, a BB frame scrambler 4040, a PLS generation block 4050, and a PLS scrambler 4060.
  • the operations of the stuffing insertion block 4020, the BB frame scrambler 4040, the PLS generation block 4050, and the PLS scrambler 4060 are described with reference to FIG. 2.
  • the scheduler 4000 may determine the overall cell allocation over the entire frame from the amount of FECBLOCK of each data pipe. Including the assignments for PLS, EAC and FIC, the scheduler generates values of PLS2-DYN data transmitted in PLS cells or in-band signaling of the FSS of the frame. Details of FECBLOCK, EAC, and FIC will be described later.
  • the 1-frame delay block 4010 transmits input data to one transmission frame so that scheduling information about the next frame can be transmitted through the current frame regarding the in-band signaling information to be inserted into the data pipe. You can delay it.
  • In-band signaling block 4030 may insert the non-delayed portion of the PLS2 data into the data pipe of the frame.
  • FIG. 5 illustrates a BICM block according to an embodiment of the present invention.
  • the BICM block illustrated in FIG. 5 corresponds to an embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
  • the broadcast signal transmission apparatus for the next generation broadcast service may provide a terrestrial broadcast service, a mobile broadcast service, a UHDTV service, and the like.
  • the BICM block according to an embodiment of the present invention can independently process each data pipe by independently applying the SISO, MISO, and MIMO schemes to the data pipes corresponding to the respective data paths.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals for the next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention may adjust QoS for each service or service component transmitted through each data pipe.
  • the BICM block shared by the base profile and the handheld profile and the BICM block of the advanced profile may include a plurality of processing blocks for processing each data pipe.
  • the processing block 5000 of the BICM block for the base profile and the handheld profile includes a data FEC encoder 5010, a bit interleaver 5020, a constellation mapper 5030, a signal space diversity (SSD) encoding block ( 5040, and a time interleaver 5050.
  • a data FEC encoder 5010 a bit interleaver 5020
  • a constellation mapper 5030 a signal space diversity (SSD) encoding block ( 5040, and a time interleaver 5050.
  • SSD signal space diversity
  • the data FEC encoder 5010 performs FEC encoding on the input BBF to generate the FECBLOCK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC).
  • Outer coding (BCH) is an optional coding method. The detailed operation of the data FEC encoder 5010 will be described later.
  • the bit interleaver 5020 may interleave the output of the data FEC encoder 5010 while providing a structure that can be efficiently realized to achieve optimized performance by a combination of LDPC codes and modulation schemes. The detailed operation of the bit interleaver 5020 will be described later.
  • Constellation mapper 5030 can be QPSK, QAM-16, non-uniform QAM (NUQ-64, NUQ-256, NUQ-1024) or non-uniform constellation (NUC-16, NUC-64, NUC-256, NUC-1024)
  • NUQ-64, NUQ-256, NUQ-1024 non-uniform QAM
  • NUC-16, NUC-64, NUC-256, NUC-1024 A constellation point whose power is normalized by modulating each cell word from the bit interleaver 5020 in the base and handheld profiles or the cell word from the cell word demultiplexer 5010-1 in the advanced profile. e l can be provided.
  • the constellation mapping applies only to data pipes. It is observed that NUQ has any shape, while QAM-16 and NUQ have a square shape. If each constellation is rotated by a multiple of 90 degrees, the rotated constellation overlaps exactly with the original. Due to the rotational symmetry characteristic, the real and imaginary components have the same capacity and average power. Both NUQ and N
  • the SSD encoding block 5040 may pre-code cells in two, three, and four dimensions, thereby increasing reception robustness in difficult fading conditions.
  • the time interleaver 5050 may operate at the data pipe level.
  • the parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe. The specific operation of the time interleaver 5050 will be described later.
  • the processing block 5000-1 of the BICM block for the advanced profile may include a data FEC encoder, a bit interleaver, a constellation mapper, and a time interleaver.
  • the processing block 5000-1 is distinguished from the processing block 5000 in that it further includes a cell word demultiplexer 5010-1 and a MIMO encoding block 5020-1.
  • operations of the data FEC encoder, the bit interleaver, the constellation mapper, and the time interleaver in the processing block 5000-1 may be performed by the data FEC encoder 5010, the bit interleaver 5020, and the constellation mapper 5030. Since this corresponds to the operation of the time interleaver 5050, the description thereof will be omitted.
  • Cell word demultiplexer 5010-1 is used by an advanced profile data pipe to separate a single cell word stream into a dual cell word stream for MIMO processing. A detailed operation of the cell word demultiplexer 5010-1 will be described later.
  • the MIMO encoding block 5020-1 may process the output of the cell word demultiplexer 5010-1 using the MIMO encoding scheme.
  • MIMO encoding scheme is optimized for broadcast signal transmission. MIMO technology is a promising way to gain capacity, but depends on the channel characteristics. Especially for broadcast, the difference in received signal power between two antennas due to different signal propagation characteristics or the strong LOS component of the channel makes it difficult to obtain capacity gains from MIMO.
  • the proposed MIMO encoding scheme overcomes this problem by using phase randomization and rotation based precoding of one of the MIMO output signals.
  • MIMO encoding is intended for a 2x2 MIMO system that requires at least two antennas at both the transmitter and the receiver.
  • Two MIMO encoding modes are defined in this proposal, full-rate spatial multiplexing (FR-SM) and full-rate full-diversity spatial multiplexing (FRFD-SM).
  • FR-SM encoding provides increased capacity with a relatively small complexity increase at the receiver side, while FRFD-SM encoding provides increased capacity and additional diversity gain with a larger complexity increase at the receiver side.
  • the proposed MIMO encoding scheme does not limit the antenna polarity arrangement.
  • MIMO processing is required for the advanced profile frame, which means that all data pipes in the advanced profile frame are processed by the MIMO encoder. MIMO processing is applied at the data pipe level. NUQ (e 1, i ), the pair of constellation mapper outputs And e 2, i ) are fed to the input of the MIMO encoder. MIMO encoder output pairs g1, i and g2, i are transmitted by the same carrier k and OFDM symbol l of each transmit antenna.
  • FIG. 6 illustrates a BICM block according to another embodiment of the present invention.
  • the BICM block illustrated in FIG. 6 corresponds to an embodiment of the BICM block 1010 described with reference to FIG. 1.
  • the EAC is part of a frame carrying EAS information data
  • the FIC is a logical channel in a frame carrying mapping information between a service and a corresponding base data pipe. Detailed description of the EAC and FIC will be described later.
  • a BICM block for protecting PLS, EAC, and FIC may include a PLS FEC encoder 6000, a bit interleaver 6010, and a constellation mapper 6020.
  • the PLS FEC encoder 6000 may include a scrambler, a BCH encoding / zero insertion block, an LDPC encoding block, and an LDPC parity puncturing block. Each block of the BICM block will be described.
  • the PLS FEC encoder 6000 may encode scrambled PLS 1/2 data, EAC and FIC sections.
  • the scrambler may scramble PLS1 data and PLS2 data before BCH encoding and shortening and punctured LDPC encoding.
  • the BCH encoding / zero insertion block may perform outer encoding on the scrambled PLS 1/2 data using the shortened BCH code for PLS protection, and insert zero bits after BCH encoding. For PLS1 data only, the output bits of zero insertion can be permutated before LDPC encoding.
  • the LDPC encoding block may encode the output of the BCH encoding / zero insertion block using the LDPC code.
  • C ldpc and parity bits P ldpc are encoded systematically from each zero-inserted PLS information block I ldpc and appended after it.
  • LDPC code parameters for PLS1 and PLS2 are shown in Table 4 below.
  • the LDPC parity puncturing block may perform puncturing on the PLS1 data and the PLS2 data.
  • LDPC parity bits are punctured after LDPC encoding.
  • the LDPC parity bits of PLS2 are punctured after LDPC encoding. These punctured bits are not transmitted.
  • the bit interleaver 6010 may interleave each shortened and punctured PLS1 data and PLS2 data.
  • the constellation mapper 6020 may map bit interleaved PLS1 data and PLS2 data to constellations.
  • FIG. 7 illustrates a frame building block according to an embodiment of the present invention.
  • the frame building block illustrated in FIG. 7 corresponds to an embodiment of the frame building block 1020 described with reference to FIG. 1.
  • the frame building block may include a delay compensation block 7000, a cell mapper 7010, and a frequency interleaver 7020. have. Each block of the frame building block will be described.
  • the delay compensation block 7000 adjusts the timing between the data pipes and the corresponding PLS data to ensure co-time between the data pipes and the corresponding PLS data at the transmitter. have.
  • PLS data is delayed by the data pipe.
  • the delay of the BICM block is mainly due to the time interleaver 5050.
  • In-band signaling data may cause information of the next time interleaving group to be delivered one frame ahead of the data pipe to be signaled.
  • the delay compensation block delays the in-band signaling data accordingly.
  • the cell mapper 7010 may map a PLS, an EAC, an FIC, a data pipe, an auxiliary stream, and a dummy cell to an active carrier of an OFDM symbol in a frame.
  • the basic function of the cell mapper 7010 is to activate the data cells generated by time interleaving for each data pipe, PLS cell, and EAC / FIC cell, if any, corresponding to each OFDM symbol in one frame. (active) mapping to an array of OFDM cells.
  • Service signaling data (such as program specific information (PSI) / SI) may be collected separately and sent by a data pipe.
  • PSI program specific information
  • SI program specific information
  • the frequency interleaver 7020 may provide frequency diversity by randomly interleaving the data cells received from the cell mapper 7010.
  • the frequency interleaver 7020 may operate in an OFDM symbol pair consisting of two sequential OFDM symbols using different interleaving seed order to obtain the maximum interleaving gain in a single frame.
  • FIG 8 illustrates an OFDM generation block according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM generation block illustrated in FIG. 8 corresponds to an embodiment of the OFDM generation block 1030 described with reference to FIG. 1.
  • the OFDM generation block modulates the OFDM carrier by inserting a pilot by the cell generated by the frame building block, inserts a pilot, and generates a time domain signal for transmission.
  • the block sequentially inserts a guard interval and applies a PAPR reduction process to generate a final RF signal.
  • the OFDM generation block includes a pilot and reserved tone insertion block (8000), a 2D-single frequency network (eSFN) encoding block 8010, an inverse fast fourier transform (IFFT).
  • Block 8020 PAPR reduction block 8030, guard interval insertion block 8040, preamble insertion block 8050, other system insertion block 8060, and DAC block ( 8070).
  • eSFN 2D-single frequency network
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • Block 8020 PAPR reduction block 8030
  • guard interval insertion block 8040 preamble insertion block 8050
  • other system insertion block 8060 other system insertion block 8060
  • DAC block 8070
  • the pilot and reserved tone insertion block 8000 may insert pilot and reserved tones.
  • the various cells in the OFDM symbol are modulated with reference information known as pilots having a transmitted value known a priori at the receiver.
  • the information of the pilot cell is composed of a distributed pilot, a continuous pilot, an edge pilot, a frame signaling symbol (FSS) pilot, and a frame edge symbol (FES) pilot.
  • Each pilot is transmitted at a specific incremental power level depending on pilot type and pilot pattern.
  • the value of pilot information is derived from a reference sequence corresponding to a series of values, one in each given carrier for a given symbol.
  • the pilot can be used for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization, channel estimation, transmission mode identification, and can also be used to track phase noise.
  • Reference information taken from the reference sequence is transmitted in the distributed pilot cell in all symbols except the preamble, FSS and FES of the frame. Successive pilots are inserted into every symbol of the frame. The number and location of consecutive pilots depends on both the FFT size and the distributed pilot pattern. Edge carriers are the same as edge pilots in all symbols except the preamble symbol. Edge carriers are inserted to allow frequency interpolation (interpolation) to the edge of the spectrum. FSS pilots are inserted in the FSS and FES pilots are inserted in the FES. FSS pilots and FES pilots are inserted to allow time interpolation to the edge of the frame.
  • the system according to an embodiment of the present invention supports SFN in which a distributed MISO scheme is selectively used to support a very robust transmission mode.
  • 2D-eSFN is a distributed MISO scheme using multiple transmit antennas, and each antenna may be located at a different transmitter in the SFN network.
  • the 2D-eSFN encoding block 8010 may distort the phase of signals transmitted from multiple transmitters by performing 2D-eSFN processing to generate time and frequency diversity in SFN configuration. Thus, burst errors due to long plane fading or deep fading for a long time can be alleviated.
  • the IFFT block 8020 can modulate the output from the 2D-eSFN encoding block 8010 using an OFDM modulation scheme. Every cell in a data symbol that is not designated as a pilot (or reserved tone) carries one of the data cells from the frequency interleaver. Cells are mapped to OFDM carriers.
  • the PAPR reduction block 8030 performs PAPR reduction on the input signal using various PAPR reduction algorithms in the time domain.
  • the guard interval insertion block 8040 may insert the guard interval, and the preamble insertion block 8050 may insert the preamble before the signal. Details of the structure of the preamble will be described later.
  • the other system insertion block 8060 may multiplex signals of a plurality of broadcast transmission / reception systems in a time domain so that data of two or more different broadcast transmission / reception systems providing a broadcast service may be simultaneously transmitted in the same RF signal band.
  • two or more different broadcast transmission / reception systems refer to a system that provides different broadcast services.
  • Different broadcast services may refer to terrestrial broadcast services or mobile broadcast services. Data related to each broadcast service may be transmitted through different frames.
  • the DAC block 8070 may convert the input digital signal into an analog signal and output the analog signal.
  • the signal output from the DAC block 8070 may be transmitted through a plurality of output antennas according to the physical layer profile.
  • a transmitting antenna according to an embodiment of the present invention may have a vertical or horizontal polarity.
  • FIG. 9 illustrates a structure of a broadcast signal receiving apparatus for a next generation broadcast service according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus for the next generation broadcast service may correspond to the broadcast signal transmitting apparatus for the next generation broadcast service described with reference to FIG. 1.
  • An apparatus for receiving broadcast signals for a next generation broadcast service includes a synchronization & demodulation module 9000, a frame parsing module 9010, a demapping and decoding module a demapping & decoding module 9020, an output processor 9030, and a signaling decoding module 9040. The operation of each module of the broadcast signal receiving apparatus will be described.
  • the synchronization and demodulation module 9000 receives an input signal through m reception antennas, performs signal detection and synchronization on a system corresponding to the broadcast signal receiving apparatus, and performs a reverse process of the procedure performed by the broadcast signal transmitting apparatus. Demodulation can be performed.
  • the frame parsing module 9010 may parse an input signal frame and extract data in which a service selected by a user is transmitted.
  • the frame parsing module 9010 may execute deinterleaving corresponding to the reverse process of interleaving. In this case, positions of signals and data to be extracted are obtained by decoding the data output from the signaling decoding module 9040, so that the scheduling information generated by the broadcast signal transmission apparatus may be restored.
  • the demapping and decoding module 9020 may convert the input signal into bit region data and then deinterleave the bit region data as necessary.
  • the demapping and decoding module 9020 can perform demapping on the mapping applied for transmission efficiency, and correct an error generated in the transmission channel through decoding. In this case, the demapping and decoding module 9020 can obtain transmission parameters necessary for demapping and decoding by decoding the data output from the signaling decoding module 9040.
  • the output processor 9030 may perform a reverse process of various compression / signal processing procedures applied by the broadcast signal transmission apparatus to improve transmission efficiency.
  • the output processor 9030 may obtain necessary control information from the data output from the signaling decoding module 9040.
  • the output of the output processor 8300 corresponds to a signal input to the broadcast signal transmission apparatus and may be MPEG-TS, IP stream (v4 or v6), and GS.
  • the signaling decoding module 9040 may obtain PLS information from the signal demodulated by the synchronization and demodulation module 9000. As described above, the frame parsing module 9010, the demapping and decoding module 9200, and the output processor 9300 may execute the function using data output from the signaling decoding module 9040.
  • FIG. 10 shows a frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 shows a structural example of frame time and a frame repetition unit (FRU) in a super frame.
  • FRU frame repetition unit
  • (a) shows a super frame according to an embodiment of the present invention
  • (b) shows a FRU according to an embodiment of the present invention
  • (c) shows a frame of various physical profile (PHY profile) in the FRU
  • (D) shows the structure of the frame.
  • Super frame may consist of eight FRUs.
  • the FRU is the basic multiplexing unit for the TDM of the frame and is repeated eight times in the super frame.
  • Each frame in the FRU belongs to one of the physical profiles (base, handheld, advanced profile) or FEF.
  • the maximum allowable number of frames in a FRU is 4, and a given physical profile may appear any number of times from 0 to 4 times in the FRU (eg, base, base, handheld, advanced).
  • the physical profile definition may be extended using the reserved value of PHY_PROFILE in the preamble if necessary.
  • the FEF portion is inserted at the end of the FRU if included. If the FEF is included in the FRU, the maximum number of FEFs is 8 in a super frame. It is not recommended that the FEF parts be adjacent to each other.
  • One frame is further separated into multiple OFDM symbols and preambles. As shown in (d), the frame includes a preamble, one or more FSS, normal data symbols, and FES.
  • the preamble is a special symbol that enables fast Futurecast UTB system signal detection and provides a set of basic transmission parameters for efficient transmission and reception of the signal. Details of the preamble will be described later.
  • the main purpose of the FSS is to carry PLS data.
  • the FSS For fast synchronization and channel estimation, and hence for fast decoding of PLS data, the FSS has a higher density pilot pattern than normal data symbols.
  • the FES has a pilot that is exactly the same as the FSS, which allows frequency only interpolation and temporal interpolation within the FES without extrapolation for symbols immediately preceding the FES.
  • FIG. 11 illustrates a signaling hierarchy structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • preamble signaling data 11000 PLS1 data 11010
  • PLS2 data 11020 The purpose of the preamble carried by the preamble signal every frame is to indicate the basic transmission parameters and transmission type of the frame.
  • PLS1 allows the receiver to access and decode PLS2 data that includes parameters for connecting to the data pipe of interest.
  • PLS2 is delivered every frame and divided into two main parts, PLS2-STAT data and PLS2-DYN data. The static and dynamic parts of the PLS2 data are followed by padding if necessary.
  • the preamble signaling data carries 21 bits of information needed to enable the receiver to access the PLS data and track the data pipes within the frame structure. Details of the preamble signaling data are as follows.
  • PHY_PROFILE This 3-bit field indicates the physical profile type of the current frame. The mapping of different physical profile types is given in Table 5 below.
  • FFT_SIZE This 2-bit field indicates the FFT size of the current frame in the frame group as described in Table 6 below.
  • GI_FRACTION This 3-bit field indicates a guard interval fraction value in the current super frame as described in Table 7 below.
  • EAC_FLAG This 1-bit field indicates whether EAC is provided in the current frame. If this field is set to 1, EAS is provided in the current frame. If this field is set to 0, EAS is not delivered in the current frame. This field may be converted to dynamic within a super frame.
  • PILOT_MODE This 1-bit field indicates whether the pilot mode is a mobile mode or a fixed mode for the current frame in the current frame group. If this field is set to 0, mobile pilot mode is used. If the field is set to '1', fixed pilot mode is used.
  • PAPR_FLAG This 1-bit field indicates whether PAPR reduction is used for the current frame in the current frame group. If this field is set to 1, tone reservation is used for PAPR reduction. If this field is set to 0, no PAPR reduction is used.
  • This 3-bit field indicates the physical profile type configuration of the FRU present in the current super frame. In the corresponding field in all preambles in the current super frame, all profile types carried in the current super frame are identified. The 3-bit field is defined differently for each profile as shown in Table 8 below.
  • FIG 13 illustrates PLS1 data according to an embodiment of the present invention.
  • PLS1 data provides basic transmission parameters including the parameters needed to enable the reception and decoding of PLS2. As mentioned above, the PLS1 data does not change during the entire duration of one frame group. A detailed definition of the signaling field of the PLS1 data is as follows.
  • PREAMBLE_DATA This 20-bit field is a copy of the preamble signaling data excluding EAC_FLAG.
  • NUM_FRAME_FRU This 2-bit field indicates the number of frames per FRU.
  • PAYLOAD_TYPE This 3-bit field indicates the format of payload data carried in the frame group. PAYLOAD_TYPE is signaled as shown in Table 9.
  • NUM_FSS This 2-bit field indicates the number of FSS in the current frame.
  • SYSTEM_VERSION This 8-bit field indicates the version of the signal format being transmitted. SYSTEM_VERSION is separated into two 4-bit fields: major and minor.
  • the 4-bit MSB in the SYSTEM_VERSION field indicates major version information. Changes in the major version field indicate incompatible changes. The default value is 0000. For the version described in that standard, the value is set to 0000.
  • Minor Version A 4-bit LSB in the SYSTEM_VERSION field indicates minor version information. Changes in the minor version field are compatible.
  • CELL_ID This is a 16-bit field that uniquely identifies a geographic cell in an ATSC network. ATSC cell coverage may consist of one or more frequencies depending on the number of frequencies used per Futurecast UTB system. If the value of CELL_ID is unknown or not specified, this field is set to zero.
  • NETWORK_ID This is a 16-bit field that uniquely identifies the current ATSC network.
  • SYSTEM_ID This 16-bit field uniquely identifies a Futurecast UTB system within an ATSC network.
  • Futurecast UTB systems are terrestrial broadcast systems whose input is one or more input streams (TS, IP, GS) and the output is an RF signal.
  • the Futurecast UTB system conveys the FEF and one or more physical profiles, if present.
  • the same Futurecast UTB system can carry different input streams and use different RFs in different geographic regions, allowing for local service insertion.
  • Frame structure and scheduling are controlled in one place and are the same for all transmissions within a Futurecast UTB system.
  • One or more Futurecast UTB systems may have the same SYSTEM_ID meaning that they all have the same physical structure and configuration.
  • the following loop is composed of FRU_PHY_PROFILE, FRU_FRAME_LENGTH, FRU_GI_FRACTION, and RESERVED indicating the length and FRU configuration of each frame type.
  • the loop size is fixed such that four physical profiles (including FFEs) are signaled within the FRU. If NUM_FRAME_FRU is less than 4, the unused fields are filled with zeros.
  • FRU_PHY_PROFILE This 3-bit field indicates the physical profile type of the (i + 1) th frame (i is a loop index) of the associated FRU. This field uses the same signaling format as shown in Table 8.
  • FRU_FRAME_LENGTH This 2-bit field indicates the length of the (i + 1) th frame of the associated FRU. Using FRU_FRAME_LENGTH with FRU_GI_FRACTION, the exact value of frame duration can be obtained.
  • FRU_GI_FRACTION This 3-bit field indicates the guard interval partial value of the (i + 1) th frame of the associated FRU.
  • FRU_GI_FRACTION is signaled according to Table 7.
  • the following fields provide parameters for decoding PLS2 data.
  • PLS2_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used by the PLS2 protection.
  • the FEC type is signaled according to Table 10. Details of the LDPC code will be described later.
  • PLS2_MOD This 3-bit field indicates the modulation type used by PLS2.
  • the modulation type is signaled according to Table 11.
  • PLS2_SIZE_CELL This 15-bit field indicates C total _partial_block which is the size (specified by the number of QAM cells) of all coding blocks for PLS2 carried in the current frame group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_STAT_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_DYN_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-DYN for the current frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_REP_FLAG This 1-bit flag indicates whether the PLS2 repeat mode is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, PLS2 repeat mode is deactivated.
  • PLS2_REP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates C total _partial_block , which is the size (specified by the number of QAM cells) of the partial coding block for PLS2 delivered every frame of the current frame group when PLS2 repetition is used. If iteration is not used, the value of this field is equal to zero. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_NEXT_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group.
  • the FEC type is signaled according to Table 10.
  • PLS2_NEXT_MOD This 3-bit field indicates the modulation type used for PLS2 delivered in every frame of the next frame-group.
  • the modulation type is signaled according to Table 11.
  • PLS2_NEXT_REP_FLAG This 1-bit flag indicates whether the PLS2 repeat mode is used in the next frame group. If the value of this field is set to 1, PLS2 repeat mode is activated. If the value of this field is set to 0, PLS2 repeat mode is deactivated.
  • PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates C total _full_block , which is the size (specified by the number of QAM cells) of the entire coding block for PLS2 delivered every frame of the next frame-group when PLS2 repetition is used. If iteration is not used in the next frame-group, the value of this field is equal to zero. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size, in bits, of the PLS2-STAT for the next frame-group. The value is constant in the current frame group.
  • PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT This 14-bit field indicates the size of the PLS2-DYN for the next frame-group, in bits. The value is constant in the current frame group.
  • PLS2_AP_MODE This 2-bit field indicates whether additional parity is provided for PLS2 in the current frame group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 below provides the values for this field. If the value of this field is set to 00, no additional parity is used for PLS2 in the current frame group.
  • PLS2_AP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of additional parity bits of PLS2. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • PLS2_NEXT_AP_MODE This 2-bit field indicates whether additional parity is provided for PLS2 signaling for every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group. Table 12 defines the values for this field.
  • PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL This 15-bit field indicates the size (specified by the number of QAM cells) of additional parity bits of PLS2 for every frame of the next frame-group. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • RESERVED This 32-bit field is reserved for future use.
  • FIG 14 illustrates PLS2 data according to an embodiment of the present invention.
  • PLS2-STAT data is the same within a frame group, while PLS2-DYN data provides specific information about the current frame.
  • FIC_FLAG This 1-bit field indicates whether the FIC is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the FIC is provided in the current frame. If the value of this field is set to 0, FIC is not delivered in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • AUX_FLAG This 1-bit field indicates whether the auxiliary stream is used in the current frame group. If the value of this field is set to 1, the auxiliary stream is provided in the current frame. If the value of this field is set to 0, the auxiliary frame is not transmitted in the current frame. This value is constant for the entire duration of the current frame-group.
  • NUM_DP This 6-bit field indicates the number of data pipes carried in the current frame. The value of this field is between 1 and 64, and the number of data pipes is NUM_DP + 1.
  • DP_ID This 6-bit field uniquely identifies within the physical profile.
  • DP_TYPE This 3-bit field indicates the type of data pipe. This is signaled according to Table 13 below.
  • DP_GROUP_ID This 8-bit field identifies the data pipe group with which the current data pipe is associated. This can be used to connect to the data pipe of the service component associated with a particular service that the receiver will have the same DP_GROUP_ID.
  • BASE_DP_ID This 6-bit field indicates a data pipe that carries service signaling data (such as PSI / SI) used in the management layer.
  • the data pipe indicated by BASE_DP_ID may be a normal data pipe for delivering service signaling data together with service data or a dedicated data pipe for delivering only service signaling data.
  • DP_FEC_TYPE This 2-bit field indicates the FEC type used by the associated data pipe.
  • the FEC type is signaled according to Table 14 below.
  • DP_COD This 4-bit field indicates the code rate used by the associated data pipe.
  • the code rate is signaled according to Table 15 below.
  • DP_MOD This 4-bit field indicates the modulation used by the associated data pipe. Modulation is signaled according to Table 16 below.
  • DP_SSD_FLAG This 1-bit field indicates whether the SSD mode is used in the associated data pipe. If the value of this field is set to 1, the SSD is used. If the value of this field is set to 0, the SSD is not used.
  • DP_MIMO This 3-bit field indicates what type of MIMO encoding processing is applied to the associated data pipe.
  • the type of MIMO encoding process is signaled according to Table 17 below.
  • DP_TI_TYPE This 1-bit field indicates the type of time interleaving. A value of 0 indicates that one time interleaving group corresponds to one frame and includes one or more time interleaving blocks. A value of 1 indicates that one time interleaving group is delivered in more than one frame and contains only one time interleaving block.
  • DP_TI_LENGTH The use of this 2-bit field (only allowed values are 1, 2, 4, 8) is determined by the value set in the DP_TI_TYPE field as follows.
  • N TI the number of time interleaving block per time interleaving group
  • DP_FRAME_INTERVAL This 2-bit field represents the frame interval (I JUMP ) within the frame group for the associated data pipe, and allowed values are 1, 2, 4, 8 (the corresponding 2-bit fields are 00, 01, 10, 11). For data pipes that do not appear in every frame of a frame group, the value of this field is equal to the interval between subsequent frames. For example, if a data pipe appears in frames 1, 5, 9, 13, etc., the value of this field is set to 4. For data pipes that appear in every frame, the value of this field is set to 1.
  • DP_TI_BYPASS This 1-bit field determines the availability of time interleaver 5050. If time interleaving is not used for the data pipe, this field value is set to 1. On the other hand, if time interleaving is used, the corresponding field value is set to zero.
  • DP_FIRST_FRAME_IDX This 5-bit field indicates the index of the first frame of the super frame in which the current data pipe occurs.
  • the value of DP_FIRST_FRAME_IDX is between 0 and 31.
  • DP_NUM_BLOCK_MAX This 10-bit field indicates the maximum value of DP_NUM_BLOCKS for the data pipe. The value of this field has the same range as DP_NUM_BLOCKS.
  • DP_PAYLOAD_TYPE This 2-bit field indicates the type of payload data carried by a given data pipe. DP_PAYLOAD_TYPE is signaled according to Table 19 below.
  • DP_INBAND_MODE This 2-bit field indicates whether the current data pipe carries in-band signaling information. In-band signaling type is signaled according to Table 20 below.
  • DP_PROTOCOL_TYPE This 2-bit field indicates the protocol type of the payload carried by the given data pipe.
  • the protocol type of payload is signaled according to Table 21 below when the input payload type is selected.
  • DP_CRC_MODE This 2-bit field indicates whether CRC encoding is used in the input format block. CRC mode is signaled according to Table 22 below.
  • DNP_MODE This 2-bit field indicates the null packet deletion mode used by the associated data pipe when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00'). DNP_MODE is signaled according to Table 23 below. If DP_PAYLOAD_TYPE is not TS ('00'), DNP_MODE is set to a value of 00.
  • ISSY_MODE This 2-bit field indicates the ISSY mode used by the associated data pipe when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00'). ISSY_MODE is signaled according to Table 24 below. If DP_PAYLOAD_TYPE is not TS ('00'), ISSY_MODE is set to a value of 00.
  • HC_MODE_TS This 2-bit field indicates the TS header compression mode used by the associated data pipe when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00'). HC_MODE_TS is signaled according to Table 25 below.
  • HC_MODE_IP This 2-bit field indicates the IP header compression mode when DP_PAYLOAD_TYPE is set to IP ('01'). HC_MODE_IP is signaled according to Table 26 below.
  • PID This 13-bit field indicates the number of PIDs for TS header compression when DP_PAYLOAD_TYPE is set to TS ('00') and HC_MODE_TS is set to 01 or 10.
  • FIC_VERSION This 8-bit field indicates the version number of the FIC.
  • FIC_LENGTH_BYTE This 13-bit field indicates the length of the FIC in bytes.
  • NUM_AUX This 4-bit field indicates the number of auxiliary streams. Zero indicates that no auxiliary stream is used.
  • AUX_CONFIG_RFU This 8-bit field is reserved for future use.
  • AUX_STREAM_TYPE This 4 bits is reserved for future use to indicate the type of the current auxiliary stream.
  • AUX_PRIVATE_CONFIG This 28-bit field is reserved for future use for signaling the secondary stream.
  • PLS2-DYN of PLS2 data shows PLS2-DYN of PLS2 data.
  • the value of the PLS2-DYN data may change during the duration of one frame group, while the size of the field is constant.
  • FRAME_INDEX This 5-bit field indicates the frame index of the current frame within the super frame. The index of the first frame of the super frame is set to zero.
  • PLS_CHANGE_COUNTER This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration changes. The next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field. If the value of this field is set to 0000, this means that no scheduled change is expected. For example, a value of 1 indicates that there is a change in the next super frame.
  • FIC_CHANGE_COUNTER This 4-bit field indicates the number of super frames before the configuration (i.e., the content of the FIC) changes. The next super frame whose configuration changes is indicated by the value signaled in that field. If the value of this field is set to 0000, this means that no scheduled change is expected. For example, a value of 0001 indicates that there is a change in the next super frame.
  • NUM_DP NUM_DP that describes the parameters related to the data pipe carried in the current frame.
  • DP_ID This 6-bit field uniquely represents a data pipe within the physical profile.
  • DP_START This 15-bit (or 13-bit) field indicates the first starting position of the data pipe using the DPU addressing technique.
  • the DP_START field has a length different according to the physical profile and the FFT size as shown in Table 27 below.
  • DP_NUM_BLOCK This 10-bit field indicates the number of FEC blocks in the current time interleaving group for the current data pipe.
  • the value of DP_NUM_BLOCK is between 0 and 1023.
  • the next field indicates the FIC parameter associated with the EAC.
  • EAC_FLAG This 1-bit field indicates the presence of an EAC in the current frame. This bit is equal to EAC_FLAG in the preamble.
  • EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM This 8-bit field indicates the version number of the automatic activation indication.
  • EAC_FLAG field If the EAC_FLAG field is equal to 1, the next 12 bits are allocated to the EAC_LENGTH_BYTE field. If the EAC_FLAG field is equal to 0, the next 12 bits are allocated to EAC_COUNTER.
  • EAC_LENGTH_BYTE This 12-bit field indicates the length of the EAC in bytes.
  • EAC_COUNTER This 12-bit field indicates the number of frames before the frame in which the EAC arrives.
  • AUX_PRIVATE_DYN This 48-bit field is reserved for future use for signaling the secondary stream. The meaning of this field depends on the value of AUX_STREAM_TYPE in configurable PLS2-STAT.
  • CRC_32 32-bit error detection code that applies to the entire PLS2.
  • FIG. 16 illustrates a logical structure of a frame according to an embodiment of the present invention.
  • the PLS, EAC, FIC, data pipe, auxiliary stream, and dummy cell are mapped to the active carrier of the OFDM symbol in the frame.
  • PLS1 and PLS2 are initially mapped to one or more FSS. Then, if there is an EAC, the EAC cell is mapped to the immediately following PLS field. If there is an FIC next, the FIC cell is mapped.
  • the data pipes are mapped after the PLS or, if present, after the EAC or FIC. Type 1 data pipes are mapped first, and type 2 data pipes are mapped next. Details of the type of data pipe will be described later. In some cases, the data pipe may carry some special data or service signaling data for the EAS.
  • auxiliary stream or stream if present, is mapped to the data pipe next, followed by a dummy cell in turn. Mapping all together in the order described above, namely PLS, EAC, FIC, data pipe, auxiliary stream, and dummy cell, will correctly fill the cell capacity in the frame.
  • FIG 17 illustrates PLS mapping according to an embodiment of the present invention.
  • the PLS cell is mapped to an active carrier of the FSS. According to the number of cells occupied by the PLS, one or more symbols are designated as FSS, and the number of FSS NFSS is signaled by NUM_FSS in PLS1.
  • FSS is a special symbol that carries a PLS cell. Since alertness and latency are critical issues in PLS, the FSS has a high pilot density, enabling fast synchronization and interpolation only on frequencies within the FSS.
  • the PLS cell is mapped to an active carrier of the FSS from the top down as shown in the example of FIG.
  • PLS1 cells are initially mapped in ascending order of cell index from the first cell of the first FSS.
  • the PLS2 cell follows immediately after the last cell of PLS1 and the mapping continues downward until the last cell index of the first FSS. If the total number of required PLS cells exceeds the number of active carriers of one FSS, the mapping proceeds to the next FSS and continues in exactly the same way as the first FSS.
  • EAC, FIC or both are present in the current frame, EAC and FIC are placed between the PLS and the normal data pipe.
  • the EAC is a dedicated channel for delivering EAS messages and is connected to the data pipes for the EAS. EAS support is provided, but the EAC itself may or may not be present in every frame. If there is an EAC, the EAC is mapped immediately after the PLS2 cell. Except for PLS cells, none of the FIC, data pipes, auxiliary streams or dummy cells are located before the EAC. The mapping procedure of the EAC cell is exactly the same as the PLS.
  • EAC cells are mapped in ascending order of cell index from the next cell of PLS2 as shown in the example of FIG. Depending on the EAS message size, as shown in FIG. 18, an EAC cell may occupy fewer symbols.
  • the EAC cell follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of required EAC cells exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the EAC mapping proceeds to the next symbol and continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol to which the EAC is mapped is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
  • the FIC is passed next if present. If no FIC is sent (as signaling in the PLS2 field), the data pipe follows immediately after the last cell of the EAC.
  • FIG 19 illustrates FIC mapping according to an embodiment of the present invention.
  • FIC is a dedicated channel that carries cross-layer information to enable fast service acquisition and channel scan.
  • the information mainly includes channel binding information between data pipes and services of each broadcaster.
  • the receiver can decode the FIC and obtain information such as broadcaster ID, number of services, and BASE_DP_ID.
  • BASE_DP_ID For high-speed service acquisition, not only the FIC but also the base data pipe can be decoded using BASE_DP_ID. Except for the content that the base data pipe transmits, the base data pipe is encoded and mapped to the frame in exactly the same way as a normal data pipe. Thus, no further explanation of the base data pipe is needed.
  • FIC data is generated and consumed at the management layer. The content of the FIC data is as described in the management layer specification.
  • FIC data is optional and the use of FIC is signaled by the FIC_FLAG parameter in the static part of the PLS2. If FIC is used, FIC_FLAG is set to 1 and the signaling field for FIC is defined in the static part of PLS2. Signaled in this field is FIC_VERSION, FIC_LENGTH_BYTE. FIC uses the same modulation, coding, and time interleaving parameters as PLS2. The FIC shares the same signaling parameters as PLS2_MOD and PLS2_FEC. FIC data is mapped after PLS2 if present, or immediately after EAC if EAC is present. None of the normal data pipes, auxiliary streams, or dummy cells are located before the FIC. The method of mapping the FIC cells is exactly the same as the EAC, which in turn is identical to the PLS.
  • the FIC cells are mapped in ascending order of cell index from the next cell of PLS2 as shown in the example of (a).
  • FIC cells are mapped for several symbols.
  • the FIC cell follows immediately after the last cell of PLS2 and the mapping continues downward until the last cell index of the last FSS. If the total number of required FIC cells exceeds the number of remaining active carriers of the last FSS, the mapping of the remaining FIC cells proceeds to the next symbol, which continues in exactly the same way as the FSS. In this case, the next symbol to which the FIC is mapped is a normal data symbol, which has more active carriers than the FSS.
  • the EAC is mapped before the FIC and the FIC cells are mapped in ascending order of cell index from the next cell of the EAC as shown in (b).
  • one or more data pipes are mapped, followed by auxiliary streams and dummy cells if present.
  • Data pipes are classified into one of two types depending on the mapping method.
  • Type 1 data pipes Data pipes are mapped by TDM.
  • Type 2 data pipes Data pipes are mapped by FDM.
  • the type of data pipe is indicated by the DP_TYPE field in the static part of PLS2. 20 illustrates a mapping order of a type 1 data pipe and a type 2 data pipe.
  • Type 2 data pipes are first mapped in ascending order of symbol index, after reaching the last OFDM symbol of the frame, the cell index is incremented by 1, and the symbol index is returned to the first available symbol and then incremented from that symbol index. .
  • each type 2 data pipe is grouped with frequency, similar to the FDM of a data pipe.
  • Type 1 data pipes and type 2 data pipes can coexist in frames as needed, with the limitation that a type 1 data pipe always precedes a type 2 data pipe.
  • the total number of OFDM cells carrying Type 1 and Type 2 data pipes cannot exceed the total number of OFDM cells available for transmission of the data pipes.
  • D DP1 corresponds to the number of OFDM cells occupied by the type 1 data pipe
  • D DP2 corresponds to the number of cells occupied by the type 2 data pipe. Since PLS, EAC, and FIC are all mapped in the same way as Type 1 data pipes, PLS, EAC, and FIC all follow the "Type 1 mapping rule". Thus, in general, Type 1 mapping always precedes Type 2 mapping.
  • FIG 21 illustrates data pipe mapping according to an embodiment of the present invention.
  • the addressing of OFDM cells for mapping Type 1 data pipes (0, ..., DDP1-1) is defined for active data cells of Type 1 data pipes.
  • the addressing scheme defines the order in which cells from time interleaving for each Type 1 data pipe are assigned to active data cells.
  • the addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic part of the PLS2.
  • address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying PLS in the last FSS. If the EAC is sent and the FIC is not in the corresponding frame, address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying the EAC. If the FIC is sent in the corresponding frame, address 0 refers to the cell immediately following the last cell carrying the FIC. Address 0 for a Type 1 data pipe may be calculated taking into account two different cases as shown in (a). In the example of (a), it is assumed that PLS, EAC, FIC are all transmitted. The extension to the case where one or both of the EAC and the FIC are omitted is obvious. If there are cells remaining in the FSS after mapping all cells to the FIC as shown on the left side of (a).
  • Addressing of OFDM cells for mapping Type 2 data pipes (0, ..., DDP2-1) is defined for active data cells of Type 2 data pipes.
  • the addressing scheme defines the order in which cells from time interleaving for each Type 2 data pipe are assigned to active data cells.
  • the addressing scheme is also used to signal the position of the data pipes in the dynamic part of the PLS2.
  • the cell in the last FSS can be used for type 2 data pipe mapping.
  • the FIC occupies a cell of a normal symbol, but the number of FIC cells in that symbol is not larger than C FSS .
  • the third case shown on the right side of (b) is the same as the second case except that the number of FIC cells mapped to the symbol exceeds C FSS .
  • the data pipe unit is a basic unit for allocating data cells to data pipes in a frame.
  • the DPU is defined as a signaling unit for locating a data pipe in a frame.
  • the cell mapper 7010 may map a cell generated by time interleaving for each data pipe.
  • Time interleaver 5050 outputs a series of time interleaving blocks, each time interleaving block containing a variable number of XFECBLOCKs, which in turn consists of a set of cells.
  • the number of cells in the XFECBLOCK to N cells is dependent on the number of bits FECBLOCK size, N ldpc, the constellation transmitted per symbol.
  • the DPU is defined as the greatest common divisor of all possible values of N cells in the number of cells in XFECBLOCK supported in a given physical profile.
  • the length of the DPU in the cell is defined as L DPU . Since each physical profile supports different combinations of FECBLOCK sizes and different bits per constellation symbol, the L DPU is defined based on the physical profile.
  • FIG 22 shows an FEC structure according to an embodiment of the present invention.
  • the data FEC encoder may perform FEC encoding on the input BBF to generate the FECBLOCK procedure using outer coding (BCH) and inner coding (LDPC).
  • BCH outer coding
  • LDPC inner coding
  • the illustrated FEC structure corresponds to FECBLOCK.
  • the FECBLOCK and FEC structures have the same value corresponding to the length of the LDPC codeword.
  • N ldpc 64800 bits (long FECBLOCK) or 16200 bits (short FECBLOCK).
  • Tables 28 and 29 below show the FEC encoding parameters for the long FECBLOCK and the short FECBLOCK, respectively.
  • a 12-error correcting BCH code is used for the outer encoding of the BBF.
  • the BBF-generated polynomials for short FECBLOCK and long FECBLOCK are obtained by multiplying all polynomials.
  • LDPC codes are used to encode the output of the outer BCH encoding.
  • P ldpc Parity bit
  • I ldpc BCH-encoded BBF
  • I ldpc I ldpc
  • x represents the address of the parity bit accumulator corresponding to the first bit i 0
  • Q ldpc is a code rate dependent constant specified in the address of the parity check matrix.
  • Equation 6 x represents the address of the parity bit accumulator corresponding to information bit i 360 , that is, the entry of the second row of the parity check matrix.
  • the final parity bits are obtained as follows.
  • the corresponding LDPC encoding procedure for short FECBLOCK is t LDPC for long FECBLOCK.
  • the output of the LDPC encoder is bit interleaved, consisting of parity interleaving followed by quasi-cyclic block (QCB) interleaving and internal group interleaving.
  • QBC quasi-cyclic block
  • FECBLOCK may be parity interleaved.
  • the LDPC codeword consists of 180 contiguous QCBs in long FECBLOCKs and 45 contiguous QCBs in short FECBLOCKs.
  • Each QCB in long or short FECBLOCK consists of 360 bits.
  • Parity interleaved LDPC codewords are interleaved by QCB interleaving.
  • the unit of QCB interleaving is QCB.
  • the QCB interleaving pattern is unique to each combination of modulation type and LDPC code rate.
  • inner group interleaving is determined by the modulation type and order (defined in Table 32 below). Is executed according to The number of QCBs N QCB_IG for one internal group is also defined.
  • the inner group interleaving process is performed with N QCB _ IG QCBs of the QCB interleaving output.
  • Inner group interleaving involves writing and reading bits of an inner group using 360 columns and N QCB _ IG rows.
  • bits from the QCB interleaving output are written in the row direction.
  • the read operation is performed in the column direction to read m bits in each row. Where m is equal to 1 for NUC and equal to 2 for NUQ.
  • FIG. 24 shows cell-word demultiplexing for 8 and 12 bpcu MIMO, and (b) shows cell-word demultiplexing for 10 bpcu MIMO.
  • Each cell word (c 0, l , c 1, l ,..., c nmod - 1, l ) of the bit interleaving output is shown in (a), which describes the cell-word demultiplexing process for one XFECBLOCK.
  • (d 1, 0, m , d 1 , 1, m ..., d 1 , nmod-1, m ) and (d 2,0, m , d 2 , 1, m ..., d 2 , nmod-1, m Demultiplexed by
  • bit interleaver for NUQ-1024 is reused.
  • Each cell word (c 0, l , c 1, l ,..., c 9, l ) of the bit interleaver output is represented by (d 1, 0, m , d 1 , 1, m ..., d 1 , 3, m ) and (d 2, 0, m , d 2 , 1, m ..., d 2 , 5, m ).
  • 25 illustrates time interleaving according to an embodiment of the present invention.
  • the time interleaver operates at the data pipe level.
  • the parameters of time interleaving can be set differently for each data pipe.
  • DP_TI_TYPE (allowed values: 0 or 1): Represents the time interleaving mode.
  • 0 indicates a mode with multiple time interleaving blocks (one or more time interleaving blocks) per time interleaving group. In this case, one time interleaving group is directly mapped to one frame (without interframe interleaving).
  • 1 indicates a mode having only one time interleaving block per time interleaving group. In this case, the time interleaving block is spread over one or more frames (interframe interleaving).
  • DP_NUM_BLOCK_MAX (allowed values: 0 to 1023): Represents the maximum number of XFECBLOCKs per time interleaving group.
  • DP_FRAME_INTERVAL (allowed values: 1, 2, 4, 8): Represents the number of frames I JUMP between two sequential frames carrying the same data pipe of a given physical profile.
  • DP_TI_BYPASS (allowed values: 0 or 1): If time interleaving is not used for the data frame, this parameter is set to one. If time interleaving is used, it is set to zero.
  • the parameter DP_NUM_BLOCK from the PLS2-DYN data indicates the number of XFECBLOCKs carried by one time interleaving group of the data group.
  • each time interleaving group is a set of integer number of XFECBLOCKs, and will contain a dynamically varying number of XFECBLOCKs.
  • N xBLOCK _ Group (n) The number of XFECBLOCKs in the time interleaving group at index n is represented by N xBLOCK _ Group (n) and signaled as DP_NUM_BLOCK in the PLS2-DYN data.
  • N xBLOCK _ Group (n) may vary from the minimum value 0 to the maximum value N xBLOCK _ Group_MAX (corresponding to DP_NUM_BLOCK_MAX ) with the largest value being 1023.
  • Each time interleaving group is either mapped directly to one frame or spread over P I frames.
  • Each time interleaving group is further divided into one or more (N TI ) time interleaving blocks.
  • each time interleaving block corresponds to one use of the time interleaver memory.
  • the time interleaving block in the time interleaving group may include some other number of XFECBLOCKs. If the time interleaving group is divided into multiple time interleaving blocks, the time interleaving group is directly mapped to only one frame. As shown in Table 33 below, there are three options for time interleaving (except for the additional option of omitting time interleaving).
  • the time interleaving memory stores the input XFECBLOCK (XFECBLOCK output from the SSD / MIMO encoding block).
  • XFECBLOCK entered is Assume that it is defined as. here, Is the q th cell of the r th XFECBLOCK in the s th time interleaving block of the n th time interleaving group, and represents the output of the following SSD and MIMO encoding.
  • the XFECBLOCK output from the time interleaver 5050 is Assume that it is defined as. here, Is i-th in the s-th time interleaving block of the n-th time interleaving group. ) Output cell.
  • the time interleaver will also act as a buffer for the data pipe data before the frame generation process. This is accomplished with two memory banks for each data pipe.
  • the first time interleaving block is written to the first bank.
  • the second time interleaving block is written to the second bank while reading from the first bank.
  • Time interleaving is a twisted row-column block interleaver.
  • Figure 26 illustrates the basic operation of a twisted row-column block interleaver according to one embodiment of the present invention.
  • Fig. 26A shows a write operation in the time interleaver
  • Fig. 26B shows a read operation in the time interleaver.
  • the first XFECBLOCK is written in the column direction to the first column of the time interleaving memory
  • the second XFECBLOCK is written to the next column, followed by this operation.
  • the cells are read diagonally.
  • Cells are read. Specifically, Assuming that this is a time interleaving memory cell position to be read sequentially, the read operation in this interleaving array is a row index as in the equation below. Column index Related twist parameters Is executed by calculating.
  • the cell position to be read is coordinate Calculated by
  • FIG. 27 illustrates the operation of a twisted row-column block interleaver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 Denotes an interleaving array in the time interleaving memory for each time interleaving group including the virtual XFECBLOCK.
  • the interleaving array for twisted row-column block interleaver inserts a virtual XFECBLOCK into the time interleaving memory. It is set to the size of, and the reading process is made as follows.
  • the number of time interleaving groups is set to three.
  • the maximum number of XFECBLOCKs is signaled in PLS2-STAT data by NxBLOCK_Group_MAX, which Leads to.
  • Figure 28 illustrates a diagonal read pattern of a twisted row-column block interleaver according to one embodiment of the present invention.
  • 29 illustrates interleaved XFECBLOCKs from each interleaving array according to an embodiment of the present invention.
  • the above-described DP may be referred to as a physical layer pipe (PLP), and the PLS information may be referred to as layer 1 (L1) information or L1 signaling information.
  • the PLS1 information may be referred to as Layer 1 (L1) L1 basic information, and the PLS2 information may be referred to as L1 detail information, respectively.
  • that specific information / data is signaled may mean that the corresponding information / data is transmitted and received through the L1 signaling information.
  • FIG. 30 shows a configuration of a broadcast signal transmitter according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter of FIG. 30 includes an input formatting block 30010, a bit interleaved and coded modulation (BICM) block 30020, and a framing and interleaving block 30030, and a waveform generation block 30040. ) May be included.
  • the framing / interleaving block 30030 of FIG. 30 may correspond to the frame building block of FIG. 1, and the waveform generation block 30040 may correspond to the OFDM generation block of FIG. 1.
  • the frame building block 1020 includes a time interleaving block 30050. Accordingly, the frame building block 1020 moves to the framing / interleaving block 30050. May be referred to.
  • the framing / interleaving block 30030 may further include a time interleaving block 30050, a framing block 30060, and a frequency interleaving block 30070.
  • the framing / interleaving block 30030 may perform time interleaving on data using these sub-blocks, generate signal frames by mapping data, and perform frequency interleaving.
  • the waveform generation block 30040 is the same block as the OFDM generation block 1030 of FIG.
  • the time deinterleaving block may be included in the frame parsing block 9010 in the demapping and decoding block 9020 of FIG. 9, and the frame parsing block 9010 may be referred to as a frame parsing / deinterleaving block.
  • the frame parsing block 9010 may perform frequency deinterleaving, frame parsing, and time deinterleaving on the received signal.
  • the components of the transmission / reception system may be referred to as a module or a unit as well as a block.
  • the framing module 31060 generates a signal frame.
  • a method of configuring a signal frame according to an embodiment of the present invention will be described in more detail.
  • FIG. 31 illustrates a signal frame structure according to an embodiment of the present invention.
  • the signal frame may include bootstrap, preamble and data portion.
  • Bootstrap signals can be robustly designed to operate in harsh channel environments.
  • the bootstrap signal may transmit essential system information and essential information for accessing the corresponding broadcasting system.
  • the bootstrap signal can be used for lock and offset estimation of the RF carrier frequency and for fixed and offset estimation of the sampling frequency.
  • the bootstrap signal may signal system bandwidth information (eg, 6, 7, 8 MHz).
  • the bootstrap signal may include core system signaling information (eg, major / minor version information).
  • the bootstrap information may also signal the time until the start of the next data frame.
  • the bootstrap information may also transmit identifiers for L1 signaling information transmitted in the preamble.
  • the bootstrap signal may support an Emergency Alert System (EAS) wake-up function.
  • the EAS wakeup information of the bootstrap signal may indicate whether an emergency situation occurs. That is, the EAS information may indicate whether emergency boundary information from the EAS or another source exists in at least one frame.
  • EAS Emergency Alert System
  • the bootstrap contains preamble structure information.
  • the preamble structure information may indicate L1 basic mode information, FFT size information of the preamble, GI length information of the preamble, and a pilot pattern Dx of the preamble.
  • the preamble and the data may each include at least one symbol.
  • the preamble conveys L1 signaling information.
  • the preamble may include one or a plurality of OFDM symbols according to the size of the L1 signaling information, that is, the number of bits.
  • the preamble may have a structure equal to or different from the data symbol (FFT size, Guard Interval (GI)).
  • FFT size Guard Interval
  • GI Guard Interval
  • the structure of the preamble symbol or data symbol may be signaled in the bootstrap. That is, the bootstrap may indicate the FFT size, GI length, pilot pattern, etc. of the preamble.
  • Advantages of transmitting information on the preamble / data portion in the bootstrap are as follows.
  • the operation of the receiver can be simplified.
  • the time for acquiring the L1 signaling information may be reduced, and thus the service acquisition time including the chat scan may be reduced.
  • the reception performance may be improved by reducing the possibility of FFT / GI false detection in a poor channel situation.
  • One signal frame may include at least one subframe.
  • one of 8K, 16K, and 32K may be used as the FFT size for each subframe, and the FFT size for each subframe may be the same or different.
  • a subframe has a fixed FFT size, GI length, scattered pilot pattern, and number of useful carriers for that subframe.
  • the FFT size information, the GI length information, the pilot pattern information, and the NoC information for the corresponding subframe may be included in the preamble and transmitted / received.
  • 33 shows a pilot structure of a signal frame according to an embodiment of the present invention.
  • a signal frame may change its actual bandwidth according to the number of carriers (NoC).
  • the signal frame includes an edge pilot (EP), a continuous pilot (CP), and a scattered pilot (SP).
  • EP edge pilot
  • CP continuous pilot
  • SP scattered pilot
  • the edge pilot or edge carrier represents carriers whose carrier index k corresponds to 0 or NoC-1, respectively.
  • the continuous pilot is inserted into every symbol of the frame.
  • the frequency direction index of the continual pilot is determined in a specific pattern according to the FFT size.
  • the continuous pilot includes a common CP and an additional CP, and corresponds to a non-SP-bearing-CP (CP) in which the common CP does not overlap with the SP, and the CP where the additional CP is located at the SP position. -CP). Additional CPs are added to keep the number of data carriers per data symbol constant. That is, it is added to ensure a constant number of active carriers (NoA) per symbol.
  • NoA active carriers
  • Scattered pilots are arranged according to the SP patterns represented by Dx and Dy.
  • Dx represents the distance or separation of a pilot bearing carrier in the frequency direction
  • Dy represents the number of symbols forming one scattered pilot sequence in the time direction, respectively.
  • the scattered pilot pattern used in the subframe may be transmitted using the L1 signaling information of the preamble.
  • the broadcast signal transmitter may insert a pilot into a signal frame using a pilot insertion module.
  • the pilot insertion module may correspond to the pilot and tone insertion module 8000 of FIG. 8.
  • the pilot signal may be used for synchronization of received signals, channel estimation, transmission mode identification, phase noise estimation, and the like. Thus, the power level of the pilot signal can be boosted to improve signal reception and decoding performance.
  • the transmit / receive system can improve channel estimation quality to improve system overall performance.
  • boosting the power of the pilot signal can reduce the allocated power / energy of the remaining data portions.
  • excessive power allocation to the pilot may cause performance degradation due to power reduction of the data portion. Therefore, the boosting power level having the best performance for each SP pattern should be determined.
  • Equation 12 is an equation for modeling an equalized data SNR.
  • Equation 12 ( ⁇ _s) ⁇ 2 denotes data power, ( ⁇ _N) ⁇ 2 denotes noise power, ( ⁇ _CE) ⁇ 2 denotes channel estimation error power, and f_int denotes noise reduction according to interpolation ( reduction factor f ⁇ 1, respectively.
  • SNR_EQ may represent a ratio of signal power to noise in channel estimation, and SNR_EQ may be represented using SNR of a received signal.
  • Equation 13 is an equation for modeling the equalized data SNR in the case of using SP boosting.
  • ( ⁇ _p) ⁇ 2 represents the power of the SP.
  • Equation 13 is expressed by the ratio of the SNR in the case of using boosting and the SNR of the received signal.
  • the equalized data SNR can be optimized for each SP pattern.
  • f_int may be selected according to various use cases, channel conditions, and receiver implementations. Therefore, a plurality of boosting levels may be proposed, and signaling bits indicating information about the boosting levels may be allocated to provide flexibility in selecting SP boosting power according to a system. As an embodiment, the boosting level may be transmitted in two or three bits. The signaling parameter indicating this boosting level may be referred to as an SP boosting parameter or SP boosting information.
  • the SP boosting parameter may represent five levels using three bits as follows. These five levels may be referred to as boost degrees of 0-4. Parameter values of "000” to "100” may correspond to boosting degrees of 0 to 4, respectively.
  • 34 and 35 illustrate scattered pilot boosting information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 34 is a table showing SP boosting levels in dB
  • FIG. 35 is a table showing SP boosting levels in amplitude of normalized data carrier power. That is, the power ratio before boosting is 0 in FIG. 34, and the power level before boosting is 1 in FIG. 35.
  • the SP pilot is boosted to 2.9 dB when the boosting level is 2 (“010”) in FIG. 34 and thus has an amplitude of 1.40.
  • the SP boosting information may indicate the boosted amplitude of the SP for each SP pattern in dB units or amplitude units by using a 3-bit parameter.
  • the scattered pilot boosting information indicates the SP boosting level according to the scattered pilot pattern at five levels (0, 1, 2, 3, and 4).
  • One level (0) of five levels includes the case where no boosting is performed.
  • the amplitude of the SP at the level of zero becomes 0 dB or 1 amplitude.
  • the scattered pilot boosting information indicates the amplitude of the scattered pilot.
  • the transmitter and the receiver may store the SP boosting table as shown in FIGS. 34 and 35 and signal only the SP boosting parameter, that is, the SP boosting information, in 3 bits.
  • the pilot is also inserted in the preamble of the signal frame.
  • GUR Hard Utilization Ratio
  • the preamble carries L1 signaling information, and the receiver can process the received signal only when the L1 signaling information is decoded quickly. Therefore, for fast and accurate channel estimation and synchronization tracking, the preamble symbol may have a higher pilot density than the data symbol.
  • the Dx value of the preamble pilot may be signaled through the preamble structure information of the bootstrap.
  • 36 and 37 illustrate preamble pilot boosting information according to an embodiment of the present invention.
  • the GUR 36 shows the boosting level according to FFT size, GI length and SP Dx in GUR units.
  • the GUR may be determined by factoring the ratio of Dx and GI.
  • FIG. 37 shows the pilot boosting level for the preamble symbol in dB and amplitude units.
  • FIG. 37 illustrates a preamble pilot boosting method for 17 types according to FFT size, GI length, and SP Dx as in FIG. 36.
  • the structure of the preamble symbol is signaled through the preamble structure information of the bootstrap. Therefore, the pilot boosting information of the preamble may be determined using the preamble structure information of the bootstrap.
  • the transmitter and the receiver share data of FIGS. 36 and 37, and the receiver may acquire FFT size, GI length, and SP DX information of the reception preamble using the preamble structure information of the bootstrap.
  • the receiver may determine the power boosting level applied to the preamble pilot of the received signal through FIGS. 36 and 37 and process the received signal based on this.
  • the SP power boost may be performed on the frame boundary symbol.
  • At least one of the first symbol and the last symbol of the frame or subframe may be a frame boundary symbol or a subframe boundary symbol. Pilots having a larger pilot density than the data symbols are inserted into the subframe boundary symbols.
  • Power boosting for frame boundary symbols can use two methods.
  • the SP power can be maintained like a normal data symbol, and a null carrier can be inserted instead.
  • the null carrier When the null carrier is arranged, power is not distributed to the null carrier and thus power of other carriers except the null carrier is increased. Therefore, the SP power is also increased.
  • the above-described SP boosting power table may be used as it is. In other words, using this method, the SP boosting power table can be used as it is to reduce the signaling overhead and distribute appropriate energy to data symbols to minimize performance degradation.
  • the SP power boosting for the frame boundary symbol may be separately set.
  • NoC Number of Carriers containing pilots
  • NoA Number of active data carriers for normal data symbol
  • N_SP Number of scattered pilots
  • N_SP-CP Number of SP-bearing-CPs
  • N_NSP-CP Number of non-SP-bearing-CPs
  • A_SP Amplitude / Amplitude of SP Cell
  • A_CP Amplitude / Amplitude of CP Cell
  • NoA_SBS number of active data carriers for SBS (subframe boundary symbol)
  • N_SP number of SBS pilots
  • N_null number of null carriers
  • a method of matching the power of the subframe boundary symbol with the power of the normal data symbol is as follows.
  • NoA_SBS N_DATA, SBS-N_null.
  • Equation 15 the power of the data carrier is assumed to be one.
  • the total power of the normal data symbol may be obtained as shown in Equation 15.
  • the power of the normal data symbol (P_NS) is the power of active data carriers (NoA), the power of scattered pilots ((N_SP + N_SP-CP) * (A_SP) ⁇ 2) and the power of continuous pilots ((N_NSP-CP) It can be expressed as the sum of * (A_CP) ⁇ 2).
  • Equation 16 the power of the data carrier is assumed to be one.
  • the total power of the subframe boundary symbol may be obtained as shown in Equation 16.
  • the total power (P_SBS) of the subframe boundary symbol is the power of the active data carriers of the SBS (NoA_SBS) and the power of the SBS pilot ((S_SP, SBS) * (A_SP) ⁇ 2) and the power of the continuous pilots of the SBS ((N_NSP). -CP) * (A_CP) ⁇ 2)
  • Equation 17 the total power of the normal data symbol of Equation 15 and the total power of the subframe boundary symbol of Equation 16 may be calculated as the number of data carriers of the same subframe boundary symbol, which is expressed by Equation 17 below.
  • the actual occupied bandwidth of the transmission signal frame may be adjusted according to the number of carriers. That is, the NoC may be flexibly adjusted to adjust the actual occupied bandwidth of the signal frame and signal a parameter related to the NoC. NoC may be defined as in Equation 18.
  • NoC_max represents the maximum number of carriers per symbol.
  • C_red_coeff is a positive integer and represents a coefficient that determines the number of carriers to be reduced, which is multiplied by the control unit value C_unit.
  • C_red_doeff may be referred to as the NoC reduction coefficient.
  • C_red_coeff has a value of 0 to 4, which can be signaled as parameters.
  • the parameters may be signaled as NoC reduction coefficients L1B_preamble_reduced_carriers for the preamble, NoC reduction coefficients L1B_First_Sub_reduced_carriers for the first subcarrier, and NoC reduction coefficients L1D_reduced_carriers for the second and subsequent subcarriers, respectively.
  • the control unit value C_unit has a maximum Dx value. In other words, the control unit value is determined as the maximum Dx value corresponding to the least common multiple of the Dx value of basis 3 and the Dx value of basis 4.
  • the control unit value may be determined as a value of 96 for 8K FFT, 192 for 16K FFT, and 384 for 32K FFT, respectively.
  • NoC when C_red_coeff 0 corresponds to NoC_max mentioned above.
  • values of 0 to 4 may be represented as 000, 001, 010, 011, and 100, respectively.
  • NoA 39 shows the number of active carriers (NoA) for normal data symbols according to an embodiment of the present invention.
  • NoC according to the NoC reduction coefficient (C_red_coeff) is as shown in Table 34.
  • the number of active data carriers can be obtained by subtracting the number of SPs and CPs from the NoC as described above. Since the CPs may be inserted into a predetermined number at a predetermined position, the NoA may be determined according to the NoC reduction coefficient C_red_coeff and the SP pattern as shown in FIG. 39.
  • FIG 40 shows the number of pilots (N_SP, SBS) of subframe boundary symbols according to an embodiment of the present invention.
  • the NoC of the subframe boundary symbol may be determined as described above.
  • Subframe boundary pilots may be inserted into the subframe boundary symbol.
  • the subframe boundary pilot may be referred to as an SBS pilot.
  • the number of subframe boundary pilots described above may include the number of edge pilots.
  • 41 shows the number of data carriers of a subframe boundary symbol according to an embodiment of the present invention.
  • the number of active data carriers of the subframe boundary symbol is the number of active carriers per symbol (NoA), the number of SPs of the subframe boundary symbol (N_SP, SBS), the number of carriers per symbol (NoC ), The number of CPs per symbol (N_NSP-CP) and the amplitude of SPs (A_SP).
  • the table of FIG. 39 represents the number of active carriers per symbol (NoA)
  • the table of FIG. 40 represents the number of SPs (N_SP, SBS) of subframe boundary symbols
  • FIG. 42 shows the number of CPs per symbol (N_NSP-CP)
  • the table of FIG. 35 indicates the amplitude of SPs (A_SP), respectively. Therefore, using these, the number of active data carriers of the subframe boundary symbol can be obtained according to each NoC subtraction coefficient C_red_coeff.
  • NoA_SBS active data carriers
  • the number of null carriers of the subframe boundary symbol may be obtained by subtracting the number of active data carriers of FIGS. 43 to 47 from the number of data carriers of the subframe boundary symbol.
  • the broadcast signal transmitter configures a signal frame in a frame builder and performs frequency interleaving. Therefore, the position method of the null carrier with respect to frequency interleaving may vary.
  • FIG. 48 illustrates a method of calculating a number of null carriers and power normalization according to an embodiment of the present invention.
  • the FD total power for normal data symbols of the normal data symbols is 61.3 (FIG. 48 (1)).
  • the power of the normal data symbol may be calculated through Equation 15 described above.
  • Equation 48 (c) shows a subframe boundary symbol before null carrier insertion.
  • the FD total power for SBS before nulling of the subframe boundary symbol is 70.3.
  • the power of the subframe boundary symbol may be calculated through Equation 16 described above.
  • 49 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to an embodiment of the present invention.
  • frequency interleaving may optionally be performed.
  • FDM frequency division multiplexing
  • the arrangement in the frequency domain of data by the FDM may be scattered by interleaving.
  • data carriers and null carriers may be sequentially mapped in consideration of frequency interleaving.
  • carriers included in a symbol may be referred to as a cell.
  • the cell represents one set of I / Q components encoded in the constellation.
  • data cells may be located at carrier indexes 1 to 7 and thereafter null cells may be located. Data cells and null cells are randomly spread out after interleaving. The pilot is then inserted at the preset position in the pilot insertion block.
  • 50 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to another embodiment of the present invention.
  • data cells and null cells may be sequentially mapped.
  • the data carriers are arranged on one side of the spectrum. Since the edge region of the spectrum is a portion where adjacent channels, transmit / receive filters, and the like can degrade reception performance, positioning data carriers in the center of the spectrum where possible can improve reception performance.
  • 50 (c) shows a method of positioning data cells at the center of the frequency spectrum and null cells at both edge regions.
  • a method of locating data cells at the center of the frequency spectrum a method of using a predefined position of the center according to the number of null cells and a method of signaling a starting position of null cells will be further described below.
  • FIG. 51 illustrates a method of locating data cells at the center of the frequency spectrum, and using a predefined position according to the number of null cells. 51 may be referred to as a simple direct mapping method.
  • the broadcast transmitter may locate half of the null cells in the lowest frequency data carriers and place the other half of the null cells in the highest frequency data carriers.
  • the number of null cells located at the lowest frequency may be obtained through the floor function ⁇ N_null / 2 ⁇ , and the number of null cells located at the highest frequency may be obtained through the sealing function ⁇ N_null / 2 ⁇ .
  • FIG. 51A three of six null cells are mapped to lowest frequency data carriers and the other three are mapped to highest frequency data carriers. Pilots may be inserted as shown in FIG. 51 (b).
  • FIG. 52 illustrates a null carrier mapping method of SBS according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 illustrates a method of locating data cells at the center of a frequency spectrum and signaling a starting position of active data cells.
  • the method of FIG. 52 may also be referred to as a boundary mapping method.
  • the broadcast transmitter may determine the start positions of the data cells according to the frame configuration and signal the start positions of the determined active data cells.
  • Null cells may be located at indexes other than the indexes of the active cells.
  • the broadcast transmitter may include and transmit start information (L1_SBS_NoA_Start) of active data cells in the SBS in the L1 signaling region of the preamble.
  • the transmitter selects and positions the data cells according to the situation, and the receiver can know the position of the active data carrier of the SBS by parsing the SL1_SBS_NoA_Start information in the preamble.
  • the L1_SBS_NoA_Start information since the L1_SBS_NoA_Start information must support 32K FFT, 15 bits may be used.
  • the signaling may be signaled in 13 bits by adjusting positions in units of four carriers in order to handle signaling overhead.
  • the null carrier may be mapped before or after mapping of the data carrier.
  • the value of the L1_SBS_NoA_Start information may indicate the number of null cells inserted before the active data cells are mapped.
  • the broadcast transmitter may selectively use the simple direct mapping method of FIG. 51 and the boundary mapping method of FIG. 52. In this case, the broadcast transmitter must signal a mapping method of null cells.
  • a null carrier mapping method may be indicated using null carrier mapping information (L1_SBS_Null_Mapping).
  • the null carrier mapping information is 1 bit or 2 bits and may represent the above-described simple direct mapping method or boundary mapping method. Such null carrier mapping information may be included in the L1 signaling information of the preamble.
  • FIG. 53 illustrates a null carrier mapping method according to another embodiment of the present invention.
  • the null carrier mapping method of FIG. 53 may be referred to as a distributed mapping method.
  • Null carriers can be distributed using round functions. Round operation can be represented as below.
  • Floor functions may be used instead of round functions.
  • Data cells may have remaining carrier indices not occupied by null cells. In the method of FIG. 53, it is assumed that frequency interleaving is not performed, and even in the absence of frequency interleaving, data dispersion effects on frequency may be improved.
  • the method of FIG. 50 may be referred to as general mapping. That is, the general mapping method of FIG. 50, the simple direct mapping method of FIG. 51, the boundary mapping method of FIG. 52, and the distributed mapping method of FIG. 53 are broadcasted. It is optionally used by the transmitter and the selected method can be signaled.
  • data is located in a band center and there is no signaling overhead.
  • Data cells may be least affected by adjacent channel interference and channel estimation imperfection.
  • mapping method has signaling overhead
  • simple direct mapping method and the boundary mapping method can be implemented through signaling information.
  • Flexible system configuration is possible.
  • null mapping information may be added to the L1 signaling information as follows to support all four methods or a subset thereof.
  • SBS null carrier mapping information (L1_SBS_Null_Mapping (2 bits)): A null carrier mapping method of each SBS symbol.
  • L1_SBS_Null_Mapping can be extended to 3 bits and used as a reserved field.
  • the FI output is not significantly affected by the distribution of null cells of the input, so it can be specified to use the simplest method selected for the FI off case.
  • the FI on null carrier mapping method may be configured to automatically use a designated method when FI is on with reference to information indicating FI on / off among L1 signaling information.
  • the receiver may determine the mapping method of the SBS null carriers by referring to L1_frequency_interleaver and determine and decode the positions of the corresponding data cells.
  • the dummy cell may be included in the data cell of the SBS.
  • the number of active data cells of the SBS may be the sum of the number of actual data cells and the number of dummy cells.
  • the above-described mapping method of null cells may be equally applied. The only difference is that the data cells include dummy cells.
  • FIG. 54 is a view illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter may output at least one DP (Physical Layer Pipe) data by input processing the input data using the input formatting module.
  • the broadcast signal transmitter may perform error correction processing or FEC encoding on data included in at least one PLP using the BICM module (S54020).
  • the broadcast signal transmitter may generate a signal frame including data of at least one PLP using the framing module (S54030).
  • the broadcast signal transmitter may insert pilots into the signal frame using the pilot insertion module (S54040) and OFDM modulate the signal frame using the IFFT module (S54050).
  • the signal frame includes a preamble and at least one subframe.
  • the inserted pilot includes continuous pilots (SPs), scattered pilots (CPs).
  • preamble pilots may be inserted into the preamble, and a subframe boundary preamble may be inserted into the subframe boundary symbol.
  • the amplitude of the scattered pilots is determined based on the SP boosting parameter and the SP pattern of the scattered pilots.
  • the SP boosting parameter includes five levels for each scattered pilot pattern. Five levels include one level representing 0 dB at which no power boosting is performed.
  • the broadcast signal transmitter may select one of five levels and boost and transmit scattered pilots according to the amplitude of the corresponding level.
  • the preamble may include SP boosting information.
  • the SP boosting information indicates the amplitude or boosting level of scattered pilots.
  • the SP boosting information may signal the aforementioned SP boosting parameter in 3 bits. That is, the SP boosting information is signaled as a value of one of "000" to "100", so that the receiver combines the SP pattern information, the SP boosting table and the received SP parameter according to the SP pattern as shown in FIGS. 34 and 35, and the amplitude of the SP. Can be identified.
  • the SP pattern information is included in the preamble and signaled.
  • the amplitude of the subframe boundary pilots is determined based on the SP boosting information or the SP boosting parameter described above.
  • the receiver may know the positions of the subframe boundary pilots according to the SP pilot pattern of the subframe and the amplitude of the subframe boundary parrots according to the received SP boosting information.
  • the subframe boundary pilots are located at the pilot interval in the frequency direction of the SP pattern of the subframe, that is, at the Dx interval of the subframe.
  • the data carriers of the subframe boundary symbol may include a certain number of active data carriers and a certain number of null carriers for power normalization.
  • the number of active data carriers of the subframe boundary symbol is determined based on the SP boosting parameter. For example, if the amplitude of the subframe boundary pilot is largely boosted, it may be necessary to reduce the number of active data carriers and increase the number of null carriers in order to match power with data symbols. Alternatively, if the amplitude of the subframe boundary pilot is boosted small, the number of active data carriers may be increased and the number of null carriers may be reduced or eliminated. For example, if the SP boosting parameter value is 0, a null carrier may not be needed unless power boosting is performed.
  • the number of null tiers is also determined based on the amplitude of scattered pilots.
  • the amplitude of the scattered pilots is determined based on the SP boosting parameter, and the determined amplitude is also applied to the subframe boundary pilot. Therefore, as described above, when the scattered pilots increase in amplitude, the amplitude of the subframe boundary pilots also increases, so that the number of null carriers may increase. As the amplitude of the scattered pilots decreases, the amplitude of the subframe boundary pilots also decreases, thereby reducing the number of null carriers.
  • the number of null carriers can be obtained by subtracting the number of active carriers from the number of data carriers of the subframe boundary symbol.
  • the method of obtaining the number of data carriers, the number of active carriers, and the number of null carriers of the subframe boundary symbol is as described above.
  • the number and positions of null carriers to be inserted may be determined as shown in FIGS. 48 to 53.
  • the active data carriers may be located in the center of all data cells, and half of the null carriers may each be located in the edge band. One half of the null cells occupy the lowest-frequency data carriers, and the other half of the null cells may occupy the highest-frequency data carriers. And data carriers between the two sets of null carriers can be active data carriers.
  • 55 illustrates a synchronization and demodulation module of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 55 illustrates submodules included in the synchronization & demodulation module 9000 illustrated in FIG. 9.
  • the synchronization / demodulation module includes: a tuner 55010 for tuning a broadcast signal, an ADC module 5520 (ADC) for converting a received analog signal into a digital signal, and a preamble detecting module 5550 for detecting a preamble included in the received signal; A preamble detector), a guard sequence detection module (55040; guard sequence detector) for detecting a guard sequence included in a received signal, a waveform transform module (55050; waveform transform) for performing OFDM demodulation, or FFT, on a received signal A reference signal detector (55060) for detecting a pilot signal included in the signal, a channel equalizer (55070) for performing channel equalization using the extracted guard sequence, and an inverse waveform transform Module (55080), an inverse waveform transform, a time domain reference signal detecting module (55090) for detecting pilot signals in the time domain ctor) and a time / frequency synchronization module 55100 that performs time / frequency synchronization of the received signal using the pre
  • the waveform transform module 55050 may also be referred to as an FFT module that performs OFDM demodulation.
  • the inverse waveform transform module 55050 is a module that performs transforms against the inverse of the FFT, which is in accordance with embodiments. It may be omitted or replaced by another module that performs the same or similar function.
  • FIG. 55 the same modules are shown in parallel when the receiver processes signals received by a plurality of antennas through a plurality of paths, and the same modules will not be described repeatedly.
  • the receiver may detect and use a pilot signal by using the reference signal detecting module 55050 and the time domain reference signal detecting module 55030.
  • the reference signal detecting module 55060 may detect a pilot signal in the frequency domain, and the receiver may perform synchronization and channel estimation using characteristics of the detected pilot signal.
  • the time domain reference signal detecting module 55030 detects a pilot signal in the time domain of the received signal, and the receiver may perform synchronization and channel estimation using the characteristics of the detected pilot signal.
  • at least one of a module 555060 for detecting a pilot signal in the frequency domain and a module 555090 for detecting a pilot signal in the time domain may be referred to as a pilot signal detecting module or a pilot detection module.
  • the reference signal means a pilot signal.
  • 56 is a view illustrating a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver may OFDM demodulate the received broadcast signal using a fast fourier transfrom (FFT) module (S56010).
  • the broadcast signal receiver may detect pilots included in the broadcast signal using the pilot detection module in operation S56020.
  • the broadcast signal receiver may perform synchronization, channel estimation, and compensation of the broadcast signal using the detected pilots.
  • the broadcast signal receiver may parse a signal frame of the broadcast signal using the frame parsing module (S56030).
  • the broadcast signal receiver may extract and decode preamble data included in the signal frame, and extract desired subframe or PLP data using the L1 signaling information obtained from the preamble data.
  • the broadcast signal receiver may convert the PLP data extracted from the broadcast signal into the bit domain using the demapping and decoding module (S56040).
  • the broadcast receiver may output the PLP data as a data stream using the output processing module (S56050).
  • the signal frame includes a preamble and at least one subframe.
  • the inserted pilot includes continuous pilots (SPs), scattered pilots (CPs).
  • preamble pilots may be inserted into the preamble, and a subframe boundary preamble may be inserted into the subframe boundary symbol.
  • the amplitude of the scattered pilots is determined based on the SP boosting parameter and the SP pattern of the scattered pilots.
  • the SP boosting parameter includes five levels for each scattered pilot pattern. Five levels include one level representing 0 dB at which no power boosting is performed.
  • the broadcast signal transmitter may select one of five levels and boost and transmit scattered pilots according to the amplitude of the corresponding level.
  • the preamble may include SP boosting information.
  • the SP boosting information indicates the amplitude or boosting level of scattered pilots.
  • the SP boosting information may signal the aforementioned SP boosting parameter in 3 bits. That is, the SP boosting information is signaled as a value of one of "000" to "100", so that the receiver combines the SP pattern information, the SP boosting table and the received SP parameter according to the SP pattern as shown in FIGS. 34 and 35, and the amplitude of the SP. Can be identified.
  • the SP pattern information is included in the preamble and signaled.
  • the amplitude of the subframe boundary pilots is determined based on the SP boosting information or the SP boosting parameter described above.
  • the receiver may know the positions of the subframe boundary pilots according to the SP pilot pattern of the subframe, and the amplitude / amplitude ratio of the subframe boundary pilots according to the received SP boosting information.
  • the receiver can perform channel estimation and sync tracking according to the determined amplitudes of the pilots.
  • the subframe boundary pilots are located at the pilot interval in the frequency direction of the SP pattern of the subframe, that is, at the Dx interval of the subframe.
  • the data carriers of the subframe boundary symbol may include a certain number of active data carriers and a certain number of null carriers for power normalization.
  • the number of active data carriers of the subframe boundary symbol is determined based on the SP boosting parameter. For example, if the amplitude of the subframe boundary pilot is largely boosted, it may be necessary to reduce the number of active data carriers and increase the number of null carriers in order to match power with data symbols. Alternatively, if the amplitude of the subframe boundary pilot is boosted small, the number of active data carriers may be increased and the number of null carriers may be reduced or eliminated. For example, if the SP boosting parameter value is 0, a null carrier may not be needed unless power boosting is performed.
  • the number of null carriers is also determined based on the amplitude of scattered pilots.
  • the amplitude of the scattered pilots is determined based on the SP boosting parameter, and the determined amplitude is also applied to the subframe boundary pilot. Therefore, as described above, when the scattered pilots increase in amplitude, the amplitude of the subframe boundary pilots also increases, so that the number of null carriers may increase. As the amplitude of the scattered pilots decreases, the amplitude of the subframe boundary pilots also decreases, thereby reducing the number of null carriers.
  • the number of null carriers can be obtained by subtracting the number of active carriers from the number of data carriers of the subframe boundary symbol.
  • the method of obtaining the number of data carriers, the number of active carriers, and the number of null carriers of the subframe boundary symbol is as described above. All or some of the tables of FIGS. 38 to 47 may be stored and used together in a transmitter and a receiver.
  • the number and position of null carriers to be inserted may be determined as shown in FIGS. 48 to 53.
  • the active data carriers may be located in the center of all data cells, and half of the null carriers may each be located in the edge band. One half of the null cells occupy the lowest-frequency data carriers, and the other half of the null cells may occupy the highest-frequency data carriers. And data carriers between the two sets of null carriers can be active data carriers.
  • the receiver can extract and decode active data carriers according to this position.
  • the present invention by boosting the power of the scattered pilot, signal processing performance such as synchronization tracking and channel estimation on the receiving side can be improved.
  • the system flexibility can be improved by allowing one to use one of five levels without fixing the level that boosts the power of the scattered piler.
  • the broadcast system can efficiently distribute power by determining the boosting level in consideration of the channel environment, service importance, data amount, and available power of the corresponding system.
  • the receiver also determines the boosting level based on the SP boosting information and processes the SP accordingly to enable flexible and efficient signal processing. This boosting level must be signaled so that the receiver can process the signal according to the boosting level of the transmitter.
  • the transmitter can minimize energy shortage of the data carrier by boosting the subframe boundary pilot like the subframe SP and further arranging a null carrier.
  • the transmitter / receiver may use SP boosting tables / information to reduce signaling overhead.
  • the use of the SP boosting table and the SP boosting information for the subframe reduces the signaling overhead, but the power per symbol of the signal frame may vary. Different power per symbol can increase the system's filter, amplifier complexity, and / or degrade channel estimation / sync tracking performance. Therefore, in the present invention, by inserting a null carrier into the subframe boundary symbol, the power per symbol in the subframe can be kept constant. Therefore, evenly distributed power per symbol is used on the receiving side, and pilots of the same amplitude can reduce system complexity and improve signal processing performance.
  • null carriers in both band edge regions and active data carriers in band centers, it is possible to minimize inter-symbol / inter-frequency interference and further improve signal decoding performance.
  • signaling positions of the null carrier and the active data carrier may not be further signaled, thereby reducing signaling overhead.
  • the present invention is used in the field of providing a series of broadcast signals.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • General Business, Economics & Management (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Television Systems (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

방송 신호 수신기가 개시된다. 본 발명에 따른 방송 신호 수신기는, 수신된 방송 신호에 대해 신호 검출 및 OFDM 복조를 수행하는 동기화/복조 모듈; 상기 방송 신호의 신호 프레임을 파싱하고 디인터리빙을 수행하는 프레임 파싱 및 디인터리빙 모듈; 상기 방송 신호의 적어도 하나의 PLP(Physical Layer Pipe)의 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC 디코딩을 수행하는 디매핑 및 디코딩 모듈; 및 상기 적어도 하나의 PLP의 데이터를 수신하여 데이터 스트림을 출력하는 아웃풋 프로세싱 모듈을 포함한다.

Description

방송 신호 송수신 장치 및 방법
본 발명은 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송수신 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호 송신이 종료됨에 따라, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 더 많은 양의 비디오/오디오 데이터를 포함할 수 있고, 비디오/오디오 데이터뿐만 아니라 다양한 종류의 부가 데이터를 더 포함할 수 있다.
즉, 디지털 방송 시스템은 HD(High Definition) 이미지, 멀티채널(multi channel, 다채널) 오디오, 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 그러나, 디지털 방송을 위해서는, 많은 양의 데이터 전송에 대한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 견고성(robustness), 및 모바일 수신 장치를 고려한 네트워크 유연성(flexibility)이 향상되어야 한다.
상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 실시예에 따른 시그널링 정보를 포함하는 방송 신호를 프로세싱하는 방송 신호 수신기는, 수신 방송 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조하는 FFT(Fast Fourier Transform) 모듈; 상기 방송 신호에 포함된 파일럿들을 검출하는 파일럿 검출 모듈; 상기 방송 신호의 신호 프레임을 파싱하는 프레임 파싱 모듈로서, 상기 신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함하고, 상기 방송 신호의 PLP(Physical Layer Pipe) 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC(Forward Error Correction) 디코딩하는 디매핑 및 디코딩 모듈; 및 상기 PLP 데이터를 수신하여 데이터 스트림을 출력하는 아웃풋 프로세싱 모듈을 포함하며, 상기 서브프레임은 데이터 심볼들 및 적어도 하나의 서브프레임 바운더리 심볼을 포함하고, 상기 서브프레임 바운더리 심볼(SBS)은 데이터 캐리어들 및 서브프레임 바운더리 파일럿들을 포함한다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 서브프레임의 상기 데이터 심볼들은 스캐터드 파일럿들을 포함하고, 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭은 스캐터드 파일럿들의 전력 부스팅 레벨을 나타내는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되며, 상기 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭은 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 서브프레임 바운더리 파일럿들은 상기 서브프레임의 SP 패턴의 주파수 방향의 파일럿 간격(separation)에 기초하여 위치되며, 상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들은 특정 수의 액티브데이터 캐리어들 및 특정 수의 널 캐리어들을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 액티브 데이터 캐리어들의 수는 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 널 캐리어들의 수는 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭에 기초하여 결정될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 널 캐리어들의 수는 상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수로부터 상기 액티브 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 있어서, 상기 액티브 데이터 캐리어들은 전체 데이터 셀들의 센터에 위치하고, 상기 널 캐리어들의 절반은 각각 에지 대역에 위치할 수 있다.
또한, 상술한 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법은, 수신 신호 프레임을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조하는 단계; 상기 신호 프레임에 포함된 파일럿들을 검출하는 단계; 상기 방송 신호의 신호 프레임을 파싱하는 단계로서, 상기 신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함하고, 상기 방송 신호의 PLP(Physical Layer Pipe) 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC(Forward Error Correction) 디코딩하는 단계; 및 상기 PLP 데이터를 수신하여 데이터 스트림을 출력하는 단계를 포함하며, 상기 서브프레임은 데이터 심볼들 및 적어도 하나의 서브프레임 바운더리 심볼을 포함하고, 상기 서브프레임 바운더리 심볼(SBS)은 데이터 캐리어들 및 서브프레임 바운더리 파일럿들을 포함할 수 있다.
본 발명은 서비스 특성에 따라 데이터를 처리하여 각 서비스 또는 서비스 컴포넌트에 대한 QoS (Quality of Service)를 제어함으로써 다양한 방송 서비스를 제공할 수 있다.
본 발명은 동일한 RF (radio frequency) 신호 대역폭을 통해 다양한 방송 서비스를 전송함으로써 전송 유연성(flexibility)을 달성할 수 있다.
본 발명은 MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 시스템을 이용하여 데이터 전송 효율 및 방송 신호의 송수신 견고성(Robustness)을 향상시킬 수 있다.
본 발명에 따르면, 모바일 수신 장치를 사용하거나 실내 환경에 있더라도, 에러 없이 디지털 방송 신호를 수신할 수 있는 방송 신호 송신 및 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
이하에서 본 발명의 추가적인 효과들을 실시예와 관련하여 더욱 상세히 설명하도록 한다.
본 발명에 대해 더욱 이해하기 위해 포함되며 본 출원에 포함되고 그 일부를 구성하는 첨부된 도면은 본 발명의 원리를 설명하는 상세한 설명과 함께 본 발명의 실시예를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅(Input formatting, 입력 포맷) 블록을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅(Input formatting, 입력 포맷) 블록을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅(Input formatting, 입력 포맷) 블록을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM (bit interleaved coding & modulation) 블록을 나타낸다.
도 6은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 BICM 블록을 나타낸다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩(Frame Building, 프레임 생성) 블록을 나타낸다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 제너레이션(generation, 생성) 블록을 나타낸다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치의 구조를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 구조를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 시그널링 데이터를 나타낸다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타낸다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.
도 15는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 로지컬(logical, 논리) 구조를 나타낸다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS (physical layer signalling) 매핑을 나타낸다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 EAC (emergency alert channel) 매핑을 나타낸다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 FIC (fast information channel) 매핑을 나타낸다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP(data pipe, 데이터 파이프)의 타입을 나타낸다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP(data pipe, 데이터 파이프) 매핑을 나타낸다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC (forward error correction) 구조를 나타낸다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 인터리빙을 나타낸다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 타임 인터리빙을 나타낸다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타낸다.
도 27은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 동작을 나타낸다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 대각선 방향 읽기 패턴을 나타낸다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 각 인터리빙 어레이(array)로부터 인터리빙된 XFECBLOCK을 나타낸다.
도 30은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성을 나타낸다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭처를 나타낸다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭처를 나타낸다.
도 33는 본 발명의 실시예에 따른 신호 프레임의 파일럿 구조를 나타낸다.
도 34 및 도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 스캐터드 파일럿 부스팅 정보를 나타낸다.
도 36 및 도 37는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 파일럿 부스팅 정보를 나타낸다.
도 38은 프레임 바운더리 심볼에 대한 SP 파워 부스팅 레벨을 나타낸다.
도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른 노멀 데이터 심볼에 대한 액티브 캐리어들의 수(NoA)를 나타낸다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 파일럿들의 수(N_SP,SBS)를 나타낸다.
도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수를 나타낸다.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 심볼당 컨티뉴얼 파일럿들의 수를 나타낸다.
도 43 내지 도 47는 본 발명의 일 실시예에 따른 NoC 감산 계수(C_red_coeff)에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어들의 수(NoA_SBS)를 나타낸다.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 널 캐리어의 수 산출 방법 및 그에 따른 전력 노멀라이징을 나타낸다.
도 49는 본 발명의 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 50은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 51은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 52는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 53은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 54는 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸다.
도 55는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 동기화 및 복조 모듈을 나타낸다.
도 56은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸다.
본 발명의 바람직한 실시예에 대해 구체적으로 설명하며, 그 예는 첨부된 도면에 나타낸다. 첨부된 도면을 참조한 아래의 상세한 설명은 본 발명의 실시예에 따라 구현될 수 있는 실시예만을 나타내기보다는 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기 위한 것이다. 다음의 상세한 설명은 본 발명에 대한 철저한 이해를 제공하기 위해 세부 사항을 포함한다. 그러나 본 발명이 이러한 세부 사항 없이 실행될 수 있다는 것은 당업자에게 자명하다.
본 발명에서 사용되는 대부분의 용어는 해당 분야에서 널리 사용되는 일반적인 것들에서 선택되지만, 일부 용어는 출원인에 의해 임의로 선택되며 그 의미는 필요에 따라 다음 설명에서 자세히 서술한다. 따라서 본 발명은 용어의 단순한 명칭이나 의미가 아닌 용어의 의도된 의미에 근거하여 이해되어야 한다.
본 발명은 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 및 수신 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스, UHDTV 서비스 등을 포함한다. 본 발명은 일 실시예에 따라 비-MIMO (non-Multiple Input Multiple Output) 또는 MIMO 방식을 통해 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호를 처리할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비-MIMO 방식은 MISO (Multiple Input Single Output) 방식, SISO (Single Input Single Output) 방식 등을 포함할 수 있다.
이하에서는 설명의 편의를 위해 MISO 또는 MIMO 방식은 두 개의 안테나를 사용하지만, 본 발명은 두 개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다. 본 발명은 특정 용도에 요구되는 성능을 달성하면서 수신기 복잡도를 최소화하기 위해 최적화된 세 개의 피지컬 프로파일(PHY profile) (베이스(base), 핸드헬드(handheld), 어드벤스(advanced) 프로파일)을 정의할 수 있다. 피지컬 프로파일은 해당하는 수신기가 구현해야 하는 모든 구조의 서브셋이다.
세 개의 피지컬 프로파일은 대부분의 기능 블록을 공유하지만, 특정 블록 및/또는 파라미터에서는 약간 다르다. 추후에 추가로 피지컬 프로파일이 정의될 수 있다. 시스템 발전을 위해, 퓨처 프로파일은 FEF (future extension frame)을 통해 단일 RF (radio frequency) 채널에 존재하는 프로파일과 멀티플렉싱 될 수도 있다. 각 피지컬 프로파일에 대한 자세한 내용은 후술한다.
1. 베이스 프로파일
베이스 프로파일은 주로 루프 톱(roof-top) 안테나와 연결되는 고정된 수신 장치의 주된 용도를 나타낸다. 베이스 프로파일은 어떤 장소로 이동될 수 있지만 비교적 정지된 수신 범주에 속하는 휴대용 장치도 포함할 수 있다. 베이스 프로파일의 용도는 약간의 개선된 실행에 의해 핸드헬드 장치 또는 차량용으로 확장될 수 있지만, 이러한 사용 용도는 베이스 프로파일 수신기 동작에서는 기대되지 않는다.
수신의 타겟 신호 대 잡음비 범위는 대략 10 내지 20 dB인데, 이는 기존 방송 시스템(예를 들면, ATSC A/53)의 15 dB 신호 대 잡음비 수신 능력을 포함한다. 수신기 복잡도 및 소비 전력은 핸드헬드 프로파일을 사용할 배터리로 구동되는 핸드헬드 장치에서만큼 중요하지 않다. 베이스 프로파일에 대한 중요 시스템 파라미터가 아래 표 1에 기재되어 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000001
2. 핸드헬드 프로파일
핸드헬드 프로파일은 배터리 전원으로 구동되는 핸드헬드 및 차량용 장치에서의 사용을 위해 설계된다. 해당 장치는 보행자 또는 차량 속도로 이동할 수 있다. 수신기 복잡도뿐만 아니라 소비 전력은 핸드헬드 프로파일의 장치의 구현을 위해 매우 중요하다. 핸드헬드 프로파일의 타겟 신호 대 잡음비 범위는 대략 0 내지 10 dB이지만, 더 낮은 실내 수신을 위해 의도된 경우 0 dB 아래에 달하도록 설정될 수 있다.
저 신호 대 잡음비 능력뿐만 아니라, 수신기 이동성에 의해 나타난 도플러 효과에 대한 복원력은 핸드헬드 프로파일의 가장 중요한 성능 속성이다. 핸드헬드 프로파일에 대한 중요 시스템 파라미터가 아래 표 2에 기재되어 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000002
3. 어드벤스 프로파일
어드벤스 프로파일은 더 큰 실행 복잡도에 대한 대가로 더 높은 채널 능력을 제공한다. 해당 프로파일은 MIMO 송신 및 수신을 사용할 것을 요구하며, UHDTV 서비스는 타겟 용도이고, 이를 위해 해당 프로파일이 특별히 설계된다. 향상된 능력은 주어진 대역폭에서 서비스 수의 증가, 예를 들면, 다수의 SDTV 또는 HDTV 서비스를 허용하는 데도 사용될 수 있다.
어드벤스 프로파일의 타겟 신호 대 잡음비 범위는 대략 20 내지 30 dB이다. MIMO 전송은 초기에는 기존의 타원 분극 전송 장비를 사용하고, 추후에 전출력 교차 분극 전송으로 확장될 수 있다. 어드벤스 프로파일에 대한 중요 시스템 파라미터가 아래 표 3에 기재되어 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000003
이 경우, 베이스 프로파일은 지상파 방송 서비스 및 모바일 방송 서비스 모두에 대한 프로파일로 사용될 수 있다. 즉, 베이스 프로파일은 모바일 프로파일을 포함하는 프로파일의 개념을 정의하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 어드벤스 프로파일은 MIMO을 갖는 베이스 프로파일에 대한 어드벤스 프로파일 및 MIMO을 갖는 핸드헬드 프로파일에 대한 어드벤스 프로파일로 구분될 수 있다. 그리고 해당 세 프로파일은 설계자의 의도에 따라 변경될 수 있다.
다음의 용어 및 정의는 본 발명에 적용될 수 있다. 다음의 용어 및 정의는 설계에 따라 변경될 수 있다.
보조 스트림: 퓨처 익스텐션(future extension, 추후 확장) 또는 방송사나 네트워크 운영자에 의해 요구됨에 따라 사용될 수 있는 아직 정의되지 않은 변조 및 코딩의 데이터를 전달하는 셀의 시퀀스
베이스 데이터 파이프(base data pipe): 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 데이터 파이프
베이스밴드 프레임 (또는 BBFRAME): 하나의 FEC 인코딩 과정 (BCH 및 LDPC 인코딩)에 대한 입력을 형성하는 Kbch 비트의 집합
셀(cell): OFDM 전송의 하나의 캐리어에 의해 전달되는 변조값
코딩 블록(coded block): PLS1 데이터의 LDPC 인코딩된 블록 또는 PLS2 데이터의 LDPC 인코딩된 블록들 중 하나
데이터 파이프(data pipe): 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트를 전달할 수 있는 서비스 데이터 또는 관련된 메타데이터를 전달하는 물리 계층(physical layer)에서의 로지컬 채널
데이터 파이프 유닛(DPU, data pipe unit): 데이터 셀을 프레임에서의 데이터 파이프에 할당할 수 있는 기본 유닛
데이터 심볼(data symbol): 프리앰블 심볼이 아닌 프레임에서의 OFDM 심볼 (프레임 시그널링 심볼 및 프레임 엣지(edge) 심볼은 데이터 심볼에 포함된다.)
DP_ID: 해당 8비트 필드는 SYSTEM_ID에 의해 식별된 시스템 내에서 데이터 파이프를 유일하게 식별한다.
더미 셀(dummy cell): PLS (physical layer signalling) 시그널링, 데이터 파이프, 또는 보조 스트림을 위해 사용되지 않은 남아 있는 용량을 채우는 데 사용되는 의사 랜덤값을 전달하는 셀
FAC (emergency alert channel, 비상 경보 채널): EAS 정보 데이터를 전달하는 프레임 중 일부
프레임(frame): 프리앰블로 시작해서 프레임 엣지 심볼로 종료되는 물리 계층(physical layer) 타임 슬롯
프레임 리피티션 유닛(frame repetition unit, 프레임 반복 단위): 슈퍼 프레임(super-frame)에서 8회 반복되는 FEF를 포함하는 동일한 또는 다른 피지컬 프로파일에 속하는 프레임의 집합
FIC (fast information channel, 고속 정보 채널): 서비스와 해당 베이스 데이터 파이프 사이에서의 매핑 정보를 전달하는 프레임에서 로지컬 채널
FECBLOCK: 데이터 파이프 데이터의 LDPC 인코딩된 비트의 집합
FFT 사이즈: 기본 주기 T의 사이클로 표현된 액티브 심볼 주기 Ts와 동일한 특정 모드에 사용되는 명목상의 FFT 사이즈
프레임 시그널링 심볼(frame signaling symbol): PLS 데이터의 일부를 전달하는, FFT 사이즈, 가드 인터벌(guard interval), 및 스캐터(scattered) 파일럿 패턴의 특정 조합에서 프레임의 시작에서 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖는 OFDM 심볼
프레임 엣지 심볼(frame edge symbol): FFT 사이즈, 가드 인터벌, 및 스캐터 파일럿 패턴의 특정 조합에서 프레임의 끝에서 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖는 OFDM 심볼
프레임 그룹(frame-group): 슈퍼 프레임에서 동일한 피지컬 프로파일 타입을 갖는 모든 프레임의 집합
퓨쳐 익스텐션 프레임(future extention frame, 추후 확장 프레임): 프리앰블로 시작하는, 추후 확장에 사용될 수 있는 슈퍼 프레임 내에서 물리 계층(physical layer) 타임 슬롯
퓨처캐스트(futurecast) UTB 시스템: 입력이 하나 이상의 MPEG2-TS 또는 IP (Internet protocol) 또는 일반 스트림이고 출력이 RF 시그널인 제안된 물리 계층(physical layer) 방송 시스템
인풋 스트림(input stream, 입력 스트림): 시스템에 의해 최종 사용자에게 전달되는 서비스의 조화(ensemble)를 위한 데이터의 스트림
노멀(normal) 데이터 심볼: 프레임 시그널링 심볼 및 프레임 엣지 심볼을 제외한 데이터 심볼
피지컬 프로파일(PHY profile): 해당하는 수신기가 구현해야 하는 모든 구조의 서브셋
PLS: PLS1 및 PLS2로 구성된 물리 계층(physical layer) 시그널링 데이터
PLS1: PLS2를 디코딩하는 데 필요한 파라미터뿐만 아니라 시스템에 관한 기본 정보를 전달하는 고정된 사이즈, 코딩, 변조를 갖는 FSS (frame signalling symbol)로 전달되는 PLS 데이터의 첫 번째 집합
NOTE: PLS1 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션(duration) 동안 일정하다.
PLS2: 데이터 파이프 및 시스템에 관한 더욱 상세한 PLS 데이터를 전달하는 FSS로 전송되는 PLS 데이터의 두 번째 집합
PLS2 다이나믹(dynamic, 동적) 데이터: 프레임마다 다이나믹(dynamic, 동적)으로 변화하는 PLS2 데이터
PLS2 스태틱(static, 정적) 데이터: 프레임 그룹의 듀레이션 동안 스태틱(static, 정적)인 PLS2 데이터
프리앰블 시그널링 데이터(preamble signaling data): 프리앰블 심볼에 의해 전달되고 시스템의 기본 모드를 확인하는 데 사용되는 시그널링 데이터
프리앰블 심볼(preamble symbol): 기본 PLS 데이터를 전달하고 프레임의 시작에 위치하는 고정된 길이의 파일럿 심볼
NOTE: 프리앰블 심볼은 시스템 신호, 그 타이밍, 주파수 오프셋, 및 FFT 사이즈를 검출하기 위해 고속 초기 밴드 스캔에 주로 사용된다.
추후 사용(future use)을 위해 리저브드(reserved): 현재 문서에서 정의되지 않지만 추후에 정의될 수 있음
슈퍼 프레임(superframe): 8개의 프레임 반복 단위의 집합
타임 인터리빙 블록(time interleaving block, TI block): 타임 인터리버 메모리의 하나의 용도에 해당하는, 타임 인터리빙이 실행되는 셀의 집합
타임 인터리빙 그룹(time interleaving group, TI group): 정수, 다이나믹(dynamic, 동적)으로 변화하는 XFECBLOCK의 수로 이루어진, 특정 데이터 파이프에 대한 다이나믹(dynamic, 동적) 용량 할당이 실행되는 단위
NOTE: 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 직접 매핑되거나 다수의 프레임에 매핑될 수 있다. 타임 인터리빙 그룹은 하나 이상의 타임 인터리빙 블록을 포함할 수 있다.
타입 1 데이터 파이프(Type 1 DP): 모든 데이터 파이프가 프레임에 TDM (time division multiplexing) 방식으로 매핑되는 프레임의 데이터 파이프
타입 2 데이터 파이프(Type 2 DP): 모든 데이터 파이프가 프레임에 FDM 방식으로 매핑되는 프레임의 데이터 파이프
XFECBLOCK: 하나의 LDPC FECBLOCK의 모든 비트를 전달하는 Ncells 셀들의 집합
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치의 구조를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치는 인풋 포맷 블록 (Input Format block) (1000), BICM (bit interleaved coding & modulation) 블록(1010), 프레임 빌딩 블록 (Frame building block) (1020), OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 제너레이션 블록 (OFDM generation block)(1030), 및 시그널링 생성 블록(1040)을 포함할 수 있다. 방송 신호 송신 장치의 각 블록의 동작에 대해 설명한다.
IP 스트림/패킷 및 MPEG2-TS은 주요 입력 포맷이고, 다른 스트림 타입은 일반 스트림으로 다루어진다. 이들 데이터 입력에 추가로, 관리 정보가 입력되어 각 입력 스트림에 대한 해당 대역폭의 스케줄링 및 할당을 제어한다. 하나 또는 다수의 TS 스트림, IP 스트림 및/또는 일반 스트림 입력이 동시에 허용된다.
인풋 포맷 블록(1000)은 각각의 입력 스트림을 독립적인 코딩 및 변조가 적용되는 하나 또는 다수의 데이터 파이프로 디멀티플렉싱 할 수 있다. 데이터 파이프는 견고성(robustness) 제어를 위한 기본 단위이며, 이는 QoS (Quality of Service)에 영향을 미친다. 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트가 하나의 데이터 파이프에 의해 전달될 수 있다. 인풋 포맷 블록(1000)의 자세한 동작은 후술한다.
데이터 파이프는 하나 또는 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트를 전달할 수 있는 서비스 데이터 또는 관련 메타데이터를 전달하는 물리 계층(physical layer)에서의 로지컬 채널이다.
또한, 데이터 파이프 유닛은 하나의 프레임에서 데이터 셀을 데이터 파이프에 할당하기 위한 기본 유닛이다.
인풋 포맷 블록(1000)에서, 패리티(parity) 데이터는 에러 정정을 위해 추가되고, 인코딩된 비트 스트림은 복소수값 컨스텔레이션 심볼에 매핑된다. 해당 심볼은 해당 데이터 파이프에 사용되는 특정 인터리빙 깊이에 걸쳐 인터리빙 된다. 어드벤스 프로파일에 있어서, BICM 블록(1010)에서 MIMO 인코딩이 실행되고 추가 데이터 경로가 MIMO 전송을 위해 출력에 추가된다. BICM 블록(1010)의 자세한 동작은 후술한다.
프레임 빌딩 블록(1020)은 하나의 프레임 내에서 입력 데이터 파이프의 데이터 셀을 OFDM 실볼로 매핑할 수 있다. 매핑 후, 주파수 영역 다이버시티를 위해, 특히 주파수 선택적 페이딩 채널을 방지하기 위해 주파수 인터리빙이 이용된다. 프레임 빌딩 블록(1020)의 자세한 동작은 후술한다.
프리앰블을 각 프레임의 시작에 삽입한 후, OFDM 제너레이션 블록(1030)은 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)을 가드 인터벌로 갖는 기존의 OFDM 변조를 적용할 수 있다. 안테나 스페이스 다이버시티를 위해, 분산된(distributed) MISO 방식이 송신기에 걸쳐 적용된다. 또한, PAPR (peak-to-average power ratio) 방식이 시간 영역에서 실행된다. 유연한 네트워크 방식을 위해, 해당 제안은 다양한 FFT 사이즈, 가드 인터벌 길이, 해당 파일럿 패턴의 집합을 제공한다. OFDM 제너레이션 블록(1030)의 자세한 동작은 후술한다.
시그널링 생성 블록(1040)은 각 기능 블록의 동작에 사용되는 물리 계층(physical layer) 시그널링 정보를 생성할 수 있다. 해당 시그널링 정보는 또한 관심 있는 서비스가 수신기 측에서 적절히 복구되도록 전송된다. 시그널링 생성 블록(1040)의 자세한 동작은 후술한다.
도 2, 3, 4는 본 발명의 실시예에 따른 인풋 포맷 블록(1000)을 나타낸다. 각 도면에 대해 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다. 도 2는 입력 신호가 단일 입력 스트림(single input stream)일 때의 인풋 포맷 블록을 나타낸다.
도 2에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블록(1000)의 일 실시예에 해당한다.
물리 계층(physical layer)으로의 입력은 하나 또는 다수의 데이터 스트림으로 구성될 수 있다. 각각의 데이터 스트림은 하나의 데이터 파이프에 의해 전달된다. 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 모듈은 입력되는 데이터 스트림을 BBF (baseband frame)의 데이터 필드로 슬라이스한다. 해당 시스템은 세 가지 종류의 입력 데이터 스트림, 즉 MPEG2-TS, IP, GS (generic stream)을 지원한다. MPEG2-TS는 첫 번째 바이트가 동기 바이트(0x47)인 고정된 길이(188 바이트)의 패킷을 특징으로 한다. IP 스트림은 IP 패킷 헤더 내에서 시그널링 되는 가변 길이 IP 데이터그램 패킷으로 구성된다. 해당 시스템은 IP 스트림에 대해 IPv4와 IPv6을 모두 지원한다. GS는 캡슐화 패킷 헤더 내에서 시그널링되는 가변 길이 패킷 또는 일정 길이 패킷으로 구성될 수 있다.
(a)는 신호 데이터 파이프에 대한 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록(2000) 및 스트림 어댑테이션(stream adaptation, 스트림 적응)(2010)을 나타내고, (b)는 PLS 데이터를 생성 및 처리하기 위한 PLS 생성 블록(2020) 및 PLS 스크램블러(2030)를 나타낸다. 각 블록의 동작에 대해 설명한다.
입력 스트림 스플리터는 입력된 TS, IP, GS 스트림을 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트(오디오, 비디오 등) 스트림으로 분할한다. 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 모듈(2010)은 CRC 인코더, BB (baseband) 프레임 슬라이서, 및 BB 프레임 헤더 삽입 블록으로 구성된다.
CRC 인코더는 유저 패킷 (user packet, UP)레벨에서의 에러 검출을 위한 세 종류의 CRC 인코딩, 즉 CRC-8, CRC-16, CRC-32를 제공한다. 산출된 CRC 바이트는 UP 뒤에 첨부된다. CRC-8은 TS 스트림에 사용되고, CRC-32는 IP 스트림에 사용된다. GS 스트림이 CRC 인코딩을 제공하지 않으면, 제안된 CRC 인코딩이 적용되어야 한다.
BB 프레임 슬라이서는 입력을 내부 로지컬 비트 포맷에 매핑한다. 첫 번째 수신 비트는 MSB라고 정의한다. BB 프레임 슬라이서는 가용 데이터 필드 용량과 동일한 수의 입력 비트를 할당한다. BBF 페이로드와 동일한 수의 입력 비트를 할당하기 위해, UP 스트림이 BBF의 데이터 필드에 맞게 슬라이스된다.
BB 프레임 헤더 삽입 블록은 2바이트의 고정된 길이의 BBF 헤더를 BB 프레임의 앞에 삽입할 수 있다. BBF 헤더는 STUFFI (1비트), SYNCD (13비트), 및 RFU (2비트)로 구성된다. 고정된 2바이트 BBF 헤더뿐만 아니라, BBF는 2바이트 BBF 헤더 끝에 확장 필드(1 또는 3바이트)를 가질 수 있다.
스트림 어댑테이션(stream adaptation, 스트림 적응)(2010)은 스터핑(stuffing) 삽입 블록 및 BB 스크램블러로 구성된다. 스터핑 삽입 블록은 스터핑 필드를 BB 프레임의 페이로드에 삽입할 수 있다. 스트림 어댑테이션(stream adaptation, 스트림 적응)에 대한 입력 데이터가 BB 프레임을 채우기에 충분하면, STUFFI는 0으로 설정되고, BBF는 스터핑 필드를 갖지 않는다. 그렇지 않으면, STUFFI는 1로 설정되고, 스터핑 필드는 BBF 헤더 직후에 삽입된다. 스터핑 필드는 2바이트의 스터핑 필드 헤더 및 가변 사이즈의 스터핑 데이터를 포함한다.
BB 스크램블러는 에너지 분산을 위해 완전한 BBF를 스크램블링한다. 스크램블링 시퀀스는 BBF와 동기화된다. 스크램블링 시퀀스는 피드백 시프트 레지스터에 의해 생성된다.
PLS 생성 블록(2020)은 PLS 데이터를 생성할 수 있다. PLS는 수신기에서 피지컬 레이어(physical layer) 데이터 파이프에 접속할 수 있는 수단을 제공한다. PLS 데이터는 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터로 구성된다.
PLS1 데이터는 PLS2 데이터를 디코딩하는 데 필요한 파라미터뿐만 아니라 시스템에 관한 기본 정보를 전달하는 고정된 사이즈, 코딩, 변조를 갖는 프레임에서 FSS로 전달되는 PLS 데이터의 첫 번째 집합이다. PLS1 데이터는 PLS2 데이터의 수신 및 디코딩을 가능하게 하는 데 요구되는 파라미터를 포함하는 기본 송신 파라미터를 제공한다. 또한, PLS1 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2 데이터는 데이터 파이프 및 시스템에 관한 더욱 상세한 PLS 데이터를 전달하는 FSS로 전송되는 PLS 데이터의 두 번째 집합이다. PLS2는 수신기가 원하는 데이터 파이프를 디코딩하는 데 충분한 정보를 제공하는 파라미터를 포함한다. PLS2 시그널링은 PLS2 스태틱(static, 정적) 데이터(PLS2-STAT 데이터) 및 PLS2 다이나믹(dynamic, 동적) 데이터(PLS2-DYN 데이터)의 두 종류의 파라미터로 더 구성된다. PLS2 스태틱(static, 정적) 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 스태틱(static, 정적)인 PLS2 데이터이고, PLS2 다이나믹(dynamic, 동적) 데이터는 프레임마다 다이나믹(dynamic, 동적)으로 변화하는 PLS2 데이터이다.
PLS 데이터에 대한 자세한 내용은 후술한다.
PLS 스크램블러(2030)는 에너지 분산을 위해 생성된 PLS 데이터를 스크램블링 할 수 있다.
전술한 블록은 생략될 수도 있고 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록에 의해 대체될 수도 있다.
도 3은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다.
도 3에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블록(1000)의 일 실시예에 해당한다.
도 3은 입력 신호가 멀티 인풋 스트림(multi input stream, 다수의 입력 스트림)에 해당하는 경우 인풋 포맷 블록의 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록을 나타낸다.
멀티 인풋 스트림(multi input stream, 다수의 입력 스트림)을 처리하기 위한 인풋 포맷 블록의 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록은 다수 입력 스트림을 독립적으로 처리할 수 있다.
도 3을 참조하면, 멀티 인풋 스트림(multi input stream, 다수의 입력 스트림)을 각각 처리하기 위한 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록은 인풋 스트림 스플리터 (input stream splitter) (3000), 인풋 스트림 싱크로나이저 (input stream synchronizer) (3010), 컴펜세이팅 딜레이(compensatin delay, 보상 지연) 블록(3020), 널 패킷 딜리션 블록 (null packet deletion block) (3030), 헤더 컴프레션 블록 (header compression block) (3040), CRC 인코더 (CRC encoder) (3050), BB 프레임 슬라이서(BB frame slicer) (3060), 및 BB 헤더 삽입 블록 (BB header insertion block) (3070)을 포함할 수 있다. 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록의 각 블록에 대해 설명한다.
CRC 인코더(3050), BB 프레임 슬라이서(3060), 및 BB 헤더 삽입 블록(3070)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 CRC 인코더, BB 프레임 슬라이서, 및 BB 헤더 삽입 블록의 동작에 해당하므로, 그 설명은 생략한다.
인풋 스트림 스플리터(3000)는 입력된 TS, IP, GS 스트림을 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트(오디오, 비디오 등) 스트림으로 분할한다.
인풋 스트림 싱크로나이저(3010)는 ISSY라 불릴 수 있다. ISSY는 어떠한 입력 데이터 포맷에 대해서도 CBR (constant bit rate) 및 일정한 종단간 전송(end-to-end transmission) 지연을 보장하는 적합한 수단을 제공할 수 있다. ISSY는 TS를 전달하는 다수의 데이터 파이프의 경우에 항상 이용되고, GS 스트림을 전달하는 다수의 데이터 파이프에 선택적으로 이용된다.
컴펜세이팅 딜레이(compensatin delay, 보상 지연) 블록(3020)은 수신기에서 추가로 메모리를 필요로 하지 않고 TS 패킷 재결합 메커니즘을 허용하기 위해 ISSY 정보의 삽입에 뒤따르는 분할된 TS 패킷 스트림을 지연시킬 수 있다.
널 패킷 딜리션 블록(3030)은 TS 입력 스트림 경우에만 사용된다. 일부 TS 입력 스트림 또는 분할된 TS 스트림은 VBR (variable bit-rate) 서비스를 CBR TS 스트림에 수용하기 위해 존재하는 많은 수의 널 패킷을 가질 수 있다. 이 경우, 불필요한 전송 오버헤드를 피하기 위해, 널 패킷은 확인되어 전송되지 않을 수 있다. 수신기에서, 제거된 널 패킷은 전송에 삽입된 DNP(deleted null-packet, 삭제된 널 패킷) 카운터를 참조하여 원래 존재했던 정확한 장소에 재삽입될 수 있어, CBR이 보장되고 타임 스탬프(PCR) 갱신의 필요가 없어진다.
헤더 컴프레션 블록(3040)은 TS 또는 IP 입력 스트림에 대한 전송 효율을 증가시키기 위해 패킷 헤더 압축을 제공할 수 있다. 수신기는 헤더의 특정 부분에 대한 선험적인(a priori) 정보를 가질 수 있기 때문에, 이 알려진 정보(known information)는 송신기에서 삭제될 수 있다.
TS에 대해, 수신기는 동기 바이트 구성(0x47) 및 패킷 길이(188 바이트)에 관한 선험적인 정보를 가질 수 있다. 입력된 TS가 하나의 PID만을 갖는 콘텐트를 전달하면, 즉, 하나의 서비스 컴포넌트(비디오, 오디오 등) 또는 서비스 서브 컴포넌트(SVC 베이스 레이어, SVC 인헨스먼트 레이어, MVC 베이스 뷰, 또는 MVC 의존 뷰)에 대해서만, TS 패킷 헤더 압축이 TS에 (선택적으로) 적용될 수 있다. TS 패킷 헤더 압축은 입력 스트림이 IP 스트림인 경우 선택적으로 사용된다. 상기 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷 블록을 나타낸다.
도 4에 도시된 인풋 포맷 블록은 도 1을 참조하여 설명한 인풋 포맷 블록(1000)의 일 실시예에 해당한다.
도 4는 입력 신호가 멀티 인풋 스트림(multi input stream, 다수의 입력 스트림)에 해당하는 경우 인풋 포맷 블록의 스트림 어댑테이션(stream adaptation, 스트림 적응) 블록을 나타낸다.
도 4를 참조하면, 멀티 인풋 스트림(multi input stream, 다수의 입력 스트림)을 각각 처리하기 위한 모드 어댑테이션(mode adaptaion, 모드 적응) 블록은 스케줄러(4000), 1-프레임 딜레이(delay) 블록(4010), 스터핑 삽입 블록(4020), 인 밴드(In-band) 시그널링 블록(4030), BB 프레임 스크램블러(4040), PLS 생성 블록(4050), PLS 스크램블러(4060)를 포함할 수 있다. 스트림 어댑테이션(stream adaptation, 스트림 적응) 블록의 각 블록에 대해 설명한다.
스터핑 삽입 블록(4020), BB 프레임 스크램블러(4040), PLS 생성 블록(4050), PLS 스크램블러(4060)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 스터핑 삽입 블록, BB 스크램블러, PLS 생성 블록, PLS 스크램블러(4060)의 동작에 해당하므로 그 설명은 생략한다.
스케줄러(4000)는 각 데이터 파이프의 FECBLOCK의 양으로부터 전체 프레임에 걸쳐 전체의 셀 할당을 결정할 수 있다. PLS, EAC 및 FIC에 대한 할당을 포함해서, 스케줄러는 프레임의 FSS의 PLS 셀 또는 인 밴드(In-band) 시그널링으로 전송되는 PLS2-DYN 데이터의 값을 생성한다. FECBLOCK, EAC, FIC에 대한 상세한 내용은 후술한다.
1-프레임 딜레이(delay) 블록(4010)은 다음 프레임에 관한 스케줄링 정보가 데이터 파이프에 삽입될 인 밴드(In-band) 시그널링 정보에 관한 현 프레임을 통해 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 전송 프레임만큼 지연시킬 수 있다.
인 밴드(In-band) 시그널링 블록(4030)은 PLS2 데이터의 지연되지 않은 부분을 프레임의 데이터 파이프에 삽입할 수 있다.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 블록을 나타낸다.
도 5에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록(1010)의 일 실시예에 해당한다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스, UHDTV 서비스 등을 제공할 수 있다.
QoS가 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치에 의해 제공되는 서비스의 특성에 의존하므로, 각각의 서비스에 해당하는 데이터는 서로 다른 방식을 통해 처리되어야 한다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 블록은 SISO, MISO, MIMO 방식을 각각의 데이터 경로에 해당하는 데이터 파이프에 독립적으로 적용함으로써 각데이터 파이프를 독립적으로 처리할 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치는 각각의 데이터 파이프를 통해 전송되는 각 서비스 또는 서비스 컴포넌트에 대한 QoS를 조절할 수 있다.
(a)는 베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유되는 BICM 블록을 나타내고, (b)는 어드벤스 프로파일의 BICM 블록을 나타낸다.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유되는 BICM 블록 및 어드벤스 프로파일의 BICM 블록은 각각의 데이터 파이프를 처리하기 위한 복수의 처리 블록을 포함할 수 있다.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 대한 BICM 블록 및 어드벤스 프로파일에 대한 BICM 블록의 각각의 처리 블록에 대해 설명한다.
베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 대한 BICM 블록의 처리 블록(5000)은 데이터 FEC 인코더(5010), 비트 인터리버(5020), 컨스텔레이션 매퍼(mapper)(5030), SSD (signal space diversity) 인코딩 블록(5040), 타임 인터리버(5050)를 포함할 수 있다.
데이터 FEC 인코더(5010)는 외부 코딩(BCH) 및 내부 코딩(LDPC)을 이용하여 FECBLOCK 절차를 생성하기 위해 입력 BBF에 FEC 인코딩을 실행한다. 외부 코딩(BCH)은 선택적인 코딩 방법이다. 데이터 FEC 인코더(5010)의 구체적인 동작에 대해서는 후술한다.
비트 인터리버(5020)는 효율적으로 실현 가능한 구조를 제공하면서 데이터 FEC 인코더(5010)의 출력을 인터리빙하여 LDPC 코드 및 변조 방식의 조합으로 최적화된 성능을 달성할 수 있다. 비트 인터리버(5020)의 구체적인 동작에 대해서는 후술한다.
컨스텔레이션 매퍼(5030)는 QPSK, QAM-16, 불균일 QAM (NUQ-64, NUQ-256, NUQ-1024) 또는 불균일 컨스텔레이션 (NUC-16, NUC-64, NUC-256, NUC-1024)을 이용해서 베이스 및 핸드헬드 프로파일에서 비트 인터리버(5020)로부터의 각각의 셀 워드를 변조하거나 어드벤스 프로파일에서 셀 워드 디멀티플렉서(5010-1)로부터의 셀 워드를 변조하여 파워가 정규화된 컨스텔레이션 포인트 el을 제공할 수 있다. 해당 컨스텔레이션 매핑은 데이터 파이프에 대해서만 적용된다. NUQ가 임의의 형태를 갖는 반면, QAM-16 및 NUQ는 정사각형 모양을 갖는 것이 관찰된다. 각각의 컨스텔레이션이 90도의 배수만큼 회전되면, 회전된 컨스텔레이션은 원래의 것과 정확히 겹쳐진다. 회전 대칭 특성으로 인해 실수 및 허수 컴포넌트의 용량 및 평균 파워가 서로 동일해진다. NUQ 및 NUC는 모두 각 코드 레이트(code rate)에 대해 특별히 정의되고, 사용되는 특정 하나는 PLS2 데이터에 보관된 파라미터 DP_MOD에 의해 시그널링 된다.
SSD 인코딩 블록(5040)은 2차원, 3차원, 4차원에서 셀을 프리코딩하여, 어려운 페이딩 조건에서 수신 견고성(robustness)을 증가시킬 수 있다.
타임 인터리버(5050)는 데이터 파이프 레벨에서 동작할 수 있다. 타임 인터리빙의 파라미터는 각각의 데이터 파이프에 대해 다르게 설정될 수 있다. 타임 인터리버(5050)의 구체적인 동작에 관해서는 후술한다.
어드벤스 프로파일에 대한 BICM 블록의 처리 블록(5000-1)은 데이터 FEC 인코더, 비트 인터리버, 컨스텔레이션 매퍼, 및 타임 인터리버를 포함할 수 있다.
단, 처리 블록(5000-1)은 셀 워드 디멀티플렉서(5010-1) 및 MIMO 인코딩 블록(5020-1)을 더 포함한다는 점에서 처리 블록(5000)과 구별된다.
또한, 처리 블록(5000-1)에서의 데이터 FEC 인코더, 비트 인터리버, 컨스텔레이션 매퍼, 타임 인터리버의 동작은 전술한 데이터 FEC 인코더(5010), 비트 인터리버(5020), 컨스텔레이션 매퍼(5030), 타임 인터리버(5050)의 동작에 해당하므로, 그 설명은 생략한다.
셀 워드 디멀티플렉서(5010-1)는 어드벤스 프로파일의 데이터 파이프가 MIMO 처리를 위해 단일 셀 워드 스트림을 이중 셀 워드 스트림으로 분리하는 데 사용된다. 셀 워드 디멀티플렉서(5010-1)의 구체적인 동작에 관해서는 후술한다.
MIMO 인코딩 블록(5020-1)은 MIMO 인코딩 방식을 이용해서 셀 워드 디멀티플렉서(5010-1)의 출력을 처리할 수 있다. MIMO 인코딩 방식은 방송 신호 송신을 위해 최적화되었다. MIMO 기술은 용량 증가를 얻기 위한 유망한 방식이지만, 채널 특성에 의존한다. 특별히 방송에 대해서, 서로 다른 신호 전파 특성으로 인한 두 안테나 사이의 수신 신호 파워 차이 또는 채널의 강한 LOS 컴포넌트는 MIMO로부터 용량 이득을 얻는 것을 어렵게 한다. 제안된 MIMO 인코딩 방식은 MIMO 출력 신호 중 하나의 위상 랜덤화 및 회전 기반 프리코딩을 이용하여 이 문제를 극복한다.
MIMO 인코딩은 송신기 및 수신기 모두에서 적어도 두 개의 안테나를 필요로 하는 2x2 MIMO 시스템을 위해 의도된다. 두 개의 MIMO 인코딩 모드는 본 제안인 FR-SM (full-rate spatial multiplexing) 및 FRFD-SM (full-rate full-diversity spatial multiplexing)에서 정의된다. FR-SM 인코딩은 수신기 측에서의 비교적 작은 복잡도 증가로 용량 증가를 제공하는 반면, FRFD-SM 인코딩은 수신기 측에서의 큰 복잡도 증가로 용량 증가 및 추가적인 다이버시티 이득을 제공한다. 제안된 MIMO 인코딩 방식은 안테나 극성 배치를 제한하지 않는다.
MIMO 처리는 어드벤스 프로파일 프레임에 요구되는데, 이는 어드벤스 프로파일 프레임에서의 모든 데이터 파이프가 MIMO 인코더에 의해 처리된다는 것을 의미한다. MIMO 처리는 데이터 파이프 레벨에서 적용된다. 컨스텔레이션 매퍼 출력의 페어(pair, 쌍)인 NUQ (e1,i 및 e2,i)는 MIMO 인코더의 입력으로 공급된다. MIMO 인코더 출력 페어(pair, 쌍)(g1,i 및 g2,i)은 각각의 송신 안테나의 동일한 캐리어 k 및 OFDM 심볼 l에 의해 전송된다.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 블록을 나타낸다.
도 6에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록(1010)의 일 실시예에 해당한다.
도 6은 PLS, EAC, 및 FIC의 보호를 위한 BICM 블록을 나타낸다. EAC는 EAS 정보 데이터를 전달하는 프레임의 일부이고, FIC는 서비스와 해당하는 베이스 데이터 파이프 사이에서 매핑 정보를 전달하는 프레임에서의 로지컬 채널이다. EAC 및 FIC에 대한 상세한 설명은 후술한다.
도 6을 참조하면, PLS, EAC, 및 FIC의 보호를 위한 BICM 블록은 PLS FEC 인코더(6000), 비트 인터리버(6010), 및 컨스텔레이션 매퍼(6020)를 포함할 수 있다.
또한, PLS FEC 인코더(6000)는 스크램블러, BCH 인코딩/제로 삽입 블록, LDPC 인코딩 블록, 및 LDPC 패리티 펑처링(puncturing) 블록을 포함할 수 있다. BICM 블록의 각 블록에 대해 설명한다.
PLS FEC 인코더(6000)는 스크램블링된 PLS 1/2 데이터, EAC 및 FIC 섹션을 인코딩할 수 있다.
스크램블러는 BCH 인코딩 및 쇼트닝(shortening) 및 펑처링된 LDPC 인코딩 전에 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 스크램블링 할 수 있다.
BCH 인코딩/제로 삽입 블록은 PLS 보호를 위한 쇼트닝된 BCH 코드를 이용하여 스크램블링된 PLS 1/2 데이터에 외부 인코딩을 수행하고, BCH 인코딩 후에 제로 비트를 삽입할 수 있다. PLS1 데이터에 대해서만, 제로 삽입의 출력 비트가 LDPC 인코딩 전에 퍼뮤테이션(permutation) 될 수 있다.
LDPC 인코딩 블록은 LDPC 코드를 이용하여 BCH 인코딩/제로 삽입 블록의 출력을 인코딩할 수 있다. 완전한 코딩 블록을 생성하기 위해, Cldpc 및 패리티 비트 Pldpc는 각각의 제로가 삽입된 PLS 정보 블록 Ildpc로부터 조직적으로 인코딩되고, 그 뒤에 첨부된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000001
PLS1 및 PLS2에 대한 LDPC 코드 파라미터는 다음의 표 4와 같다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000004
LDPC 패리티 펑처링 블록은 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터에 대해 펑처링을 수행할 수 있다.
쇼트닝이 PLS1 데이터 보호에 적용되면, 일부 LDPC 패리티 비트는 LDPC 인코딩 후에 펑처링된다. 또한, PLS2 데이터 보호를 위해, PLS2의 LDPC 패리티 비트가 LDPC 인코딩 후에 펑처링된다. 이들 펑처링된 비트는 전송되지 않는다.
비트 인터리버(6010)는 각각의 쇼트닝 및 펑처링된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 인터리빙할 수 있다.
컨스텔레이션 매퍼(6020)는 비트 인터리빙된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 컨스텔레이션에 매핑할 수 있다.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩 블록(frame building block)을 나타낸다.
도 7에 도시한 프레임 빌딩 블록은 도 1을 참조하여 설명한 프레임 빌딩 블록(1020)의 일 실시예에 해당한다.
도 7을 참조하면, 프레임 빌딩 블록은 딜레이 컴펜세이션(delay compensation, 지연보상) 블록(7000), 셀 매퍼 (cell mapper) (7010), 및 프리퀀시 인터리버 (frequency interleaver) (7020)를 포함할 수 있다. 프레임 빌딩 블록의 각 블록에 관해 설명한다.
딜레이 컴펜세이션(delay compensation, 지연보상) 블록(7000)은 데이터 파이프와 해당하는 PLS 데이터 사이의 타이밍을 조절하여 송신기 측에서 데이터 파이프와 해당하는 PLS 데이터 간의 동시성(co-time)을 보장할 수 있다. 인풋 포맷 블록 및 BICM 블록으로 인한 데이터 파이프의 지연을 다룸으로써 PLS 데이터는 데이터 파이프만큼 지연된다. BICM 블록의 지연은 주로 타임 인터리버(5050)로 인한 것이다. 인 밴드(In-band) 시그널링 데이터는 다음 타임 인터리빙 그룹의 정보를 시그널링될 데이터 파이프보다 하나의 프레임 앞서 전달되도록 할 수 있다. 딜레이 컴펜세이션(delay compensation, 지연보상) 블록은 그에 맞추어 인 밴드(In-band) 시그널링 데이터를 지연시킨다.
셀 매퍼(7010)는 PLS, EAC, FIC, 데이터 파이프, 보조 스트림, 및 더미 셀을 프레임 내에서 OFDM 심볼의 액티브(active) 캐리어에 매핑할 수 있다. 셀 매퍼(7010)의 기본 기능은 각각의 데이터 파이프, PLS 셀, 및 EAC/FIC 셀에 대한 타임 인터리빙에 의해 생성된 데이터 셀을, 존재한다면, 하나의 프레임 내에서 각각의 OFDM 심볼에 해당하는 액티브(active) OFDM 셀의 어레이에 매핑하는 것이다. (PSI(program specific information)/SI와 같은) 서비스 시그널링 데이터는 개별적으로 수집되어 데이터 파이프에 의해 보내질 수 있다. 셀 매퍼는 프레임 구조의 구성 및 스케줄러에 의해 생성된 다이나믹 인포메이션(dynamic information, 동적 정보)에 따라 동작한다. 프레임에 관한 자세한 내용은 후술한다.
프리퀀시 인터리버(7020)는 셀 매퍼(7010)로부터 의해 수신된 데이터 셀을 랜덤하게 인터리빙하여 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다. 또한, 프리퀀시 인터리버(7020)는 단일 프레임에서 최대의 인터리빙 이득을 얻기 위해 다른 인터리빙 시드(seed) 순서를 이용하여 두 개의 순차적인 OFDM 심볼로 구성된 OFDM 심볼 페어(pair, 쌍)에서 동작할 수 있다.
전술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이션 블록을 나타낸다.
도 8에 도시된 OFDM 제너레이션 블록은 도 1을 참조하여 설명한 OFDM 제너레이션 블록(1030)의 일 실시예에 해당한다.
OFDM 제너레이션 블록은 프레임 빌딩 블록에 의해 생성된 셀에 의해 OFDM 캐리어를 변조하고, 파일럿을 삽입하고, 전송을 위한 시간 영역 신호를 생성한다. 또한, 해당 블록은 순차적으로 가드 인터벌을 삽입하고, PAPR 감소 처리를 적용하여 최종 RF 신호를 생성한다.
도 8을 참조하면, OFDM 제너레이션 블록은 파일럿 및 리저브드 톤 삽입 블록 (pilot and revserved tone insertion block) (8000), 2D-eSFN (single frequency network) 인코딩 블록(8010), IFFT (inverse fast Fourier transform) 블록(8020), PAPR 감소 블록(8030), 가드 인터벌 삽입 블록 (guard interval insertion block)(8040), 프리앰블 삽입 블록 (preamble insertion block)(8050), 기타 시스템 삽입 블록(8060), 및 DAC 블록(8070)을 포함할 수 있다. OFDM 제너레이션 블록의 각 블록에 대해 설명한다.
파일럿 및 리저브드 톤 삽입 블록(8000)은 파일럿 및 리저브드 톤을 삽입할 수 있다.
OFDM 심볼 내의 다양한 셀은 수신기에서 선험적으로 알려진 전송된 값을 갖는 파일럿으로 알려진 참조 정보로 변조된다. 파일럿 셀의 정보는 분산 파일럿, 연속 파일럿, 엣지 파일럿, FSS (frame signalling symbol) 파일럿, 및 FES (frame edge symbol) 파일럿으로 구성된다. 각 파일럿은 파일럿 타입 및 파일럿 패턴에 따라 특정 증가 파워 레벨에서 전송된다. 파일럿 정보의 값은 주어진 심볼에서 하나가 각각의 전송 캐리어에 대한 것인 일련의 값들에 해당하는 참조 시퀀스에서 유도된다. 파일럿은 프레임 동기화, 주파수 동기화, 시간 동기화, 채널 추정, 전송 모드 식별을 위해 사용될 수 있고, 또한 위상 잡음을 추적하기 위해 사용될 수 있다.
참조 시퀀스로부터 취한 참조 정보는 프레임의 프리앰블, FSS 및 FES를 제외한 모든 심볼에서 분산 파일럿 셀에서 전송된다. 연속 파일럿은 프레임의 모든 심볼에 삽입된다. 연속 파일럿의 수 및 위치는 FFT 사이즈 및 분산 파일럿 패턴에 모두 의존한다. 엣지 캐리어들은 프리앰블 심볼을 제외한 모든 심볼 내의 엣지 파일럿들과 동일하다. 엣지 캐리어들은 스펙트럼의 엣지까지 주파수 인터폴레이션(interpolation, 보간)을 허용하기 위해 삽입된다. FSS 파일럿들은 FSS에 삽입되고, FES 파일럿들은 FES에 삽입된다. FSS 파일럿들 및 FES 파일럿들은 프레임의 엣지까지 시간 인터폴레이션(interpolation, 보간)을 허용하기 위해 삽입된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 시스템은 매우 견고한 전송 모드를 지원하기 위해 분산 MISO 방식이 선택적으로 사용되는 SFN을 지원한다. 2D-eSFN은 다수의 송신 안테나를 사용하는 분산 MISO 방식으로서, 각 안테나는 SFN 네트워크에서 각각 다른 송신기에 위치할 수 있다.
2D-eSFN 인코딩 블록(8010)은 SFN 구성에서 시간 및 주파수 다이버시티를 생성하기 위해 2D-eSFN 처리를 하여 다수의 송신기로부터 전송된 신호의 위상을 왜곡시킬 수 있다. 따라서, 장시간 동안의 낮은 평면 페이딩 또는 깊은 페이딩으로 인한 버스트 오류가 경감될 수 있다.
IFFT 블록(8020)은 OFDM 변조 방식을 이용하여 2D-eSFN 인코딩 블록(8010)으로부터의 출력을 변조할 수 있다. 파일럿 (또는 리저브드 톤)으로 지정되지 않은 데이터 심볼에서의 모든 셀은 주파수 인터리버로부터의 데이터 셀 중 하나를 전달한다. 셀들은 OFDM 캐리어에 매핑된다.
PAPR 감소 블록(8030)은 시간 영역에서 다양한 PAPR 감소 알고리즘을 이용하여 입력 신호에 PAPR 감소를 실행한다.
가드 인터벌 삽입블록(8040)은 가드 인터벌을 삽입할 수 있고, 프리앰블 삽입 블록(8050)은 신호 앞에 프리앰블을 삽입할 수 있다. 프리앰블의 구조에 대한 자세한 내용은 후술한다.
기타 시스템 삽입 블록(8060)은 방송 서비스를 제공하는 둘 이상의 서로 다른 방송 송신/수신 시스템의 데이터가 동일한 RF 신호 대역에서 동시에 전송될 수 있도록 시간 영역에서 복수의 방송 송신/수신 시스템의 신호를 멀티플렉싱 할 수 있다. 이 경우, 둘 이상의 서로 다른 방송 송신/수신 시스템은 서로 다른 방송 서비스를 제공하는 시스템을 말한다. 서로 다른 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 등을 의미할 수 있다. 각각의 방송 서비스에 관련된 데이터는 서로 다른 프레임을 통해 전송될 수 있다.
DAC 블록(8070)은 입력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력할 수 있다. DAC 블록(8070)으로부터 출력된 신호는 물리 계층 프로파일에 따라 다수의 출력 안테나를 통해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 안테나는 수직 또는 수평 극성을 가질 수 있다.
전술한 블록은 설계에 따라 생략되거나 유사 또는 동일한 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치의 구조를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치는 도 1을 참조하여 설명한 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 송신 장치에 대응할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스에 대한 방송 신호 수신 장치는 동기 및 복조 모듈 (synchronization & demodulation module) (9000), 프레임 파싱 모듈 (frame parsing module) (9010), 디매핑 및 디코딩 모듈 (demapping & decoding module) (9020), 출력 프로세서 (output processor) (9030), 및 시그널링 디코딩 모듈 (signaling decoding module) (9040)을 포함할 수 있다. 방송 신호 수신 장치의 각 모듈의 동작에 대해 설명한다.
동기 및 복조 모듈(9000)은 m개의 수신 안테나를 통해 입력 신호를 수신하고, 방송 신호 수신 장치에 해당하는 시스템에 대해 신호 검출 및 동기화를 실행하고, 방송 신호 송신 장치에 의해 실행되는 절차의 역과정에 해당하는 복조를 실행할 수 있다.
프레임 파싱 모듈(9010)은 입력 신호 프레임을 파싱하고, 사용자에 의해 선택된 서비스가 전송되는 데이터를 추출할 수 있다. 방송 신호 송신 장치가 인터리빙을 실행하면, 프레임 파싱 모듈(9010)은 인터리빙의 역과정에 해당하는 디인터리빙을 실행할 수 있다. 이 경우, 추출되어야 하는 신호 및 데이터의 위치가 시그널링 디코딩 모듈(9040)로부터 출력된 데이터를 디코딩함으로써 획득되어, 방송 신호 송신 장치에 의해 생성된 스케줄링 정보가 복원될 수 있다.
디매핑 및 디코딩 모듈(9020)은 입력 신호를 비트 영역 데이터로 변환한 후, 필요에 따라 비트 영역 데이터들을 디인터리빙할 수 있다. 디매핑 및 디코딩 모듈(9020)은 전송 효율을 위해 적용된 매핑에 대한 디매핑을 실행하고, 디코딩을 통해 전송 채널에서 발생한 에러를 정정할 수 있다. 이 경우, 디매핑 및 디코딩 모듈(9020)은 시그널링 디코딩 모듈(9040)로부터 출력된 데이터를 디코딩함으로써 디매핑 및 디코딩을 위해 필요한 전송 파라미터를 획득할 수 있다.
출력 프로세서(9030)는 전송 효율을 향상시키기 위해 방송 신호 송신 장치에 의해 적용되는 다양한 압축/신호 처리 절차의 역과정을 실행할 수 있다. 이 경우, 출력 프로세서(9030)는 시그널링 디코딩 모듈(9040)로부터 출력된 데이터에서 필요한 제어 정보를 획득할 수 있다. 출력 프로세서(8300)의 출력은 방송 신호 송신 장치에 입력되는 신호에 해당하고, MPEG-TS, IP 스트림 (v4 또는 v6) 및 GS일 수 있다.
시그널링 디코딩 모듈(9040)은 동기 및 복조 모듈(9000)에 의해 복조된 신호로부터 PLS 정보를 획득할 수 있다. 전술한 바와 같이, 프레임 파싱 모듈(9010), 디매핑 및 디코딩 모듈(9200), 출력 프로세서(9300)는 시그널링 디코딩 모듈(9040)로부터 출력된 데이터를 이용하여 그 기능을 실행할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 구조를 나타낸다.
도 10은 프레임 타임의 구성예 및 슈퍼 프레임에서의 FRU (frame repetition unit, 프레임 반복 단위)를 나타낸다. (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 슈퍼 프레임을 나타내고, (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 FRU를 나타내고, (c)는 FRU에서의 다양한 피지컬 프로파일(PHY profile)의 프레임을 나타내고, (d)는 프레임의 구조를 나타낸다.
슈퍼 프레임은 8개의 FRU로 구성될 수 있다. FRU는 프레임의 TDM에 대한 기본 멀티플렉싱 단위이고, 슈퍼 프레임에서 8회 반복된다.
FRU에서 각 프레임은 피지컬 프로파일(베이스, 핸드헬드, 어드벤스 프로파일) 중 하나 또는 FEF에 속한다. FRU에서 프레임의 최대 허용수는 4이고, 주어진 피지컬 프로파일은 FRU에서 0회 내지 4회 중 어느 횟수만큼 나타날 수 있다(예를 들면, 베이스, 베이스, 핸드헬드, 어드벤스). 피지컬 프로파일 정의는 필요시 프리앰블에서의 PHY_PROFILE의 리저브드 값을 이용하여 확장될 수 있다.
FEF 부분은 포함된다면 FRU의 끝에 삽입된다. FEF가 FRU에 포함되는 경우, FEF의 최대수는 슈퍼 프레임에서 8이다. FEF 부분들이 서로 인접할 것이 권장되지 않는다.
하나의 프레임은 다수의 OFDM 심볼 및 프리앰블로 더 분리된다. (d)에 도시한 바와 같이, 프레임은 프리앰블, 하나 이상의 FSS, 노멀 데이터 심볼, FES를 포함한다.
프리앰블은 고속 퓨처캐스트 UTB 시스템 신호 검출을 가능하게 하고, 신호의 효율적인 송신 및 수신을 위한 기본 전송 파라미터의 집합을 제공하는 특별한 심볼이다. 프리앰블에 대한 자세한 내용은 후술한다.
FSS의 주된 목적은 PLS 데이터를 전달하는 것이다. 고속 동기화 및 채널 추정을 위해, 이에 따른 PLS 데이터의 고속 디코딩을 위해, FSS는 노멀 데이터 심볼보다 고밀도의 파일럿 패턴을 갖는다. FES는 FSS와 완전히 동일한 파일럿을 갖는데, 이는 FES에 바로 앞서는 심볼에 대해 외삽(extrapolation) 없이 FES 내에서의 주파수만의 인터폴레이션(interpolation, 보간) 및 시간적 보간(temporal interpolation)을 가능하게 한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조(signaling hierarchy structure) 를 나타낸다.
도 11은 시그널링 계층 구조를 나타내는데, 이는 세 개의 주요 부분인 프리앰블 시그널링 데이터(11000), PLS1 데이터(11010), 및 PLS2 데이터(11020)로 분할된다. 매 프레임마다 프리앰블 신호에 의해 전달되는 프리앰블의 목적은 프레임의 기본 전송 파라미터 및 전송 타입을 나타내는 것이다. PLS1은 수신기가 관심 있는 데이터 파이프에 접속하기 위한 파라미터를 포함하는 PLS2 데이터에 접속하여 디코딩할 수 있게 한다. PLS2는 매 프레임마다 전달되고, 두 개의 주요 부분인 PLS2-STAT 데이터와 PLS2-DYN 데이터로 분할된다. PLS2 데이터의 스태틱(static, 정적) 및 다이나믹(dynamic, 동적) 부분에는 필요시 패딩이 뒤따른다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 시그널링 데이터를 나타낸다.
프리앰블 시그널링 데이터는 수신기가 프레임 구조 내에서 PLS 데이터에 접속하고 데이터 파이프를 추적할 수 있게 하기 위해 필요한 21비트의 정보를 전달한다. 프리앰블 시그널링 데이터에 대한 자세한 내용은 다음과 같다.
PHY_PROFILE: 해당 3비트 필드는 현 프레임의 피지컬 프로파일 타입을 나타낸다. 서로 다른 피지컬 프로파일 타입의 매핑은 아래 표 5에 주어진다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000005
FFT_SIZE: 해당 2비트 필드는 아래 표 6에서 설명한 바와 같이 프레임 그룹 내에서 현 프레임의 FFT 사이즈를 나타낸다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000006
GI_FRACTION: 해당 3비트 필드는 아래 표 7에서 설명한 바와 같이 현 슈퍼 프레임에서의 가드 인터벌 일부(fraction) 값을 나타낸다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000007
EAC_FLAG: 해당 1비트 필드는 EAC가 현 프레임에 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 1로 설정되면, EAS가 현 프레임에 제공된다. 해당 필드가 0으로 설정되면, EAS가 현 프레임에서 전달되지 않는다. 해당 필드는 슈퍼 프레임 내에서 다이나믹(dynamic, 동적)으로 전환될 수 있다.
PILOT_MODE: 해당 1비트 필드는 현 프레임 그룹에서 현 프레임에 대해 파일럿 모드가 모바일 모드인지 또는 고정 모드인지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 0으로 설정되면, 모바일 파일럿 모드가 사용된다. 해당 필드가 1로 설정되면, 고정 파일럿 모드가 사용된다.
PAPR_FLAG: 해당 1비트 필드는 현 프레임 그룹에서 현 프레임에 대해 PAPR 감소가 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드가 1로 설정되면, 톤 예약(tone reservation)이 PAPR 감소를 위해 사용된다. 해당 필드가 0으로 설정되면, PAPR 감소가 사용되지 않는다.
FRU_CONFIGURE: 해당 3비트 필드는 현 슈퍼 프레임에서 존재하는 FRU의 피지컬 프로파일 타입 구성을 나타낸다. 현 슈퍼 프레임에서 모든 프리앰블에서의 해당 필드에서, 현 슈퍼 프레임에서 전달되는 모든 프로파일 타입이 식별된다. 해당 3비트 필드는 아래 표 8에 나타낸 바와 같이 각각의 프로파일에 대해 다르게 정의된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000008
RESERVED: 해당 7비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타낸다.
PLS1 데이터는 PLS2의 수신 및 디코딩을 가능하게 하기 위해 필요한 파라미터를 포함한 기본 전송 파라미터를 제공한다. 전술한 바와 같이, PLS1 데이터는 하나의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 변화하지 않는다. PLS1 데이터의 시그널링 필드의 구체적인 정의는 다음과 같다.
PREAMBLE_DATA: 해당 20비트 필드는 EAC_FLAG를 제외한 프리앰블 시그널링 데이터의 카피이다.
NUM_FRAME_FRU: 해당 2비트 필드는 FRU당 프레임 수를 나타낸다.
PAYLOAD_TYPE: 해당 3비트 필드는 프레임 그룹에서 전달되는 페이로드 데이터의 포맷을 나타낸다. PAYLOAD_TYPE은 표 9에 나타낸 바와 같이 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000009
NUM_FSS: 해당 2비트 필드는 현 프레임에서 FSS의 수를 나타낸다.
SYSTEM_VERSION: 해당 8비트 필드는 전송되는 신호 포맷의 버전을 나타낸다. SYSTEM_VERSION은 주 버전 및 부 버전의 두 개의 4비트 필드로 분리된다.
주 버전: SYSTEM_VERSION 필드의 MSB인 4비트는 주 버전 정보를 나타낸다. 주 버전 필드에서의 변화는 호환이 불가능한 변화를 나타낸다. 디폴트 값은 0000이다. 해당 표준에서 서술된 버전에 대해, 값이 0000으로 설정된다.
부 버전: SYSTEM_VERSION 필드의 LSB인 4비트는 부 버전 정보를 나타낸다. 부 버전 필드에서의 변화는 호환이 가능하다.
CELL_ID: 이는 ATSC 네트워크에서 지리적 셀을 유일하게 식별하는 16비트 필드이다. ATSC 셀 커버리지는 퓨처캐스트 UTB 시스템당 사용되는 주파수 수에 따라 하나 이상의 주파수로 구성될 수 있다. CELL_ID의 값이 알려지지 않거나 특정되지 않으면, 해당 필드는 0으로 설정된다.
NETWORK_ID: 이는 현 ATSC 네트워크를 유일하게 식별하는 16비트 필드이다.
SYSTEM_ID: 해당 16비트 필드는 ATSC 네트워크 내에서 퓨처캐스트 UTB 시스템을 유일하게 식별한다. 퓨처캐스트 UTB 시스템은 입력이 하나 이상의 입력 스트림(TS, IP, GS)이고 출력이 RF 신호인 지상파 방송 시스템이다. 퓨처캐스트 UTB 시스템은 존재한다면 FEF 및 하나 이상의 피지컬 프로파일을 전달한다. 동일한 퓨처캐스트 UTB 시스템은 서로 다른 입력 스트림을 전달하고 서로 다른 지리적 영역에서 서로 다른 RF를 사용할 수 있어, 로컬 서비스 삽입을 허용한다. 프레임 구조 및 스케줄링은 하나의 장소에서 제어되고, 퓨처캐스트 UTB 시스템 내에서 모든 전송에 대해 동일하다. 하나 이상의 퓨처캐스트 UTB 시스템은 모두 동일한 피지컬 구조 및 구성을 갖는다는 동일한 SYSTEM_ID 의미를 가질 수 있다.
다음의 루프(loop)는 각 프레임 타입의 길이 및 FRU 구성을 나타내는 FRU_PHY_PROFILE, FRU_FRAME_LENGTH, FRU_GI_FRACTION, RESERVED로 구성된다. 루프(loop) 사이즈는 FRU 내에서 4개의 피지컬 프로파일(FEF 포함)이 시그널링되도록 고정된다. NUM_FRAME_FRU가 4보다 작으면, 사용되지 않는 필드는 제로로 채워진다.
FRU_PHY_PROFILE: 해당 3비트 필드는 관련된 FRU의 (i+1)번째 프레임(i는 루프(loop) 인덱스)의 피지컬 프로파일 타입을 나타낸다. 해당 필드는 표 8에 나타낸 것과 동일한 시그널링 포맷을 사용한다.
FRU_FRAME_LENGTH: 해당 2비트 필드는 관련된 FRU의 (i+1)번째 프레임의 길이를 나타낸다. FRU_GI_FRACTION와 함께 FRU_FRAME_LENGTH를 사용하면, 프레임 듀레이션의 정확한 값이 얻어질 수 있다.
FRU_GI_FRACTION: 해당 3비트 필드는 관련된 FRU의 (i+1)번째 프레임의 가드 인터벌 일부 값을 나타낸다. FRU_GI_FRACTION은 표 7에 따라 시그널링 된다.
RESERVED: 해당 4비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
다음의 필드는 PLS2 데이터를 디코딩하기 위한 파라미터를 제공한다.
PLS2_FEC_TYPE: 해당 2비트 필드는 PLS2 보호에 의해 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링 된다. LDPC 코드에 대한 자세한 내용은 후술한다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000010
PLS2_MOD: 해당 3비트 필드는 PLS2에 의해 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변조 타입은 표 11에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000011
PLS2_SIZE_CELL: 해당 15비트 필드는 현 프레임 그룹에서 전달되는 PLS2에 대한 모든 코딩 블록의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)인 Ctotal _partial_block를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_STAT_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 현 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_DYN_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 현 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_REP_FLAG: 해당 1비트 플래그는 PLS2 반복 모드가 현 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, PLS2 반복 모드는 활성화된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, PLS2 반복 모드는 비활성화된다.
PLS2_REP_SIZE_CELL: 해당 15비트 필드는 PLS2 반복이 사용되는 경우 현 프레임 그룹의 매 프레임마다 전달되는 PLS2에 대한 부분 코딩 블록의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)인 Ctotal _partial_block를 나타낸다. 반복이 사용되지 않는 경우, 해당 필드의 값은 0과 동일하다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_NEXT_FEC_TYPE: 해당 2비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임에서 전달되는 PLS2에 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링 된다.
PLS2_NEXT_MOD: 해당 3비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임에서 전달되는 PLS2에 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변조 타입은 표 11에 따라 시그널링 된다.
PLS2_NEXT_REP_FLAG: 해당 1비트 플래그는 PLS2 반복 모드가 다음 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, PLS2 반복 모드는 활성화된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, PLS2 반복 모드는 비활성화된다.
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL: 해당 15비트 필드는 PLS2 반복이 사용되는 경우 다음 프레임 그룹의 매 프레임마다 전달되는 PLS2에 대한 전체 코딩 블록의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)인 Ctotal _full_block를 나타낸다. 다음 프레임 그룹에서 반복이 사용되지 않는 경우, 해당 필드의 값은 0과 동일하다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 다음 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹에서 일정하다.
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT: 해당 14비트 필드는 다음 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 사이즈를 비트수로 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹에서 일정하다.
PLS2_AP_MODE: 해당 2비트 필드는 현 프레임 그룹에서 PLS2에 대해 추가 패리티가 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. 아래의 표 12는 해당 필드의 값을 제공한다. 해당 필드의 값이 00으로 설정되면, 현 프레임 그룹에서 추가 패리티가 PLS2에 대해 사용되지 않는다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000012
PLS2_AP_SIZE_CELL: 해당 15비트 필드는 PLS2의 추가 패리티 비트의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
PLS2_NEXT_AP_MODE: 해당 2비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임마다 PLS2 시그널링에 대해 추가 패리티가 제공되는지 여부를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. 표 12는 해당 필드의 값을 정의한다.`
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL: 해당 15비트 필드는 다음 프레임 그룹의 매 프레임마다 PLS2의 추가 패리티 비트의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
RESERVED: 해당 32비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
CRC_32: 전체 PLS1 시그널링에 적용되는 32비트 에러 검출 코드
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.
도 14는 PLS2 데이터의 PLS2-STAT 데이터를 나타낸다. PLS2-STAT 데이터는 프레임 그룹 내에서 동일한 반면, PLS2-DYN 데이터는 현 프레임에 대해 특정한 정보를 제공한다.
PLS2-STAT 데이터의 필드에 대해 다음에 구체적으로 설명한다.
FIC_FLAG: 해당 1비트 필드는 FIC가 현 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, FIC는 현 프레임에서 제공된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, FIC는 현 프레임에서 전달되지 않는다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
AUX_FLAG: 해당 1비트 필드는 보조 스트림이 현 프레임 그룹에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, 보조 스트림은 현 프레임에서 제공된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, 보조 프레임은 현 프레임에서 전달되지 않는다. 해당 값은 현 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.
NUM_DP: 해당 6비트 필드는 현 프레임 내에서 전달되는 데이터 파이프의 수를 나타낸다. 해당 필드의 값은 1에서 64 사이이고, 데이터 파이프의 수는 NUM_DP+1이다.
DP_ID: 해당 6비트 필드는 피지컬 프로파일 내에서 유일하게 식별한다.
DP_TYPE: 해당 3비트 필드는 데이터 파이프의 타입을 나타낸다. 이는 아래의 표 13에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000013
DP_GROUP_ID: 해당 8비트 필드는 현 데이터 파이프가 관련되어 있는 데이터 파이프 그룹을 식별한다. 이는 수신기가 동일한 DP_GROUP_ID를 갖게 되는 특정 서비스와 관련되어 있는 서비스 컴포넌트의 데이터 파이프에 접속하는 데 사용될 수 있다.
BASE_DP_ID: 해당 6비트 필드는 관리 계층에서 사용되는 (PSI/SI와 같은) 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 데이터 파이프를 나타낸다. BASE_DP_ID에 의해 나타내는 데이터 파이프는 서비스 데이터와 함께 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 노멀 데이터 파이프이거나, 서비스 시그널링 데이터만을 전달하는 전용 데이터 파이프일 수 있다.
DP_FEC_TYPE: 해당 2비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 아래의 표 14에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000014
DP_COD: 해당 4비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 코드 레이트(code rate)을 나타낸다. 코드 레이트(code rate)은 아래의 표 15에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000015
DP_MOD: 해당 4비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 변조를 나타낸다. 변조는 아래의 표 16에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000016
DP_SSD_FLAG: 해당 1비트 필드는 SSD 모드가 관련된 데이터 파이프에서 사용되는지 여부를 나타낸다. 해당 필드의 값이 1로 설정되면, SSD는 사용된다. 해당 필드의 값이 0으로 설정되면, SSD는 사용되지 않는다.
다음의 필드는 PHY_PROFILE가 어드벤스 프로파일을 나타내는 010과 동일할 때에만 나타난다.
DP_MIMO: 해당 3비트 필드는 어떤 타입의 MIMO 인코딩 처리가 관련된 데이터 파이프에 적용되는지 나타낸다. MIMO 인코딩 처리의 타입은 아래의 표 17에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000017
DP_TI_TYPE: 해당 1비트 필드는 타임 인터리빙의 타입을 나타낸다. 0의 값은 하나의 타임 인터리빙 그룹이 하나의 프레임에 해당하고 하나 이상의 타임 인터리빙 블록을 포함하는 것을 나타낸다. 1의 값은 하나의 타임 인터리빙 그룹이 하나보다 많은 프레임으로 전달되고 하나의 타임 인터리빙 블록만을 포함하는 것을 나타낸다.
DP_TI_LENGTH: 해당 2비트 필드(허용된 값은 1, 2, 4, 8뿐이다)의 사용은 다음과 같은 DP_TI_TYPE 필드 내에서 설정되는 값에 의해 결정된다.
DP_TI_TYPE의 값이 1로 설정되면, 해당 필드는 각각의 타임 인터리빙 그룹이 매핑되는 프레임의 수인 PI를 나타내고, 타임 인터리빙 그룹당 하나의 타임 인터리빙 블록이 존재한다 (NTI=1). 해당 2비트 필드로 허용되는 PI의 값은 아래의 표 18에 정의된다.
DP_TI_TYPE의 값이 0으로 설정되면, 해당 필드는 타임 인터리빙 그룹당 타임 인터리빙 블록의 수 NTI를 나타내고, 프레임당 하나의 타임 인터리빙 그룹이 존재한다 (PI=1). 해당 2비트 필드로 허용되는 PI의 값은 아래의 표 18에 정의된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000018
DP_FRAME_INTERVAL: 해당 2비트 필드는 관련된 데이터 파이프에 대한 프레임 그룹 내에서 프레임 간격(IJUMP)을 나타내고, 허용된 값은 1, 2, 4, 8 (해당하는 2비트 필드는 각각 00, 01, 10, 11)이다. 프레임 그룹의 모든 프레임에 나타나지 않는 데이터 파이프에 대해, 해당 필드의 값은 순차적인 프레임 사이의 간격과 동일하다. 예를 들면, 데이터 파이프가 1, 5, 9, 13 등의 프레임에 나타나면, 해당 필드의 값은 4로 설정된다. 모든 프레임에 나타나는 데이터 파이프에 대해, 해당 필드의 값은 1로 설정된다.
DP_TI_BYPASS: 해당 1비트 필드는 타임 인터리버(5050)의 가용성을 결정한다. 데이터 파이프에 대해 타임 인터리빙이 사용되지 않으면, 해당 필드 값은 1로 설정된다. 반면, 타임 인터리빙이 사용되면, 해당 필드 값은 0으로 설정된다.
DP_FIRST_FRAME_IDX: 해당 5비트 필드는 현 데이터 파이프가 발생하는 슈퍼 프레임의 첫 번째 프레임의 인덱스를 나타낸다. DP_FIRST_FRAME_IDX의 값은 0에서 31 사이다.
DP_NUM_BLOCK_MAX: 해당 10비트 필드는 해당 데이터 파이프에 대한 DP_NUM_BLOCKS의 최대값을 나타낸다. 해당 필드의 값은 DP_NUM_BLOCKS와 동일한 범위를 갖는다.
DP_PAYLOAD_TYPE: 해당 2비트 필드는 주어진 데이터 파이프에 의해 전달되는 페이로드 데이터의 타입을 나타낸다. DP_PAYLOAD_TYPE은 아래의 표 19에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000019
DP_INBAND_MODE: 해당 2비트 필드는 현 데이터 파이프가 인 밴드(In-band) 시그널링 정보를 전달하는지 여부를 나타낸다. 인 밴드(In-band) 시그널링 타입은 아래의 표 20에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000020
DP_PROTOCOL_TYPE: 해당 2비트 필드는 주어진 데이터 파이프에 의해 전달되는 페이로드의 프로토콜 타입을 나타낸다. 페이로드의 프로토콜 타입은 입력 페이로드 타입이 선택되면 아래의 표 21에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000021
DP_CRC_MODE: 해당 2비트 필드는 CRC 인코딩이 인풋 포맷 블록에서 사용되는지 여부를 나타낸다. CRC 모드는 아래의 표 22에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000022
DNP_MODE: 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')로 설정되는 경우에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 널 패킷 삭제 모드를 나타낸다. DNP_MODE는 아래의 표 23에 따라 시그널링 된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')가 아니면, DNP_MODE는 00의 값으로 설정된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000023
ISSY_MODE: 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')로 설정되는 경우에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 ISSY 모드를 나타낸다. ISSY_MODE는 아래의 표 24에 따라 시그널링 된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')가 아니면, ISSY_MODE는 00의 값으로 설정된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000024
HC_MODE_TS: 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')로 설정되는 경우에 관련된 데이터 파이프에 의해 사용되는 TS 헤더 압축 모드를 나타낸다. HC_MODE_TS는 아래의 표 25에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000025
HC_MODE_IP: 해당 2비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 IP ('01')로 설정되는 경우에 IP 헤더 압축 모드를 나타낸다. HC_MODE_IP는 아래의 표 26에 따라 시그널링 된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000026
PID: 해당 13비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS ('00')로 설정되고 HC_MODE_TS가 01 또는 10으로 설정되는 경우에 TS 헤더 압축을 위한 PID 수를 나타낸다.
RESERVED: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
다음 필드는 FIC_FLAG가 1과 동일할 때만 나타난다.
FIC_VERSION: 해당 8비트 필드는 FIC의 버전 넘버를 나타낸다.
FIC_LENGTH_BYTE: 해당 13비트 필드는 FIC의 길이를 바이트 단위로 나타낸다.
RESERVED: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
다음 필드는 AUX_FLAG가 1과 동일할 때만 나타난다.
NUM_AUX: 해당 4비트 필드는 보조 스트림의 수를 나타낸다. 제로는 보조 스트림이 사용되지 않는 것을 나타낸다.
AUX_CONFIG_RFU: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
AUX_STREAM_TYPE: 해당 4비트는 현 보조 스트림의 타입을 나타내기 위한 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
AUX_PRIVATE_CONFIG: 해당 28비트 필드는 보조 스트림을 시그널링 하기 위한 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
도 15는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타낸다.
도 15는 PLS2 데이터의 PLS2-DYN을 나타낸다. PLS2-DYN 데이터의 값은 하나의 프레임 그룹의 듀레이션 동안 변화할 수 있는 반면, 필드의 사이즈는 일정하다.
PLS2-DYN 데이터의 필드의 구체적인 내용은 다음과 같다.
FRAME_INDEX: 해당 5비트 필드는 슈퍼 프레임 내에서 현 프레임의 프레임 인덱스를 나타낸다. 슈퍼 프레임의 첫 번째 프레임의 인덱스는 0으로 설정된다.
PLS_CHANGE_COUNTER: 해당 4비트 필드는 구성이 변화하기 전의 슈퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성이 변화하는 다음 슈퍼 프레임은 해당 필드 내에서 시그널링 되는 값에 의해 나타낸다. 해당 필드의 값이 0000으로 설정되면, 이는 어떠한 예정된 변화도 예측되지 않는 것을 의미한다. 예를 들면, 1의 값은 다음 슈퍼 프레임에 변화가 있다는 것을 나타낸다.
FIC_CHANGE_COUNTER: 해당 4비트 필드는 구성(즉, FIC의 콘텐츠)이 변화하기 전의 슈퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성이 변화하는 다음 슈퍼 프레임은 해당 필드 내에서 시그널링 되는 값에 의해 나타낸다. 해당 필드의 값이 0000으로 설정되면, 이는 어떠한 예정된 변화도 예측되지 않는 것을 의미한다. 예를 들면, 0001의 값은 다음 슈퍼 프레임에 변화가 있다는 것을 나타낸다.
RESERVED: 해당 16비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
다음 필드는 현 프레임에서 전달되는 데이터 파이프와 관련된 파라미터를 설명하는 NUM_DP에서의 루프(loop)에 나타난다.
DP_ID: 해당 6비트 필드는 피지컬 프로파일 내에서 데이터 파이프를 유일하게 나타낸다.
DP_START: 해당 15비트 (또는 13비트) 필드는 DPU 어드레싱(addressing) 기법을 사용하여 데이터 파이프의 첫 번째의 시작 위치를 나타낸다. DP_START 필드는 아래의 표 27에 나타낸 바와 같이 피지컬 프로파일 및 FFT 사이즈에 따라 다른 길이를 갖는다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000027
DP_NUM_BLOCK: 해당 10비트 필드는 현 데이터 파이프에 대한 현 타임 인터리빙 그룹에서 FEC 블록의 수를 나타낸다. DP_NUM_BLOCK의 값은 0에서 1023 사이에 있다.
RESERVED: 해당 8비트 필드는 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다.
다음의 필드는 EAC와 관련된 FIC 파라미터를 나타낸다.
EAC_FLAG: 해당 1비트 필드는 현 프레임에서 EAC의 존재를 나타낸다. 해당 비트는 프리앰블에서 EAC_FLAG와 같은 값이다.
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM: 해당 8비트 필드는 자동 활성화 지시의 버전 넘버를 나타낸다.
EAC_FLAG 필드가 1과 동일하면, 다음의 12비트가 EAC_LENGTH_BYTE 필드에 할당된다. EAC_FLAG 필드가 0과 동일하면, 다음의 12비트가 EAC_COUNTER에 할당된다.
EAC_LENGTH_BYTE: 해당 12비트 필드는 EAC의 길이를 바이트로 나타낸다.
EAC_COUNTER: 해당 12비트 필드는 EAC가 도달하는 프레임 전의 프레임의 수를 나타낸다.
다음 필드는 AUX_FLAG 필드가 1과 동일한 경우에만 나타난다.
AUX_PRIVATE_DYN: 해당 48비트 필드는 보조 스트림을 시그널링 하기 위한 추후 사용을 위해 리저브드(reserved)된다. 해당 필드의 의미는 설정 가능한 PLS2-STAT에서 AUX_STREAM_TYPE의 값에 의존한다.
CRC_32: 전체 PLS2에 적용되는 32비트 에러 검출 코드.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임의 로지컬(logical) 구조를 나타낸다.
전술한 바와 같이, PLS, EAC, FIC, 데이터 파이프, 보조 스트림, 더미 셀은 프레임에서 OFDM 심볼의 액티브(active) 캐리어에 매핑된다. PLS1 및 PLS2는 처음에 하나 이상의 FSS에 매핑된다. 그 후, EAC가 존재한다면 EAC 셀은 바로 뒤따르는 PLS 필드에 매핑된다. 다음에 FIC가 존재한다면 FIC 셀이 매핑된다. 데이터 파이프는 PLS 다음에 매핑되거나, EAC 또는 FIC가 존재하는 경우, EAC 또는 FIC 이후에 매핑된다. 타입 1 데이터 파이프가 처음에 매핑되고, 타입 2 데이터 파이프가 다음에 매핑된다. 데이터 파이프의 타입의 구체적인 내용은 후술한다. 일부 경우, 데이터 파이프는 EAS에 대한 일부 특수 데이터 또는 서비스 시그널링 데이터를 전달할 수 있다. 보조 스트림 또는 스트림은 존재한다면 데이터 파이프를 다음에 매핑되고 여기에는 차례로 더미 셀이 뒤따른다. 전술한 순서, 즉, PLS, EAC, FIC, 데이터 파이프, 보조 스트림, 및 더미 셀의 순서로 모두 함께 매핑하면 프레임에서 셀 용량을 정확히 채운다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 매핑을 나타낸다.
PLS 셀은 FSS의 액티브(active) 캐리어에 매핑된다. PLS가 차지하는 셀의 수에 따라, 하나 이상의 심볼이 FSS로 지정되고, FSS의 수 NFSS는 PLS1에서의 NUM_FSS에 의해 시그널링된다. FSS는 PLS 셀을 전달하는 특수한 심볼이다. 경고성 및 지연 시간(latency)은 PLS에서 중대한 사안이므로, FSS는 높은 파일럿 밀도를 가지고 있어 고속 동기화 및 FSS 내에서의 주파수만의 인터폴레이션(interpoloation, 보간)을 가능하게 한다.
PLS 셀은 도 17의 예에 나타낸 바와 같이 하향식으로 FSS의 액티브(active) 캐리어에 매핑된다. PLS1 셀은 처음에 첫 FSS의 첫 셀부터 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된다. PLS2 셀은 PLS1의 마지막 셀 직후에 뒤따르고, 매핑은 첫 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 PLS 셀의 총 수가 하나의 FSS의 액티브(active) 캐리어의 수를 초과하면, 매핑은 다음 FSS로 진행되고 첫 FSS와 완전히 동일한 방식으로 계속된다.
PLS 매핑이 완료된 후, 데이터 파이프가 다음에 전달된다. EAC, FIC 또는 둘 다 현 프레임에 존재하면, EAC 및 FIC는PLS와 노멀 데이터 파이프 사이에 배치된다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 EAC 매핑을 나타낸다.
EAC는 EAS 메시지를 전달하는 전용 채널이고 EAS에 대한 데이터 파이프에 연결된다. EAS 지원은 제공되지만, EAC 자체는 모든 프레임에 존재할 수도 있고 존재하지 않을 수도 있다. EAC가 존재하는 경우, EAC는 PLS2 셀의 직후에 매핑된다. PLS 셀을 제외하고 FIC, 데이터 파이프, 보조 스트림 또는 더미 셀 중 어느 것도 EAC 앞에 위치하지 않는다. EAC 셀의 매핑 절차는 PLS와 완전히 동일하다.
EAC 셀은 도 18의 예에 나타낸 바와 같이 PLS2의 다음 셀부터 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된다. EAS 메시지 크기에 따라, 도 18에 나타낸 바와 같이 EAC 셀은 적은 심볼을 차지할 수 있다.
EAC 셀은 PLS2의 마지막 셀 직후에 뒤따르고, 매핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 EAC 셀의 총 수가 마지막 FSS의 남아 있는 액티브(active) 캐리어의 수를 초과하면, EAC 매핑은 다음 심볼로 진행되며, FSS와 완전히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우 EAC의 매핑이 이루어지는 다음 심볼은 노멀 데이터 심볼이고, 이는 FSS보다 더 많은 액티브(active) 캐리어를 갖는다.
EAC 매핑이 완료된 후, 존재한다면 FIC가 다음에 전달된다. FIC가 전송되지 않으면(PLS2 필드에서 시그널링으로), 데이터 파이프가 EAC의 마지막 셀 직후에 뒤따른다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 FIC 매핑을 나타낸다.
(a)는 EAC 없이 FIC 셀의 매핑의 예를 나타내고, (b)는 EAC와 함께 FIC 셀의 매핑의 예를 나타낸다.
FIC는 고속 서비스 획득 및 채널 스캔을 가능하게 하기 위해 계층간 정보(cross-layer information)를 전달하는 전용 채널이다. 해당 정보는 주로 데이터 파이프 사이의 채널 바인딩 (channel binding) 정보 및 각 방송사의 서비스를 포함한다. 고속 스캔을 위해, 수신기는 FIC를 디코딩하고 방송사 ID, 서비스 수, BASE_DP_ID와 같은 정보를 획득할 수 있다. 고속 서비스 획득을 위해, FIC뿐만 아니라 베이스 데이터 파이프도 BASE_DP_ID를 이용해서 디코딩 될 수 있다. 베이스 데이터 파이프가 전송하는 콘텐트를 제외하고, 베이스 데이터 파이프는 노멀 데이터 파이프와 정확히 동일한 방식으로 인코딩되어 프레임에 매핑된다. 따라서, 베이스 데이터 파이프에 대한 추가 설명이 필요하지 않다. FIC 데이터가 생성되어 관리 계층에서 소비된다. FIC 데이터의 콘텐트는 관리 계층 사양에 설명된 바와 같다.
FIC 데이터는 선택적이고, FIC의 사용은 PLS2의 스태틱(static, 정적)인 부분에서 FIC_FLAG 파라미터에 의해 시그널링 된다. FIC가 사용되면, FIC_FLAG는 1로 설정되고, FIC에 대한 시그널링 필드는 PLS2의 스태틱(static, 정적)인 부분에서 정의된다. 해당 필드에서 시그널링되는 것은 FIC_VERSION이고, FIC_LENGTH_BYTE. FIC는 PLS2와 동일한 변조, 코딩, 타임 인터리빙 파라미터를 사용한다. FIC는 PLS2_MOD 및 PLS2_FEC와 같은 동일한 시그널링 파라미터를 공유한다. FIC 데이터는 존재한다면 PLS2 후에 매핑되거나, EAC가 존재하는 경우 EAC 직후에 매핑된다. 노멀 데이터 파이프, 보조 스트림, 또는 더미 셀 중 어느 것도 FIC 앞에 위치하지 않는다. FIC 셀을 매핑하는 방법은 EAC와 완전히 동일하고, 이는 다시 PLS와 동일하다.
PLS 후의 EAC가 존재하지 않는 경우, FIC 셀은 (a)의 예에 나타낸 바와 같이 PLS2의 다음 셀부터 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된다. FIC 데이터 사이즈에 따라, (b)에 나타낸 바와 같이, FIC 셀은 수 개의 심볼에 대해서 매핑된다.
FIC 셀은 PLS2의 마지막 셀 직후에 뒤따르고, 매핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 아래방향으로 계속된다. 필요한 FIC 셀의 총 수가 마지막 FSS의 남아 있는 액티브(active) 캐리어의 수를 초과하면, 나머지 FIC 셀의 매핑은 다음 심볼로 진행되며 이는 FSS와 완전히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우, FIC가 매핑되는 다음 심볼은 노멀 데이터 심볼이며, 이는 FSS보다 더 많은 액티브(active) 캐리어를 갖는다.
EAS 메시지가 현 프레임에서 전송되면, EAC는 FIC 보다 먼저 매핑되고 (b)에 나타낸 바와 같이 EAC의 다음 셀부터 FIC 셀은 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된다.
FIC 매핑이 완료된 후, 하나 이상의 데이터 파이프가 매핑되고, 이후 존재한다면 보조 스트림, 더미 셀이 뒤따른다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 파이프의 타입을 나타낸다.
(a)는 타입 1 데이터 파이프를 나타내고, (b)는 타입 2 데이터 파이프를 나타낸다.
선행하는 채널, 즉 PLS, EAC, FIC가 매핑된 후, 데이터 파이프의 셀이 매핑된다. 데이터 파이프는 매핑 방법에 따라 두 타입 중 하나로 분류된다.
타입 1 데이터 파이프: 데이터 파이프가 TDM에 의해 매핑된다.
타입 2 데이터 파이프: 데이터 파이프가 FDM에 의해 매핑된다.
데이터 파이프의 타입은 PLS2의 스태틱(static, 정적)인 부분에서 DP_TYPE 필드에 의해 나타낸다. 도 20은 타입 1 데이터 파이프 및 타입 2 데이터 파이프의 매핑 순서를 나타낸다. 타입 1 데이터 파이프는 우선 셀 인덱스의 오름차순으로 매핑된 후, 마지막 셀 인덱스에 도달한 후, 심볼 인덱스가 1씩 증가된다. 다음 심볼 내에서, 데이터 파이프는 p = 0을 시작으로 셀 인덱스의 오름차순으로 계속 매핑된다. 하나의 프레임에서 함께 매핑되는 다수의 데이터 파이프와 함께, 각각의 타입 1 데이터 파이프는 데이터 파이프의 TDM과 유사하게 시간으로 그루핑된다.
타입 2 데이터 파이프는 우선 심볼 인덱스의 오름차순으로 매핑되고, 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 도달한 후, 셀 인덱스는 1씩 증가하고, 심볼 인덱스는 첫 번째 가용 심볼로 되돌아 간 후, 그 심볼 인덱스부터 증가한다. 하나의 프레임에서 다수의 데이터 파이프를 매핑한 후, 각각의 타입 2 데이터 파이프는 데이터 파이프의 FDM과 유사하게 주파수로 그루핑된다.
타입 1 데이터 파이프 및 타입 2 데이터 파이프는 필요시 프레임에서 공존할 수 있는데, 타입 1 데이터 파이프가 항상 타입 2 데이터 파이프에 선행한다는 제한이 있다. 타입 1 및 타입 2 데이터 파이프를 전달하는 OFDM 셀의 총 수는 데이터 파이프의 전송에 사용할 수 있는 OFDM 셀의 총 수를 초과할 수 없다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000002
이때, DDP1는 타입 1 데이터 파이프가 차지하는 OFDM 셀의 수에 해당하고, DDP2는 타입 2 데이터 파이프가 차지하는 셀의 수에 해당한다. PLS, EAC, FIC가 모두 타입 1 데이터 파이프와 마찬가지 방식으로 매핑되므로, PLS, EAC, FIC는 모두 "타입 1 매핑 규칙"에 따른다. 따라서, 대체로 타입 1 매핑이 항상 타입 2 매핑에 선행한다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 파이프 매핑을 나타낸다.
(a)는 타입 1 데이터 파이프를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱을 나타내고, (b)는 타입 2 데이터 파이프를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱을 나타낸다.
타입 1 데이터 파이프(0, …, DDP1-1)를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱은 타입 1 데이터 파이프의 액티브(active) 데이터 셀에 대해 정의된다. 어드레싱 방식은 각각의 타입 1 데이터 파이프에 대한 타임 인터리빙으로부터의 셀이 액티브(active) 데이터 셀에 할당되는 순서를 정의한다. 어드레싱 방식은 또한 PLS2의 다이나믹(dynamic, 동적) 부분에서 데이터 파이프의 위치를 시그널링 하는 데 사용된다.
EAC 및 FIC 없이, 어드레스 0은 마지막 FSS에서 PLS를 전달하는 마지막 셀에 바로 뒤따르는 셀을 말한다. EAC가 전송되고, FIC가 해당하는 프레임에 없으면, 어드레스 0은 EAC를 전달하는 마지막 셀에 바로 뒤따르는 셀을 말한다. FIC가 해당하는 프레임에서 전송되면, 어드레스 0은 FIC를 전달하는 마지막 셀에 바로 뒤따르는 셀을 말한다. 타입 1 데이터 파이프에 대한 어드레스 0은 (a)에 나타낸 바와 같은 두 가지 서로 다른 경우를 고려해서 산출될 수 있다. (a)의 예에서, PLS, EAC, FIC는 모두 전송된다고 가정한다. EAC와 FIC 중 하나 또는 모두가 생략되는 경우로의 확장은 자명하다. (a)의 좌측에 나타낸 바와 같이 FIC까지 모든 셀을 매핑한 후에 FSS에 남아 있는 셀이 있으면.
타입 2 데이터 파이프(0, …, DDP2-1)를 매핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱은 타입 2 데이터 파이프의 액티브(active) 데이터 셀에 대해 정의된다. 어드레싱 방식은 각각의 타입 2 데이터 파이프에 대한 타임 인터리빙으로부터의 셀이 액티브(active) 데이터 셀에 할당되는 순서를 정의한다. 어드레싱 방식은 또한 PLS2의 다이나믹(dynamic, 동적) 부분에서 데이터 파이프의 위치를 시그널링 하는 데 사용된다.
(b)에 나타낸 바와 같이, 세 가지 약간 다른 경우가 가능하다. (b)의 좌측에 나타낸 첫 번째 경우에, 마지막 FSS에 있는 셀은 타입 2 데이터 파이프 매핑에 사용될 수 있다. 중앙에 나타낸 두 번째 경우에, FIC는 노멀 심볼의 셀을 차지하지만, 해당 심볼에서의 FIC 셀의 수는 CFSS보다 크지 않다. (b)의 우측에 나타낸 세 번째 경우는 해당 심볼에 매핑된 FIC 셀의 수가 CFSS를 초과한다는 점을 제외하고 두 번째 경우와 동일하다.
PLS, EAC, FIC가 타입 1 데이터 파이프와 동일한 "타입 1 매핑 규칙"에 따르므로, 타입 1 데이터 파이프가 타입 2 데이터 파이프에 선행하는 경우로의 확장은 자명하다.
데이터 파이프 유닛(DPU)은 프레임에서 데이터 셀을 데이터 파이프에 할당하는 기본 단위이다.
DPU는 프레임에서 데이터 파이프의 위치를 찾아내기 위한 시그널링 단위로 정의된다. 셀 매퍼(7010)는 각각의 데이터 파이프에 대해 타임 인터리빙에 의해 생성된 셀을 매핑할 수 있다. 타임 인터리버(5050)는 일련의 타임 인터리빙 블록을 출력하고, 각각의 타임 인터리빙 블록은 XFECBLOCK의 가변 수를 포함하고, 이는 결국 셀의 집합으로 구성된다. XFECBLOCK에서의 셀의 수 Ncells는 FECBLOCK 사이즈, Nldpc, 컨스텔레이션 심볼당 전송되는 비트 수에 의존한다. DPU는 주어진 피지컬 프로파일에서 지원되는 XFECBLOCK에서의 셀의 수 Ncells의 모든 가능한 값의 최대 공약수로 정의된다. 셀에서의 DPU의 길이는 LDPU로 정의된다. 각각의 피지컬 프로파일은 FECBLOCK 사이즈의 서로 다른 조합 및 컨스텔레이션 심볼당 다른 비트 수를 지원하므로, LDPU는 피지컬 프로파일을 기초로 정의된다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC 구조를 나타낸다.
도 22는 비트 인터리빙 전의 본 발명의 일 실시예에 따른 FEC 구조를 나타낸다. 전술한 바와 같이, 데이터 FEC 인코더는 외부 코딩(BCH) 및 내부 코딩(LDPC)을 이용하여 FECBLOCK 절차를 생성하기 위해 입력 BBF에 FEC 인코딩을 실행할 수 있다. 도시된 FEC 구조는 FECBLOCK에 해당한다. 또한, FECBLOCK 및 FEC 구조는 LDPC 코드워드의 길이에 해당하는 동일한 값을 갖는다.
도 22에 도시된 바와 같이, BCH 인코딩이 각각의 BBF(Kbch 비트)에 적용된 후, LDPC 인코딩이 BCH - 인코딩된 BBF(Kldpc 비트 = Nbch 비트)에 적용된다.
Nldpc의 값은 64800 비트 (롱 FECBLOCK) 또는 16200 비트 (쇼트 FECBLOCK)이다.
아래의 표 28 및 표 29는 롱 FECBLOCK 및 쇼트 FECBLOCK 각각에 대한 FEC 인코딩 파라미터를 나타낸다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000028
Figure PCTKR2015011839-appb-T000029
BCH 인코딩 및 LDPC 인코딩의 구체적인 동작은 다음과 같다.
12-에러 정정 BCH 코드가 BBF의 외부 인코딩에 사용된다. 쇼트 FECBLOCK 및 롱 FECBLOCK에 대한 BBF 생성 다항식은 모든 다항식을 곱함으로써 얻어진다.
LDPC 코드는 외부 BCH 인코딩의 출력을 인코딩하는 데 사용된다. 완성된 Bldpc (FECBLOCK)를 생성하기 위해, Pldpc (패리티 비트)가 각각의 Ildpc (BCH - 인코딩된 BBF)로부터 조직적으로 인코딩되고, Ildpc에 첨부된다. 완성된 Bldpc (FECBLOCK)는 다음의 수학식으로 표현된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000003
롱 FECBLOCK 및 쇼트 FECBLOCK에 대한 파라미터는 위의 표 28 및 29에 각각 주어진다.
롱 FECBLOCK에 대해 Nldpc - Kldpc 패리티 비트를 계산하는 구체적인 절차는 다음과 같다.
1) 패리티 비트 초기화
Figure PCTKR2015011839-appb-M000004
2) 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 첫 번째 행에서 특정된 패리티 비트 어드레스에서 첫 번째 정보 비트 i0 누산(accumulate). 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 상세한 내용은 후술한다. 예를 들면, 비율 13/15에 대해,
Figure PCTKR2015011839-appb-M000005
3) 다음 359개의 정보 비트 is, s=1, 2, …, 359에 대해, 다음의 수학식을 이용하여 패리티 비트 어드레스에서 is 누산(accumulate).
Figure PCTKR2015011839-appb-M000006
여기서, x는 첫 번째 비트 i0에 해당하는 패리티 비트 누산기의 어드레스를 나타내고, Qldpc는 패리티 체크 매트릭스의 어드레서에서 특정된 코드 레이트(code rate) 의존 상수이다. 상기 예인, 비율 13/15에 대한, 따라서 정보 비트 i1에 대한 Qldpc = 24에 계속해서, 다음 동작이 실행된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000007
4) 361번째 정보 비트 i360에 대해, 패리티 비트 누산기의 어드레스는 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 두 번째 행에 주어진다. 마찬가지 방식으로, 다음 359개의 정보 비트 is, s= 361, 362, …, 719에 대한 패리티 비트 누산기의 어드레스는 수학식 6을 이용하여 얻어진다. 여기서, x는 정보 비트 i360에 해당하는 패리티 비트 누산기의 어드레스, 즉 패리티 체크 매트릭스의 두 번째 행의 엔트리를 나타낸다.
5) 마찬가지 방식으로, 360개의 새로운 정보 비트의 모든 그룹에 대해, 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로부터의 새로운 행은 패리티 비트 누산기의 어드레스를 구하는 데 사용된다.
모든 정보 비트가 이용된 후, 최종 패리티 비트가 다음과 같이 얻어진다.
6) i=1로 시작해서 다음 동작을 순차적으로 실행
Figure PCTKR2015011839-appb-M000008
여기서 pi, i=0,1,...Nldpc - Kldpc - 1의 최종 콘텐트는 패리티 비트 pi와 동일하다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000030
표 30을 표 31로 대체하고, 롱 FECBLOCK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드레스를 쇼트 FECBLOCK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로 대체하는 것을 제외하고, 쇼트 FECBLOCK에 대한 해당 LDPC 인코딩 절차는 롱 FECBLOCK에 대한 t LDPC 인코딩 절차에 따른다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000031
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 인터리빙을 나타낸다.
LDPC 인코더의 출력은 비트 인터리빙되는데, 이는 QCB (quasi-cyclic block) 인터리빙 및 내부 그룹 인터리빙이 뒤따르는 패리티 인터리빙으로 구성된다.
(a)는 QCB 인터리빙을 나타내고, (b)는 내부 그룹 인터리빙을 나타낸다.
FECBLOCK은 패리티 인터리빙될 수 있다. 패리티 인터리빙의 출력에서, LDPC 코드워드는 롱 FECBLOCK에서 180개의 인접하는 QCB으로 구성되고, 쇼트 FECBLOCK에서 45개의 인접하는 QCB으로 구성된다. 롱 또는 쇼트 FECBLOCK에서의 각각의 QCB는 360비트로 구성된다. 패리티 인터리빙된 LDPC 코드워드는 QCB 인터리빙에 의해 인터리빙된다. QCB 인터리빙의 단위는 QCB이다. 패리티 인터리빙의 출력에서의 QCB는 도 23에 나타낸 바와 같이 QCB 인터리빙에 의해 퍼뮤테이션되는데, 여기서 FECBLOCK 길이에 따라 Ncells = 64800/
Figure PCTKR2015011839-appb-I000001
또는 16200/
Figure PCTKR2015011839-appb-I000002
이다. QCB 인터리빙 패턴은 변조 타입 및 LDPC 코드 레이트(code rate)의 각 조합에 고유하다.
QCB 인터리빙 후에, 내부 그룹 인터리빙이 아래의 표 32에 정의된 변조 타입 및 차수(
Figure PCTKR2015011839-appb-I000003
)에 따라 실행된다. 하나의 내부 그룹에 대한 QCB의 수 NQCB_IG도 정의된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000032
내부 그룹 인터리빙 과정은 QCB 인터리빙 출력의 NQCB _ IG개의 QCB로 실행된다. 내부 그룹 인터리빙은 360개의 열 및 NQCB _ IG개의 행을 이용해서 내부 그룹의 비트를 기입하고 판독하는 과정을 포함한다. 기입 동작에서, QCB 인터리빙 출력으로부터의 비트가 행 방향으로 기입된다. 판독 동작은 열 방향으로 실행되어 각 행에서 m개의 비트를 판독한다. 여기서 m은 NUC의 경우 1과 같고 NUQ의 경우 2와 같다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.
도 24에서, (a)는 8 및 12 bpcu MIMO에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타내고, (b)는 10 bpcu MIMO에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.
비트 인터리빙 출력의 각각의 셀 워드(c0,l, c1,l, …, cnmod - 1,l)는 하나의 XFECBLOCK에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱 과정을 설명하는 (a)에 나타낸 바와 같이 (d1, 0,m, d1,1,m…, d1,nmod-1,m) 및 (d2,0,m, d2,1,m…, d2,nmod-1,m)로 디멀티플렉싱된다.
MIMO 인코딩을 위해 다른 타입의 NUQ를 이용하는 10 bpcu MIMO 경우에, NUQ-1024에 대한 비트 인터리버가 재사용된다. 비트 인터리버 출력의 각각의 셀 워드 (c0,l, c1,l, …, c9,l)는 (b)에 나타낸 바와 같이 (d1, 0,m, d1,1,m…, d1,3,m) 및 (d2, 0,m, d2,1,m…, d2,5,m)로 디멀티플렉싱된다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 타임 인터리빙을 나타낸다.
(a) 내지 (c)는 타임 인터리빙 모드의 예를 나타낸다.
타임 인터리버는 데이터 파이프 레벨에서 동작한다. 타임 인터리빙의 파라미터는 각각의 데이터 파이프에 대해 다르게 설정될 수 있다.
PLS2-STAT 데이터의 일부에 나타나는 다음의 파라미터는 타임 인터리빙을 구성한다.
DP_TI_TYPE (허용된 값: 0 또는 1): 타임 인터리빙 모드를 나타낸다. 0은 타임 인터리빙 그룹당 다수의 타임 인터리빙 블록(하나 이상의 타임 인터리빙 블록)을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우, 하나의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 (프레임간 인터리빙 없이) 직접 매핑된다. 1은 타임 인터리빙 그룹당 하나의 타임 인터리빙 블록만을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우, 타임 인터리빙 블록은 하나 이상의 프레임에 걸쳐 확산된다(프레임간 인터리빙).
DP_TI_LENGTH: DP_TI_TYPE = '0'이면, 해당 파라미터는 타임 인터리빙 그룹당 타임 인터리빙 블록의 수 NTI이다. DP_TI_TYPE = '1'인 경우, 해당 파라미터는 하나의 타임 인터리빙 그룹으로부터 확산되는 프레임의 수 PI이다.
DP_NUM_BLOCK_MAX (허용된 값: 0 내지 1023): 타임 인터리빙 그룹당 XFECBLOCK의 최대 수를 나타낸다.
DP_FRAME_INTERVAL (허용된 값: 1, 2, 4, 8): 주어진 피지컬 프로파일의 동일한 데이터 파이프를 전달하는 두 개의 순차적인 프레임 사이의 프레임의 수 IJUMP를 나타낸다.
DP_TI_BYPASS (허용된 값: 0 또는 1): 타임 인터리빙이 데이터 프레임에 이용되지 않으면, 해당 파라미터는 1로 설정된다. 타임 인터리빙이 이용되면, 0으로 설정된다.
추가로, PLS2-DYN 데이터로부터의 파라미터 DP_NUM_BLOCK은 데이터 그룹의 하나의 타임 인터리빙 그룹에 의해 전달되는 XFECBLOCK의 수를 나타낸다.
타임 인터리빙이 데이터 프레임에 이용되지 않으면, 다음의 타임 인터리빙 그룹, 타임 인터리빙 동작, 타임 인터리빙 모드는 고려되지 않는다. 그러나 스케줄러부터의 다이나믹(dynamic, 동적) 구성 정보를 위한 딜레이 컴펜세이션(delay compensation, 지연보상) 블록은 여전히 필요하다. 각각의 데이터 파이프에서, SSD/MIMO 인코딩으로부터 수신한 XFECBLOCK은 타임 인터리빙 그룹으로 그루핑된다. 즉, 각각의 타임 인터리빙 그룹은 정수 개의 XFECBLOCK의 집합이고, 다이나믹(dynamic, 동적)으로 변화하는 수의 XFECBLOCK을 포함할 것이다. 인덱스 n의 타임 인터리빙 그룹에 있는 XFECBLOCK의 수는 NxBLOCK _Group(n)로 나타내고, PLS2-DYN 데이터에서 DP_NUM_BLOCK으로 시그널링된다. 이때, NxBLOCK _Group(n)은 최소값 0에서 가장 큰 값이 1023인 최대값 NxBLOCK _Group_MAX (DP_NUM_BLOCK_MAX에 해당)까지 변화할 수 있다.
각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에 직접 매핑되거나 PI개의 프레임에 걸쳐 확산된다. 또한 각각의 타임 인터리빙 그룹은 하나 이상(NTI개)의 타임 인터리빙 블록으로 분리된다. 여기서 각각의 타임 인터리빙 블록은 타임 인터리버 메모리의 하나의 사용에 해당한다. 타임 인터리빙 그룹 내의 타임 인터리빙 블록은 약간의 다른 수의 XFECBLOCK을 포함할 수 있다. 타임 인터리빙 그룹이 다수의 타임 인터리빙 블록으로 분리되면, 타임 인터리빙 그룹은 하나의 프레임에만 직접 매핑된다. 아래의 표 33에 나타낸 바와 같이, 타임 인터리빙에는 세 가지 옵션이 있다(타임 인터리빙을 생략하는 추가 옵션 제외).
Figure PCTKR2015011839-appb-T000033
각각의 데이터 파이프에서, 타임 인터리빙 메모리는 입력된 XFECBLOCK (SSD/MIMO 인코딩 블록으로부터 출력된 XFECBLOCK)을 저장한다. 입력된 XFECBLOCK은
Figure PCTKR2015011839-appb-I000004
로 정의된다고 가정한다. 여기서,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000005
는 n번째 타임 인터리빙 그룹의 s번째 타임 인터리빙 블록에서 r번째 XFECBLOCK의 q번째 셀이고, 다음과 같은 SSD 및 MIMO 인코딩의 출력을 나타낸다.
Figure PCTKR2015011839-appb-I000006
또한, 타임 인터리버(5050)로부터 출력된 XFECBLOCK은
Figure PCTKR2015011839-appb-I000007
로 정의된다고 가정한다. 여기서,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000008
는 n번째 타임 인터리빙 그룹의 s번째 타임 인터리빙 블록에서 i번째(
Figure PCTKR2015011839-appb-I000009
) 출력 셀이다.
일반적으로, 타임 인터리버는 프레임 생성 과정 이전에 데이터 파이프 데이터에 대한 버퍼로도 작용할 것이다. 이는 각각의 데이터 파이프에 대해 2개의 메모리 뱅크로 달성된다. 첫 번째 타임 인터리빙 블록은 첫 번째 뱅크에 기입된다. 첫 번째 뱅크에서 판독되는 동안 두 번째 타임 인터리빙 블록이 두 번째 뱅크에 기입된다.
타임 인터리빙은 트위스트된 행-열 블록 인터리버이다. n번째 타임 인터리빙 그룹의 s번째 타임 인터리빙 블록에 대해, 열의 수 Nc가
Figure PCTKR2015011839-appb-I000010
와 동일한 반면, 타임 인터리빙 메모리의 행의 수 Nr는 셀의 수 Ncell와 동일하다(즉, Nr=Ncell).
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타낸다.
도 26(a)는 타임 인터리버에서 기입 동작을 나타내고, 도 26(b)는 타임 인터리버에서 판독 동작을 나타낸다. (a)에 나타낸 바와 같이, 첫 번째 XFECBLOCK은 타임 인터리빙 메모리의 첫 번째 열에 열 방향으로 기입되고, 두 번째 XFECBLOCK은 다음 열에 기입되고, 이러한 동작이 이어진다. 그리고 인터리빙 어레이에서, 셀이 대각선 방향으로 판독된다. (b)에 나타낸 바와 같이 첫 번째 행으로부터 (가장 왼쪽 열을 시작으로 행을 따라 오른쪽으로) 마지막 행까지 대각선 방향 판독이 진행되는 동안,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000011
개의 셀이 판독된다. 구체적으로,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000012
이 순차적으로 판독될 타임 인터리빙 메모리 셀 위치라고 가정하면, 이러한 인터리빙 어레이에서의 판독 동작은 아래 식에서와 같이 행 인덱스
Figure PCTKR2015011839-appb-I000013
, 열 인덱스
Figure PCTKR2015011839-appb-I000014
, 관련된 트위스트 파라미터
Figure PCTKR2015011839-appb-I000015
를 산출함으로써 실행된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000009
여기서,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000016
는
Figure PCTKR2015011839-appb-I000017
에 상관없이 대각선 방향 판독 과정에 대한 공통 시프트 값이고, 시프트 값은 아래 식에서와 같이 PLS2-STAT에서 주어진
Figure PCTKR2015011839-appb-I000018
에 의해 결정된다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000010
결과적으로, 판독될 셀 위치는 좌표
Figure PCTKR2015011839-appb-I000019
에 의해 산출된다.
도 27은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 동작을 나타낸다.
더 구체적으로, 도 27은
Figure PCTKR2015011839-appb-I000020
,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000021
,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000022
일 때 가상 XFECBLOCK을 포함하는 각각의 타임 인터리빙 그룹에 대한 타임 인터리빙 메모리에서 인터리빙 어레이를 나타낸다.
변수
Figure PCTKR2015011839-appb-I000023
는
Figure PCTKR2015011839-appb-I000024
보다 작거나 같을 것이다. 따라서,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000025
에 상관없이 수신기 측에서 단일 메모리 디인터리빙을 달성하기 위해, 트위스트된 행-열 블록 인터리버용 인터리빙 어레이는 가상 XFECBLOCK을 타임 인터리빙 메모리에 삽입함으로써
Figure PCTKR2015011839-appb-I000026
의 크기로 설정되고, 판독 과정은 다음 식과 같이 이루어진다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000011
타임 인터리빙 그룹의 수는 3으로 설정된다. 타임 인터리버의 옵션은 DP_TI_TYPE='0', DP_FRAME_INTERVAL='1', DP_TI_LENGTH='1', 즉 NTI=1, IJUMP=1, PI=1에 의해 PLS2-STAT 데이터에서 시그널링된다. 각각 Ncells = 30인 XFECBLOCK의 타임 인터리빙 그룹당 수는 각각의 NxBLOCK_TI(0,0) = 3, NxBLOCK_TI(1,0) = 6, NxBLOCK_TI(2,0) = 5에 의해 PLS2-DYN 데이터에서 시그널링된다. XFECBLOCK의 최대 수는 NxBLOCK_Group_MAX에 의해 PLS2-STAT 데이터에서 시그널링 되고, 이는
Figure PCTKR2015011839-appb-I000027
로 이어진다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 트위스트된 행-열 블록 인터리버의 대각선 방향 판독 패턴을 나타낸다.
더 구체적으로, 도 28은 파라미터
Figure PCTKR2015011839-appb-I000028
및 Sshift=(7-1)/2=3을 갖는 각각의 인터리빙 어레이로부터의 대각선 방향 판독 패턴을 나타낸다. 이때 위에 유사 코드로 나타낸 판독 과정에서,
Figure PCTKR2015011839-appb-I000029
이면, Vi의 값이 생략되고, Vi의 다음 계산값이 사용된다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 각각의 인터리빙 어레이로부터의 인터리빙된 XFECBLOCK을 나타낸다.
도 29는 파라미터
Figure PCTKR2015011839-appb-I000030
및 Sshift=3을 갖는 각각의 인터리빙 어레이로부터 인터리빙된 XFECBLOCK을 나타낸다.
본 명세서에서, 상술한 DP는 PLP(Physical Layer Pipe)로, PLS 정보는 L1(Layer 1) 정보 또는 L1 시그널링 정보로 지칭할 수 있다. PLS1 정보는 L1(Layer 1) L1 베이직(basic) 정보로, PLS2 정보는 L1 디테일 정보로서 각각 지칭할 수도 있다. 본 명세서에서 특정 정보/데이터가 시그널링된다고 함은 해당 정보/데이터가 L1 시그널링 정보를 통해 송수신됨을 의미할 수 있다.
도 30은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성을 나타낸다.
도 30의 방송 신호 송신기는 인풋 포매팅 블록(30010; Input Formatting), BICM 블록(30020; Bit Interleaved and Coded Modulation) 및 프레이밍 및 인터리빙 블록(30030; Framing & Interleaving) 및 웨이브폼 생성 블록(30040; Wave Generation)을 포함할 수 있다. 도 30의 프레이밍/인터리빙 블록(30030)은 도 1의 프레임 빌딩 블록에 해당하고, 웨이브폼 생성 블록(30040)은 도 1의 OFDM 생성 블록에 해당할 수 있다.
도 30의 경우 상술한 실시예들과 달리 프레임 빌딩 블록(1020)이 타임 인터리빙 블록(30050; Time Interleaving)을 포함하는 경우로서, 이에 따라 프레임 빌딩 블록(1020)이 프레이밍/인터리빙 블록(30050)으로 지칭될 수 있다. 다시 말하면, 프레이밍/인터리빙 블록(30030)은 타임 인터리빙 블록(30050), 프레이밍 블록(30060) 및 주파수 인터리빙 블록(30070; Frequency Interleaving)을 더 포함할 수 있다. 프레이밍/인터리빙 블록(30030)은 이러한 서브 블록들을 사용하여 데이터에 대해 타임 인터리빙을 수행하고, 데이터를 매핑하여 신호 프레임을 생성하고, 주파수 인터리빙을 수행할 수 있다.
타임 인터리빙 블록(30050)이 BICM 블록(30020)에서 프레이밍/인터리빙 블록(30030)으로 이동하는 외에 다른 설명은 상술한 바와 같다. 웨이브폼 생성 블록(30040)은 도 1의 OFDM 생성 블록(1030)과 동일한 블록으로 명칭만을 다르게 지칭하는 것이다.
수신기 측에서도, 위와 같이 타임 디인터리빙 블록을 도 9의 디매핑 및 디코딩 블록(9020)에서 프레임 파싱 블록(9010)에 포함시키고, 프레임 파싱 블록(9010)을 프레임 파싱/디인터리빙 블록으로 지칭할 수도 있다. 프레임 파싱 블록(9010)은 수신 신호에 대해 주파수 디인터리빙, 프레임 파싱 및 타임 디인터리빙을 수행할 수 있다.
도 30은 시스템의 서브 블록들의 포함 관계만을 변경하여 재명명한 것으로서, 세부 동작 등에 대해서는 상술한 바와 동일하다. 본 명세서에서 송수신 시스템의 구성들을 블록 뿐 아니라 모듈 또는 유닛으로 지칭할 수 있음 또한 동일하게 적용된다.
도 30에서 프레이밍 모듈(31060)은 신호 프레임을 생성한다. 이하에서, 본 발명의 실시예에 따른 신호 프레임 구성 방법에 대해 더욱 상세히 설명하도록 한다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭처를 나타낸다.
신호 프레임은 부트스트랩, 프리앰블 및 데이터 부분을 포함할 수 있다.
부트스트랩 신호는 열악한 채널 환경에서도 동작할 수 있도록 로버스트(robust)하게 설계될 수 있다. 부트스트랩 신호는 필수 시스템 정보와 해당 방송 시스템에 액세스할 수 있는 필수 정보를 전송할 수 있다.
부트스트랩 신호는 RF 캐리어 주파수의 고정(lock) 및 오프셋 추정 및 샘플링 주파수의 고정 및 오프셋 추정에 사용될 수 있다. 부트스트랩 신호는 시스템 대역폭 정보(예를 들면, 6, 7, 8MHz)를 시그널링할 수 있다. 또한, 부트스트랩 신호는 코어 시스템 시그널링 정보(예를 들면, 메이저/마이너 버전 정보)를 포함할 수 있다. 또한, 부트스트랩 정보는 다음 데이터 프레임의 시작까지의 시간을 시그널링할 수도 있다. 그리고 부트스트랩 정보는 프리앰블에서 전송되는 L1 시그널링 정보에 대한 식별자들을 전송할 수도 있다. 또한, 부트스트랩 신호는 EAS(Emergency Alert System) 웨이크업 기능을 지원할 수 있다. 부트스트랩 신호의 EAS 웨이크업 정보는 긴급 상황 발생 여부를 나타낼 수 있다. 즉, EAS 정보는 EAS 또는 다른 소스로부터의 긴급 경계 정보가 적어도 하나의 프레임에 존재하는지 여부를 지시할 수 있다.
부트스트랩은 프리앰블 스트럭처(structure) 정보를 포함한다. 프리앰블 스트럭처 정보는 L1 베이직 모드 정보, 프리앰블의 FFT 사이즈 정보, 프리앰블의 GI 길이 정보 및 프리앰블의 파일럿 패턴(Dx)를 나타낼 수 있다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭처를 나타낸다.
도 32는 도 31의 신호 프레임을 심볼 단위로 나타낸다. 프리앰블 및 데이터는 각각 적어도 하나의 심볼들을 포함할 수 있다.
프리앰블은 L1 시그널링 정보를 전달(convey)한다. 그리고 프리앰블은 L1 시그널링 정보의 사이즈 즉 비트수에 따라서 하나 또는 복수의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있다. 프리앰블은 데이터 심볼과 같거나 상이한 구조(FFT 사이즈, GI(Guard Interval))을 가질 수 있다. 이 경우 프리앰블 심볼 또는 데이터 심볼의 구조는 부트스트랩에서 시그널링될 수 있다. 즉, 부트스트랩은 프리앰블의 FFT 사이즈, GI 길이, 파일럿 패턴 등을 지시할 수도 있다.
부트스트랩에서 프리앰블/데이터 부분에 대한 정보를 전송하는 경우의 장점은 다음과 같다. 수신기의 동작이 간소화될 수 있다. 그리고 L1 시그널링 정보를 획득하는 시간이 줄어들어, 채털 스캔을 포함한 서비스 획득 시간이 감소될 수 있다. 그리고 열악한 채널 상황에서 FFT/GI 오류 검출(false detection) 가능성을 낮춰 수신 성능을 향상시킬 수도 있다.
하나의 신호 프레임에는 적어도 하나의 서브프레임이 포함될 수 있다. 그리고 각 서브프레임에 대한 FFT 사이즈는 8K, 16K, 32K 중 하나가 사용될 수 있으며, 서브프레임별 FFT 사이즈는 같거나 다를 수 있다. 서브프레임은 해당 서브프레임에 대해 고정된 FFT 사이즈, GI 길이, 스캐터드 파일럿 패턴 및 NoC(Number of useful carriers)를 갖는다. 그리고 해당 서브프레임에 대한 FFT 사이즈 정보, GI 길이 정보, 파일럿 패턴 정보 및 NoC 정보는 프리앰블에 포함되어 전송/수신될 수 있다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임의 파일럿 구조를 나타낸다.
도 33에서와 같이 신호 프레임은 캐리어의 수(NoC; Number of Carriers)에 따라서 실제(actual) 대역폭이 변할 수 있다.
신호 프레임은 에지 파일럿(EP; Edge Pilot), 컨티뉴얼 파일럿(CP; Continual Pilot), 스캐터드 파일럿(SP; Scattered Pilot)을 포함한다.
에지 파일럿 또는 에지 케리어는 캐리어 인덱스(k)가 각각 0 또는 NoC-1에 해당하는 캐리어들을 나타낸다.
컨티뉴얼 파일럿은 프레임의 모든 심볼에 삽입된다. 컨티뉴얼 파일럿의 주파수 방향 인덱스는 FFT 사이즈에 따라서 특정 패턴으로 결정된다. 컨티뉴얼 파일럿은 커먼 CP와 부가(additional) CP를 포함하며, 커먼 CP가 SP와 겹치지않는 CP(Non-SP-bearing-CP)에 해당하고, 부가 CP가 SP 자리에 위치하는 CP(SP-bearing-CP)에 해당한다. 부가 CP는 매 데이터 심볼 당 데이터 캐리어의 수를 일정하게 유지하기 위해 추가된다. 즉, 심볼 당 일정한 NoA(Number of Active carriers)를 보장(ensure)하기 위해 추가된다.
스캐터드 파일럿은 Dx 및 Dy로 나타내지는 SP 패턴에 따라 배치된다. Dx는 주파수 방향에서 파일럿 포함 캐리어(pilot bearing carrier)의 거리 또는 분배(separation)를 나타내고, Dy는 시간 방향에서 하나의 스캐터드 파일럿 시퀀스를 형성하는 심볼들의 수를 각각 나타낸다. 예를 들면, 도 33에서 SP 패턴은 Dx=4이고 Dy=4이다. 서브프레임에서 사용된 스캐터드 파일럿 패턴은 프리앰블의 L1 시그널링 정보를 사용하여 전송될 수 있다.
이하에서는 스캐터드 파일럿의 파워를 부스팅하는 방법에 대해 설명하도록 한다.
방송 신호 송신기는 파일럿 삽입 모듈을 사용하여 신호 프레임에 파일럿을 삽입할 수 있다. 파일럿 삽입 모듈은 도 8의 파일럿 및 톤 삽입 모듈(8000)에 해당할 수 있다. 파일럿 신호는 수신 신호의 동기화, 채널 추정, 전송 모드 식별 및 위상 노이즈 추정 등의 용도로 사용될 수 있다. 따라서 신호 수신 및 디코딩 성능을 향상시키기 위해 파일럿 신호의 전력 레벨을 부스팅할 수 있다.
부스팅된 파일럿 신호를 사용함으로써 송수신 시스템은 채널 추정 품질을 향상시켜 시스템 전체 성능을 개선할 수 있다. 그러나 신호 프레임에 사용될 수 있는 전체 전력 또는 에너지는 제한되므로 파일럿 신호의 전력을 부스팅하면 나머지 데이터 부분의 할당 전력/에너지가 감소될 수 있다. 따라서 파일럿에 대한 지나친 전력 할당은 데이터 부분의 전력 감소로 인한 성능 열화를 야기할 수도 있다. 따라서 각각의 SP 패턴에 대한 최적의 성능을 갖는 부스팅 전력 레벨을 결정하여야 한다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000012
수학식 12는 등화(equalize)된 데이터 SNR을 모델링하는 수학식이다.
수학식 12에서, (σ_s)^2은 데이터 전력을, (σ_N)^2는 노이즈 전력을, (σ_CE)^2은 채널 추정 에러 전력을 각각 나타내고, f_int는 보간(interpolation)에 따른 노이즈 저감(reduction) 팩터(f<1)를 각각 나타낸다.
SNR_EQ는 채널 추정시 노이즈 대비 신호 전력의 비를 나타내고, SNR_EQ는 수신 신호의 SNR을 사용하여 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000013
Figure PCTKR2015011839-appb-M000014
수학식 13은 SP 부스팅을 사용하는 경우의 등화된 데이터 SNR을 모델링하는 수학식이다.
수학식 13에서 b는 SP 부스팅 팩터를((σ_p)^2 = b*(σ_s)^2,)나타내고, k는 전력 정규화(normalization) 팩터(k=s/((s-1)+b))를 나타내며, s는 스캐터드 파일럿 계수(S=Dx*Dy)를 각각 나타낸다. (σ_p)^2은 SP의 전력을 나타낸다.
수학식 13을 부스팅을 사용한 경우의 SNR과 수신 신호의 SNR의 비로 나타내면 수학식 14와 같다.
등화된 데이터 SNR은 각각의 SP 패턴에 대해 최적화될 수 있다. 모델링 수학식에서 노이즈 감소 팩터 f_int는 미정의(unknown) 파라미터이다. 노이저 감소는 시간 및 주파수 인터리버에 의해 달성될 수 있다. 즉, f_int = f_int,time * f_int,freq와 같다. 예를 들면, Dy=4인 경우 f_int,time = 0.6875가 되고, Dy=2인 경우에는 f_int,time = 0.75가 될 수도 있다. 다만, f_int,freq는 수신기, 수신 환경에 따라서 다를 수 있다. 예를 들면, f_int,freq = 1 또는 f_int,freq = 0.5가 될 수도 있다. 따라서 수신 신호의 프로세싱 성능을 최적화할 수 있는 f_int,freq를 결정하고, 이에 기초하여 파일럿 부스팅 레벨을 결정할 수 있다.
f_int는 다양한 사용 케이스(use cases), 채널 컨디션, 수신기 구현에 따라 선택될 수 있다. 따라서 복수의 부스팅 레벨을 제안하고, 부스팅 레벨에 대한 정보를 나타내는 시그널링 비트를 할당하여 시스템에 따른 SP 부스팅 전력 선택의 유연성을 제공할 수 있다. 실시예로서, 부스팅 레벨은 2비트 또는 3비트로 전송될 수 있다. 이러한 부스팅 레벨을 나타내는 시그널링 파라미터를 SP 부스팅 파라미터 또는 SP 부스팅 정보라고 지칭할 수 있다.
실시예로서, SP 부스팅 파라미터는 5개의 레벨을 아래와 같이 3비트를 사용하여 나타낼 수 있다. 이러한 5개의 레벨들은 0~4의 부스팅 정도(degree)로 지칭할 수도 있다. "000"~"100"의 파라미터 값들이 각각 0~4의 부스팅 정도에 해당할 수 있다.
"000" : SP 부스팅 사용하지 않음.
"001" : f_int,freq = 0.25
"010" : f_int,freq = 0.5
"011" : f_int,freq = 0.75
"100" : f_int,freq = 1.0
"101"~"111" : 예비(reserved)
도 34 및 도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 스캐터드 파일럿 부스팅 정보를 나타낸다.
도 34는 SP 부스팅 레벨을 dB 단위로 나타낸 테이블이며, 도 35는 SP 부스팅 레벨을 노멀라이즈된 데이터 케리어 전력의 진폭(amplitude) 단위로 나타낸 테이블이다. 즉, 도 34에서 부스팅 전의 전력비는 0이고, 도 35에서 부스팅 전의 전력 레벨은 1이다.
예를 들면, SP 패턴이 SP3_4인 경우 즉 Dx=3이고 Dy=4인 경우, 도 34에서 부스팅 레벨이 2("010")인 경우 SP 파일럿은 2.9dB로 부스팅되고, 따라서 1.40의 진폭을 갖는다. SP 부스팅 정보는 3비트의 파라미터를 사용하여 각 SP 패턴에 대한 SP의 부스팅된 진폭을 dB단위 또는 진폭 단위로 나타낼 수 있다.
스캐터드 파일럿 부스팅 정보는 스캐터드 파일럿 패턴에 따른 SP 부스팅 레벨을 5개의 레벨(0,1,2,3,4)로 나타낸다. 5개의 레벨 중 하나의 레벨(0)은 부스팅을 수행하지 않은 경우를 포함한다. 즉, 0의 레벨에서 SP의 진폭은 0dB 또는 1 진폭이 되는 것이다. 다시 말하면, 스캐터드 파일럿 부스팅 정보는 스캐터드 파일럿의 진폭을 나타내는 것이다.
송신기 및 수신기가 도 34 및 도 35와 같은 SP 부스팅 테이블을 저장하고, SP 부스팅 파라미터 즉 SP 부스팅 정보만을 3비트로 시그널링할 수도 있다.
신호 프레임의 프리앰블에도 파일럿이 삽입된다. 실시예로서, 방송 신호 송신기는 프리앰블 파일럿에 대해서도 부스팅을 수행할 수 있다. 시간 보간(time interpolation)이 없는 경우 f_int,time = 1.0으로 설정할 수 있다. 그리고 f_int,freq는 프리앰블의 FFT 사이즈, GI 길이 및 파일럿 패턴에 따라서 최대 GUR(Huard Utilization Ratio)를 갖도록 설정될 수 있다.
프리앰블 파일럿의 경우 언제나 Dy=1의 파일럿 패턴을 사용할 수 있다. 프리앰블은 L1 시그널링 정보를 전달하고, L1 시그널링 정보가 빨리 디코딩되어야만 수신기가 수신 신호를 처리할 수 있다. 따라서 신속하고 정확한 채널 추정, 동기 추적을 위해 프리앰블 심볼은 데이터 심볼 보다 파일럿 밀도를 높일 수 있다. 이를 위해 프리앰블 심볼에 대해서는 Dy=1인 파일럿 패턴이 사용될 수 있다. 따라서 프리앰블 심볼이 복수인 경우 각 프리앰블 심볼의 같은 위치에 파일럿이 발생(occur),할 수 있다. 프리앰블 파일럿의 Dx 값은 부트스트랩의 프리앰블 구조 정보를 통해 시그널링될 수 있다.
도 36 및 도 37는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 파일럿 부스팅 정보를 나타낸다.
도 36은 FFT 사이즈, GI 길이 및 SP Dx에 따른 부스팅 레벨을 GUR 단위로 타나낸다. GUR은 Dx와 GI의 비율을 팩터로 하여 결정될 수도 있다.
도 37은 프리앰블 심볼에 대한 파일럿 부스팅 레벨을 dB 단위 및 진폭 단위로 나타낸다. 도 37은 도 36에서와 같이 FFT 사이즈, GI 길이 및 SP Dx에 따른 17개의 타입들에 대해 각각 프리앰블 파일롯의 부스팅 방법을 나타낸다.
상술한 바와 같이 프리앰블 심볼의 스트럭처는 부스스트랩의 프리앰블 구조 정보를 통해 시그널링된다. 따라서 프리앰블의 파일럿 부스팅 정보는 부트스트랩의 프리앰블 구조 정보를 사용하여 결정될 수 있다. 송신기 및 수신기는 도 36 및 도 37의 데이터를 공유하고, 수신기는 부트스트랩의 프리앰블 구조 정보를 사용하여 수신 프리앰블의 FFT 사이즈, GI 길이 및 SP DX 정보를 획득할 수 있다. 그리고 수신기는 도 36 및 37을 통해 수신 신호의 프리앰블 파일럿에 적용된 전력 부스팅 레벨을 결정하고, 이를 기초로 수신 신호를 처리할 수 있다.
다른 실시예로서, 프레임 바운더리 심볼에 대해서도 SP 전력 부스팅을 수행할 수 있다. 프레임 또는 서브 프레임의 첫번째 심볼 및 마지막 심볼 중 적어도 하나가 프레임 바운더리 심볼 또는 서브프레임 바운더리 심볼이 될 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼에는 데이터 심볼에 비해 파일럿 밀도(density)가 큰 파일럿들이 삽입된다. 서브프레임 바운더리 파일럿은 Dx 단위로 삽입될 수 있다(Dy=1). 더 많은 수의 파일럿이 삽입되므로 파일럿 부스팅을 수행하고, 심볼에 전체에 대한 전력을 노멀라이즈하면 데이터 캐리어 부분의 에너지가 지나치게 낮아질 수 있다. 따라서 이를 고려한 전력 부스팅이 수행되어야 한다.
프레임 바운더리 심볼에 대한 전력 부스팅은 2가지 방법을 사용할 수 있다.
먼저, SP 전력은 노멀 데이터 심볼과 같이 유지하고, 대신 널 캐리어를 삽입할 수 있다. 널 캐리어를 배치하면, 널 캐리어어 대해서는 전력이 분배되지 않으므로 널 캐리어를 재외한 다른 캐리어들의 전력이 상승된다. 따라서 SP 전력도 상승되는 효과를 갖는다. 이러한 경우 상술한 SP 부스팅 전력 테이블을 그대로 사용하면 된다. 즉 이 방법을 사용하면 SP 부스팅 전력 테이블을 그대로 사용하여 시그널링 오버헤드를 줄이면서도 데이터 심볼에 적절한 에너지를 분배하여 성능 저하를 최소화할 수 있다.
또는, 프레임 바운더리 심볼에 대한 SP 파워 부스팅을 별도로 설정할 수 있다.
도 38은 프레임 바운더리 심볼에 대한 SP 파워 부스팅 레벨을 나타낸다.
프레임 바운더리 심볼의 경우, Dy=1을 사용할 수 있고 따라서 Dx 값에 따라서 파워 부스팅 레벨이 결정될 수 있다.
이하에서는 널 캐리어를 배치하여 프레임 바운더리 심볼에 대한 전력 부스팅을 수행하는 방법에 대하여 상술하도록 한다.
먼저, 서브프레임 바운더리 심볼에 널 캐리어를 배치하는 방법을 설명하기 위한 시스템 구성의 요소/단위들을 먼저 설명한다.
NoC(Number of Carriers): 파일럿을 포함하는 캐리어들의 수
NoA(Number of Active carriers): 노멀 데이터 심볼에 대한 액티브 데이터 캐리어들의 수
N_SP: 스캐터드 파일럿(SP)의 수
N_SP-CP: SP-포함(bearing)-CP의 수
N_NSP-CP: SP-비포함-CP(non-SP-bearing-CP)의 수
A_SP: SP 셀의 진폭/크기(Amplitude)
A_CP: CP 셀의 진폭/크기(Amplitude)
NoA_DATA,SBS: 서브프레임 바운더리 심볼에 대한 데이터 캐리어들의 수
NoA_SBS:SBS(서브프레임 바운더리 심볼)에 대한 액티브 데이터 캐리어들의 수
N_SP,SBS: SBS 파일럿들의 수
N_null: 널 캐리어들의 수
서브프레임 바운더리 심볼은 해당 서브프레임의 노멀 데이터 심볼에 사용되는 SP 패턴의 Dx 값과 Dy=1인 SBS 파일럿들을 포함한다. 따라서 상술한 바와 같은 노멀 데이터 심볼에 대한 SP 부스팅 전력을 사용하는 경우, 부스팅을 하지 않는 경우(L1_SP_boosting='000')를 제외하면 서브프레임 바운더리 심볼의 전력이 노멀 데이터 심볼의 전력보다 크게 된다. 따라서 송수신되는 OFDM 심볼들의 전력을 동일하게 하기 위하여 해당 셀 전력이 0인 널 캐리어 또는 비변조(unmodulated) 캐리어를 삽입함으로써 심볼 전력을 노멀 데이터 심볼과 동일하게 맞출 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼의 전력을 노멀 데이터 심볼의 전력과 동일하게 맞추는 방법은 이하와 같다.
NoA_SBS는 서브프레임 바운더리 심볼에 대한 액티브 데이터 캐리어의 수이므로, 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 셀의 수에서 널 캐리어의 수를 감산하여 획득할 수 있다(NoA_SBS = N_DATA,SBS - N_null).
Figure PCTKR2015011839-appb-M000015
수학식 15에서, 데이터 캐리어의 전력은 1로 가정한다. 노멀 데이터 심볼의 전체 전력은 수학식 15와 같이 획득될 수 있다. 노멀 데이터 심볼의 전력(P_NS)은 액티브 데이터 캐리어들의 전력(NoA)과 스캐터드 파일럿들의 전력((N_SP + N_SP-CP)*(A_SP)^2)과 컨티뉴얼 파일럿들의 전력((N_NSP-CP)*(A_CP)^2)의 합으로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000016
수학식 16에서, 데이터 캐리어의 전력은 1로 가정한다. 그리고 서브프레임 바운더리 심볼의 총 전력은 수학식 16과 같이 획득될 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼의 총 전력(P_SBS)는 SBS의 액티브 데이터 캐리어들의 전력(NoA_SBS)과 SBS 파일럿의 전력((S_SP,SBS)*(A_SP)^2)과 SBS의 컨티뉴얼 파일럿들의 전력((N_NSP-CP)*(A_CP)^2)의 합으로 나타낼 수 있다.
그리고 결국 수학식 15의 노멀 데이터 심볼의 전체 전력과 수학식 16의 서브프레임 바운더리 심볼의 전체전력이 동일한 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어의 수를 산출하면 되며, 이는 이하의 수학식 17와 같다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000017
NoA_SBS는 서브프레임 바운더리 심볼의 실제 데이터 전송에 사용될 수 있는 액티브 캐리어들의 수를 나타낸다. 따라서 NoA_SBS는 서브프레임 바운더리 심볼에 대한 액티브 데이터 캐리어의 수이므로, 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 셀의 수에서 널 캐리어의 수를 감산하여 획득할 수 있다(NoA_SBS = N_DATA,SBS - N_null). 역으로, 널 캐리어의 수는 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어의 수로부터 서브프레임 바운도리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 감산함으로써 획득될 수도 있다.
도 33에서와 같이 전송 신호 프레임의 실제 점유 대역폭(actual occupied bandwidth)는 캐리어의 수에 따라 조정될 수 있다. 즉 NoC를 플렉서블하게 조정하여 신호 프레임의 실제 점유 대역폭을 조정하고, NoC에 관한 파라미터를 시그널링할 수 있다. NoC는 수학식 18과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2015011839-appb-M000018
수학식 18에서, NoC_max는 심볼 당 캐리어의 최대 수를 나타낸다. C_red_coeff는 양의 정수로서, 컨트롤 유닛 값(C_unit)으로 곱해지는, 감소되는 캐리어들의 수를 결정하는 계수를 나타낸다. C_red_doeff는 NoC 감소 계수라고 지칭할 수도 있다. C_red_coeff는 0~4의 값을 갖고, 이는 파라미터들로서 시그널링될 수 있다. 파라미터들은 각각 프리앰블에 대한 NoC 감소 계수(L1B_preamble_reduced_carriers), 첫번째 서브 캐리어에 대한 NoC 감소 계수(L1B_First_Sub_reduced_carriers), 두번째 이후 서브캐리어들에 대한 NoC 감소 계수(L1D_reduced_carriers)로서 시그널링될 수 있다. 컨트롤 유닛 값(C_unit)은 최대(Max) Dx 값을 갖는다. 다시 말하면, 컨트롤 유닛 값은, 베이시스가 3인 Dx 값과 베이시스가 4인 Dx 값의 최소 공배수에 해당하는 최대 Dx 값으로 결정된다. 컨트롤 유닛 값은 8K FFT에 대해 96, 16K FFT에 대해 192, 32K FFT에 대해 384의 값으로 각각 결정될 수 있다.
이하의 표 34는 상술한 수학식에 따라 결정되는 NoC를 각 FFT 사이즈 및 C_red_coeff에 대해서 나타낸다.
Figure PCTKR2015011839-appb-T000034
표 34에서, C_red_coeff=0인 경우의 NoC가 상술한 NoC_max에 해당한다. C_red_coeff의 갑인 0~4는 3비트를 사용하여 시그널링될 수 있으며, 이하에서는 0~4의 값을 각각 000, 001, 010, 011, 100으로 나타내며 설명할 수 있다.
도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른 노멀 데이터 심볼에 대한 액티브 캐리어들의 수(NoA)를 나타낸다.
도 39에서, NoC 감소 계수(C_red_coeff)에 따른 NoC는 표 34에서 나타낸 바와 같다. 데이터 심볼의 경우 상술한 바와 같이 NoC로부터 SP 및 CP의 수를 감산하여 액티브 데이터 캐리어들의 수를 획득할 수 있다. CP들은 기설정된 위치에 기설정된 숫자로 삽입될 수 있으므로, NoA는 도 39에서와 같이 NoC 감소 계수(C_red_coeff) 및 SP 패턴에 따라서 결정될 수 있다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 파일럿들의 수(N_SP,SBS)를 나타낸다.
서브프레임 바운더리 심볼의 NoC는 상술한 바와 같이 결정될 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼에는 서브프레임 바운더리 파일럿들이 삽입될 수 있다. 서브프레임 바운더리 파일럿은 SBS 파일럿이라고 지칭할 수도 있다. 서브프레임 바운더리 파일럿은 캐리어 인덱스 k에 대해 (k mod Dx = 0)을 만족하는 위치들로 삽입될 수 있다. 다만 k=0 또는 k=NoC-1인 자리는 에지 파일럿들이 위치하므로 서브프레임 바운더리 파일럿의 위치로부터 제외된다. 즉, SBS 파일럿은 해당 서브프레임의 데이터 심볼의 SP 패턴의 Dx 값을 사용하며 Dy 값은 1을 사용할 수 있다.
도 40의 실시예에서, SBS 파일럿들의 수는 파일럿 인덱스 k=0 및 k=NoC-1인 에지 파일럿들을 포함하는 숫자를 나타낸다. 실시예에 따라서 상술한 서브프레임 바운더리 파일럿의 수는 에지 파일럿들의 수를 포함할 수도 있다.
도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수를 나타낸다.
서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수는 서브프레임 파운더리 심볼의 총 캐리어 수로부터 파일럿들의 수를 감산하여 획득될 수 있다(N_data,sbs = NoC - N_SP,SBS - N_NSP-CP).
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 심볼당 컨티뉴얼 파일럿들의 수를 나타낸다.
도 42에서, CP들의 수는 프레임에 공통적으로 적용되므로, 서브프레임 바운더리 심볼에도 적용된다. 본 발명의 실시예에서, SP 포함 CP(SP-bearing-CP)들은 SP와 전력으로 전송되므로, CP들의 수로는 SP 비포함 CP(non-SP-bearing-CPs)들의 수를 나타낸다.
수학식 17에서, 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어들의 수(NoA_SBS)는 심볼당 액티브 캐리어들의 수(NoA), 서브프레임 바운더리 심볼의 SP들의 수(N_SP,SBS), 심볼당 캐리어들의 수(NoC), 심볼 당 CP들의 수(N_NSP-CP)와 SP들의 진폭(A_SP)를 사용하여 획득할 수 있다. 이에 대해, 도 39의 테이블이 심볼당 액티브 캐리어들의 수(NoA)를, 도 40의 테이블이 서브프레임 바운더리 심볼의 SP들의 수(N_SP,SBS)를, 표 34 및 도 39~41이 심볼당 캐리어들의 수(NoC)를, 도 42가 심볼 당 CP들의 수(N_NSP-CP)를, 및 도 35의 테이블이 SP들의 진폭(A_SP)를 각각 나타낸다. 따라서 이들을 사용하여 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터캐리어들의 수를 각 NoC 감산 계수(C_red_coeff)에 따라서 획득할 수 있다.
도 43 내지 도 47는 본 발명의 일 실시예에 따른 NoC 감산 계수(C_red_coeff)에 따른 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어들의 수(NoA_SBS)를 나타낸다.
도 43은 NoC 감산 계수가 0인 경우(C_red_coeff=000)의 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 나타낸다.
도 44는 NoC 감산 계수가 1인 경우(C_red_coeff=001)의 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 나타낸다.
도 45는 NoC 감산 계수가 2인 경우(C_red_coeff=010)의 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 나타낸다.
도 46은 NoC 감산 계수가 3인 경우(C_red_coeff=011)의 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 나타낸다.
도 47은 NoC 감산 계수가 4인 경우(C_red_coeff=100)의 서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어의 수를 나타낸다.
서브프레임 바운더리 심볼의 널 캐리어의 수는 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어의 수로부터 도 43 내지 도 47의 액티브 데이터 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득될 수 있다. 이하에서는 널 캐리어들의 수를 결정하는 실시예 및 이렇게 결정된 수의 널 캐리어들을 위치시키는 방법에 대하여 설명하도록 한다. 상술한 바와 같이 방송 신호 송신기는 프레임 빌더에서 신호 프레임을 구성하고 주파수 인터리빙을 수행한다. 따라서 주파수 인터리빙 관련하여 널 캐리어의 위치 방법이 달라질 수 있다.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 널 캐리어의 수 산출 방법 및 그에 따른 전력 노멀라이징을 나타낸다.
도 48에서, NoA=16, NoC=25, A_sp=2, A_CP=8/3, N_SP,SBS=9, N_DATA_SBS=13, N_NSP-CP=3을 가정한다.
도 48(a) 및 도 48(b)는 Dx=6, Dy=2인 SP 패턴을 갖는 서브프레임 데이터 심볼들을 나타낸다. 도 48(a) 및 도 48(b)에 대해, 노멀 데이터 심볼의 주파수 도메인 전체 전력(FD total power for normal data symbols)은 61.3이다(도 48(1)). 노멀 데이터 심볼의 전력은 상술한 수학식 15를 통해 산출될 수 있다.
도 48(c)는 널 캐리어 삽입 전의 서브프레임 바운더리 심볼을 나타낸다. 서브프레임 바운더리 심볼의 주파수 도메인 전체 전력(FD total power for SBS before nulling)은 70.3이 된다. 서브프레임 바운더리 심볼의 전력은 상술한 수학식 16을 통해 산출될 수 있다.
도 48(d)는 널 캐리어 삽입 후의 서브프레임 바운더리 심볼을 나타낸다. 널 캐리어가 삽입된 서브프레임 바운더리 심볼의 주파수 도메인 전체 전력(FD total power for SBS after nulling)은 61.3이 된다.
삽입되는 널 캐리어의 수는 SBS의 데이터 캐리어의 수로부터 SBS의 액티브 캐리어의 수를 감산함으로써 획득된다(N_null = N_DATA,SBS - NoA_SBS =13-4=9). 이렇게 획득된 수의 널 캐리어의 삽입함으로써, 서브프레임 바운더리 심볼의 전력이 70.3에서 61.3으로 감소되어 노멀 데이서 심볼의 전력(61.3)과 동일하게 노멀라이즈된다.
도 49는 본 발명의 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 49는 프레임 매핑 후 주파수 인터리빙이 수행되는 경우의 실시예를 나타낸다. 본 명세서에서, 주파수 인터리빙은 선택적으로 수행될 수 있다. 특히, 신호 프레임에 FDM(Frequency Division Multiplexing)이 적용되는 경우 주파수 인터리빙이 수행되면 FDM에 의한 데이터의 주파수 도메인에서의 배치가 인터리빙에 의해 흩어질 수 있기 때문이다. 주파수 인터리빙이 수행되는 경우, 주파수 인터리빙을 고려하여 데이터 캐리어 및 널 캐리어들을 순서대로 매핑할 수 있다. 본 명세서에서, 심볼에 포함되는 캐리어들은 셀(cell)로서 지칭할 수도 있다. 셀은 성상도에서 인코딩된 I/Q 컴포넌트들의 하나의 세트를 나타낸다.
도 49에서와 같이, 데이터 셀들을 캐리어 인덱스 1~7에 위치하고 그 후에 널셀들이 위치할 수 있다. 그리고 인터리빙 후에 데이터 셀들 및 널 셀들이 랜덤하게 흩어진다(spread out). 그 후 파일럿 삽입 블록에서 파일럿이 기설정된 위치에 삽입된다.
도 50은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 50(a)는 주파수 인터리빙을 수행하지 않는 경우의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 50(b)에서와 같이, 데이터 셀들 및 널 셀들을 순차적으로 매핑할 수도 있다. 그러나 이러한 경우 데이터 캐리어들이 스펙트럼의 한쪽에 편중되어 배치된다. 스펙트럼의 에지 영역은 인접 채널 및 송수신 필터 등이 수신 성능을 열화시킬 수 있는 부분이므로, 데이터 캐리어들을 가능한 스펙트럼의 센터에 위치시키는 것이 수신 성능을 개선할 수 있다.
도 50(c)는 데이터 셀들을 주파수 스펙트럼의 센터에 위치시키고, 양 에지 영역에 널 셀들을 위치시키는 방법을 나타낸다. 데이터 셀들을 주파수 스펙트럼의 센터에 위치시키는 방법으로서, 널 셀의 숫자에 따라서 센터의 기정의된 위치를 사용하는 방법 및 널 셀들의 시작 위치를 시그널링하는 방법에 대해 이하에서 추가로 설명하도록 한다.
도 51은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 51은 데이터 셀들을 주파수 스펙트럼의 센터에 위치시키는 방법으로서, 널 셀들의 숫자에 따라서 기정의된 위치를 사용하는 방법을 나타낸다. 도 51과 같은 방법을 심플 다이랙트 매핑 방법이라고 지칭할 수도 있다.
도 51의 실시예에서, SBS의 데이터 셀들의 수는 13(N_DATA,SBS=13), SBS의 액티브 데이터 셀의 수는 7(NoA_SBS=7) 및 널 셀들의 수는 6(N_null=6)을 가정한다.
방송 송신기는 널 셀들의 반을 최저(lowest) 주파수 데이터 캐리어들에 위치시키고, 널 셀들의 나머지 반을 최고(highest) 주파수 데이터 캐리어들에 위치시킬 수 있다. 최저 주파수에 위치하는 널셀들의 수는 플로어 펑션(└N_null/2┘)을 통해 획득되고, 최고 주파수에 위치하는 널셀들의 수는 실링 펑션(┌N_null/2┐)을 통해 획득될 수 있다.
도 51(a)에서, 6개의 널셀들 중 3개가 최저 주파수 데이터 캐리어들에, 다른 3개가 최고 주파수 데이터 캐리어들에 매핑된다. 그리고, 도 51(b)와 같이 파일럿들이 삽입될 수 있다.
도 52는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SBS의 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 52는 데이터 셀들을 주파수 스펙트럼의 센터에 위치시키는 방법으로서, 액티브 데이터 셀들의 시작 위치를 시그널링하는 방법을 나타낸다. 도 52와 같은 방법을 바운더리 매핑 방법이라고 지칭할 수도 있다.
방송 송신기는 프레임 구성에 따라 데이터 셀들의 시작 위치를 결정하고, 결정된 액티브 데이터 셀들의 시작 위치를 시그널링할 수 있다. 널 셀들은 액티브 셀들의 인덱스를 제외한 나머지 인덱스들에 위치될 수 있다.
방송 송신기는 SBS에서 액티브 데이터 셀들의 시작 정보(L1_SBS_NoA_Start)를 프리앰블의 L1 시그널링 영역에 포함시켜 전송할 수 있다. 송신기에서 상황에 따라서 데이터 셀들의 위치를 선택하여 배치하고, 수신기는 프리앰블에서 SL1_SBS_NoA_Start 정보를 파싱함으로써 SBS의 액티브 데이터 캐리어의 위치를 알 수 있다. 실시예로서, L1_SBS_NoA_Start 정보는 32K FFT를 지원해야 하므로 15 비트를 사용할 수 있다. 실시예로서, 시그널링 오버헤드를 주링기 위해 4개의 캐리어 단위로 위치를 조정하여 13비트로 시그널링할 수도 있다. 널 캐리어는 데이터 캐리어의 매핑 전 또는 후에 매핑될 수도 있다. L1_SBS_NoA_Start 정보의 값은 액티브 데이터 셀들이 매핑되기 전에 삽입된 널 셀들의 수를 지시할 수 있다.
도 52(a)의 실시예에서와 같이, L1_SBS_NoA_Start 정보의 값이 6이므로 6개의 널 셀들 이후에 액티브 데이터 셀들이 위치한다. 도 52(b)는 파일럿들이 삽입된 SBS 캐리어들을 나타낸다.
방송 송신기는 도 51의 심플 다이랙트 매핑 방법과 도 52의 바운더리 매핑 방법을 선택적으로 사용할 수도 있다. 이러한 경우 방송 송신기는 널 셀들의 매핑 방법을 시그널링해야 한다. 실시예로서, 널 캐리어 매핑 정보(L1_SBS_Null_Mapping)를 사용하여 널 캐리어 매핑 방법을 나타낼 수 있다. 널 캐리어 매핑 정보는 1비트 또는 2비트로서, 상술한 심플 다이렉트 매핑 방법 또는 바운더리 매핑 방법을 나타낼 수 있다. 이러한 널 캐리어 매핑 정보는 프리앰블의 L1 시그널링 정보에 포함될 수 있다.
도 53은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 널 캐리어 매핑 방법을 나타낸다.
도 53은 널 캐리어들을 대역폭에서 이븐하게(even) 분산(distribute)하는 방법을 나타낸다. 도 53의 널 캐리어 매핑 방법을 분산된(distributed) 매핑 방법으로 지칭할 수 있다.
널캐리어들은 라운드 펑션을 사용하여 분배시킬 수 있다. 라운드 오퍼레이션은 아래와 같이 나타낼 수 있다.
round(k * (N_DATA,SBS-1) / (N_null-1)), k = 0 ~ N_null-1
라운드 펑션 대신 플로어 펑션이 사용될 수도 있다. 그리고 데이터 셀들은 널 샐들이 차지하지 않은 남은 캐리어 인덱스들이 위치될 수 있다. 도 53의 방법은 주파수 인터리빙이 수행되지 않는 경우를 가정하며, 주파수 인터리빙이 없는 경우에도 주파수 상의 데이터 분산 효과를 개선할 수 있다.
도 50 내지 도 53의 방법들이 모두 선택적으로 사용될 수도 있다. 도 50의 방법을 제네럴(general) 매핑이라고 지칭할 수 있다. 즉, 도 50의 제네럴 매핑 방법(General mapping), 도 51의 심플 다이렉트 매핑 방법(Simple direct mapping), 도 52의 바운더리 매핑 방법(Boundary mapping) 및 도 53의 분산된 매핑 방법(Distributed mapping)이 방송 송신기에 의해 선택적으로 사용되고, 선택된 방법이 시그널링될 수 있다.
심플 다이렉트 매핑 방법은, 데이터가 대역 코너에 위치하며, 시그널링 오버헤드는 없다. 가장 복잡도가 낮고 심플한 방법으로 구현될 수 있다.
바운더리 매핑 방법은 데이터가 대역 센터에 위치하며, 시그널링 오버헤드는 없다. 그리고 데이터 셀들이 인접 채널 간섭 및 채널 추정 불완전(imperfection)에 가장 적게 영향을 받을 수 있다.
제네럴 매핑 방법은 시그럴링 오버헤드가 있으나, 시그널링 정보를 통해 심플 다이렉트 매핑 방법 및 바운더리 매핑 방법을 모두 구현할 수 있다. 유연한 시스템 구성이 가능하다.
분산된 매핑 방법은 데이터가 분산되며 시그널링 오버헤드가 없다. 주파수 다이버시티 개인이 증가하고 널 캐리어들을 간섭 센싱 등에 사용할 수도 있다. 다만 시스템 복잡도가 증가하게 된다.
각각의 방법이 장점과 단점을 가지고 있기 때문에, L1 시그널링 정보에 널 매핑 정보를 아래과 같이 추가하여 네 가지 방법 모두 또는 이들의 서브셋을 지원할 수 있다.
SBS 널 캐리어 매핑 정보(L1_SBS_Null_Mapping (2 bits)) : 각 SBS 심볼의 널 캐리어 매핑 방법.
“00” : Simple direct mapping (approach 1),
“01” : Boundary mapping (approach 2),
“10” : General mapping (approach 3),
”11” : Distributed mapping (approach 4)
위의 네 가지 방법들 중, 일부 방법만을 지원하고자 할 경우, 나머지 경우를 reserved field로 지정하거나, 시그널링하는 방법의 개수가 2 가지 이하일 경우, 1 bit으로 줄여서 사용할 수 있다. 위의 네 가지 방법 외에 추가로 널 캐리어 매핑 모드에 대비하기 위해서, L1_SBS_Null_Mapping 를 3 bit으로 확장하여 reserved field로 사용할 수 있다.
FI(주파수 인터리버)를 사용할 경우, FI 출력은 input 의 null cell들의 distribution에 크게 영향을 받지 않기 때문에, FI off의 경우를 위해서 선택된 방법들 중 가장 간단한 방법을 사용하도록 지정할 수 있다. 이 경우, FI on 시 널 캐리어 매핑 방법은 L1 시그널링 정보 중 FI on/off 를 지시하는 정보을 참조하여, FI 가 on 이 경우, 자동적으로 지정된 방법을 사용하도록 설정할 수도 있다.
예를 들어, L1_frequency_interleaver = ‘1’ (FI enable) 인 경우, 자동적으로 심블 다이렉트 매핑 또는 바운더리 매핑이 사용되도록 지정할 수 있다. 이 경우, 수신기에서는 L1_frequency_interleaver 을 참조하여 SBS 널 캐리어의 매핑 방법을 판단하고 해당 데이터 셀들의 위치를 파악하여 디코딩 할 수 있다.
SBS의 데이터 셀에는 더미 셀들이 포함될 수도 있다. 이러한 경우 SBS의 액티브 데이터 셀의 수는 실제 데이터 셀들의 수와 더미 셀들의 수를 합한 값이 될 수 있다. 이 경우에도 상술한 널 셀들의 매핑 방법이 동일하게 적용될 수 있다. 다만 상술한 데이터 셀들이 더미 셀들을 포함하는 것만이 차이점이 된다.
도 54는 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸다.
방송 신호 송신기 및 그의 동작과 관련하여 상술한 바와 같이, 방송 신호 송신기는 인풋 포매팅 모듈을 사용하여 입력 데이터를 인풋 프로세싱하여 적어도 하나의 DP(Data Pipe) 즉 PLP(Physical Layer Pipe) 데이터를 출력할 수 있다(S54010). 그리고 방송 신호 송신기는 BICM 모듈을 사용하여 적어도 하나의 PLP에 포함된 데이터를 에러 정정 프로세싱 또는 FEC 인코딩할 수 있다(S54020). 방송 신호 송신기는 프레이밍 모듈을 사용하여, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 포함하는 신호 프레임을 생성할 수 있다(S54030). 방송 신호 송신기는 파일럿 삽입 모듈을 사용하여 신호 프레임에 파일럿들을 삽입하고(S54040), IFFT 모듈을 사용하여 신호 프레임을 OFDM 변조할 수 있다(S54050).
신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함한다. 그리고 삽입되는 파일럿은 컨티뉴얼 파일럿(SP)들, 스캐터드 파일럿(CP들)을 포함한다. 실시예로서 프리앰블에는 프리앰블 파일럿들이 삽입되고, 서브프레임 바운더리 심볼에는 서브프레임 바운더리 프리앰블이 삽입될 수도 있다.
스캐터드 파일럿들의 진폭은 SP 부스팅 파라미터 및 스캐터드 파일럿들의 SP 패턴에 기초하여 결정된다. SP 부스팅 파라미터는 각각의 스캐터드 파일럿 패턴에 대해 5개의 레벨들을 포함한다. 5개의 레벨은 전력 부스팅이 수행되지 않는 0dB를 나타내는 하나의 레벨을 포함한다. 방송 신호 송신기는 5개의 레벨들 중 하나를 선택하고 해당 레벨의 진폭에 따라서 스캐터드 파일럿들을 부스팅하여 전송할 수 있다.
프리앰블에는 SP 부스팅 정보가 포함될 수 있다. SP 부스팅 정보는 스캐터드 파일럿들의 진폭 또는 부스팅 레벨을 나타낸다. SP 부스팅 정보는 상술한 SP 부스팅 파라미터를 3비트로 시그널링할 수 있다. 즉 SP 부스팅 정보는 "000"~"100"중 하나의 값으로서 시그널링되어, 수신기는 SP 패턴 정보, 도 34 및 도 35와 같은 SP 패턴에 따른 SP 부스팅 테이블 및 수신 SP 파라미터를 조합하여 SP의 진폭을 파악할 수 있다. SP 패턴 정보는 프리앰블에 포함되어 시그널링된다.
서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭은 상술한 SP 부스팅 정보 또는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정된다. 수신기는 서브프레임의 SP 파일럿 패턴에 따라서 서브프레임 바운더리 파일럿들의 위치를 알 수 있고, 수신한 SP 부스팅 정보에 따라서 서브프레임 바운더리 파릴럿들의 진폭을 알 수 있다.
서브프레임 바운더리 파일럿들은 서브프레임의 SP 패턴의 주파수 방향의 파일럿 간격 즉 서브 프레임의 Dx 간격으로 위치한다. 그리고 전력 노멀라이징을 위해 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들은 특정 수의 액티브 데이터 캐리어들 및 특정 수의 널 캐리어들을 포함할 수 있다.
서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어들의 수는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정된다. 예를 들면, 서브프레임 바운더리 파일럿의 진폭이 크게 부스팅되는 경우, 데이터 심볼과 전력을 맞추기 위해서는 액티브 데이터 캐리어들의 수를 줄이고 널 캐리어들의 수를 늘여야할 수도 있다. 또는, 서브프레임 바운더리 파일럿의 진폭이 작게 부스팅되는 경우, 액티브 데이터 캐리어들의 수를 늘리고 널 캐리어들의 수를 줄이거나 없앨 수도 있다. 예를 들면, SP 부스팅 파라미타 값이 0으로, 전력 부스팅이 수행되지 않으면 널 캐리어가 필요하지 않을 수도 있다.
널 태리어들의 수 또한 스캐터드 파일럿들의 진폭에 기초하여 결정된다. 스캐터드 파일럿들의 진폭이 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되고, 결정된 진폭이 서브프레임 바운더리 파일럿에도 적용된다. 따라서 상술한 바와 같이 스캐터드 파일럿들이 진폭이 커지면 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭도 커지므로 널 캐리어의 수가 증가할 수 있다. 그리고 스캐터드 파일럿들의 진폭이 작아지면 서브 프레임 바운더리 파일럿들의 진폭도 작아지므로 널 캐리어의 수가 감소할 수도 있다.
상술한 바와 같이 널 캐리어들의 수는 서브 프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수로부터 액티브 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득될 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수, 액티브 캐리어들의 수, 및 널 캐리어들의 수를 획득하는 방법은 상술한 바와 같다.
삽입되는 널 캐리어들이 수 및 위치는 도 48 내지 도 53과 같이 결정될 수 있다. 실시예로서, 액티브 데이터 캐리어들은 전체 데이터 셀들의 센터에 위치하고, 널 캐리어들의 절반은 각각 에지 대역에 위치할 수 있다. 널 셀들의 1/2가 최저-주파수 데이터 캐리어들을 차지(occupy)하고, 널 셀들의 나머지 1/2가 최고-주파수 데이터 캐리어들을 차지할 수 있다. 그리고 널 캐리어들의 2 세트들 사이의 데이터 캐리어들이 액티브 데이터 캐리어들이 될 수 있다.
도 55는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 동기화 및 복조 모듈을 나타낸다.
도 55는 도 9에서 나타낸 동기화 & 복조 모듈(9000)에 포함되는 서브 모듈들을 나타낸다.
동기화/복조 모듈은 방송 신호를 튜닝하는 튜너(55010), 수신한 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC 모듈(55020; ADC), 수신 신호에 포함된 프리앰블을 검출하는 프리앰플 디텍팅 모듈(55030; Preamble Detector), 수신 신호에 포함된 가드 시퀀스를 검출하는 가드 시퀀스 디텍팅 모듈(55040; Guard Sequence Dector), 수신 신호에 OFDM 복조 즉 FFT를 수행하는 웨이브폼 트랜스폼 모듈(55050; Waveform Transform), 수신 신호에 포함된 파일럿 신호를 검출하는 레퍼런스 신호 디텍팅 모듈(55060; Reference Signal Detector), 추출된 가드 시퀀스를 사용하여 채널 등화를 수행하는 채널 등화 모듈(55070; Channel equalizer), 및 인버스 웨이브폼 트랜스폼 모듈(55080; inverse waveform transform), 시간 영역에서 파일럿 신호를 검출하는 타임 도메인 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈(55090; Time domain reference signal detector) 및 프리앰블 및 파일럿 신호를 사용하여 수신 신호의 시간/주파수 동기화를 수행하는 시간/주파수 동기화 모듈(55100; Time/Freq Sync)을 포함한다.
웨이브폼 트랜스폼 모듈(55050)은 OFDM 복조를 수행하는 FFT 모듈로 지칭할 수도 있다.인버스 웨이브폼 트랜스폼 모듈(55080)은 FFT의 역에 대항하는 변환을 수행하는 모듈로서, 이는 실시예에 따라서 생략되거나, 동일 또는 유사한 기능을 수행하는 다른 모듈로 대체될 수 있다.
도 55에서, 수신기가 복수의 안테나로 수신한 신호를 복수의 경로를 통해 처리하는 경우로 동일 모듈들이 병렬로 도시되어 있으며, 동일 모듈에 대해 중복 설명은 하지 않는다.
본 발명에서 수신기는 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈(55060) 및 타임 도메인 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈(55090)을 사용하여 파일럿 신호를 디텍팅 및 사용할 수 있다. 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈(55060)은 주파수 도메인에서 파일럿 신호를 검출하고, 수신기는 검출된 파일럿 신호의 특성을 사용하여 동기화 및 채널 추정을 수행할 수 있다. 타임 도메인 레퍼런스 시그널 디텍팅 모듈(55090)은 수신된 신호의 시간 도메인에서 파일럿 신호를 검출하고, 수신기는 검출된 파일럿 신호의 특성을 사용하여 동기화 및 채널 추정을 수행할 수 있다. 본 명세서에서는 주파수 도메인에서 파일럿 신호를 검출하는 모듈(55060) 및 시간 도메인에서 파일럿 신호를 검출하는 모듈(55090)을 중 적어도 하나를 파일럿 신호 디텍팅 모듈 또는 파일럿 검출 모듈로 지칭할 수 있다. 또한 본 명세서에서 레퍼런스 신호는 파일럿 신호를 의미하는 것이다.
도 56은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸다.
방송 신호 수신기 및 그의 동작과 관련하여 상술한 바와 같이, 방송 신호 수신기는 FFT(Fast Fourier Transfrom) 모듈을 사용하여 수신 방송 신호를 OFDM 복조할 수 있다(S56010). 방송 신호 수신기는 파일럿 검출 모듈을 사용하여 방송 신호에 포함된 파일럿들을 검출할 수 있다(S56020). 방송 신호 수신기는 검출된 파일럿들을 사용하여 방송 신호의 동기화, 채널 추정 및 보상을 수행할 수 있다. 방송 신호 수신기는 프레임 파싱 모듈을 사용하여 방송 신호의 신호 프레임을 파싱할 수 있다(S56030). 방송 신호 수신기는 신호 프레임에 포함된 프리앰블 데이터를 추출 및 디코딩하고, 프리앰블 데이터로부터 획득된 L1 시그널링 정보를 사용하여 원하는 서브프레임 또는 PLP 데이터를 추출할 수도 있다. 방송 신호 수신기는 디매핑 및 디코딩 모듈을 사용하여 방송 신호로부터 추출된 PLP 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC 디코딩할 수 있다(S56040). 그리고 방송 수신기는 아웃풋 프로세싱 모듈을 사용하여 PLP 데이터를 데이터 스트림으로 출력할 수 있다(S56050).
신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함한다. 그리고 삽입되는 파일럿은 컨티뉴얼 파일럿(SP)들, 스캐터드 파일럿(CP들)을 포함한다. 실시예로서 프리앰블에는 프리앰블 파일럿들이 삽입되고, 서브프레임 바운더리 심볼에는 서브프레임 바운더리 프리앰블이 삽입될 수도 있다.
스캐터드 파일럿들의 진폭은 SP 부스팅 파라미터 및 스캐터드 파일럿들의 SP 패턴에 기초하여 결정된다. SP 부스팅 파라미터는 각각의 스캐터드 파일럿 패턴에 대해 5개의 레벨들을 포함한다. 5개의 레벨은 전력 부스팅이 수행되지 않는 0dB를 나타내는 하나의 레벨을 포함한다. 방송 신호 송신기는 5개의 레벨들 중 하나를 선택하고 해당 레벨의 진폭에 따라서 스캐터드 파일럿들을 부스팅하여 전송할 수 있다.
프리앰블에는 SP 부스팅 정보가 포함될 수 있다. SP 부스팅 정보는 스캐터드 파일럿들의 진폭 또는 부스팅 레벨을 나타낸다. SP 부스팅 정보는 상술한 SP 부스팅 파라미터를 3비트로 시그널링할 수 있다. 즉 SP 부스팅 정보는 "000"~"100"중 하나의 값으로서 시그널링되어, 수신기는 SP 패턴 정보, 도 34 및 도 35와 같은 SP 패턴에 따른 SP 부스팅 테이블 및 수신 SP 파라미터를 조합하여 SP의 진폭을 파악할 수 있다. SP 패턴 정보는 프리앰블에 포함되어 시그널링된다.
서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭은 상술한 SP 부스팅 정보 또는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정된다. 수신기는 서브프레임의 SP 파일럿 패턴에 따라서 서브프레임 바운더리 파일럿들의 위치를 알 수 있고, 수신한 SP 부스팅 정보에 따라서 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭/진폭비를 알 수 있다. 따라서 수신기는 파일럿들의 결정된 진폭에 따라서 채널 추정 및 동기 추적을 수행할 수 있다.
서브프레임 바운더리 파일럿들은 서브프레임의 SP 패턴의 주파수 방향의 파일럿 간격 즉 서브 프레임의 Dx 간격으로 위치한다. 그리고 전력 노멀라이징을 위해 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들은 특정 수의 액티브 데이터 캐리어들 및 특정 수의 널 캐리어들을 포함할 수 있다.
서브프레임 바운더리 심볼의 액티브 데이터 캐리어들의 수는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정된다. 예를 들면, 서브프레임 바운더리 파일럿의 진폭이 크게 부스팅되는 경우, 데이터 심볼과 전력을 맞추기 위해서는 액티브 데이터 캐리어들의 수를 줄이고 널 캐리어들의 수를 늘여야할 수도 있다. 또는, 서브프레임 바운더리 파일럿의 진폭이 작게 부스팅되는 경우, 액티브 데이터 캐리어들의 수를 늘리고 널 캐리어들의 수를 줄이거나 없앨 수도 있다. 예를 들면, SP 부스팅 파라미타 값이 0으로, 전력 부스팅이 수행되지 않으면 널 캐리어가 필요하지 않을 수도 있다.
널 캐리어들의 수 또한 스캐터드 파일럿들의 진폭에 기초하여 결정된다. 스캐터드 파일럿들의 진폭이 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되고, 결정된 진폭이 서브프레임 바운더리 파일럿에도 적용된다. 따라서 상술한 바와 같이 스캐터드 파일럿들이 진폭이 커지면 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭도 커지므로 널 캐리어의 수가 증가할 수 있다. 그리고 스캐터드 파일럿들의 진폭이 작아지면 서브 프레임 바운더리 파일럿들의 진폭도 작아지므로 널 캐리어의 수가 감소할 수도 있다.
상술한 바와 같이 널 캐리어들의 수는 서브 프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수로부터 액티브 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득될 수 있다. 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수, 액티브 캐리어들의 수, 및 널 캐리어들의 수를 획득하는 방법은 상술한 바와 같다. 도 38 내지 도 47의 테이블들의 전부 또는 일부는 송신기 및 수신기에 함께 저장되어 사용될 수 있다.
삽입되는 널 캐리어들의 수 및 위치는 도 48 내지 도 53과 같이 결정될 수 있다. 실시예로서, 액티브 데이터 캐리어들은 전체 데이터 셀들의 센터에 위치하고, 널 캐리어들의 절반은 각각 에지 대역에 위치할 수 있다. 널 셀들의 1/2가 최저-주파수 데이터 캐리어들을 차지(occupy)하고, 널 셀들의 나머지 1/2가 최고-주파수 데이터 캐리어들을 차지할 수 있다. 그리고 널 캐리어들의 2 세트들 사이의 데이터 캐리어들이 액티브 데이터 캐리어들이 될 수 있다. 따라서, 수신기는 이러한 위치에 따라서 액티브 데이터 캐리어들을 추출 및 디코딩할 수 있다.
본 발명에 따르면 스캐터드 파일럿의 전력을 부스팅함으로써 수신 측의 동기 추적, 채널 추정과 같은 신호 프로세싱 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, 스캐터드 파일러스의 전력을 부스팅하는 레벨을 고정하지 않고 5개의 레벨 중 하나로 사용할 수 있게 하여 시스템 유연성을 개선할 수 있다. 방송 시스템은 해당 시스템의 채널 환경, 서비스 중요도, 데이터 양, 가용 전력 등을 고려하여 부스팅 레벨을 결정하여 효율적인 전력 분배가 가능하다. 수신측에서도 SP 부스팅 정보에 기초하여 부스팅 레벨을 파악하고 그에 따라 SP을 프로세싱함으로써 유연하고 효율적인 신호 처리가 가능하게 된다. 이러한 부스팅 레벨은 시그널링되어야만 수신기에서도 송신기의 부스팅 레벨에 맞게 신호 처리가 가능하다.
그리고 송신기는 서브프레임 바운더리 파일럿도 서브프레임의 SP와 같이 부스팅을 수행하고 추가로 널 케리어를 배치함으로써 데이터 캐리어의 에너지 부족을 최소화할 수 있다. 송신기/수신기는 SP 부스팅 테이블/정보를 사용할 수 있어 시그널링 오버헤드를 줄일 수도 있다.
서브프레임 바운더리 심볼의 경우 파일럿 밀도가 높아지므로 서브프레임에 대한 SP 부스팅 테이블 및 SP 부스팅 정보를 사용하면 시그널링 오버헤드는 줄어들지만 신호 프레임의 심볼당 전력이 달라질 수 있다. 심볼당 전력이 다르면 시스템의 필터, 증폭기(amplifier) 복잡도가 증가하거나\및 채널 추정/동기 추적 성능 열화가 발생할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 서브프레임 바운더리 심볼에 널 캐리어를 삽입함으로써 서브프레임 내의 심볼당 전력을 일정하게 유지할 수 있다. 따라서 수신측에서도 균일하게 분배된 심볼당 전력을 사용하고, 동일한 진폭의 파일럿들을 사용함으로써 시스템 복잡도를 낮추고 신호 처리 성능을 향상시킬 수 있다.
특히, 널 캐리어를 대역 양 에지 영역에 위치시키고, 액티브 데이터 캐리어를 대역 중심에 위치시킴으로써 심볼간/주파수간 간섭을 최소화시키고 신호 디코딩 성능을 더욱 향상시킬 수 있다. 그리고 널 캐리어 및 액티브 데이터 캐리어의 위치를 추가로 시그널링할 필요가 없게되어 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수도 있다. 특히 서브프레임 바운더리 파일럿을 사용한 채널 추정/동기 추적 속도를 향상시킬 수 있다 시스템 레이턴시를 낮출 수 있다.
본 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않고 본 발명에서 다양한 변경 및 변형이 가능함은 당업자에게 이해된다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구항 및 그 동등 범위 내에서 제공되는 본 발명의 변경 및 변형을 포함하는 것으로 의도된다.
본 명세서에서 장치 및 방법 발명이 모두 언급되고, 장치 및 방법 발명 모두의 설명은 서로 보완하여 적용될 수 있다.
다양한 실시예가 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태에서 설명되었다.
본 발명은 일련의 방송 신호 제공 분야에서 이용된다.
본 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않고 본 발명에서 다양한 변경 및 변형이 가능함은 당업자에게 자명하다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구항 및 그 동등 범위 내에서 제공되는 본 발명의 변경 및 변형을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims (14)

  1. 수신 방송 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조하는 FFT(Fast Fourier Transform) 모듈;
    상기 방송 신호에 포함된 파일럿들을 검출하는 파일럿 검출 모듈;
    상기 방송 신호의 신호 프레임을 파싱하는 프레임 파싱 모듈로서, 상기 신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함하고,
    상기 방송 신호의 PLP(Physical Layer Pipe) 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC(Forward Error Correction) 디코딩하는 디매핑 및 디코딩 모듈; 및
    상기 PLP 데이터를 수신하여 데이터 스트림을 출력하는 아웃풋 프로세싱 모듈을 포함하며,
    상기 서브프레임은 데이터 심볼들 및 적어도 하나의 서브프레임 바운더리 심볼을 포함하고,
    상기 서브프레임 바운더리 심볼(SBS)은 데이터 캐리어들 및 서브프레임 바운더리 파일럿들을 포함하는, 방송 신호 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 서브프레임의 상기 데이터 심볼들은 스캐터드 파일럿들을 포함하고, 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭은 스캐터드 파일럿들의 전력 부스팅 레벨을 나타내는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되며,
    상기 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭은 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 서브프레임 바운더리 파일럿들은 상기 서브프레임의 SP 패턴의 주파수 방향의 파일럿 간격(separation)에 기초하여 위치되며,
    상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들은 특정 수의 액티브데이터 캐리어들 및 특정 수의 널 캐리어들을 포함하는, 방송 신호 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 액티브 데이터 캐리어들의 수는 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신기.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 널 캐리어들의 수는 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 널 캐리어들의 수는 상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수로부터 상기 액티브 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득되는, 방송 신호 수신기.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 액티브 데이터 캐리어들은 전체 데이터 셀들의 센터에 위치하고, 상기 널 캐리어들의 절반은 각각 에지 대역에 위치하는, 방송 신호 수신기.
  8. 수신 신호 프레임을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 복조하는 단계;
    상기 신호 프레임에 포함된 파일럿들을 검출하는 단계;
    상기 방송 신호의 신호 프레임을 파싱하는 단계로서, 상기 신호 프레임은 프리앰블 및 적어도 하나의 서브프레임을 포함하고,
    상기 방송 신호의 PLP(Physical Layer Pipe) 데이터를 비트 도메인으로 변환하고 FEC(Forward Error Correction) 디코딩하는 단계; 및
    상기 PLP 데이터를 수신하여 데이터 스트림을 출력하는 단계를 포함하며,
    상기 서브프레임은 데이터 심볼들 및 적어도 하나의 서브프레임 바운더리 심볼을 포함하고,
    상기 서브프레임 바운더리 심볼(SBS)은 데이터 캐리어들 및 서브프레임 바운더리 파일럿들을 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 서브프레임의 상기 데이터 심볼들은 스캐터드 파일럿들을 포함하고, 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭은 스캐터드 파일럿들의 전력 부스팅 레벨을 나타내는 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되며,
    상기 서브프레임 바운더리 파일럿들의 진폭은 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 서브프레임 바운더리 파일럿들은 상기 서브프레임의 SP 패턴의 주파수 방향의 파일럿 간격(separation)에 기초하여 위치되며,
    상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들은 특정 수의 액티브데이터 캐리어들 및 특정 수의 널 캐리어들을 포함하는, 방송 신호 수신 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 액티브 데이터 캐리어들의 수는 상기 SP 부스팅 파라미터에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 널 캐리어들의 수는 상기 스캐터드 파일럿들의 진폭에 기초하여 결정되는, 방송 신호 수신 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 널 캐리어들의 수는 상기 서브프레임 바운더리 심볼의 데이터 캐리어들의 수로부터 상기 액티브 캐리어들의 수를 감산함으로써 획득되는, 방송 신호 수신 방법.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 액티브 데이터 캐리어들은 전체 데이터 셀들의 센터에 위치하고, 상기 널 캐리어들의 절반은 각각 에지 대역에 위치하는, 방송 신호 수신 방법.
PCT/KR2015/011839 2015-07-27 2015-11-05 방송 신호 송수신 장치 및 방법 WO2017018606A1 (ko)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201580043737.4A CN106664282B (zh) 2015-07-27 2015-11-05 用于发送和接收广播信号的方法和设备
JP2017510508A JP6480569B2 (ja) 2015-07-27 2015-11-05 放送信号送受信装置及び方法
KR1020177003828A KR102036116B1 (ko) 2015-07-27 2015-11-05 방송 신호 송수신 장치 및 방법
EP15899750.2A EP3331208B1 (en) 2015-07-27 2015-11-05 Method and device for transmitting and receiving broadcast signal
CN202010263695.8A CN111343124B (zh) 2015-07-27 2015-11-05 用于发送和接收广播信号的方法和设备

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201562197542P 2015-07-27 2015-07-27
US62/197,542 2015-07-27
US201562198117P 2015-07-28 2015-07-28
US62/198,117 2015-07-28
US201562199844P 2015-07-31 2015-07-31
US62/199,844 2015-07-31
US201562201531P 2015-08-05 2015-08-05
US62/201,531 2015-08-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017018606A1 true WO2017018606A1 (ko) 2017-02-02

Family

ID=57884461

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2015/011839 WO2017018606A1 (ko) 2015-07-27 2015-11-05 방송 신호 송수신 장치 및 방법
PCT/KR2015/011840 WO2017018607A1 (ko) 2015-07-27 2015-11-05 방송 신호 송수신 장치 및 방법

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2015/011840 WO2017018607A1 (ko) 2015-07-27 2015-11-05 방송 신호 송수신 장치 및 방법

Country Status (6)

Country Link
US (8) US9705723B2 (ko)
EP (2) EP3331208B1 (ko)
JP (2) JP6480569B2 (ko)
KR (3) KR101975344B1 (ko)
CN (3) CN111343124B (ko)
WO (2) WO2017018606A1 (ko)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106664154B (zh) * 2014-07-22 2019-10-22 华为技术有限公司 确定前向纠错帧边界的方法、装置和解码系统
CA3065394C (en) 2015-03-06 2022-05-17 Electronics And Telecommunications Research Institute Broadcast signal frame generating apparatus and broadcast signal frame generating method using bootstrap and preamble
WO2017018606A1 (ko) 2015-07-27 2017-02-02 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
EP3465957B1 (en) * 2016-05-25 2020-12-09 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) A transmitting node, a receiving node and methods therein for providing enhanced channel concatenated coding with systematic inner code and low complexity decoding
US20180014171A1 (en) * 2016-07-05 2018-01-11 Qualcomm Incorporated Management of emergency alert wake up bits
US10541845B2 (en) * 2017-09-25 2020-01-21 Kenneth Stuart Pseudo random multi-carrier method and system
US10321303B1 (en) 2017-12-28 2019-06-11 T-Mobile Usa, Inc. Subscription management service pairing
CN112042161B (zh) * 2018-01-26 2023-09-26 加州理工学院 通过在零点上调制数据来进行通信的系统和方法
JP2020017906A (ja) * 2018-07-27 2020-01-30 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 信号処理回路および信号処理システム
SG11202108549YA (en) * 2019-02-07 2021-09-29 California Inst Of Techn Systems and methods for communicating by modulating data on zeros in the presence of channel impairments
US11695598B2 (en) * 2021-03-03 2023-07-04 Qualcomm Incorporated Modem framework for application-specific baseband customization at an end user
US11419976B1 (en) 2021-04-30 2022-08-23 Fresenius Kabi Deutschland Gmbh Wearable drug delivery device with pressurized fluid dispensing

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090094356A1 (en) * 2007-10-09 2009-04-09 Nokia Corporation Associating Physical Layer Pipes and Services Through a Program Map Table
US20090103649A1 (en) * 2007-10-22 2009-04-23 Nokia Corporation Digital Broadcast Signaling Metadata
US20110019753A1 (en) * 2007-12-12 2011-01-27 Woo Suk Ko Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
WO2011105802A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105792A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Family Cites Families (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3845508A (en) 1973-03-30 1974-11-05 Borg Warner Water closet control system
CN1628446B (zh) * 2002-06-20 2010-06-16 诺基亚公司 接收多载波信号的方法和系统
JP2004214962A (ja) * 2002-12-27 2004-07-29 Sony Corp Ｏｆｄｍ復調装置
CN1759552B (zh) * 2003-03-10 2012-06-13 松下电器产业株式会社 Ofdm信号的发送方法、发送装置和接收装置
CN103516459B (zh) * 2004-03-15 2016-09-21 苹果公司 用于具有四根发射天线的ofdm系统的导频设计
JP4637498B2 (ja) * 2004-04-16 2011-02-23 パナソニック株式会社 通信装置および通信方法
US20070081484A1 (en) * 2004-07-29 2007-04-12 Wang Michael M Methods and apparatus for transmitting a frame structure in a wireless communication system
US20070147226A1 (en) * 2005-10-27 2007-06-28 Aamod Khandekar Method and apparatus for achieving flexible bandwidth using variable guard bands
JP4445474B2 (ja) * 2006-01-16 2010-04-07 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ信号の送信方法、ｏｆｄｍ送信機及びｏｆｄｍ受信機
JP4640844B2 (ja) * 2007-01-09 2011-03-02 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置、送信方法及び通信システム
US8131218B2 (en) * 2007-04-13 2012-03-06 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences
US7889800B2 (en) * 2007-05-31 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Memory-saving method for generating soft bit values from an OFDM signal
JP4465374B2 (ja) * 2007-08-14 2010-05-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信システム、基地局装置及び送信方法
KR100917201B1 (ko) 2007-12-11 2009-09-16 엘지전자 주식회사 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치
US8238455B2 (en) * 2008-01-07 2012-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for downlink PDSCH power setting
US8379752B2 (en) 2008-03-19 2013-02-19 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded synchronization/pilot sequences
US8923249B2 (en) * 2008-03-26 2014-12-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for scrambling sequence generation in a communication system
US8331420B2 (en) 2008-04-14 2012-12-11 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded pilot signals
JP5083026B2 (ja) * 2008-05-15 2012-11-28 富士通セミコンダクター株式会社 デジタル放送受信機、およびデジタル放送受信方法
WO2010106549A2 (en) * 2009-03-04 2010-09-23 Centre Of Excellence In Wireless Pilot aided data transmission and reception with interference mitigation in wireless systems
KR101476205B1 (ko) * 2009-03-17 2014-12-24 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 위치 기반 서비스를 위한 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치
FR2945172B1 (fr) 2009-05-04 2011-04-22 Inst Nat Sciences Appliq Procede et dispositif de transmission d'un signal multiporteuse reduisant le rapport puissance crete a puissance moyenne, programme, signal, procede et dispositif de reception correspondants
CN102144365B (zh) * 2009-07-02 2014-12-10 松下电器产业株式会社 接收装置及接收方法
JP5347792B2 (ja) * 2009-07-16 2013-11-20 ソニー株式会社 信号処理装置、信号処理方法、及び、受信システム
KR101514096B1 (ko) * 2010-01-12 2015-04-23 삼성전자주식회사 무선 접속 시스템에서 캐리어대 잡음비의 추정 방법 및 기지국 장치
US8305987B2 (en) * 2010-02-12 2012-11-06 Research In Motion Limited Reference signal for a coordinated multi-point network implementation
WO2011105784A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
US8630280B2 (en) * 2010-03-14 2014-01-14 Lg Electronics Inc. Method and user equipment for transmitting feedback information
JP5678171B2 (ja) * 2010-04-12 2015-02-25 クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ ネットワークにおける低オーバーヘッド通信のためのチャネル推定
EP2645709B1 (en) * 2010-11-23 2019-10-23 LG Electronics Inc. Broadcast signal transmitting apparatus and broadcast signal transceiving method in broadcast signal transmitting apparatus
WO2012070914A2 (ko) * 2010-11-25 2012-05-31 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 채널 및 데이터 채널 전송 방법 및 장치
KR101306377B1 (ko) * 2011-09-29 2013-09-09 엘지전자 주식회사 상향링크 전송 방법 및 장치
US8817900B2 (en) * 2012-04-10 2014-08-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Frequency-domain peak power reduction
EP3474579B1 (en) * 2012-10-05 2020-12-09 InterDigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for enhancing coverage of machine type communication (mtc) devices
EP2930870B1 (en) 2012-12-07 2021-04-28 Sun Patent Trust Transmission device, transmission method, reception device, reception method, integrated circuit, and program
WO2014175606A1 (en) 2013-04-21 2014-10-30 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CN105284068B (zh) * 2013-06-05 2019-08-27 索尼公司 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法
US9559821B2 (en) * 2013-08-05 2017-01-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver and controlling method thereof
KR102246965B1 (ko) * 2013-09-12 2021-04-30 삼성전자주식회사 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어방법
WO2015037875A1 (en) * 2013-09-12 2015-03-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver and controlling method thereof
CN104468446B (zh) * 2013-09-25 2017-09-26 中国科学院上海高等研究院 下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法
US9565044B2 (en) * 2013-09-27 2017-02-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus, receiving apparatus, and control methods thereof
EP3069517B1 (en) * 2013-11-13 2019-01-09 LG Electronics Inc. Broadcast signal transmission method and broadcast signal transmission apparatus with deletion of null packets
US9240916B2 (en) 2013-11-13 2016-01-19 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
JP6204607B2 (ja) * 2013-11-25 2017-09-27 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法
WO2015076514A1 (en) * 2013-11-25 2015-05-28 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
WO2015084023A1 (en) * 2013-12-06 2015-06-11 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for sending and receiving broadcast signals
US9780808B2 (en) * 2014-05-21 2017-10-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter apparatus and bit interleaving method thereof
CN106464937B (zh) * 2014-05-28 2019-10-08 Lg电子株式会社 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
EP3157253A4 (en) 2014-06-10 2018-03-14 LG Electronics Inc. Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, broadcast signal transmitting method, and broadcast signal receiving method
KR101899829B1 (ko) 2014-08-21 2018-09-18 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR102057866B1 (ko) 2014-10-12 2019-12-20 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
EP3226572A4 (en) * 2014-11-26 2018-07-04 LG Electronics Inc. Apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signal
KR102112008B1 (ko) * 2014-12-29 2020-05-18 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
JP6615879B2 (ja) * 2014-12-31 2019-12-04 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法
MX361014B (es) 2015-01-05 2018-11-26 Lg Electronics Inc Aparato de transmisión de señales de difusión, aparato de recepción de señales de difusión, método de transmisión de señales de difusión, y método de recepción de señales de difusión.
WO2016125990A1 (ko) * 2015-02-04 2016-08-11 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2016125992A1 (ko) 2015-02-04 2016-08-11 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017003039A1 (ko) * 2015-06-29 2017-01-05 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017003027A1 (ko) * 2015-06-30 2017-01-05 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
CN113162744B (zh) * 2015-07-01 2024-07-05 三星电子株式会社 发送装置和接收装置及其控制方法
EP3324593A4 (en) 2015-07-16 2019-03-20 LG Electronics Inc. BROADCAST SIGNAL DEVICE, BROADCAST SIGNAL RECEIVER, BROADCAST SENDING METHOD AND BROADCAST SIGNAL RECEPTION PROCEDURE
CN107005522B (zh) * 2015-07-17 2020-12-22 Lg 电子株式会社 广播信号发送和接收装置和方法
WO2017018606A1 (ko) * 2015-07-27 2017-02-02 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090094356A1 (en) * 2007-10-09 2009-04-09 Nokia Corporation Associating Physical Layer Pipes and Services Through a Program Map Table
US20090103649A1 (en) * 2007-10-22 2009-04-23 Nokia Corporation Digital Broadcast Signaling Metadata
US20110019753A1 (en) * 2007-12-12 2011-01-27 Woo Suk Ko Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
WO2011105802A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105792A2 (ko) * 2010-02-23 2011-09-01 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3331208A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
US10116481B2 (en) 2018-10-30
CN106664282A (zh) 2017-05-10
US11102042B2 (en) 2021-08-24
US9705723B2 (en) 2017-07-11
US10812308B2 (en) 2020-10-20
US20170033959A1 (en) 2017-02-02
CN111343124B (zh) 2022-05-06
JP6480569B2 (ja) 2019-03-13
US10547482B2 (en) 2020-01-28
US20200169439A1 (en) 2020-05-28
JP6480562B2 (ja) 2019-03-13
KR20170023784A (ko) 2017-03-06
US10382239B2 (en) 2019-08-13
EP3331207A1 (en) 2018-06-06
EP3331208A1 (en) 2018-06-06
EP3331208B1 (en) 2023-05-17
EP3331207A4 (en) 2019-03-27
US20190268194A1 (en) 2019-08-29
US10644918B2 (en) 2020-05-05
JP2017531340A (ja) 2017-10-19
KR20170037617A (ko) 2017-04-04
CN107667490B (zh) 2019-10-25
EP3331208A4 (en) 2019-03-27
KR102036116B1 (ko) 2019-11-26
US20170272292A1 (en) 2017-09-21
CN106664282B (zh) 2020-05-01
CN111343124A (zh) 2020-06-26
US20200403833A1 (en) 2020-12-24
KR20180086307A (ko) 2018-07-30
JP2017533608A (ja) 2017-11-09
US20190058619A1 (en) 2019-02-21
WO2017018607A1 (ko) 2017-02-02
US10158513B2 (en) 2018-12-18
CN107667490A (zh) 2018-02-06
US20170033962A1 (en) 2017-02-02
KR101975344B1 (ko) 2019-08-28
US20180367352A1 (en) 2018-12-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2016125991A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2016122061A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016163621A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2016125990A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017018606A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2016144004A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016093467A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2015163597A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2015076511A1 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
WO2015156568A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2015084054A1 (en) Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
WO2015182900A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016153126A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017010640A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2017003039A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017014356A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2015190695A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016108373A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016122063A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2016153142A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016085084A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017003028A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2015186938A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2017043714A1 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016153117A1 (ko) 방송 신호 송수신 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20177003828

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2015899750

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2015899750

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017510508

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15899750

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE