JP6480569B2 - 放送信号送受信装置及び方法 - Google Patents
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Description
本発明は、放送信号送信装置、放送信号受信装置、及び放送信号送受信方法に関するものである。
アナログ放送信号送信が終了するにつれて、ディジタル放送信号を送受信するための様々な技術が開発されている。ディジタル放送信号はアナログ放送信号に比べてより多い量のビデオ／オーディオデータを含むことができ、ビデオ／オーディオデータだけでなく、様々な種類の付加データをさらに含むことができる。
即ち、ディジタル放送システムはＨＤ（High Definition）イメージ、マルチャネル（multichannel、多チャネル）オーディオ、及び様々な付加サービスを提供することができる。しかしながら、ディジタル放送のためには、多量のデータ送信に対するデータ送信効率、送受信ネットワークの堅固性（robustness）、及びモバイル受信装置を考慮したネットワーク柔軟性（flexibility）が向上しなければならない。
前述した技術的課題を解決するために、本発明の実施形態に係るシグナリング情報を含む放送信号をプロセシングする放送信号受信機は、受信放送信号をＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）復調するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュールと、前記放送信号に含まれたパイロットを検出するパイロット検出モジュールと、前記放送信号の信号フレームをパーシングするフレームパーシングモジュールであって、前記信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む、フレームパーシングモジュールと、前記放送信号のＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）データをビットドメインに変換し、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）デコーディングするデマッピング及びデコーディングモジュールと、前記ＰＬＰデータを受信してデータストリームを出力するアウトプットプロセシングモジュールとを含み、前記サブフレームは、データシンボル及び少なくとも１つのサブフレームバウンダリシンボルを含み、前記サブフレームバウンダリシンボル（ＳＢＳ）は、データキャリア及びサブフレームバウンダリパイロットを含む。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記サブフレームの前記データシンボルは、スキャタードパイロットを含み、前記スキャタードパイロットの振幅は、スキャタードパイロットの電力ブースティングレベルを表すＳＰブースティングパラメータに基づいて決定され、前記サブフレームバウンダリパイロットの振幅は、前記ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定することができる。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記サブフレームバウンダリパイロットは、前記サブフレームのＳＰパターンの周波数方向のパイロット間隔（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）に基づいて位置し、前記サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアは、特定数のアクティブデータキャリア及び特定数のヌルキャリアを含むことができる。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記アクティブデータキャリアの数は、前記ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定されることができる。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記ヌルキャリアの数は、前記スキャタードパイロットの振幅に基づいて決定されることができる。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記ヌルキャリアの数は、前記サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数から前記アクティブキャリアの数を減算することにより取得されることができる。
本発明の実施形態に係る放送信号受信機において、前記アクティブデータキャリアは、全体データセルのセンタに位置し、前記ヌルキャリアの半分は、それぞれエッジ帯域に位置することができる。
また、上述した技術的課題を解決するための本発明の実施形態に係る放送信号受信方法は、受信信号フレームをＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）復調するステップと、前記信号フレームに含まれたパイロットを検出するステップと、前記放送信号の信号フレームをパーシングするステップであって、前記信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む、ステップと、前記放送信号のＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）データをビットドメインに変換し、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）デコーディングするステップと、前記ＰＬＰデータを受信してデータストリームを出力するステップとを含み、前記サブフレームは、データシンボル及び少なくとも１つのサブフレームバウンダリシンボルを含み、前記サブフレームバウンダリシンボル（ＳＢＳ）は、データキャリア及びサブフレームバウンダリパイロットを含むことができる。
本発明は、サービス特性によってデータを処理して各サービスまたはサービスコンポーネントに対するＱｏＳ（Ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を制御することによって様々な放送サービスを提供することができる。
本発明は、同一のＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号帯域幅を介して様々な放送サービスを送信することによって送信柔軟性（ｆｌｅｘｉｂｉｌｉｔｙ）を達成することができる。
本発明は、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムを用いてデータ送信効率及び放送信号の送受信堅固性（Ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）を向上させることができる。
本発明によれば、モバイル受信装置を使用するか、または室内環境にあっても、エラー無しでディジタル放送信号を受信することができる放送信号送信及び受信方法及び装置を提供することができる。
以下、本発明の追加的な効果を実施形態と関連してより詳細に説明する。
本発明に対してさらに理解するために含まれて、本出願に含まれて、その一部を構成する添付の図面は本発明の原理を説明する詳細な説明とともに本発明の実施形態を示す。
本発明の好ましい実施形態に対して具体的に説明し、その例は添付した図面に示す。添付した図面を参照した以下の詳細な説明は、本発明の実施形態によって実現できる実施形態のみを示すよりは、本発明の好ましい実施形態を説明するためのものである。次の詳細な説明は、本発明に対する徹底した理解を提供するために細部事項を含む。しかしながら、本発明がこのような細部事項無しで実行できるということは当業者に自明である。
本発明で使用される大部分の用語は当該分野で広く使用される一般的なものから選択されるが、一部の用語は出願人により任意に選択され、その意味は必要によって次の説明で詳細に叙述する。したがって、本発明は用語の単純な名称や意味でない用語の意図した意味に基づいて理解されなければならない。
本発明は、次世代放送サービスに対する放送信号送信及び受信装置、及び方法を提供する。本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービス、ＵＨＤＴＶサービスなどを含む。本発明は一実施形態に従って非−ＭＩＭＯ（non-Multiple Input Multiple Output）またはＭＩＭＯ方式により次世代放送サービスに対する放送信号を処理することができる。本発明の一実施形態に係る非−ＭＩＭＯ方式は、ＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）方式、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）方式などを含むことができる。
以下、説明の便宜のためにＭＩＳＯまたはＭＩＭＯ方式は２つのアンテナを使用するが、本発明は２つ以上のアンテナを使用するシステムに適用できる。本発明は、特定用途に要求される性能を達成し、かつ受信機の複雑度を最小化するために最適化した３個のフィジカルプロファイル（PHY profile）（ベース（base）、ハンドヘルド（handheld）、アドバンス（advanced）プロファイル）を定義することができる。フィジカルプロファイルは、該当する受信機が実現しなければならない全ての構造のサブセットである。
３個のフィジカルプロファイルは大部分の機能ブロックを共有するが、特定ブロック及び／又はパラメータでは若干異なる。今後に追加でフィジカルプロファイルが定義できる。システムの発展のために、フューチャープロファイルはＦＥＦ（future extension frame）を介して単一ＲＦ（radio frequency）チャネルに存在するプロファイルとマルチプレキシングされることもできる。各フィジカルプロファイルに対する詳細な内容は後述する。
１．ベースプロファイル
ベースプロファイルは主にルーフトップ（roof-top）アンテナと連結される固定された受信装置の主な用途を示す。ベースプロファイルはある場所に移動できるが、比較的停止した受信範疇に属する携帯用装置も含むことができる。ベースプロファイルの用途は若干の改善された実行によりハンドヘルド装置または車両用に拡張できるが、このような使用用途はベースプロファイル受信機動作では期待されない。
ベースプロファイルは主にルーフトップ（roof-top）アンテナと連結される固定された受信装置の主な用途を示す。ベースプロファイルはある場所に移動できるが、比較的停止した受信範疇に属する携帯用装置も含むことができる。ベースプロファイルの用途は若干の改善された実行によりハンドヘルド装置または車両用に拡張できるが、このような使用用途はベースプロファイル受信機動作では期待されない。
受信のターゲット信号対雑音比の範囲は略１０乃至２０ｄＢであるが、これは既存の放送システム（例えば、ＡＴＳＣ Ａ／５３）の１５ｄＢ信号対雑音比の受信能力を含む。受信機複雑度及び消費電力はハンドヘルドプロファイルを使用するバッテリーで駆動されるハンドヘルド装置ほど重要でない。ベースプロファイルに対する重要システムパラメータが以下の＜表１＞に記載されている。
２．ハンドヘルドプロファイル
ハンドヘルドプロファイルは、バッテリー電源で駆動されるハンドヘルド及び車両用装置における使用のために設計される。当該装置は歩行者または車両速度で移動することができる。受信機複雑度だけでなく、消費電力はハンドヘルドプロファイルの装置の実現のために非常に重要である。ハンドヘルドプロファイルのターゲット信号対雑音比の範囲は略０乃至１０ｄＢであるが、より低い室内受信のために意図された場合、０ｄＢ以下に達するように設定できる。
ハンドヘルドプロファイルは、バッテリー電源で駆動されるハンドヘルド及び車両用装置における使用のために設計される。当該装置は歩行者または車両速度で移動することができる。受信機複雑度だけでなく、消費電力はハンドヘルドプロファイルの装置の実現のために非常に重要である。ハンドヘルドプロファイルのターゲット信号対雑音比の範囲は略０乃至１０ｄＢであるが、より低い室内受信のために意図された場合、０ｄＢ以下に達するように設定できる。
低信号対雑音比の能力だけでなく、受信機移動性により表れたドップラー効果に対する復原力はハンドヘルドプロファイルの最も重要な性能属性である。ハンドヘルドプロファイルに対する重要システムパラメータが以下の＜表２＞に記載されている。
３．アドバンスプロファイル
アドバンスプロファイルは、より大きい実行複雑度に対する代価としてより高いチャネル能力を提供する。当該プロファイルはＭＩＭＯ送信及び受信を使用することを要求し、ＵＨＤＴＶサービスはターゲット用途であり、このために当該プロファイルが特別に設計される。向上した能力は与えられた帯域幅でサービス数の増加、例えば、多数のＳＤＴＶまたはＨＤＴＶサービスを許容することにも使用できる。
アドバンスプロファイルは、より大きい実行複雑度に対する代価としてより高いチャネル能力を提供する。当該プロファイルはＭＩＭＯ送信及び受信を使用することを要求し、ＵＨＤＴＶサービスはターゲット用途であり、このために当該プロファイルが特別に設計される。向上した能力は与えられた帯域幅でサービス数の増加、例えば、多数のＳＤＴＶまたはＨＤＴＶサービスを許容することにも使用できる。
アドバンスプロファイルのターゲット信号対雑音比の範囲は略２０乃至３０ｄＢである。ＭＩＭＯ送信は初期には既存の楕円分極送信装備を使用し、以後に全出力交差分極送信に拡張できる。アドバンスプロファイルに対する重要システムパラメータが以下の＜表３＞に記載されている。
この場合、ベースプロファイルは地上波放送サービス及びモバイル放送サービスの全てに対するプロファイルに使用できる。即ち、ベースプロファイルはモバイルプロファイルを含むプロファイルの概念を定義するために使用できる。また、アドバンスプロファイルはＭＩＭＯを有するベースプロファイルに対するアドバンスプロファイル及びＭＩＭＯを有するハンドヘルドプロファイルに対するアドバンスプロファイルに区分できる。そし、当該３個のプロファイルは設計者の意図によって変更できる。
次の用語及び定義は本発明に適用できる。次の用語及び定義は設計によって変更できる。
補助ストリーム：フューチャーエクステンション（future extension：今後拡張）または放送社やネットワーク運営者により要求されるにつれて、使用できる未だ定義されていない変調及びコーディングのデータを伝達するセルのシーケンス
ベースデータパイプ（base data pipe）：サービスシグナリングデータを伝達するデータパイプ
ベースバンドフレーム（または、BB FRAME）：１つのＦＥＣエンコーディング過程（ＢＣＨ及びＬＤＰＣエンコーディング）に対する入力を形成するＫｂｃｈビットの集合
セル（cell）：ＯＦＤＭ送信の１つのキャリアにより伝達される変調値
コーディングブロック（coded block）：ＰＬＳ１データのＬＤＰＣエンコーディングされたブロックまたはＰＬＳ２データのＬＤＰＣエンコーディングされたブロックのうちの１つ
データパイプ（data pipe）：１つまたは多数のサービスまたはサービスコンポーネントを伝達することができるサービスデータ、または関連したメタデータを伝達する物理層（physical layer）におけるロジカルチャネル
データパイプユニット（ＤＰＵ：data pipe unit）：データセルをフレームでのデータパイプに割り当てることができる基本ユニット
データシンボル（data symbol）：プリアンブルシンボルでないフレームでのＯＦＤＭシンボル（フレームシグナリングシンボル及びフレームエッジ（edge）シンボルはデータシンボルに含まれる。）
ＤＰ＿ＩＤ：当該８ビットフィールドはＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤにより識別されたシステム内でデータパイプを唯一に識別する。
ダミーセル（dummy cell）：ＰＬＳ（physical layer signaling）シグナリング、データパイプ、または補助ストリームのために使われずに残っている容量を詰めることに使用される疑似ランダム値を伝達するセル
ＦＡＣ（emergency alert channel：非常警報チャネル）：ＥＡＳ情報データを伝達するフレームのうちの一部
フレーム（frame）：プリアンブルで始めフレームエッジシンボルで終了する物理層（physical layer）タイムスロット
フレームレピティションユニット（frame repetition unit：フレーム反復単位）：スーパーフレーム（super-frame）で８回反復されるＦＥＦを含む同一または異なるフィジカルプロファイルに属するフレームの集合
ＦＩＣ（fast information channel：高速情報チャネル）：サービスと当該ベースデータパイプとの間でのマッピング情報を伝達するフレームにおけるロジカルチャネル
ＦＥＣＢＬＯＣＫ：データパイプデータのＬＤＰＣエンコーディングされたビットの集合
ＦＦＴサイズ：基本周期Ｔのサイクルで表現されたアクティブシンボル周期Ｔｓと同一の特定モードに使用される名目上のＦＦＴサイズ
フレームシグナリングシンボル（frame signaling symbol）：ＰＬＳデータの一部を伝達する、ＦＦＴサイズ、ガードインターバル（guard interval）、及びスキャッタ（scattered）パイロットパターンの特定組合せにおけるフレームの開始で使用されるより高いパイロット密度を有するＯＦＤＭシンボル
フレームエッジシンボル（frame edge symbol）：ＦＦＴサイズ、ガードインターバル、及びスキャッタパイロットパターンの特定組合せにおけるフレームの端で使用される、より高いパイロット密度を有するＯＦＤＭシンボル
フレームグルーフ（frame-group）：スーパーフレームで同一のフィジカルプロファイルタイプを有する全てのフレームの集合
フューチャーエクステンションフレーム（future extension frame：今後拡張フレーム）：プリアンブルで始める、今後拡張に使用できるスーパーフレーム内で物理層（physical layer）タイムスロット
フューチャーキャスト（future cast）ＵＴＢシステム：入力が１つ以上のＭＰＥＧ２−ＴＳまたはＩＰ（Internet protocol）または一般ストリームであり、出力がＲＦシグナルである提案された物理層（physical layer）放送システム
インプットストリーム（input stream：入力ストリーム）：システムにより最終ユーザに伝達されるサービスの調和（ensemble）のためのデータのストリーム
ノーマル（normal）データシンボル：フレームシグナリングシンボル及びフレームエッジシンボルを除外したデータシンボル
フィジカルプロファイル（PHY profile）：該当する受信機が実現しなければならない全ての構造のサブセット
ＰＬＳ：ＰＬＳ１及びＰＬＳ２で構成された物理層（physical layer）シグナリングデータ
ＰＬＳ１：ＰＬＳ２のデコーディングに必要とするパラメータだけでなく、システムに関する基本情報を伝達する固定されたサイズ、コーディング、変調を有するＦＳＳ（frame signaling symbol）に伝達されるＰＬＳデータの第１の集合
ＮＯＴＥ：ＰＬＳ１データはフレームグルーフのデュレーション（duration）の間一定である。
ＰＬＳ２：データパイプ及びシステムに関するより詳細なＰＬＳデータを伝達するＦＳＳに送信されるＰＬＳデータの第２の集合
ＰＬＳ２ダイナミック（dynamic：動的）データ：フレーム毎にダイナミック（dynamic：動的）に変化するＰＬＳ２データ
ＰＬＳ２スタティック（static：静的）データ：フレームグルーフのデュレーションの間スタティック（static：静的）なＰＬＳ２データ
プリアンブルシグナリングデータ（preamble signaling data）：プリアンブルシンボルにより伝達され、システムの基本モードを確認することに使用されるシグナリングデータ
プリアンブルシンボル（preamble symbol）：基本ＰＬＳデータを伝達し、フレームの開始に位置する固定された長さのパイロットシンボル
ＮＯＴＥ：プリアンブルシンボルは、システム信号、そのタイミング、周波数オフセット、及びＦＦＴサイズを検出するために高速初期バンドスキャンに主に使用される。
今後使用（future use）のためにリザーブド（reserved）：現在文書で定義されないが、今後に定義できる
スーパーフレーム（super-frame）：８個のフレーム反復単位の集合
タイムインターリービングブロック（time interleaving block：TI block）：タイムインターリーバメモリの１つの用途に該当する、タイムインターリービングが実行されるセルの集合
タイムインターリービンググルーフ（time interleaving group：TI group）：整数、ダイナミック（dynamic：動的）に変化するＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数からなる、特定データパイプに対するダイナミック（dynamic：動的）容量割当が実行される単位
ＮＯＴＥ：タイムインターリービンググルーフは１つのフレームに直接マッピングされるか、または多数のフレームにマッピングできる。タイムインターリービンググルーフは１つ以上のタイムインターリービングブロックを含むことができる。
タイプ１のデータパイプ（Type 1 DP）：全てのデータパイプがフレームにＴＤＭ（time division multiplexing）方式によりマッピングされるフレームのデータパイプ
タイプ２のデータパイプ（Type 2 DP）：全てのデータパイプがフレームにＦＤＭ方式によりマッピングされるフレームのデータパイプ
ＸＦＥＣＢＬＯＣＫ：１つのＬＤＰＣ ＦＥＣＢＬＯＣＫの全てのビットを伝達するＮｃｅｌｌｓセルの集合
図１は、本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号送信装置の構造を示す。
本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号送信装置は、インプットフォーマットブロック（Input Format block）１０００、ＢＩＣＭ（bit interleaved coding & modulation）ブロック１０１０、フレームビルディングブロック（Frame building block）１０２０、ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）ジェネレーションブロック（OFDM generation block）１０３０、及びシグナリング生成ブロック１０４０を含むことができる。放送信号送信装置の各ブロックの動作について説明する。
ＩＰストリーム／パケット及びＭＰＥＧ２−ＴＳは主要入力フォーマットであり、他のストリームタイプは一般ストリームとして扱われる。これらデータ入力に追加で、管理情報が入力されて各入力ストリームに対する当該帯域幅のスケジューリング及び割当を制御する。１つまたは多数のＴＳストリーム、ＩＰストリーム、及び／又は一般ストリーム入力が同時に許容される。
インプットフォーマットブロック１０００は各々の入力ストリームを独立的なコーディング及び変調が適用される１つまたは多数のデータパイプにデマルチプレキシングすることができる。データパイプは堅固性（robustness）の制御のための基本単位であり、これはＱｏＳ（Quality of Service）に影響を及ぼす。１つまたは多数のサービスまたはサービスコンポーネントが１つのデータパイプにより伝達できる。インプットフォーマットブロック１０００の詳細な動作は後述する。
データパイプは１つまたは多数のサービスまたはサービスコンポーネントを伝達することができるサービスデータ、または関連メタデータを伝達する物理層（physical layer）におけるロジカルチャネルである。
また、データパイプユニットは１つのフレームでデータセルをデータパイプに割り当てるための基本ユニットである。
インプットフォーマットブロック１０００で、パリティ（parity）データはエラー訂正のために追加され、エンコーディングされたビットストリームは複素数値コンステレーションシンボルにマッピングされる。当該シンボルは当該データパイプに使用される特定インターリービング深さに亘ってインターリービングされる。アドバンスプロファイルにおいて、ＢＩＣＭブロック１０１０でＭＩＭＯエンコーディングが実行され、追加データ経路がＭＩＭＯ送信のために出力に追加される。ＢＩＣＭブロック１０１０の詳細な動作は後述する。
フレームビルディングブロック１０２０は、１つのフレーム内で入力データパイプのデータセルをＯＦＤＭシンボルにマッピングすることができる。マッピング後、周波数領域ダイバーシティのために、特に周波数選択的フェーディングチャネルを防止するために、周波数インターリービングが用いられる。フレームビルディングブロック１０２０の詳細な動作は後述する。
プリアンブルを各フレームの開始に挿入した後、ＯＦＤＭジェネレーションブロック１０３０はサイクリックプレフィックス（cyclic prefix）をガードインターバルとして有する既存のＯＦＤＭ変調を適用することができる。アンテナスペースダイバーシティのために、分散された（distributed）ＭＩＳＯ方式が送信機に亘って適用される。また、ＰＡＰＲ（peak-to-average power ratio）方式が時間領域で実行される。柔軟なネットワーク方式のために、該当の提案は様々なＦＦＴサイズ、ガードインターバル長さ、当該パイロットパターンの集合を提供する。ＯＦＤＭジェネレーションブロック１０３０の詳細な動作は後述する。
シグナリング生成ブロック１０４０は、各機能ブロックの動作に使用される物理層（physical layer）シグナリング情報を生成することができる。また、当該シグナリング情報は関心あるサービスが受信機側で適切に復旧されるように送信される。シグナリング生成ブロック１０４０の詳細な動作は後述する。
図２、図３、及び図４は、本発明の実施形態に係るインプットフォーマットブロック１０００を示す。各図面について説明する。
図２は、本発明の一実施形態に係るインプットフォーマットブロックを示す。図２は、入力信号が単一入力ストリーム（single input stream）の時のインプットフォーマットブロックを示す。
図２に図示されたインプットフォーマットブロックは、図１を参照して説明したインプットフォーマットブロック１０００の一実施形態に該当する。
物理層（physical layer）への入力は１つまたは多数のデータストリームで構成できる。各々のデータストリームは１つのデータパイプにより伝達される。モードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）モジュールは入力されるデータストリームをＢＢＦ（baseband frame）のデータフィールドにスライスする。当該システムは３種類の入力データストリーム、即ちＭＰＥＧ２−ＴＳ、ＩＰ、ＧＳ（generic stream）をサポートする。ＭＰＥＧ２−ＴＳは第１のバイトが同期バイト（０×４７）である固定された長さ（１８８バイト）のパケットを特徴とする。ＩＰストリームはＩＰパケットヘッダ内でシグナリングされる可変長さＩＰデータグラムパケットで構成される。当該システムはＩＰストリームに対してＩＰｖ４とＩＰｖ６を全てサポートする。ＧＳはカプセル化パケットヘッダ内でシグナリングされる可変長さパケットまたは一定長さパケットで構成できる。
（ａ）は信号データパイプに対するモードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロック２０００、及びストリームアダプテーション（stream adaptation：ストリーム適応）２０１０を示し、（ｂ）はＰＬＳデータを生成及び処理するためのＰＬＳ生成ブロック２０２０及びＰＬＳスクランブラー２０３０を示す。各ブロックの動作について説明する。
入力ストリームスプリッタは、入力されたＴＳ、ＩＰ、ＧＳストリームを多数のサービスまたはサービスコンポーネント（オーディオ、ビデオなど）ストリームに分割する。モードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）モジュール２０１０は、ＣＲＣエンコーダ、ＢＢ（baseband）フレームスライサー、及びＢＢフレームヘッダ挿入ブロックで構成される。
ＣＲＣエンコーダは、ユーザパケット（user packet：ＵＰ）レベルでのエラー検出のための３種類のＣＲＣエンコーディング、即ちＣＲＣ−８、ＣＲＣ−１６、ＣＲＣ−３２を提供する。算出されたＣＲＣバイトはＵＰの後に添付される。ＣＲＣ−８はＴＳストリームに使われ、ＣＲＣ−３２はＩＰストリームに使用される。ＧＳストリームがＣＲＣエンコーディングを提供しなければ、提案されたＣＲＣエンコーディングが適用されなければならない。
ＢＢフレームスライサーは、入力を内部ロジカルビットフォーマットにマッピングする。第１の受信ビットはＭＳＢと定義する。ＢＢフレームスライサーは、使用可能データフィールド容量と同一の数の入力ビットを割り当てる。ＢＢＦペイロードと同一の数の入力ビットを割り当てるために、ＵＰストリームがＢＢＦのデータフィールドに合うようにスライスされる。
ＢＢフレームヘッダ挿入ブロックは、２バイトの固定された長さのＢＢＦヘッダをＢＢフレームの前に挿入することができる。ＢＢＦヘッダは、ＳＴＵＦＦＩ（１ビット）、ＳＹＮＣＤ（１３ビット）、及びＲＦＵ（２ビット）で構成される。固定された２バイトＢＢＦヘッダだけでなく、ＢＢＦは２バイトＢＢＦヘッダの端に拡張フィールド（１または３バイト）を有することができる。
ストリームアダプテーション（stream adaptation：ストリーム適応）２０１０は、スタッフィング（stuffing）挿入ブロック及びＢＢスクランブラーで構成される。スタッフィング挿入ブロックは、スタッフィングフィールドをＢＢフレームのペイロードに挿入することができる。ストリームアダプテーション（stream adaptation：ストリーム適応）に対する入力データがＢＢフレームを詰めることに充分であれば、ＳＴＵＦＦＩは０に設定され、ＢＢＦはスタッフィングフィールドを有しない。でなければ、ＳＴＵＦＦＩは１に設定され、スタッフィングフィールドはＢＢＦヘッダの直後に挿入される。スタッフィングフィールドは、２バイトのスタッフィングフィールドヘッダ及び可変サイズのスタッフィングデータを含む。
ＢＢスクランブラーは、エネルギー分散のために完全なＢＢＦをスクランブリングする。スクランブリングシーケンスは、ＢＢＦと同期化される。スクランブリングシーケンスは、フィードバックシフトレジスタにより生成される。
ＰＬＳ生成ブロック２０２０は、ＰＬＳデータを生成することができる。ＰＬＳは、受信機でフィジカルレイヤ（physical layer）データパイプに接続できる手段を提供する。ＰＬＳデータは、ＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データで構成される。
ＰＬＳ１データは、ＰＬＳ２データのデコーディングに必要とするパラメータだけでなく、システムに関する基本情報を伝達する固定されたサイズ、コーディング、変調を有するフレームからＦＳＳに伝達されるＰＬＳデータの第１の集合である。ＰＬＳ１データは、ＰＬＳ２データの受信及びデコーディングを可能にすることに要求されるパラメータを含む基本送信パラメータを提供する。また、ＰＬＳ１データはフレームグルーフのデュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２データは、データパイプ及びシステムに関するより詳しいＰＬＳデータを伝達するＦＳＳに送信されるＰＬＳデータの第２の集合である。ＰＬＳ２は、受信機が所望のデータパイプをデコーディングすることに充分の情報を提供するパラメータを含む。ＰＬＳ２シグナリングは、ＰＬＳ２スタティック（static：静的）データ（ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータ）及びＰＬＳ２ダイナミック（dynamic：動的）データ（ＰＬＳ２−ＤＹＮデータ）の２種類のパラメータでさらに構成される。ＰＬＳ２スタティック（static：静的）データは、フレームグルーフのデュレーションの間スタティック（static：静的）なＰＬＳ２データであり、ＰＬＳ２ダイナミック（dynamic：動的）データはフレーム毎にダイナミック（dynamic：動的）に変化するＰＬＳ２データである。
ＰＬＳデータに対する詳細な内容は後述する。
ＰＬＳスクランブラー２０３０は、エネルギー分散のために生成されたＰＬＳデータをスクランブリングすることができる。
前述したブロックは省略されることもでき、類似または同一機能を有するブロックにより取り替えることもできる。
図３は、本発明の他の一実施形態に係るインプットフォーマットブロックを示す。
図３に図示されたインプットフォーマットブロックは、図１を参照して説明したインプットフォーマットブロック１０００の一実施形態に該当する。
図３は、入力信号がマルチインプットストリーム（multi input stream：多数の入力ストリーム）に該当する場合、インプットフォーマットブロックのモードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロックを示す。
マルチインプットストリーム（multi input stream：多数の入力ストリーム）を処理するためのインプットフォーマットブロックのモードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロックは、多数入力ストリームを独立的に処理することができる。
図３を参照すると、マルチインプットストリーム（multi input stream：多数の入力ストリーム）を各々処理するためのモードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロックは、インプットストリームスプリッタ（input stream splitter）３０００、インプットストリームシンクロナイザー（input stream synchronizer）３０１０、コンペンセーティングディレイ（compensation delay：補償遅延）ブロック３０２０、ヌルパケットディリーションブロック（null packet deletion block）３０３０、ヘッダコンプレッションブロック（header compression block）３０４０、ＣＲＣエンコーダ（CRC encoder）３０５０、ＢＢフレームスライサー（BB frame slicer）３０６０、及びＢＢヘッダ挿入ブロック（BB header insertion block）３０７０を含むことができる。モードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロックの各ブロックについて説明する。
ＣＲＣエンコーダ３０５０、ＢＢフレームスライサー３０６０、及びＢＢヘッダ挿入ブロック３０７０の動作は、図２を参照して説明したＣＲＣエンコーダ、ＢＢフレームスライサー、及びＢＢヘッダ挿入ブロックの動作に該当するので、その説明は省略する。
インプットストリームスプリッタ３０００は、入力されたＴＳ、ＩＰ、ＧＳストリームを多数のサービスまたはサービスコンポーネント（オーディオ、ビデオなど）ストリームに分割する。
インプットストリームシンクロナイザー３０１０は、ＩＳＳＹと呼ばれることができる。ＩＳＳＹは如何なる入力データフォーマットに対してもＣＢＲ（constant bit rate）及び一定の終端間送信（end-to-end transmission）遅延を保証するに適した手段を提供することができる。ＩＳＳＹはＴＳを伝達する多数のデータパイプの場合に常に用いられ、ＧＳストリームを伝達する多数のデータパイプに選択的に用いられる。
コンペンセーティングディレイ（compensation delay：補償遅延）ブロック３０２０は、受信機で追加のメモリを必要とせず、ＴＳパケット再結合メカニズムを許容するためにＩＳＳＹ情報の挿入に後続する分割されたＴＳパケットストリームを遅延させることができる。
ヌルパケットディリーションブロック３０３０は、ＴＳ入力ストリームの場合のみに使用される。一部のＴＳ入力ストリームまたは分割されたＴＳストリームはＶＢＲ（variable bit-rate）サービスをＣＢＲ ＴＳストリームに収容するために存在する多数のヌルパケットを有することができる。この場合、不要な送信オーバーヘッドを避けるために、ヌルパケットは確認されて送信されないことがある。受信機で、除去されたヌルパケットは送信に挿入されたＤＮＰ（deleted null-packet：除去されたヌルパケット）カウンターを参照して元の存在していた正確な場所に再挿入できるので、ＣＢＲが保証され、タイムスタンプ（ＰＣＲ）更新の必要がなくなる。
ヘッダコンプレッションブロック３０４０は、ＴＳまたはＩＰ入力ストリームに対する送信効率を増加させるためにパケットヘッダ圧縮を提供することができる。受信機はヘッダの特定部分に対する先験的な（a priori）情報を有することができるので、この知られた情報（known information）は送信機から削除できる。
ＴＳに対し、受信機は同期バイト構成（０×４７）及びパケット長さ（１８８バイト）に関する先験的な情報を有することができる。入力されたＴＳが１つのＰＩＤのみを有するコンデンツを伝達すれば、即ち、１つのサービスコンポーネント（ビデオ、オーディオなど）、またはサービスサブコンポーネント（ＳＶＣベースレイヤ、ＳＶＣインヘンスメントレイヤ、ＭＶＣベースビュー、またはＭＶＣ依存ビュー）に対してのみ、ＴＳパケットヘッダ圧縮がＴＳに（選択的に）適用できる。ＴＳパケットヘッダ圧縮は入力ストリームがＩＰストリームの場合、選択的に使用される。前記ブロックは省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取り替えることができる。
図４は、本発明の他の実施形態に係るインプットフォーマットブロックを示す。
図４に図示されたインプットフォーマットブロックは、図１を参照して説明したインプットフォーマットブロック１０００の一実施形態に該当する。
図４は、入力信号がマルチインプットストリーム（multi input stream：多数の入力ストリーム）に該当する場合、インプットフォーマットブロックのストリームアダプテーション（stream adaptation：ストリーム適応）ブロックを示す。
図４を参照すると、マルチインプットストリーム（multi input stream：多数の入力ストリーム）を各々処理するためのモードアダプテーション（mode adaptation：モード適応）ブロックは、スケジューラー４０００、１−フレームディレイ（delay）ブロック４０１０、スタッフィング挿入ブロック４０２０、インバンド（In-band）シグナリングブロック４０３０、ＢＢフレームスクランブラー４０４０、ＰＬＳ生成ブロック４０５０、及びＰＬＳスクランブラー４０６０を含むことができる。ストリームアダプテーション（stream adaptation：ストリーム適応）ブロックの各ブロックについて説明する。
スタッフィング挿入ブロック４０２０、ＢＢフレームスクランブラー４０４０、ＰＬＳ生成ブロック４０５０、ＰＬＳスクランブラー４０６０の動作は、図２を参照して説明したスタッフィング挿入ブロック、ＢＢスクランブラー、ＰＬＳ生成ブロック、ＰＬＳスクランブラー４０６０の動作に該当するので、その説明は省略する。
スケジューラー４０００は各データパイプのＦＥＣＢＬＯＣＫの量から全体フレームに亘って全体のセル割当を決定することができる。ＰＬＳ、ＥＡＣ、及びＦＩＣに対する割当を含み、スケジューラーはフレームのＦＳＳのＰＬＳセルまたはインバンド（In-band）シグナリングに送信されるＰＬＳ２−ＤＹＮデータの値を生成する。ＦＥＣＢＬＯＣＫ、ＥＡＣ、ＦＩＣに対する詳細な内容は後述する。
１−フレームディレイ（delay）ブロック４０１０は、次のフレームに関するスケジューリング情報がデータパイプに挿入されるインバンド（In-band）シグナリング情報に関する現フレームを介して送信できるように入力データを１つの送信フレームだけ遅延させることができる。
インバンド（In-band）シグナリングブロック４０３０は、ＰＬＳ２データの遅延されない部分をフレームのデータパイプに挿入することができる。
前述したブロックは省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取り替えることができる。
図５は、本発明の一実施形態に係るＢＩＣＭブロックを示す。
図５に図示されたＢＩＣＭブロックは、図１を参照して説明したＢＩＣＭブロック１０１０の一実施形態に該当する。
前述したように、本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号送信装置は、地上波放送サービス、モバイル放送サービス、ＵＨＤＴＶサービスなどを提供することができる。
ＱｏＳが本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号送信装置により提供されるサービスの特性に依存するので、各々のサービスに該当するデータは異なる方式により処理されなければならない。したがって、本発明の一実施形態に係るＢＩＣＭブロックは、ＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯ方式を各々のデータ経路に該当するデータパイプに独立的に適用することによって、各データパイプを独立的に処理することができる。結果的に、本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号送信装置は、各々のデータパイプを介して送信される各サービスまたはサービスコンポーネントに対するＱｏＳを調節することができる。
（ａ）はベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルにより共有されるＢＩＣＭブロックを示し、（ｂ）はアドバンスプロファイルのＢＩＣＭブロックを示す。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルにより共有されるＢＩＣＭブロック及びアドバンスプロファイルのＢＩＣＭブロックは、各々のデータパイプを処理するための複数の処理ブロックを含むことができる。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルにより共有されるＢＩＣＭブロック及びアドバンスプロファイルのＢＩＣＭブロックは、各々のデータパイプを処理するための複数の処理ブロックを含むことができる。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルに対するＢＩＣＭブロック及びアドバンスプロファイルに対するＢＩＣＭブロックの各々の処理ブロックについて説明する。
ベースプロファイル及びハンドヘルドプロファイルに対するＢＩＣＭブロックの処理ブロック５０００は、データＦＥＣエンコーダ５０１０、ビットインターリーバ５０２０、コンステレーションマッパー（mapper）５０３０、ＳＳＤ（signal space diversity）エンコーディングブロック５０４０、及びタイムインターリーバ５０５０を含むことができる。
データＦＥＣエンコーダ５０１０は、外部コーディング（ＢＣＨ）及び内部コーディング（ＬＤＰＣ）を用いてＦＥＣＢＬＯＣＫ手続を生成するために入力ＢＢＦにＦＥＣエンコーディングを実行する。外部コーディング（ＢＣＨ）は選択的なコーディング方法である。データＦＥＣエンコーダ５０１０の具体的な動作に対しては後述する。
ビットインターリーバ５０２０は、効率的に実現可能な構造を提供しながらデータＦＥＣエンコーダ５０１０の出力をインターリービングしてＬＤＰＣコード及び変調方式の組合せにより最適化された性能を達成することができる。ビットインターリーバ５０２０の具体的な動作に対しては後述する。
コンステレーションマッパー５０３０は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ−１６、不均一ＱＡＭ（ＮＵＱ−６４、ＮＵＱ−２５６、ＮＵＱ−１０２４）、または不均一コンステレーション（ＮＵＣ−１６、ＮＵＣ−６４、ＮＵＣ−２５６、ＮＵＣ−１０２４）を用いてベース及びハンドヘルドプロファイルでビットインターリーバ５０２０からの各々のセルワードを変調するか、またはアドバンスプロファイルでセルワードデマルチプレクサ５０１０−１からのセルワードを変調してパワーが正規化されたコンステレーションポイントｅｌを提供することができる。当該コンステレーションマッピングは、データパイプに対してのみ適用される。ＮＵＱが任意の形態を有する一方、ＱＡＭ−１６及びＮＵＱは正四角形の形態を有することが観察される。各々のコンステレーションが９０度の倍数だけ回転されれば、回転されたコンステレーションは元のものと正確に重なる。回転対称特性によって実数及び虚数コンポーネントの容量及び平均パワーが互いに同一になる。ＮＵＱ及びＮＵＣは全て各コードレート（code rate）に対して特別に定義され、使用される特定の１つはＰＬＳ２データに保管されたパラメータＤＰ＿ＭＯＤによりシグナリングされる。
ＳＳＤエンコーディングブロック５０４０は、２次元、３次元、４次元でセルをフリーコーディングし、難しいフェーディング条件で受信堅固性（robustness）を増加させることができる。
タイムインターリーバ５０５０は、データパイプレベルで動作することができる。タイムインターリービングのパラメータは、各々のデータパイプに対して異なるように設定できる。タイムインターリーバ５０５０の具体的な動作に関しては後述する。
アドバンスプロファイルに対するＢＩＣＭブロックの処理ブロック５０００−１は、データＦＥＣエンコーダ、ビットインターリーバ、コンステレーションマッパー、及びタイムインターリーバを含むことができる。
但し、処理ブロック５０００−１はセルワードデマルチプレクサ５０１０−１及びＭＩＭＯエンコーディングブロック５０２０−１をさらに含むという点で処理ブロック５０００と区別される。
また、処理ブロック５０００−１におけるデータＦＥＣエンコーダ、ビットインターリーバ、コンステレーションマッパー、タイムインターリーバの動作は、前述したデータＦＥＣエンコーダ５０１０、ビットインターリーバ５０２０、コンステレーションマッパー５０３０、タイムインターリーバ５０５０の動作に該当するので、その説明は省略する。
セルワードデマルチプレクサ５０１０−１は、アドバンスプロファイルのデータパイプがＭＩＭＯ処理のために単一セルワードストリームを二重セルワードストリームに分離することに使用される。セルワードデマルチプレクサ５０１０−１の具体的な動作に関しては後述する。
ＭＩＭＯエンコーディングブロック５０２０−１は、ＭＩＭＯエンコーディング方式を用いてセルワードデマルチプレクサ５０１０−１の出力を処理することができる。ＭＩＭＯエンコーディング方式は、放送信号送信のために最適化された。ＭＩＭＯ技術は、容量増加を得るための有望な方式であるが、チャネル特性に依存する。特別に放送に対し、異なる信号伝搬特性による２アンテナの間の受信信号パワーの差、またはチャネルの強いＬＯＳコンポーネントはＭＩＭＯから容量利得を得ることを難しくする。提案されたＭＩＭＯエンコーディング方式は、ＭＩＭＯ出力信号のうちの１つの位相ランダム化及び回転基盤プリコーディングを用いてこの問題を克服する。
ＭＩＭＯエンコーディングは、送信機及び受信機の全てで少なくとも２つのアンテナを必要とする２×２ＭＩＭＯシステムのために意図される。２つのＭＩＭＯエンコーディングモードは本提案であるＦＲ−ＳＭ（full-rate spatial multiplexing）及びＦＲＦＤ−ＳＭ（full-rate full-diversity spatial multiplexing）で定義される。ＦＲ−ＳＭエンコーディングは受信機側における比較的小さい複雑度増加により容量増加を提供する一方、ＦＲＦＤ−ＳＭエンコーディングは受信機側における大きい複雑度増加で容量増加及び追加的なダイバーシティ利得を提供する。提案されたＭＩＭＯエンコーディング方式はアンテナ極性配置を制限しない。
ＭＩＭＯ処理はアドバンスプロファイルフレームに要求されるが、これはアドバンスプロファイルフレームにおける全てのデータパイプがＭＩＭＯエンコーダにより処理されることを意味する。ＭＩＭＯ処理はデータパイプレベルで適用される。コンステレーションマッパー出力のペア（pair：対）であるＮＵＱ（ｅ１，ｉ及びｅ２，ｉ）はＭＩＭＯエンコーダの入力により供給される。ＭＩＭＯエンコーダ出力ペア（pair：対）（ｇ１，ｉ及びｇ２，ｉ）は各々の送信アンテナの同一のキャリアｋ及びＯＦＤＭシンボルｌにより送信される。
前述したブロックは省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取り替えることができる。
図６は、本発明の他の実施形態に係るＢＩＣＭブロックを示す。
図６に図示されたＢＩＣＭブロックは、図１を参照して説明したＢＩＣＭブロック１０１０の一実施形態に該当する。
図６は、ＰＬＳ、ＥＡＣ、及びＦＩＣの保護のためのＢＩＣＭブロックを示す。ＥＡＣはＥＡＳ情報データを伝達するフレームの一部であり、ＦＩＣはサービスと該当するベースデータパイプとの間でマッピング情報を伝達するフレームにおけるロジカルチャネルである。ＥＡＣ及びＦＩＣに対する詳細な説明は後述する。
図６を参照すると、ＰＬＳ、ＥＡＣ、及びＦＩＣの保護のためのＢＩＣＭブロックは、ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００、ビットインターリーバ６０１０、及びコンステレーションマッパー６０２０を含むことができる。
また、ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００は、スクランブラー、ＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロック、ＬＤＰＣエンコーディングブロック、及びＬＤＰＣパリティパンクチャリング（puncturing）ブロックを含むことができる。ＢＩＣＭブロックの各ブロックについて説明する。
ＰＬＳ ＦＥＣエンコーダ６０００は、スクランブリングされたＰＬＳ １／２データ、ＥＡＣ及びＦＩＣセクションをエンコーディングすることができる。
スクランブラーは、ＢＣＨエンコーディング及びショートニング（shortening）及びパンクチャリングされたＬＤＰＣエンコーディングの前にＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをスクランブリングすることができる。
ＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロックは、ＰＬＳ保護のためのショートニングされたＢＣＨコードを用いてスクランブリングされたＰＬＳ １／２データに外部エンコーディングを遂行し、ＢＣＨエンコーディングの後にゼロビットを挿入することができる。ＰＬＳ１データに対してのみゼロ挿入の出力ビットがＬＤＰＣエンコーディングの前にパーミュテーション（permutation）できる。
ＬＤＰＣエンコーディングブロックは、ＬＤＰＣコードを用いてＢＣＨエンコーディング／ゼロ挿入ブロックの出力をエンコーディングすることができる。完全なコーディングブロックを生成するために、Ｃｌｄｐｃ及びパリティビットＰｌｄｐｃは各々のゼロが挿入されたＰＬＳ情報ブロックＩｌｄｐｃから組織的にエンコーディングされ、その後に添付される。
ＰＬＳ１及びＰＬＳ２に対するＬＤＰＣコードパラメータは、次の＜表４＞の通りである。
ＬＤＰＣパリティパンクチャリングブロックは、ＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データに対してパンクチャリングを遂行することができる。
ショートニングがＰＬＳ１データ保護に適用されれば、一部のＬＤＰＣパリティビットはＬＤＰＣエンコーディングの後にパンクチャリングされる。また、ＰＬＳ２データ保護のために、ＰＬＳ２のＬＤＰＣパリティビットがＬＤＰＣエンコーディングの後にパンクチャリングされる。これらパンクチャリングされたビットは送信されない。
ビットインターリーバ６０１０は、各々のショートニング及びパンクチャリングされたＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをインターリービングすることができる。
コンステレーションマッパー６０２０は、ビットインターリービングされたＰＬＳ１データ及びＰＬＳ２データをコンステレーションにマッピングすることができる。
前述したブロックは省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取り替えることができる。
図７は、本発明の一実施形態に係るフレームビルディングブロック（frame building block）を示す。
図７に図示したフレームビルディングブロックは、図１を参照して説明したフレームビルディングブロック１０２０の一実施形態に該当する。
図７を参照すると、フレームビルディングブロックは、ディレイコンペンセーション（delay compensation：遅延補償）ブロック７０００、セルマッパー（cell mapper）７０１０、及びフリークエンシーインターリーバ（frequency inter-leaver）７０２０を含むことができる。フレームビルディングブロックの各ブロックに関して説明する。
ディレイコンペンセーション（delay compensation：遅延補償）ブロック７０００は、データパイプと該当するＰＬＳデータとの間のタイミングを調節して送信機側でデータパイプと該当するＰＬＳデータとの間の同時性（co-time）を保証することができる。インプットフォーマットブロック及びＢＩＣＭブロックによるデータパイプの遅延を扱うことによってＰＬＳデータはデータパイプだけ遅延される。ＢＩＣＭブロックの遅延は主にタイムインターリーバ５０５０によるものである。インバンド（In-band）シグナリングデータは、次のタイムインターリービンググルーフの情報をシグナリングされるデータパイプより１つのフレームの前に伝達されるようにすることができる。ディレイコンペンセーション（delay compensation：遅延補償）ブロックは、それに合せてインバンド（In-band）シグナリングデータを遅延させる。
セルマッパー７０１０は、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、データパイプ、補助ストリーム、及びダミーセルをフレーム内でＯＦＤＭシンボルのアクティブ（active）キャリアにマッピングすることができる。セルマッパー７０１０の基本機能は、各々のデータパイプ、ＰＬＳセル、及びＥＡＣ／ＦＩＣセルに対するタイムインターリービングにより生成されたデータセルを、存在していれば、１つのフレーム内で各々のＯＦＤＭシンボルに該当するアクティブ（active）ＯＦＤＭセルのアレイにマッピングするものである。（ＰＳＩ（program specific information）／ＳＩのような）サービスシグナリングデータは個別的に収集されてデータパイプにより送られることができる。セルマッパーはフレーム構造の構成及びスケジューラーにより生成されたダイナミックインフォメーション（dynamic information：動的情報）に従って動作する。フレームに関する詳細な内容は後述する。
フリークエンシーインターリーバ７０２０は、セルマッパー７０１０から受信されたデータセルをランダムにインターリービングして周波数ダイバーシティを提供することができる。また、フリークエンシーインターリーバ７０２０は単一フレームで最大のインターリービング利得を得るために他のインターリービングシード（seed）の順序を用いて２つの順次的なＯＦＤＭシンボルで構成されたＯＦＤＭシンボルペア（pair：対）で動作することができる。
前述したブロックは省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取り替えることができる。
図８は、本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭジェネレーションブロックを示す。
図８に図示されたＯＦＤＭジェネレーションブロックは、図１を参照して説明したＯＦＤＭジェネレーションブロック１０３０の一実施形態に該当する。
ＯＦＤＭジェネレーションブロックは、フレームビルディングブロックにより生成されたセルによりＯＦＤＭキャリアを変調し、パイロットを挿入し、送信のための時間領域信号を生成する。また、当該ブロックは順次ガードインターバルを挿入し、ＰＡＰＲ減少処理を適用して最終のＲＦ信号を生成する。
図８を参照すると、ＯＦＤＭジェネレーションブロックは、パイロット及びリザーブドトーン挿入ブロック（pilot and reserved tone insertion block）８０００、２Ｄ−ｅＳＦＮ（single frequency network）エンコーディングブロック８０１０、ＩＦＦＴ（inverse fast Fourier transform）ブロック８０２０、ＰＡＰＲ減少ブロック８０３０、ガードインターバル挿入ブロック（guard interval insertion block）８０４０、プリアンブル挿入ブロック（preamble insertion block）８０５０、その他のシステム挿入ブロック８０６０、及びＤＡＣブロック８０７０を含むことができる。ＯＦＤＭジェネレーションブロックの各ブロックについて説明する。
パイロット及びリザーブドトーン挿入ブロック８０００は、パイロット及びリザーブドトーンを挿入することができる。
ＯＦＤＭシンボル内の様々なセルは受信機から先験的に知られた送信された値を有するパイロットとして知られた参照情報に変調される。パイロットセルの情報は、分散パイロット、連続パイロット、エッジパイロット、ＦＳＳ（frame signaling symbol）パイロット、及びＦＥＳ（frame edge symbol）パイロットで構成される。各パイロットは、パイロットタイプ及びパイロットパターンに従って特定増加パワーレベルで送信される。パイロット情報の値は与えられたシンボルで１つが各々の送信キャリアに対するものである一連の値に該当する参照シーケンスで誘導される。パイロットは、フレーム同期化、周波数同期化、時間同期化、チャネル推定、送信モード識別のために使用されることができ、また位相雑音を追跡するために使用できる。
参照シーケンスから取った参照情報は、フレームのプリアンブル、ＦＳＳ及びＦＥＳを除外した全てのシンボルにおける分散パイロットセルで送信される。連続パイロットは、フレームの全てのシンボルに挿入される。連続パイロットの数及び位置はＦＦＴサイズ及び分散パイロットパターンに全て依存する。エッジキャリアは、プリアンブルシンボルを除外した全てのシンボル内のエッジパイロットと同一である。エッジキャリアは、スペクトルのエッジまで周波数インターポレーション（interpolation：補間）を許容するために挿入される。ＦＳＳパイロットはＦＳＳに挿入され、ＦＥＳパイロットはＦＥＳに挿入される。ＦＳＳパイロット及びＦＥＳパイロットはフレームのエッジまで時間インターポレーション（interpolation：補間）を許容するために挿入される。
本発明の一実施形態に係るシステムは非常に堅い送信モードをサポートするために分散ＭＩＳＯ方式が選択的に使用されるＳＦＮをサポートする。２Ｄ−ｅＳＦＮは多数の送信アンテナを使用する分散ＭＩＳＯ方式であって、各アンテナはＳＦＮネットワークで各々異なる送信機に位置することができる。
２Ｄ−ｅＳＦＮエンコーディングブロック８０１０は、ＳＦＮ構成で時間及び周波数ダイバーシティを生成するために２Ｄ−ｅＳＦＮ処理を行って多数の送信機から送信された信号の位相を歪曲させることがある。したがって、長時間の間の低い平面フェーディングまたは深いフェーディングによるバースト誤りが軽減できる。
ＩＦＦＴブロック８０２０は、ＯＦＤＭ変調方式を用いて２Ｄ−ｅＳＦＮエンコーディングブロック８０１０からの出力を変調することができる。パイロット（または、リザーブドトーン）に指定されないデータシンボルでの全てのセルは、周波数インターリーバからのデータセルのうちの１つを伝達する。セルはＯＦＤＭキャリアにマッピングされる。
ＰＡＰＲ減少ブロック８０３０は、時間領域で様々なＰＡＰＲ減少アルゴリズムを用いて入力信号にＰＡＰＲ減少を実行する。
ガードインターバル挿入ブロック８０４０はガードインターバルを挿入することができ、プリアンブル挿入ブロック８０５０は信号の前にプリアンブルを挿入することができる。プリアンブルの構造に対する詳細な内容は後述する。
その他のシステム挿入ブロック８０６０は、放送サービスを提供する２つ以上の異なる放送送信／受信システムのデータが同一のＲＦ信号帯域で同時に送信できるように時間領域で複数の放送送信／受信システムの信号をマルチプレキシングすることができる。この場合、２つ以上の異なる放送送信／受信システムは、異なる放送サービスを提供するシステムをいう。異なる放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービスなどを意味することができる。各々の放送サービスに関連したデータは異なるフレームを介して送信できる。
ＤＡＣブロック８０７０は、入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換して出力することができる。ＤＡＣブロック８０７０から出力された信号は物理層プロファイルによって多数の出力アンテナを介して送信できる。本発明の一実施形態に係る送信アンテナは垂直または水平極性を有することができる。
前述したブロックは設計によって省略されるか、類似または同一機能を有するブロックに取替できる。
図９は、本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号受信装置の構造を示す。
本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号受信装置は、図１を参照して説明した次世代放送サービスに対する放送信号送信装置に対応することができる。
本発明の一実施形態に係る次世代放送サービスに対する放送信号受信装置は、同期及び復調モジュール（synchronization & demodulation module）９０００、フレームパーシングモジュール（frame parsing module）９０１０、デマッピング及びデコーディングモジュール（de-mapping & decoding module）９０２０、出力プロセッサ（output processor）９０３０、及びシグナリングデコーディングモジュール（signaling decoding module）９０４０を含むことができる。放送信号受信装置の各モジュールの動作について説明する。
同期及び復調モジュール９０００は、ｍ個の受信アンテナを介して入力信号を受信し、放送信号受信装置に該当するシステムに対して信号検出及び同期化を実行し、放送信号送信装置により実行される手続の逆過程に該当する復調を実行することができる。
フレームパーシングモジュール９０１０は、入力信号フレームをパーシングし、ユーザにより選択されたサービスが送信されるデータを抽出することができる。放送信号送信装置がインターリービングを実行すれば、フレームパーシングモジュール９０１０はインターリービングの逆過程に該当するデインターリービングを実行することができる。この場合、抽出されなければならない信号及びデータの位置がシグナリングデコーディングモジュール９０４０から出力されたデータをデコーディングすることにより取得されて、放送信号送信装置により生成されたスケジューリング情報が復元できる。
デマッピング及びデコーディングモジュール９０２０は、入力信号をビット領域データに変換した後、必要によってビット領域データをデインターリービングすることができる。デマッピング及びデコーディングモジュール９０２０は、送信効率のために適用されたマッピングに対するデマッピングを実行し、デコーディングを介して送信チャネルで発生したエラーを訂正することができる。この場合、デマッピング及びデコーディングモジュール９０２０はシグナリングデコーディングモジュール９０４０から出力されたデータをデコーディングすることによって、デマッピング及びデコーディングのために必要な送信パラメータを取得することができる。
出力プロセッサ９０３０は、送信効率を向上させるために放送信号送信装置により適用される様々な圧縮／信号処理手続の逆過程を実行することができる。この場合、出力プロセッサ９０３０はシグナリングデコーディングモジュール９０４０から出力されたデータで必要とする制御情報を取得することができる。出力プロセッサ８３００の出力は、放送信号送信装置に入力される信号に該当し、ＭＰＥＧ−ＴＳ、ＩＰストリーム（ｖ４またはｖ６）及びＧＳでありうる。
シグナリングデコーディングモジュール９０４０は、同期及び復調モジュール９０００により復調された信号からＰＬＳ情報を取得することができる。前述したように、フレームパーシングモジュール９０１０、デマッピング及びデコーディングモジュール９２００、及び出力プロセッサ９３００は、シグナリングデコーディングモジュール９０４０から出力されたデータを用いてその機能を実行することができる。
図１０は、本発明の一実施形態に係るフレーム構造を示す。
図１０は、フレームタイムの構成例及びスーパーフレームにおけるＦＲＵ（frame repetition unit：フレーム反復単位）を示す。（ａ）は本発明の一実施形態に係るスーパーフレームを示し、（ｂ）は本発明の一実施形態に係るＦＲＵを示し、（ｃ）はＦＲＵでの様々なフィジカルプロファイル（PHY profile）のフレームを示し、（ｄ）はフレームの構造を示す。
スーパーフレームは８個のＦＲＵで構成できる。ＦＲＵはフレームのＴＤＭに対する基本マルチプレキシング単位であり、スーパーフレームで８回反復される。
ＦＲＵで各フレームはフィジカルプロファイル（ベース、ハンドヘルド、アドバンスプロファイル）のうちの１つまたはＦＥＦに属する。ＦＲＵで、フレームの最大許容数は４であり、与えられたフィジカルプロファイルはＦＲＵで０回乃至４回のうちのいずれかの回数だけ表れることができる（例えば、ベース、ハンドヘルド、アドバンス）。フィジカルプロファイル定義は、必要時、プリアンブルにおけるＰHY_PROFILEのリザーブド値を用いて拡張できる。
ＦＥＦ部分は、含まれれば、ＦＲＵの端に挿入される。ＦＥＦがＦＲＵに含まれる場合、ＦＥＦの最大数はスーパーフレームで８である。ＦＥＦ部分が互いに隣接することが推奨されない。
１つのフレームは多数のＯＦＤＭシンボル及びプリアンブルにさらに分離される。（ｄ）に図示したように、フレームは、プリアンブル、１つ以上のＦＳＳ、ノーマルデータシンボル、及びＦＥＳを含む。
プリアンブルは高速フューチャーキャストＵＴＢシステム信号検出を可能にし、信号の効率的な送信及び受信のための基本送信パラメータの集合を提供する特別なシンボルである。プリアンブルに対する詳細な内容は後述する。
ＦＳＳの主な目的はＰＬＳデータを伝達するものである。高速同期化及びチャネル推定のために、これに従うＰＬＳデータの高速デコーディングのために、ＦＳＳはノーマルデータシンボルより高密度のパイロットパターンを有する。ＦＥＳはＦＳＳと完全に同一のパイロットを有するが、これはＦＥＳの直前のシンボルに対して外挿（extrapolation）なしでＦＥＳ内での周波数のみのインターポレーション（interpolation：補間）及び時間的補間（temporal interpolation）を可能にする。
図１１は、本発明の一実施形態に係るフレームのシグナリング階層構造（signaling hierarchy structure）を示す。
図１１はシグナリング階層構造を示すが、これは３個の主要部分であるプリアンブルシグナリングデータ１１０００、ＰＬＳ１データ１１０１０、及びＰＬＳ２データ１１０２０に分割される。フレーム毎にプリアンブル信号により伝達されるプリアンブルの目的は、フレームの基本送信パラメータ及び送信タイプを示すものである。ＰＬＳ１は、受信機が関心あるデータパイプに接続するためのパラメータを含むＰＬＳ２データに接続してデコーディングできるようにする。ＰＬＳ２はフレーム毎に伝達され、２つの主要部分であるＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータとＰＬＳ２−ＤＹＮデータに分割される。ＰＬＳ２データのスタティック（static：静的）及びダイナミック（dynamic：動的）部分には、必要時、パッディングが後続する。
図１２は、本発明の一実施形態に係るプリアンブルシグナリングデータを示す。
プリアンブルシグナリングデータは、受信機がフレーム構造内でＰＬＳデータに接続し、データパイプを追跡できるようにするために必要とする２１ビットの情報を伝達する。プリアンブルシグナリングデータに対する詳細な内容は、次の通りである。
ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ：当該３ビットフィールドは現フレームのフィジカルプロファイルタイプを示す。異なるフィジカルプロファイルタイプのマッピングは、以下の＜表５＞に与えられる。
ＦＦＴ＿ＳＩＺＥ：当該２ビットフィールドは以下の＜表６＞で説明した通り、フレームグルーフ内で現フレームのＦＦＴサイズを示す。
ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ：当該３ビットフィールドは以下の＜表７＞で説明した通り、現スーパーフレームにおけるガードインターバルの一部（fraction）値を示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドはＥＡＣが現フレームに提供されるか否かを示す。当該フィールドが１に設定されれば、ＥＡＳが現フレームに提供される。当該フィールドが０に設定されれば、ＥＡＳが現フレームで伝達されない。当該フィールドはスーパーフレーム内でダイナミック（dynamic：動的）に転換できる。
ＰＩＬＯＴ＿ＭＯＤＥ：当該１ビットフィールドは現フレームグルーフで現フレームに対してパイロットモードがモバイルモードであるか、または固定モードか否かを示す。当該フィールドが０に設定されれば、モバイルパイロットモードが使用される。当該フィールドが１に設定されれば、固定パイロットモードが使用される。
ＰＡＰＲ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドは現フレームグルーフで現フレームに対してＰＡＰＲ減少が使用されるか否かを示す。当該フィールドが１に設定されれば、トーン予約（tone reservation）がＰＡＰＲ減少のために使用される。当該フィールドが０に設定されれば、ＰＡＰＲ減少が使われない。
ＦＲＵ＿ＣＯＮＦＩＧＵＲＥ：当該３ビットフィールドは現スーパーフレームで存在するＦＲＵのフィジカルプロファイルタイプ構成を示す。現スーパーフレームで全てのプリアンブルにおける当該フィールドで、現スーパーフレームで伝達される全てのプロファイルタイプが識別される。当該３ビットフィールドは以下の＜表８＞に示した通り、各々のプロファイルに対して異なるように定義される。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該７ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
図１３は、本発明の一実施形態に係るＰＬＳ１データを示す。
ＰＬＳ１データはＰＬＳ２の受信及びデコーディングを可能にするために必要なパラメータを含む基本送信パラメータを提供する。前述したように、ＰＬＳ１データは１つのフレームグルーフの全体デュレーションの間変化しない。ＰＬＳ１データのシグナリングフィールドの具体的な定義は、次の通りである。
ＰＲＥＡＭＢＬＥ＿ＤＡＴＡ：当該２０ビットフィールドはＥＡＣ＿ＦＬＡＧを除外したプリアンブルシグナリングデータのコピーである。
ＮＵＭ＿ＦＲＡＭＥ＿ＦＲＵ：当該２ビットフィールドはＦＲＵ当たりフレーム数を示す。
ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥ：当該３ビットフィールドはフレームグルーフで伝達されるペイロードデータのフォーマットを示す。ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥは＜表９＞に示した通りシグナリングされる。
ＮＵＭ＿ＦＳＳ：当該２ビットフィールドは現フレームでＦＳＳの数を示す。
ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮ：当該８ビットフィールドは送信される信号フォーマットのバージョンを示す。ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮは主バージョン及び副バージョンの２つの４ビットフィールドに分離される。
主バージョン：ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮフィールドのＭＳＢである４ビットは主バージョン情報を示す。主バージョンフィールドでの変化は互換が不可能な変化を示す。デフォルト値は００００である。当該標準で叙述されたバージョンに対し、値が００００に設定される。
副バージョン：ＳＹＳＴＥＭ＿ＶＥＲＳＩＯＮフィールドのＬＳＢである４ビットは副バージョン情報を示す。副バージョンフィールドでの変化は互換が可能である。
ＣＥＬＬ＿ＩＤ：これはＡＴＳＣネットワークにおける地理的セルを唯一に識別する１６ビットフィールドである。ＡＴＳＣセルカバレッジはフューチャーキャストＵＴＢシステム当たり使用される周波数の数によって１つ以上の周波数で構成できる。ＣＥＬＬ＿ＩＤの値が知られていないか、特定されなければ、当該フィールドは０に設定される。
ＮＥＴＷＯＲＫ＿ＩＤ：これは現ＡＴＳＣネットワークを唯一に識別する１６ビットフィールドである。
ＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤ：当該１６ビットフィールドはＡＴＳＣネットワーク内でフューチャーキャストＵＴＢシステムを唯一に識別する。フューチャーキャストＵＴＢシステムは入力が１つ以上の入力ストリーム（ＴＳ、ＩＰ、ＧＳ）であり、出力がＲＦ信号である地上波放送システムである。フューチャーキャストＵＴＢシステムは、存在していれば、ＦＥＦ及び１つ以上のフィジカルプロファイルを伝達する。同一のフューチャーキャストＵＴＢシステムは異なる入力ストリームを伝達し、異なる地理的領域で異なるＲＦを使用することができるので、ローカルサービス挿入を許容する。フレーム構造及びスケジューリングは１つの場所で制御され、フューチャーキャストＵＴＢシステム内で全ての送信に対して同一である。１つ以上のフューチャーキャストＵＴＢシステムは全て同一のフィジカル構造及び構成を有するという同一のＳＹＳＴＥＭ＿ＩＤの意味を有することができる。
次のループ（loop）は、各フレームタイプの長さ及びＦＲＵ構成を示すＦＲＵ＿ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ、ＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨ、ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ、及びＲＥＳＥＲＶＥＤで構成される。ループ（loop）サイズはＦＲＵ内で４個のフィジカルプロファイル（ＦＥＦ含み）がシグナリングされるように固定される。ＮＵＭ＿ＦＲＡＭＥ＿ＦＲＵが４より小さければ、使われないフィールドはゼロで詰められる。
ＦＲＵ＿ＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥ：当該３ビットフィールドは関連したＦＲＵの（ｉ＋１）番目フレーム（ｉはループ（loop）インデックス）のフィジカルプロファイルタイプを示す。当該フィールドは＜表８＞に示したものと同一のシグナリングフォーマットを使用する。
ＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨ：当該２ビットフィールドは関連したＦＲＵの（ｉ＋１）番目フレームの長さを示す。ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮのようにＦＲＵ＿ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨを使用すれば、フレームデュレーションの正確な値が得られる。
ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮ：当該３ビットフィールドは関連したＦＲＵの（ｉ＋１）番目フレームのガードインターバルの一部値を示す。ＦＲＵ＿ＧＩ＿ＦＲＡＣＴＩＯＮは＜表７＞に従ってシグナリングされる。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該４ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
次のフィールドは、ＰＬＳ２データをデコーディングするためのパラメータを提供する。
ＰＬＳ２＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：当該２ビットフィールドはＰＬＳ２の保護により使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは＜表１０＞に従ってシグナリングされる。ＬＤＰＣコードに対する詳細な内容は後述する。
ＰＬＳ２＿ＭＯＤ：当該３ビットフィールドはＰＬＳ２により使用される変調タイプを示す。変調タイプは＜表１１＞に従ってシグナリングされる。
ＰＬＳ２＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：当該１５ビットフィールドは現フレームグループで伝達されるＰＬＳ２に対する全てのコーディングブロックのサイズ（ＱＡＭセルの数に特定される）であるＣｔｏｔａｌ＿ｐａｒｔｉａｌ＿ｂｌｏｃｋを示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＳＴＡＴ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：当該１４ビットフィールドは現フレームグループに対するＰＬＳ２−ＳＴＡＴのサイズをビット数で示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＤＹＮ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：当該１４ビットフィールドは現フレームグループに対するＰＬＳ２−ＤＹＮのサイズをビット数で示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＲＥＰ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフラグはＰＬＳ２反復モードが現フレームグループで使用されるか否かを示す。当該フィールドの値が１に設定されれば、ＰＬＳ２反復モードは活性化される。当該フィールドの値が０に設定されれば、ＰＬＳ２反復モードは不活性化される。
ＰＬＳ２＿ＲＥＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：当該１５ビットフィールドはＰＬＳ２反復が使用される場合、現フレームグループの毎フレーム毎に伝達されるＰＬＳ２に対する部分コーディングブロックのサイズ（ＱＡＭセルの数で特定される）であるＣｔｏｔａｌ＿ｐａｒｔｉａｌ＿ｂｌｏｃｋを示す。反復が使われない場合、当該フィールドの値は０と同一である。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：当該２ビットフィールドは次のフレームグループの毎フレームで伝達されるＰＬＳ２に使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは＜表１０＞に従ってシグナリングされる。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＭＯＤ：当該３ビットフィールドは次のフレームグループの毎フレームで伝達されるＰＬＳ２に使用される変調タイプを示す。変調タイプは＜表１１＞に従ってシグナリングされる。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフラグはＰＬＳ２反復モードが次のフレームグループで使用されるか否かを示す。当該フィールドの値が１に設定されれば、ＰＬＳ２反復モードは活性化される。当該フィールドの値が０に設定されれば、ＰＬＳ２反復モードは非活性化される。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ： 当該１５ビットフィールドはＰＬＳ２反復が使用される場合、次のフレームグループのフレーム毎に伝達されるＰＬＳ２に対する全体コーディングブロックのサイズ（ＱＡＭセルの数で特定される）であるＣｔｏｔａｌ＿ｆｕｌｌ＿ｂｌｏｃｋを示す。次のフレームグループで反復が使われない場合、当該フィールドの値は０と同一である。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＳＴＡＴ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：当該１４ビットフィールドは次のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＳＴＡＴのサイズをビット数で示す。当該値は現フレームグループで一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＲＥＰ＿ＤＹＮ＿ＳＩＺＥ＿ＢＩＴ：当該１４ビットフィールドは次のフレームグループに対するＰＬＳ２−ＤＹＮのサイズをビット数で示す。当該値は現フレームグループで一定である。
ＰＬＳ２＿ＡＰ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドは現フレームグループでＰＬＳ２に対して追加パリティが提供されるか否かを示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。以下の＜表１２＞は当該フィールドの値を提供する。当該フィールドの値が００に設定されれば、現フレームグループで追加パリティがＰＬＳ２に対して使われない。
ＰＬＳ２＿ＡＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：当該１５ビットフィールドはＰＬＳ２の追加パリティビットのサイズ（ＱＡＭセルの数で特定される）を示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＡＰ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドは次のフレームグループの毎フレーム毎にＰＬＳ２シグナリングに対して追加パリティが提供されるか否かを示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。＜表１２＞は当該フィールドの値を定義する。`
ＰＬＳ２＿ＮＥＸＴ＿ＡＰ＿ＳＩＺＥ＿ＣＥＬＬ：当該１５ビットフィールドは次のフレームグループの毎フレーム毎にＰＬＳ２の追加パリティビットのサイズ（ＱＡＭセルの数で特定される）を示す。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該３２ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
ＣＲＣ＿３２：全体ＰＬＳ１シグナリングに適用される３２ビットエラー検出コード
図１４は、本発明の一実施形態に係るＰＬＳ２データを示す。
図１４は、ＰＬＳ２データのＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータを示す。ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータはフレームグループ内で同一である一方、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータは現フレームに対して特定の情報を提供する。
ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータのフィールドに対し、次に具体的に説明する。
ＦＩＣ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドはＦＩＣが現フレームグループで使用されるか否かを示す。当該フィールドの値が１に設定されれば、ＦＩＣは現フレームで提供される。当該フィールドの値が０に設定されれば、ＦＩＣは現フレームで伝達されない。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＡＵＸ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドは補助ストリームが現フレームグループで使用されるか否かを示す。当該フィールドの値が１に設定されれば、補助ストリームは現フレームで提供される。当該フィールドの値が０に設定されれば、補助フレームは現フレームで伝達されない。当該値は現フレームグループの全体デュレーションの間一定である。
ＮＵＭ＿ＤＰ：当該６ビットフィールドは現フレーム内で伝達されるデータパイプの数を示す。当該フィールドの値は１から６４の間であり、データパイプの数はＮＵＭ＿ＤＰ＋１である。
ＤＰ＿ＩＤ：当該６ビットフィールドはフィジカルプロファイル内で唯一に識別する。
ＤＰ＿ＴＹＰＥ：当該３ビットフィールドはデータパイプのタイプを示す。これは、以下の＜表１３＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＧＲＯＵＰ＿ＩＤ：当該８ビットフィールドは現データパイプが関連しているデータパイプグループを識別する。これは、受信機が同一のＤＰ＿ＧＲＯＵＰ＿ＩＤを有するようになる特定サービスと関連しているサービスコンポーネントのデータパイプに接続することに使用できる。
ＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤ：当該６ビットフィールドは管理階層で使用される（ＰＳＩ／ＳＩのような）サービスシグナリングデータを伝達するデータパイプを示す。ＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤにより示すデータパイプは、サービスデータのようにサービスシグナリングデータを伝達するノーマルデータパイプであるか、またはサービスシグナリングデータのみを伝達する専用データパイプでありうる。
ＤＰ＿ＦＥＣ＿ＴＹＰＥ：当該２ビットフィールドは関連したデータパイプにより使用されるＦＥＣタイプを示す。ＦＥＣタイプは、以下の＜表１４＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＣＯＤ：当該４ビットフィールドは関連したデータパイプにより使用されるコードレート（code rate）を示す。コードレート（code rate）は以下の＜表１５＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＭＯＤ：当該４ビットフィールドは関連したデータパイプにより使用される変調を示す。変調は以下の＜表１６＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ_ＳＳＤ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドはＳＳＤモードが関連したデータパイプで使用されるか否かを示す。当該フィールドの値が１に設定されれば、ＳＳＤは使用される。当該フィールドの値が０に設定されれば、ＳＳＤは使われない。
次のフィールドはＰＨＹ＿ＰＲＯＦＩＬＥがアドバンスプロファイルを示す０１０と同じ時のみに表れる。
ＤＰ＿ＭＩＭＯ：当該３ビットフィールドはどんなタイプのＭＩＭＯエンコーディング処理が関連したデータパイプに適用されるかを示す。ＭＩＭＯエンコーディング処理のタイプは、以下の＜表１７＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ：当該１ビットフィールドはタイムインターリービングのタイプを示す。０の値は１つのタイムインターリービンググループが１つのフレームに該当し、１つ以上のタイムインターリービングブロックを含むことを示す。１の値は１つのタイムインターリービンググループが１つより多いフレームに伝達され、１つのタイムインターリービングブロックのみを含むことを示す。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨ：当該２ビットフィールド（許容された値は１、２、４、８のみである）の使用は、次のようなＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥフィールド内で設定される値により決定される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥの値が１に設定されれば、当該フィールドは各々のタイムインターリービンググループがマッピングされるフレームの数であるＰＩを示し、タイムインターリービンググループ当たり１つのタイムインターリービングブロックが存在する（ＮＴＩ＝１）。当該２ビットフィールドに許容されるＰＩの値は、以下の＜表１８＞に定義される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥの値が０に設定されれば、当該フィールドはタイムインターリービンググループ当たりタイムインターリービングブロックの数ＮＴＩを示し、フレーム当たり１つのタイムインターリービンググループが存在する（ＰＩ＝１）。当該２ビットフィールドに許容されるＰＩの値は以下の＜表１８＞に定義される。
ＤＰ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＴＥＲＶＡＬ：当該２ビットフィールドは関連したデータパイプに対するフレームグループ内でフレーム間隔（ＩＪＵＭＰ）を示し、許容された値は１、２、４、８（該当する２ビットフィールドは各々００、０１、１０、１１）である。フレームグループの全てのフレームに表れないデータパイプに対し、当該フィールドの値は順次的なフレームの間の間隔と同一である。例えば、データパイプが１、５、９、１３などのフレームに表れれば、当該フィールドの値は４に設定される。全てのフレームに表れるデータパイプに対し、当該フィールドの値は１に設定される。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＢＹＰＡＳＳ：当該１ビットフィールドはタイムインターリーバ５０５０の使用可能性を決定する。データパイプに対してタイムインターリービングが使われないと、当該フィールド値は１に設定される。一方、タイムインターリービングが使われれば、当該フィールド値は０に設定される。
ＤＰ＿ＦＩＲＳＴ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＤＸ：当該５ビットフィールドは現データパイプが発生するスーパーフレームの第１のフレームのインデックスを示す。ＤＰ＿ＦＩＲＳＴ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＤＸの値は０から３１の間である。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸ：当該１０ビットフィールドは当該データパイプに対するＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫＳの最大値を示す。当該フィールドの値はＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫＳと同一の範囲を有する。
ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥ：当該２ビットフィールドは与えられたデータパイプにより伝達されるペイロードデータのタイプを示す。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥは、以下の＜表１９＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＩＮＢＡＮＤ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドは現データパイプがインバンド（In-band）シグナリング情報を伝達するか否かを示す。インバンド（In-band）シグナリングタイプは、以下の＜表２０＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＰＲＯＴＯＣＯＬ＿ＴＹＰＥ：当該２ビットフィールドは与えられたデータパイプにより伝達されるペイロードのプロトコルタイプを示す。ペイロードのプロトコルタイプは入力ペイロードタイプが選択されれば、以下の＜表２１＞に従ってシグナリングされる。
ＤＰ＿ＣＲＣ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドはＣＲＣエンコーディングがインプットフォーマットブロックで使用されるか否かを示す。ＣＲＣモードは、以下の＜表２２＞に従ってシグナリングされる。
ＤＮＰ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドはＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）に設定される場合に関連したデータパイプにより使用されるヌルパケット削除モードを示す。ＤＮＰ＿ＭＯＤＥは、以下の＜表２３＞に従ってシグナリングされる。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）でなければ、ＤＮＰ＿ＭＯＤＥは００の値に設定される。
ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥ：当該２ビットフィールドはＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）に設定される場合に関連したデータパイプにより使用されるＩＳＳＹモードを示す。ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥは、以下の＜表２４＞に従ってシグナリングされる。ＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）でなければ、ＩＳＳＹ＿ＭＯＤＥは００の値に設定される。
ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＴＳ：当該２ビットフィールドはＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）に設定される場合に関連したデータパイプにより使用されるＴＳヘッダ圧縮モードを示す。ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＴＳは、以下の＜表２５＞に従ってシグナリングされる。
ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＩＰ：当該２ビットフィールドはＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＩＰ（‘０１’）で設定される場合にＩＰヘッダ圧縮モードを示す。ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＩＰは、以下の＜表２６＞に従ってシグナリングされる。
ＰＩＤ：当該１３ビットフィールドはＤＰ＿ＰＡＹＬＯＡＤ＿ＴＹＰＥがＴＳ（‘００’）に設定され、ＨＣ＿ＭＯＤＥ＿ＴＳが０１または１０に設定される場合にＴＳヘッダ圧縮のためのＰＩＤ数を示す。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該８ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
次のフィールドは、ＦＩＣ＿ＦＬＡＧが１と同じ時のみに表れる。
ＦＩＣ＿ＶＥＲＳＩＯＮ：当該８ビットフィールドはＦＩＣのバージョンナンバーを示す。
ＦＩＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥ：当該１３ビットフィールドはＦＩＣの長さをバイト単位で示す。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該８ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
次のフィールドは、ＡＵＸ＿ＦＬＡＧが１と同じ時のみに表れる。
ＮＵＭ＿ＡＵＸ：当該４ビットフィールドは補助ストリームの数を示す。ゼロは補助ストリームが使われないことを示す。
ＡＵＸ＿ＣＯＮＦＩＧ＿ＲＦＵ：当該８ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
ＡＵＸ＿ＳＴＲＥＡＭ＿ＴＹＰＥ：当該４ビットは現補助ストリームのタイプを示すための今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
ＡＵＸ＿ＰＲＩＶＡＴＥ＿ＣＯＮＦＩＧ：当該２８ビットフィールドは補助ストリームをシグナリングするための今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
図１５は、本発明の他の一実施形態に係るＰＬＳ２データを示す。
図１５は、ＰＬＳ２データのＰＬＳ２−ＤＹＮを示す。ＰＬＳ２−ＤＹＮデータの値は１つのフレームグループのデュレーションの間変化できる一方、フィールドのサイズは一定である。
ＰＬＳ２−ＤＹＮデータのフィールドの具体的な内容は、次の通りである。
ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＤＥＸ：当該５ビットフィールドはスーパーフレーム内で現フレームのフレームインデックスを示す。スーパーフレームの第１のフレームのインデックスは０に設定される。
ＰＬＳ＿ＣＨＡＮＧＥ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：当該４ビットフィールドは構成が変化する前のスーパーフレームの数を示す。構成が変化する次のスーパーフレームは当該フィールド内でシグナリングされる値により示す。当該フィールドの値が００００に設定されれば、これは如何なる予定された変化も予測できないことを意味する。例えば、１の値は次のスーパーフレームに変化があるということを示す。
ＦＩＣ＿ＣＨＡＮＧＥ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：当該４ビットフィールドは構成（即ち、ＦＩＣのコンテンツ）が変化する前のスーパーフレームの数を示す。構成が変化する次のスーパーフレームは当該フィールド内でシグナリングされる値により示す。当該フィールドの値が００００に設定されれば、これは如何なる予定された変化も予測できないことを意味する。例えば、０００１の値は次のスーパーフレームに変化があることを示す。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該１６ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
次のフィールドは現フレームで伝達されるデータパイプと関連したパラメータを説明するＮＵＭ＿ＤＰでのループ（loop）に表れる。
ＤＰ＿ＩＤ：当該６ビットフィールドはフィジカルプロファイル内でデータパイプを唯一に示す。
ＤＰ＿ＳＴＡＲＴ：当該１５ビット（または、１３ビット）フィールドは、ＤＰＵアドレッシング（addressing）技法を使用してデータパイプの第１の開始位置を示す。ＤＰ＿ＳＴＡＲＴフィールドは、以下の＜表２７＞に示した通り、フィジカルプロファイル及びＦＦＴサイズによって異なる長さを有する。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ：当該１０ビットフィールドは現データパイプに対する現タイムインターリービンググループにおけるＦＥＣブロックの数を示す。ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫの値は０から１０２３の間にある。
ＲＥＳＥＲＶＥＤ：当該８ビットフィールドは今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。
次のフィールドは、ＥＡＣと関連したＦＩＣパラメータを示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧ：当該１ビットフィールドは現フレームでＥＡＣの存在を示す。当該ビットはプリアンブルにおけるＥＡＣ＿ＦＬＡＧと同一の値である。
ＥＡＳ＿ＷＡＫＥ＿ＵＰ＿ＶＥＲＳＩＯＮ＿ＮＵＭ：当該８ビットフィールドは自動活性化指示のバージョンナンバーを示す。
ＥＡＣ＿ＦＬＡＧフィールドが１と同一であれば、次の１２ビットがＥＡＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥフィールドに割り当てられる。ＥＡＣ＿ＦＬＡＧフィールドが０と同一であれば、次の１２ビットがＥＡＣ＿ＣＯＵＮＴＥＲに割り当てられる。
ＥＡＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥ：当該１２ビットフィールドはＥＡＣの長さをバイトで示す。
ＥＡＣ＿ＣＯＵＮＴＥＲ：当該１２ビットフィールドはＥＡＣが到達するフレームの前のフレームの数を示す。
次のフィールドはＡＵＸ＿ＦＬＡＧフィールドが１と同一の場合のみに表れる。
ＡＵＸ＿ＰＲＩＶＡＴＥ＿ＤＹＮ：当該４８ビットフィールドは補助ストリームをシグナリングするための今後の使用のためにリザーブド（reserved）される。当該フィールドの意味は、設定可能なＰＬＳ２−ＳＴＡＴでＡＵＸ＿ＳＴＲＥＡＭ＿ＴＹＰＥの値に依存する。
ＣＲＣ＿３２：全体ＰＬＳ２に適用される３２ビットエラー検出コード。
図１６は、本発明の一実施形態に係るフレームのロジカル（logical）構造を示す。
前述したように、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、データパイプ、補助ストリーム、ダミーセルは、フレームにおけるＯＦＤＭシンボルのアクティブ（active）キャリアにマッピングされる。ＰＬＳ１及びＰＬＳ２は、最初に１つ以上のＦＳＳにマッピングされる。その後、ＥＡＣが存在していれば、ＥＡＣセルは後続するＰＬＳフィールドにマッピングされる。次に、ＦＩＣが存在していれば、ＦＩＣセルがマッピングされる。データパイプはＰＬＳの次にマッピングされるか、ＥＡＣまたはＦＩＣが存在する場合、ＥＡＣまたはＦＩＣの以後にマッピングされる。タイプ１のデータパイプが最初にマッピングされ、タイプ２のデータパイプが次にマッピングされる。データパイプのタイプの具体的な内容は後述する。一部の場合、データパイプはＥＡＳに対する一部の特殊データまたはサービスシグナリングデータを伝達することができる。補助ストリームまたはストリームは、存在していれば、データパイプを次にマッピングされ、ここには順次にダミーセルが後続する。前述した順序、即ち、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣ、データパイプ、補助ストリーム、及びダミーセルの順に全て共にマッピングすれば、フレームでセル容量を正確に詰める。
図１７は、本発明の一実施形態に係るＰＬＳマッピングを示す。
ＰＬＳセルは、ＦＳＳのアクティブ（active）キャリアにマッピングされる。ＰＬＳが占めるセルの数によって、１つ以上のシンボルがＦＳＳに指定され、ＦＳＳの数ＮＦＳＳはＰＬＳ１でのＮＵＭ＿ＦＳＳによりシグナリングされる。ＦＳＳはＰＬＳセルを伝達する特殊なシンボルである。堅固性及び遅延時間（latency）はＰＬＳで重大な事案であるので、ＦＳＳは高いパイロット密度を有しているので高速同期化及びＦＳＳ内での周波数のみのインターポレーション（interpolation：補間）を可能にする。
ＰＬＳセルは、図１７の例に示すように、下向き式でＦＳＳのアクティブ（active）キャリアにマッピングされる。ＰＬＳ１セルは、最初に第１のＦＳＳの第１のセルからセルインデックスの昇順にマッピングされる。ＰＬＳ２セルはＰＬＳ１の最後のセルの直後に後続し、マッピングは第１のＦＳＳの最後のセルインデックスまで下方に続く。必要とするＰＬＳセルの総数が１つのＦＳＳのアクティブ（active）キャリアの数を超過すれば、マッピングは次のＦＳＳに進行され、第１のＦＳＳと完全に同一の方式により続く。
ＰＬＳマッピングが完了した後、データパイプが次に伝達される。ＥＡＣ、ＦＩＣ、または両方とも現フレームに存在していれば、ＥＡＣ及びＦＩＣはＰＬＳとノーマルデータパイプとの間に配置される。
図１８は、本発明の一実施形態に係るＥＡＣマッピングを示す。
ＥＡＣはＥＡＳメッセージを伝達する専用チャネルであり、ＥＡＳに対するデータパイプに連結される。ＥＡＳサポートは提供されるが、ＥＡＣ自体は全てのフレームに存在することもあり、存在しないこともある。ＥＡＣが存在する場合、ＥＡＣはＰＬＳ２セルの直後にマッピングされる。ＰＬＳセルを除いて、ＦＩＣ、データパイプ、補助ストリーム、またはダミーセルのうち、いずれもＥＡＣの前に位置しない。ＥＡＣセルのマッピング手続はＰＬＳと完全に同一である。
ＥＡＣセルは、図１８の例に示すように、ＰＬＳ２の次のセルからセルインデックスの昇順にマッピングされる。ＥＡＳメッセージのサイズによって、図１８に示すように、ＥＡＣセルは少ないシンボルを占めることができる。
ＥＡＣセルは、ＰＬＳ２の最後のセルの直後に後続し、マッピングは最後のＦＳＳの最後のセルインデックスまで下方に続く。必要とするＥＡＣセルの総数が最後のＦＳＳの残っているアクティブ（active）キャリアの数を超過すれば、ＥＡＣマッピングは次のシンボルに進行され、ＦＳＳと完全に同一の方式により続く。この場合、ＥＡＣのマッピングがなされる次のシンボルはノーマルデータシンボルであり、これはＦＳＳより多いアクティブ（active）キャリアを有する。
ＥＡＣマッピングが完了した後、存在していれば、ＦＩＣが次に伝達される。ＦＩＣが送信されなければ（ＰＬＳ２フィールドからシグナリングに）、データパイプがＥＡＣの最後のセルの直後に後続する。
図１９は、本発明の一実施形態に係るＦＩＣマッピングを示す。
（ａ）はＥＡＣ無しでＦＩＣセルのマッピングの例を示し、（ｂ）はＥＡＣのようにＦＩＣセルのマッピングの例を示す。
ＦＩＣは、高速サービス取得及びチャネルスキャンを可能にするために層間情報（cross-layer information）を伝達する専用チャネルである。当該情報は主にデータパイプの間のチャネルバインディング（channel binding）情報及び各放送社のサービスを含む。高速スキャンのために、受信機はＦＩＣをデコーディングし、放送社ＩＤ、サービス数、ＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤのような情報を取得することができる。高速サービス取得のために、ＦＩＣだけでなく、ベースデータパイプもＢＡＳＥ＿ＤＰ＿ＩＤを用いてデコーディングできる。ベースデータパイプが送信するコンデンツを除いて、ベースデータパイプはノーマルデータパイプと正確に同一の方式によりエンコーディングされてフレームにマッピングされる。したがって、ベースデータパイプに対する追加説明が必要でない。ＦＩＣデータが生成されて管理階層で消費される。ＦＩＣデータのコンデンツは管理階層仕様に説明された通りである。
ＦＩＣデータは選択的であり、ＦＩＣの使用はＰＬＳ２のスタティック（static：静的）な部分でＦＩＣ＿ＦＬＡＧパラメータによりシグナリングされる。ＦＩＣが使われれば、ＦＩＣ＿ＦＬＡＧは１に設定され、ＦＩＣに対するシグナリングフィールドはＰＬＳ２のスタティック（static：静的）な部分で定義される。当該フィールドでシグナリングされることはＦＩＣ＿ＶＥＲＳＩＯＮであり、ＦＩＣ＿ＬＥＮＧＴＨ＿ＢＹＴＥ＿ＦＩＣはＰＬＳ２と同一の変調、コーディング、タイムインターリービングパラメータを使用する。ＦＩＣは、ＰＬＳ２＿ＭＯＤ及びＰＬＳ２＿ＦＥＣのような同一のシグナリングパラメータを共有する。ＦＩＣデータは、存在していれば、ＰＬＳ２の後にマッピングされるか、またはＥＡＣが存在する場合、ＥＡＣの直後にマッピングされる。ノーマルデータパイプ、補助ストリーム、またはダミーセルのうち、いずれもＦＩＣの前に位置しない。ＦＩＣセルをマッピングする方法はＥＡＣと完全に同一であり、これはまたＰＬＳと同一である。
ＰＬＳの後のＥＡＣが存在しない場合、ＦＩＣセルは（ａ）の例に示したように、ＰＬＳ２の次のセルからセルインデックスの昇順にマッピングされる。ＦＩＣデータサイズによって、（ｂ）に示したように、ＦＩＣセルは数個のシンボルに対してマッピングされる。
ＦＩＣセルはＰＬＳ２の最後のセルの直後に後続し、マッピングは最後のＦＳＳの最後のセルインデックスまで下方に続く。必要なＦＩＣセルの総数が最後のＦＳＳの残っているアクティブ（active）キャリアの数を超過すれば、残りのＦＩＣセルのマッピングは次のシンボルに進行され、これはＦＳＳと完全に同一の方式により続く。この場合、ＦＩＣがマッピングされる次のシンボルはノーマルデータシンボルであり、これはＦＳＳより多いアクティブ（active）キャリアを有する。
ＥＡＳメッセージが現フレームで送信されれば、ＥＡＣはＦＩＣより先にマッピングされ、（ｂ）に示したように、ＥＡＣの次のセルからＦＩＣセルはセルインデックスの昇順にマッピングされる。
ＦＩＣマッピングが完了した後、１つ以上のデータパイプがマッピングされ、以後、存在していれば、補助ストリーム、ダミーセルが後続する。
図２０は、本発明の一実施形態に係るデータパイプのタイプを示す。
（ａ）はタイプ１のデータパイプを示し、（ｂ）はタイプ２のデータパイプを示す。
先行するチャネル、即ちＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣがマッピングされた後、データパイプのセルがマッピングされる。データパイプはマッピング方法によって２タイプのうちの１つに分類される。
タイプ１のデータパイプ：データパイプがＴＤＭによりマッピングされる。
タイプ２のデータパイプ：データパイプがＦＤＭによりマッピングされる。
データパイプのタイプはＰＬＳ２のスタティック（static：静的）な部分でＤＰ＿ＴＹＰＥフィールドにより示す。図２０は、タイプ１のデータパイプ及びタイプ２のデータパイプのマッピング順序を示す。タイプ１のデータパイプは、まずセルインデックスの昇順にマッピングされた後、最後のセルインデックスに到達した後、シンボルインデックスが１ずつ増加する。次のシンボル内で、データパイプはｐ＝０を手始めにセルインデックスの昇順に続けてマッピングされる。１つのフレームで共にマッピングされる多数のデータパイプのように、各々のタイプ１のデータパイプはデータパイプのＴＤＭと類似するように時間にグルーピングされる。
タイプ２のデータパイプは、まずシンボルインデックスの昇順にマッピングされ、フレームの最後のＯＦＤＭシンボルに到達した後、セルインデックスは１ずつ増加し、シンボルインデックスは第１の使用可能シンボルに戻った後、そのシンボルインデックスから増加する。１つのフレームで多数のデータパイプをマッピングした後、各々のタイプ２のデータパイプはデータパイプのＦＤＭと類似するように周波数にグルーピングされる。
タイプ１のデータパイプ及びタイプ２のデータパイプは、必要時、フレームで共存できるが、タイプ１のデータパイプが常にタイプ２のデータパイプに先行するという制限がある。タイプ１及びタイプ２のデータパイプを伝達するＯＦＤＭセルの総数はデータパイプの送信に使用することができるＯＦＤＭセルの総数を超過できない。
この際、ＤＤＰ１はタイプ１のデータパイプが占めるＯＦＤＭセルの数に該当し、ＤＤＰ２はタイプ２のデータパイプが占めるセルの数に該当する。ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣが全てタイプ１のデータパイプと同様の方式によりマッピングされるので、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣは全て“タイプ１のマッピング規則”に従う。したがって、概してタイプ１のマッピングが常にタイプ２のマッピングに先行する。
図２１は、本発明の一実施形態に係るデータパイプマッピングを示す。
（ａ）はタイプ１のデータパイプをマッピングするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングを示し、（ｂ）はタイプ２のデータパイプをマッピングするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングを示す。
タイプ１のデータパイプ（０，．．．，ＤＤＰ１−１）をマッピングするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングはタイプ１のデータパイプのアクティブ（active）データセルに対して定義される。アドレッシング方式は各々のタイプ１のデータパイプに対するタイムインターリービングからのセルがアクティブ（active）データセルに割り当てられる順序を定義する。また、アドレッシング方式はＰＬＳ２のダイナミック（dynamic：動的）部分でデータパイプの位置をシグナリングすることに使用される。
ＥＡＣ及びＦＩＣ無しで、アドレス０は最後のＦＳＳでＰＬＳを伝達する最後のセルに後続するセルをいう。ＥＡＣが送信され、ＦＩＣが該当するフレームになければ、アドレス０はＥＡＣを伝達する最後のセルに後続するセルをいう。ＦＩＣが該当するフレームで送信されれば、アドレス０はＦＩＣを伝達する最後のセルに後続するセルをいう。タイプ１のデータパイプに対するアドレス０は（ａ）に示したような２つの異なる場合を考慮して算出できる。（ａ）の例で、ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣは全て送信されると仮定する。ＥＡＣとＦＩＣのうちの１つまたは全てが省略される場合への拡張は自明である。（ａ）の左側に示したように、ＦＩＣまで全てのセルをマッピングした後、ＦＳＳに残っているセルがあれば、タイプ２のデータパイプ（０，．．．，ＤＤＰ２−１）をマッピングするためのＯＦＤＭセルのアドレッシングはタイプ２のデータパイプのアクティブ（active）データセルに対して定義される。アドレッシング方式は各々のタイプ２のデータパイプに対するタイムインターリービングからのセルがアクティブ（active）データセルに割り当てられる順序を定義する。また、アドレッシング方式はＰＬＳ２のダイナミック（dynamic：動的）部分でデータパイプの位置をシグナリングすることに使用される。
（ｂ）に示すように、３種類の若干異なる場合が可能である。（ｂ）の左側に示した第１の場合に、最後のＦＳＳにあるセルはタイプ２のデータパイプマッピングに使用できる。中央に示した第２の場合に、ＦＩＣはノーマルシンボルのセルを占めるが、当該シンボルでのＦＩＣセルの数はＣＦＳＳより大きくない。（ｂ）の右側に示した第３の場合は当該シンボルにマッピングされたＦＩＣセルの数がＣＦＳＳを超過する点を除いて、第２の場合と同一である。
ＰＬＳ、ＥＡＣ、ＦＩＣがタイプ１のデータパイプと同一の“タイプ１のマッピング規則”に従うので、タイプ１のデータパイプがタイプ２のデータパイプに先行する場合への拡張は自明である。
データパイプユニット（ＤＰＵ）は、フレームにおけるデータセルをデータパイプに割り当てる基本単位である。
ＤＰＵはフレームにおけるデータパイプの位置を探し出すためのシグナリング単位として定義される。セルマッパー７０１０は、各々のデータパイプに対してタイムインターリービングにより生成されたセルをマッピングすることができる。タイムインターリーバ５０５０は一連のタイムインターリービングブロックを出力し、各々のタイムインターリービングブロックはＸＦＥＣＢＬＯＣＫの可変数を含み、これは結局、セルの集合で構成される。ＸＦＥＣＢＬＯＣＫにおけるセルの数ＮｃｅｌｌｓはＦＥＣＢＬＯＣＫサイズ、Ｎｌｄｐｃ、コンステレーションシンボル当たり送信されるビット数に依存する。ＤＰＵは与えられたフィジカルプロファイルでサポートされるＸＦＥＣＢＬＯＣＫにおけるセルの数Ｎｃｅｌｌｓの全ての可能な値の最大公約数として定義される。セルでのＤＰＵの長さはＬＤＰＵとして定義される。各々のフィジカルプロファイルはＦＥＣＢＬＯＣＫサイズの異なる組合せ及びコンステレーションシンボル当たり異なるビット数をサポートするので、ＬＤＰＵはフィジカルプロファイルに基づいて定義される。
図２２は、本発明の一実施形態に係るＦＥＣ構造を示す。
図２２は、ビットインターリービングの前の本発明の一実施形態に係るＦＥＣ構造を示す。前述したように、データＦＥＣエンコーダは外部コーディング（ＢＣＨ）及び内部コーディング（ＬＤＰＣ）を用いてＦＥＣＢＬＯＣＫ手続を生成するために入力ＢＢＦにＦＥＣエンコーディングを実行することができる。図示されたＦＥＣ構造はＦＥＣＢＬＯＣＫに該当する。また、ＦＥＣＢＬＯＣＫ及びＦＥＣ構造はＬＤＰＣコードワードの長さに該当する同一の値を有する。
図２２に示すように、ＢＣＨエンコーディングが各々のＢＢＦ（Ｋｂｃｈビット）に適用された後、ＬＤＰＣエンコーディングがＢＣＨ−エンコーディングされたＢＢＦ（Ｋｌｄｐｃビット＝Ｎｂｃｈビット）に適用される。
Ｎｌｄｐｃの値は６４８００ビット（ロングＦＥＣＢＬＯＣＫ）または１６２００ビット（ショートＦＥＣＢＬＯＣＫ）である。
以下の＜表２８＞及び＜表２９＞はロングＦＥＣＢＬＯＣＫ及びショートＦＥＣＢＬＯＣＫの各々に対するＦＥＣエンコーディングパラメータを示す。
ＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングの具体的な動作は、次の通りである。
１２−エラー訂正ＢＣＨコードがＢＢＦの外部エンコーディングに使用される。ショートＦＥＣＢＬＯＣＫ及びロングＦＥＣＢＬＯＣＫに対するＢＢＦ生成多項式は全ての多項式を掛けることによって得られる。
ＬＤＰＣコードは外部ＢＣＨエンコーディングの出力をエンコーディングすることに使用される。完成されたＢｌｄｐｃ（ＦＥＣＢＬＯＣＫ）を生成するために、Ｐｌｄｐｃ（パリティビット）が各々のＩｌｄｐｃ（ＢＣＨ−エンコーディングされたＢＢＦ）から組織的にエンコーディングされ、Ｉｌｄｐｃに添付される。完成されたＢｌｄｐｃ（ＦＥＣＢＬＯＣＫ）は次の数式で表現される。
ロングＦＥＣＢＬＯＣＫ及びショートＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパラメータは前記の＜表２８＞及び＜表２９＞に各々与えられる。
ロングＦＥＣＢＬＯＣＫに対してＮｌｄｐｃ−Ｋｌｄｐｃパリティビットを計算する具体的な手続は、次の通りである。
１）パリティビット初期化
２）パリティーチェックマトリックスのアドレスの第１の行で特定されたパリティビットアドレスで第１の情報ビットｉＯ累算（accumulate）。パリティーチェックマトリックスのアドレスの詳細な内容は後述する。例えば、割合１３／１５に対し、
３）次の３５９個の情報ビットｉｓ、ｓ＝１，２，．．．，３５９に対し、次の数式を用いてパリティビットアドレスでｉｓ累算（accumulate）。
ここで、ｘは第１のビットｉ０に該当するパリティビット累算器のアドレスを示し、Ｑｌｄｐｃはパリティーチェックマトリックスのアドレッサで特定されたコードレート（code rate）依存定数である。前記の例である、割合１３／１５に対する、したがって情報ビットｉ１に対するＱｌｄｐｃ＝２４に引続き、次の動作が実行される。
４）３６１番目の情報ビットｉ３６０に対し、パリティビット累算器のアドレスはパリティーチェックマトリックスのアドレスの第２の行に与えられる。同様の方式により、次の３５９個の情報ビットｉｓ、ｓ＝３６１，３６２，．．．，７１９に対するパリティビット累算器のアドレスは＜数式６＞を用いて得られる。ここで、ｘは情報ビットｉ３６０に該当するパリティビット累算器のアドレス、即ちパリティーチェックマトリックスの第２の行のエントリーを示す。
５）同様の方式で、３６０個の新たな情報ビットの全てのグループに対し、パリティーチェックマトリックスのアドレスからの新たな行はパリティビット累算器のアドレスを求めることに使用される。
全ての情報ビットが用いられた後、最終パリティビットが次の通りに得られる。
６）ｉ＝１から始めて次の動作を順次に実行
６）ｉ＝１から始めて次の動作を順次に実行
ここで、ｐｉ、ｉ＝０，１，．．．，Ｎｌｄｐｃ−Ｋｌｄｐｃ−１の最終コンデンツはパリティビットｐｉと同一である。
＜表３０＞を＜表３１＞に取り替えて、ロングＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパリティーチェックマトリックスのアドレスをショートＦＥＣＢＬＯＣＫに対するパリティーチェックマトリックスのアドレスに取り替えることを除いて、ショートＦＥＣＢＬＯＣＫに対する当該ＬＤＰＣエンコーディング手続はロングＦＥＣＢＬＯＣＫに対するtＬＤＰＣエンコーディング手続に従う。
図２３は、本発明の一実施形態に係るビットインターリービングを示す。
ＬＤＰＣエンコーダの出力はビットインターリービングされるが、これはＱＣＢ（quasi-cyclic block）インターリービング及び内部グループインターリービングが後続するパリティインターリービングで構成される。
（ａ）はＱＣＢインターリービングを示し、（ｂ）は内部グループインターリービングを示す。
ＦＥＣＢＬＯＣＫはパリティインターリービングできる。パリティインターリービングの出力で、ＬＤＰＣコードワードはロングＦＥＣＢＬＯＣＫで１８０個の隣接するＱＣＢで構成され、ショートＦＥＣＢＬＯＣＫで４５個の隣接するＱＣＢで構成される。ロングまたはショートＦＥＣＢＬＯＣＫにおける各々のＱＣＢは３６０ビットで構成される。パリティインターリービングされたＬＤＰＣコードワードはＱＣＢインターリービングによりインターリービングされる。ＱＣＢインターリービングの単位はＱＣＢである。パリティインターリービングの出力でのＱＣＢは、図２３に示すように、ＱＣＢインターリービングによりパーミュテーションされるが、ここで、ＦＥＣＢＬＯＣＫ長さによってＮｃｅｌｌｓ＝６４８００／ηＭＯＤまたは１６２００／ηＭＯＤである。ＱＣＢインターリービングパターンは変調タイプ及びＬＤＰＣコードレート（code rate）の各組合せに固有である。
ＱＣＢインターリービングの後に、内部グループインターリービングが以下の＜表３２＞に定義された変調タイプ及び次数（ηＭＯＤ）によって実行される。１つの内部グループに対するＱＣＢの数ＮＱＣＢ＿ＩＧも定義される。
内部グループインターリービング過程はＱＣＢインターリービング出力のＮＱＣＢ＿ＩＧ個のＱＣＢで実行される。内部グループインターリービングは３６０個の列及びＮＱＣＢ＿ＩＧ個の行を用いて内部グループのビットを記入し読み取る過程を含む。記入動作で、ＱＣＢインターリービング出力からのビットが行方向に記入される。読取動作は列方向に実行されて各行でｍ個のビットを読み取る。ここで、ｍはＮＵＣの場合１と同一であり、ＮＵＱの場合２と同一である。
図２４は、本発明の一実施形態に係るセル−ワードデマルチプレキシングを示す。
図２４で、（ａ）は８及び１２ｂｐｃｕ ＭＩＭＯに対するセル−ワードデマルチプレキシングを示し、（ｂ）は１０ｂｐｃｕ ＭＩＭＯに対するセル−ワードデマルチプレキシングを示す。
ビットインターリービング出力の各々のセルワード（ｃ０，ｌ，ｃ１，ｌ，．．． ，ｃｎｍｏｄ−１，ｌ）は１つのＸＦＥＣＢＬＯＣＫに対するセル−ワードデマルチプレキシング過程を説明する（ａ）に示したように（ｄ１，０，m，ｄ１，１，ｍ，．．．，ｄ１，ｎｍｏｄ−１，ｍ）及び（ｄ２，０，m，ｄ２，１，ｍ，．．．，ｄ２，ｎｍｏｄ−１，m）にデマルチプレキシングされる。
ＭＩＭＯエンコーディングのために異なるタイプのＮＵＱを用いる１０ｂｐｃｕ ＭＩＭＯの場合に、ＮＵＱ−１０２４に対するビットインターリーバが再使用される。ビットインターリーバ出力の各々のセルワード（ｃ０，ｌ，ｃ１，ｌ，．．．，ｃ９，ｌ）は（ｂ）に示したように（ｄ１，０，ｍ，ｄ１，１，ｍ，．．．，ｄ１，３，ｍ）及び（ｄ２，０，ｍ，ｄ２，１，ｍ，．．．，ｄ２，５，ｍ）にデマルチプレキシングされる。
図２５は、本発明の一実施形態に係るタイムインターリービングを示す。
（ａ）から（ｃ）はタイムインターリービングモードの例を示す。
タイムインターリーバはデータパイプレベルで動作する。タイムインターリービングのパラメータは各々のデータパイプに対して異に設定できる。
ＰＬＳ２−ＳＴＡＴデータの一部に表れる次のパラメータはタイムインターリービングを構成する。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ（許容された値：０または１）：タイムインターリービングモードを示す。０はタイムインターリービンググループ当たり多数のタイムインターリービングブロック（１つ以上のタイムインターリービングブロック）を有するモードを示す。この場合、１つのタイムインターリービンググループは１つのフレームに（フレーム間インターリービング無しで）直接マッピングされる。１はタイムインターリービンググループ当たり１つのタイムインターリービングブロックのみを有するモードを示す。この場合、タイムインターリービングブロックは１つ以上のフレームに亘って拡散される（フレーム間インターリービング）。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＬＥＮＧＴＨ：ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ＝‘０’であれば、当該パラメータはタイムインターリービンググループ当たりタイムインターリービングブロックの数ＮＴＩである。ＤＰ＿ＴＩ＿ＴＹＰＥ＝‘１’の場合、当該パラメータは１つのタイムインターリービンググループから拡散されるフレームの数ＰＩである。
ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸ（許容された値：０乃至１０２３）：タイムインターリービンググループ当たりＸＦＥＣＢＬＯＣＫの最大数を示す。
ＤＰ＿ＦＲＡＭＥ＿ＩＮＴＥＲＶＡＬ（許容された値：１、２、４、８）：与えられたフィジカルプロファイルの同一のデータパイプを伝達する２つの順次的なフレーム間のフレームの数ＩＪＵＭＰを示す。
ＤＰ＿ＴＩ＿ＢＹＰＡＳＳ（許容された値：０または１）：タイムインターリービングがデータフレームに用いられなければ、当該パラメータは１に設定される。タイムインターリービングが用いられれば、０に設定される。
さらに、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータからのパラメータＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫはデータグループの１つのタイムインターリービンググループにより伝達されるＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数を示す。
タイムインターリービングがデータフレームに用いられなければ、次のタイムインターリービンググループ、タイムインターリービング動作、タイムインターリービングモードは考慮されない。しかしながら、スケジューラからのダイナミック（dynamic：動的）構成情報のためのディレイコンペンセーション（delay compensation：遅延補償）ブロックは相変らず必要である。各々のデータパイプで、ＳＳＤ／ＭＩＭＯエンコーディングから受信したＸＦＥＣＢＬＯＣＫはタイムインターリービンググループにグルーピングされる。即ち、各々のタイムインターリービンググループは整数個のＸＦＥＣＢＬＯＣＫの集合であり、ダイナミック（dynamic：動的）に変化する数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含む。インデックスｎのタイムインターリービンググループにあるＸＦＥＣＢＬＯＣＫの数はＮｘＢＬＯＣＫ＿Ｇｒｏｕｐ（ｎ）で示し、ＰＬＳ２−ＤＹＮデータでＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫにシグナリングされる。この際、ＮｘＢＬＯＣＫ＿Ｇｒｏｕｐ（ｎ）は最小値０から最も大きい値が１０２３である最大値ＮｘＢＬＯＣＫ＿Ｇｒｏｕｐ＿ＭＡＸ（ＤＰ＿ＮＵＭ＿ＢＬＯＣＫ＿ＭＡＸに該当）まで変化することができる。
各々のタイムインターリービンググループは１つのフレームに直接マッピングされるか、またはＰＩ個のフレームに亘って拡散される。また、各々のタイムインターリービンググループは１つ以上（ＮＴＩ個）のタイムインターリービングブロックに分離される。ここで、各々のタイムインターリービングブロックはタイムインターリーバメモリの１つの使用に該当する。タイムインターリービンググループ内のタイムインターリービングブロックは若干の異なる数のＸＦＥＣＢＬＯＣＫを含むことができる。タイムインターリービンググループが多数のタイムインターリービングブロックに分離されれば、タイムインターリービンググループは１つのフレームのみに直接マッピングされる。以下の＜表３３＞に示したように、タイムインターリービングには３種類のオプションがある（タイムインターリービングを省略する追加オプション除外）。
一般に、タイムインターリーバはフレーム生成過程の以前にデータパイプデータに対するバッファとしても作用する。これは、各々のデータパイプに対して２つのメモリバンクで達成される。第１のタイムインターリービングブロックは第１のバンクに記入される。第１のバンクで読取される間、第２のタイムインターリービングブロックが第２のバンクに記入される。
図２６は、本発明の一実施形態に係るツイストされた行−列ブロックインターリーバの基本動作を示す。
図２７は、本発明の他の一実施形態に係るツイストされた行−列ブロックインターリーバの動作を示す。
図２８は、本発明の一実施形態に係るツイストされた行−列ブロックインターリーバの対角線方向読取パターンを示す。
図２９は、本発明の一実施形態に係るそれぞれのインターリービングアレイからのインターリービングされたＸＦＥＣＢＬＯＣＫを示す。
本明細書において、上述したＤＰは、ＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）と、ＰＬＳ情報は、Ｌ１（Ｌａｙｅｒ １）情報またはＬ１シグナリング情報と呼ぶことができる。ＰＬＳ１情報は、Ｌ１（Ｌａｙｅｒ １）Ｌ１ベーシック（ｂａｓｉｃ）情報と、ＰＬＳ２情報は、Ｌ１ディテール情報として各々呼ぶこともできる。本明細書において特定情報／データがシグナリングされるとは、当該情報／データがＬ１シグナリング情報を介して送受信されることを意味できる。
図３０は、本発明の他の一実施形態に係る放送信号送信機の構成を示す。
図３０の放送信号送信機は、インプットフォーマッティングブロック（３００１０；Ｉｎｐｕｔ Ｆｏｒｍａｔｔｉｎｇ）、ＢＩＣＭブロック（３００２０；Ｂｉｔ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ ａｎｄ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、及びフレーミング及びインターリービングブロック（３００３０；Ｆｒａｍｉｎｇ＆Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）、並びにウェーブフォーム生成ブロック（３００４０；Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）を含むことができる。図３０のフレーミング／インターリービングブロック３００３０は、図１のフレームビルディングブロックに該当し、ウェーブフォーム生成ブロック３００４０は、図１のＯＦＤＭ生成ブロックに該当することができる。
図３０の場合、上述した実施形態等と異なり、フレームビルディングブロック１０２０がタイムインターリービングブロック（３００５０；Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）を含む場合であって、これにより、フレームビルディングブロック１０２０がフレーミング／インターリービングブロック３００５０と呼ばれることができる。言い換えれば、フレーミング／インターリービングブロック３００３０は、タイムインターリービングブロック３００５０、フレーミングブロック３００６０、及び周波数インターリービングブロック（３００７０；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）をさらに含むことができる。フレーミング／インターリービングブロック３００３０は、このようなサブブロックを使用してデータに対してタイムインターリービングを行い、データをマッピングして信号フレームを生成し、周波数インターリービングを行うことができる。
タイムインターリービングブロック３００５０がＢＩＣＭブロック３００２０からフレーミング／インターリービングブロック３００３０に移動する以外に、他の説明は上述したとおりである。ウェーブフォーム生成ブロック３００４０は、図１のＯＦＤＭ生成ブロック１０３０と同じブロックであって、名称のみを別に呼ぶものである。
受信機側でも、上記のように、タイムデインターリービングブロックを図９のデマッピング及びデコーディングブロック９０２０でフレームパーシングブロック９０１０に含め、フレームパーシングブロック９０１０をフレームパーシング／デインターリービングブロックと呼ぶこともできる。フレームパーシングブロック９０１０は、受信信号に対して周波数デインターリービング、フレームパーシング、及びタイムデインターリービングを行うことができる。
図３０は、システムのサブブロックの包含関係のみを変更して再命名したものであって、細部動作等に対しては、上述したとおりである。本明細書において送受信システムの構成を、ブロックだけでなく、モジュールまたはユニットと呼ぶことができるのも同様に適用される。
図３０においてフレーミングモジュール３１０６０は、信号フレームを生成する。以下において、本発明の実施形態に係る信号フレーム構成方法についてより詳細に説明する。
図３１は、本発明の一実施形態に係る信号フレームストラクチャを示す。
信号フレームは、ブートストラップ、プリアンブル、及びデータ部分を含むことができる。
ブートストラップ信号は、劣悪なチャネル環境でも動作できるようにロバスト（ｒｏｂｕｓｔ）に設計されることができる。ブートストラップ信号は、必須システム情報と当該放送システムにアクセスできる必須情報を送信できる。
ブートストラップ信号は、ＲＦキャリア周波数の固定（ｌｏｃｋ）及びオフセット推定、並びにサンプリング周波数の固定及びオフセット推定に使用されることができる。ブートストラップ信号は、システム帯域幅情報（例えば、６、７、８ＭＨｚ）をシグナリングできる。また、ブートストラップ信号は、コアシステムシグナリング情報（例えば、メジャー／マイナーバージョン情報）を含むことができる。また、ブートストラップ情報は、次のデータフレームの開始までの時間をシグナリングすることもできる。そして、ブートストラップ情報は、プリアンブルで送信されるＬ１シグナリング情報に対する識別子を送信することもできる。また、ブートストラップ信号は、ＥＡＳ（Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ａｌｅｒｔ Ｓｙｓｔｅｍ）ウェイクアップ機能を支援できる。ブートストラップ信号のＥＡＳウェイクアップ情報は、緊急状況発生可否を表すことができる。すなわち、ＥＡＳ情報は、ＥＡＳまたは他のソースからの緊急警戒情報が少なくとも１つのフレームに存在するか否かを指示できる。
ブートストラップは、プリアンブルストラクチャ（ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）情報を含む。プリアンブルストラクチャ情報は、Ｌ１ベーシックモード情報、プリアンブルのＦＦＴサイズ情報、プリアンブルのＧＩ長さ情報、及びプリアンブルのパイロットパターン（Ｄｘ）を表すことができる。
図３２は、本発明の一実施形態に係る信号フレームストラクチャを示す。
図３２は、図３１の信号フレームをシンボル単位で示す。プリアンブル及びデータは、各々少なくとも１つのシンボルを含むことができる。
プリアンブルは、Ｌ１シグナリング情報を伝達（ｃｏｎｖｅｙ）する。そして、プリアンブルは、Ｌ１シグナリング情報のサイズ、すなわち、ビット数によって１つまたは複数のＯＦＤＭシンボルを含むことができる。プリアンブルは、データシンボルと同一であるか、相違した構造（ＦＦＴサイズ、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ））を有することができる。この場合、プリアンブルシンボルまたはデータシンボルの構造は、ブートストラップでシグナリングされることができる。すなわち、ブートストラップは、プリアンブルのＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、パイロットパターンなどを指示することもできる。
ブートストラップでプリアンブル／データ部分に対する情報を送信する場合の長所は次のとおりである。受信機の動作が簡素化され得る。そして、Ｌ１シグナリング情報を取得する時間が減り、チャネルスキャンを含むサービス取得時間が減少され得る。そして、劣悪なチャネル状況でＦＦＴ／ＧＩエラー検出（ｆａｌｓｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）可能性を低下させ、受信性能を向上させることもできる。
１つの信号フレームには、少なくとも１つのサブフレームが含まれ得る。そして、各サブフレームに対するＦＦＴサイズは、８Ｋ、１６Ｋ、３２Ｋのうち、１つが使用され得るし、サブフレーム別のＦＦＴサイズは同じであるか、異なることができる。サブフレームは、当該サブフレームに対して固定されたＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、スキャタードパイロットパターン、及びＮｏＣ（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｕｓｅｆｕｌ ｃａｒｒｉｅｒｓ）を有する。そして、当該サブフレームに対するＦＦＴサイズ情報、ＧＩ長さ情報、パイロットパターン情報、及びＮｏＣ情報は、プリアンブルに含まれて送信／受信されることができる。
図３３は、本発明の一実施形態に係る信号フレームのパイロット構造を示す。
図３３のように、信号フレームは、キャリアの数（ＮｏＣ；Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ Ｃａｒｒｉｅｒｓ）によって実際（ａｃｔｕａｌ）帯域幅が変わり得る。
信号フレームは、エッジパイロット（ＥＰ；Ｅｄｇｅ Ｐｉｌｏｔ）、コンティニュアルパイロット（ＣＰ；Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）、スキャタードパイロット（ＳＰ；Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）を含む。
エッジパイロットまたはエッジキャリアは、キャリアインデックス（ｋ）が各々０またはＮｏＣ−１に該当するキャリアを表す。
コンティニュアルパイロットは、フレームの全てのシンボルに挿入される。コンティニュアルパイロットの周波数方向インデックスは、ＦＦＴサイズによって特定パターンに決定される。コンティニュアルパイロットは、コモンＣＰと付加（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ）ＣＰとを含み、コモンＣＰがＳＰと重ならないＣＰ（Ｎｏｎ−ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇ−ＣＰ）に該当し、付加ＣＰがＳＰに位置するＣＰ（ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇ−ＣＰ）に該当する。付加ＣＰは、データシンボル当たりデータキャリアの数を一定に維持するために追加される。すなわち、シンボル当たり一定のＮｏＡ（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ Ａｃｔｉｖｅ ｃａｒｒｉｅｒｓ）を保障（ｅｎｓｕｒｅ）するために追加される。
スキャタードパイロットは、Ｄｘ及びＤｙで表されるＳＰパターンによって配置される。Ｄｘは、周波数方向でパイロット包含キャリア（ｐｉｌｏｔ ｂｅａｒｉｎｇ ｃａｒｒｉｅｒ）の距離または分配（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）を表し、Ｄｙは、時間方向で１つのスキャタードパイロットシーケンスを形成するシンボルの数を各々表す。例えば、図３３においてＳＰパターンは、Ｄｘ＝４であり、Ｄｙ＝４である。サブフレームで使用されたスキャタードパイロットパターンは、プリアンブルのＬ１シグナリング情報を使用して送信されることができる。
以下では、スキャタードパイロットのパワーをブースティングする方法について説明する。
放送信号送信機は、パイロット挿入モジュールを使用して信号フレームにパイロットを挿入できる。パイロット挿入モジュールは、図８のパイロット及びトーン挿入モジュール８０００に該当し得る。パイロット信号は、受信信号の同期化、チャネル推定、送信モード識別、及び位相ノイズ推定などの用途で使用されることができる。したがって、信号受信及びデコーディング性能を向上させるために、パイロット信号の電力レベルをブースティングすることができる。
ブースティングされたパイロット信号を使用することにより、送受信システムは、チャネル推定品質を向上させてシステム全体の性能を改善できる。しかし、信号フレームに使用され得る全体電力またはエネルギーは制限されるので、パイロット信号の電力をブースティングすれば、残りのデータ部分の割当電力／エネルギーが減少され得る。したがって、パイロットに対する過剰な電力割当は、データ部分の電力減少による性能劣化を引き起こすこともできる。したがって、それぞれのＳＰパターンに対する最適の性能を有するブースティング電力レベルを決定しなければならない。
数式１２は、等化（ｅｑｕａｌｉｚｅ）されたデータＳＮＲをモデリングする数式である。
数式１２において、（σ＿ｓ）＾２は、データ電力を、（σ＿Ｎ）＾２は、ノイズ電力を、（σ＿ＣＥ）＾２は、チャネル推定エラー電力を各々表し、ｆ＿ｉｎｔは、補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）によるノイズ低減（ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）ファクタ（ｆ＜１）を各々表す。
ＳＮＲ＿ＥＱは、チャネル推定の際、ノイズに対する信号電力の比を表し、ＳＮＲ＿ＥＱは、受信信号のＳＮＲを使用して表すことができる。
数式１３は、ＳＰブースティングを使用する場合の等化されたデータＳＮＲをモデリングする数式である。
数１３においてｂは、ＳＰブースティングファクタを（（σ＿ｐ）＾２＝ｂ＊（σ＿ｓ）＾２、）表し、ｋは、電力正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）ファクタ（ｋ＝ｓ／（（ｓ−１）＋ｂ））を表し、ｓは、スキャタードパイロット係数（Ｓ＝Ｄｘ＊Ｄｙ）を各々表す。（σ＿ｐ）＾２は、ＳＰの電力を表す。
数式１３を、ブースティングを使用した場合のＳＮＲと受信信号のＳＮＲとの比で表せば、数式１４のとおりである。
等化されたデータＳＮＲは、それぞれのＳＰパターンに対して最適化され得る。モデリング数式においてノイズ減少ファクタｆ＿ｉｎｔは、未定の（ｕｎｋｎｏｗｎ）パラメータである。ノイズ減少は、時間及び周波数インターリーバにより達成されることができる。すなわち、ｆ＿ｉｎｔ＝ｆ＿ｉｎｔ、ｔｉｍｅ＊ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑのとおりである。例えば、Ｄｙ＝４である場合、ｆ＿ｉｎｔ、ｔｉｍｅ＝０．６８７５になり、Ｄｙ＝２である場合には、ｆ＿ｉｎｔ、ｔｉｍｅ＝０．７５になることができる。ただし、ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑは、受信機、受信環境によって異なる場合がある。例えば、ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝１またはｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．５になることもできる。したがって、受信信号のプロセシング性能を最適化できるｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑを決定し、これに基づいてパイロットブースティングレベルを決定できる。
ｆ＿ｉｎｔは、様々な使用ケース（ｕｓｅ ｃａｓｅｓ）、チャネル調子、受信機実現によって選択されることができる。したがって、複数のブースティングレベルを提案し、ブースティングレベルに関する情報を表すシグナリングビットを割り当てて、システムによるＳＰブースティング電力選択の柔軟性を提供できる。実施形態として、ブースティングレベルは、２ビットまたは３ビットで送信されることができる。このようなブースティングレベルを表すシグナリングパラメータをＳＰブースティングパラメータまたはＳＰブースティング情報と呼ぶことができる。
実施形態として、ＳＰブースティングパラメータは、５個のレベルを下記のように３ビットを使用して表すことができる。このような５個のレベルは、０〜４のブースティング程度（ｄｅｇｒｅｅ）と呼ぶこともできる。「０００」〜「１００」のパラメータ値が各々０〜４のブースティング程度に該当し得る。
「０００」：ＳＰブースティングを使用しない。
「００１」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．２５
「０１０」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．５
「０１１」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．７５
「１００」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝１．０
「１０１」〜「１１１」：予備（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）
「００１」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．２５
「０１０」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．５
「０１１」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝０．７５
「１００」：ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑ＝１．０
「１０１」〜「１１１」：予備（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）
図３４及び図３５は、本発明の一実施形態に係るスキャタードパイロットブースティング情報を示す。
図３４は、ＳＰブースティングレベルをｄＢ単位で表したテーブルであり、図３５は、ＳＰブースティングレベルをノーマライズされたデータキャリア電力の振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）単位で表したテーブルである。すなわち、図３４においてブースティング前の電力比は０であり、図３５においてブースティング前の電力レベルは１である。
例えば、ＳＰパターンがＳＰ３＿４である場合、すなわち、Ｄｘ＝３であり、Ｄｙ＝４である場合、図３４においてブースティングレベルが２（「０１０」）である場合、ＳＰパイロットは２．９ｄＢでブースティングされ、したがって、１．４０の振幅を有する。ＳＰブースティング情報は、３ビットのパラメータを使用して各ＳＰパターンに対するＳＰのブースティングされた振幅をｄＢ単位または振幅単位で表すことができる。
スキャタードパイロットブースティング情報は、スキャタードパイロットパターンによるＳＰブースティングレベルを５個のレベル（０、１、２、３、４）で表す。５個のレベルのうち、１つのレベル（０）は、ブースティングを行わなかった場合を含む。すなわち、０のレベルでＳＰの振幅は、０ｄＢまたは１振幅になるものである。言い換えれば、スキャタードパイロットブースティング情報は、スキャタードパイロットの振幅を表すものである。
送信機及び受信機が図３４及び図３５のようなＳＰブースティングテーブルを保存し、ＳＰブースティングパラメータ、すなわち、ＳＰブースティング情報のみを３ビットでシグナリングすることもできる。
信号フレームのプリアンブルにもパイロットが挿入される。実施形態として、放送信号送信機は、プリアンブルパイロットに対してもブースティングを行うことができる。時間補間（ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）がない場合、ｆ＿ｉｎｔ、ｔｉｍｅ＝１．０に設定することができる。そして、ｆ＿ｉｎｔ、ｆｒｅｑは、プリアンブルのＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、及びパイロットパターンによって最大ＧＵＲ（Ｈｕａｒｄ Ｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）を有するように設定されることができる。
プリアンブルパイロットの場合、常にＤｙ＝１のパイロットパターンを使用できる。プリアンブルは、Ｌ１シグナリング情報を伝達し、Ｌ１シグナリング情報が速くデコーディングされてこそ、受信機が受信信号を処理できる。したがって、迅速かつ正確なチャネル推定、同期追跡のために、プリアンブルシンボルは、データシンボルよりパイロット密度を高めることができる。このために、プリアンブルシンボルに対しては、Ｄｙ＝１であるパイロットパターンが使用され得る。したがって、プリアンブルシンボルが複数である場合、各プリアンブルシンボルの同じ位置にパイロットが発生（ｏｃｃｕｒ）できる。プリアンブルパイロットのＤｘ値は、ブートストラップのプリアンブル構造情報を介してシグナリングされることができる。
図３６及び図３７は、本発明の一実施形態に係るプリアンブルパイロットブースティング情報を示す。
図３６は、ＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、及びＳＰ ＤｘによるブースティングレベルをＧＵＲ単位で表す。ＧＵＲは、ＤｘとＧＩとの比率をファクタとして決定されることもできる。
図３７は、プリアンブルシンボルに対するパイロットブースティングレベルをｄＢ単位及び振幅単位で示す。図３７は、図３６のように、ＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、及びＳＰ Ｄｘによる１７個のタイプに対して各々プリアンブルパイロットのブースティング方法を示す。
上述したように、プリアンブルシンボルのストラクチャは、ブースストラップのプリアンブル構造情報を介してシグナリングされる。したがって、プリアンブルのパイロットブースティング情報は、ブートストラップのプリアンブル構造情報を使用して決定されることができる。送信機及び受信機は、図３６及び図３７のデータを共有し、受信機は、ブートストラップのプリアンブル構造情報を使用して、受信プリアンブルのＦＦＴサイズ、ＧＩ長さ、及びＳＰ ＤＸ情報を取得できる。そして、受信機は、図３６及び図３７を介して受信信号のプリアンブルパイロットに適用された電力ブースティングレベルを決定し、これに基づいて受信信号を処理できる。
他の実施形態として、フレームバウンダリシンボルに対してもＳＰ電力ブースティングを行うことができる。フレームまたはサブフレームの最初のシンボル及び最後のシンボルのうち、少なくとも１つがフレームバウンダリシンボルまたはサブフレームバウンダリシンボルになり得る。サブフレームバウンダリシンボルには、データシンボルに比べてパイロット密度（ｄｅｎｓｉｔｙ）が大きいパイロットが挿入される。サブフレームバウンダリパイロットは、Ｄｘ単位で挿入されることができる（Ｄｙ＝１）。より多くの数のパイロットが挿入されるので、パイロットブースティングを行い、シンボルに全てに対する電力をノーマライズすれば、データキャリア部分のエネルギーが過度に低くなることができる。したがって、これを考慮した電力ブースティングが行われなければならない。
フレームバウンダリシンボルに対する電力ブースティングは、２つの方法を使用することができる。
まず、ＳＰ電力は、ノーマルデータシンボルのように維持し、その代わりに、ヌルキャリアを挿入できる。ヌルキャリアを配置すれば、ヌルキャリアに対しては電力が分配されないので、ヌルキャリアを除いた他のキャリアの電力が上昇される。したがって、ＳＰ電力も上昇される効果を有する。このような場合、上述したＳＰブースティング電力テーブルをそのまま使用すればよい。すなわち、この方法を使用すれば、ＳＰブースティング電力テーブルをそのまま使用して、シグナリングオーバーヘッドを減らしながらもデータシンボルに適宜のエネルギーを分配して性能低下を最小化できる。
または、フレームバウンダリシンボルに対するＳＰパワーブースティングを別に設定することができる。
図３８は、フレームバウンダリシンボルに対するＳＰパワーブースティングレベルを示す。
フレームバウンダリシンボルの場合、Ｄｙ＝１を使用でき、したがって、Ｄｘ値によってパワーブースティングレベルが決定され得る。
以下では、ヌルキャリアを配置してフレームバウンダリシンボルに対する電力ブースティングを行う方法について詳述する。
まず、サブフレームバウンダリシンボルにヌルキャリアを配置する方法を説明するためのシステム構成の要素／単位を説明する。
ＮｏＣ（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ Ｃａｒｒｉｅｒｓ）：パイロットを含むキャリアの数
ＮｏＡ（Ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ Ａｃｔｉｖｅ ｃａｒｒｉｅｒｓ）：ノーマルデータシンボルに対するアクティブデータキャリアの数
Ｎ＿ＳＰ：スキャタードパイロット（ＳＰ）の数
Ｎ＿ＳＰ−ＣＰ：ＳＰ−包含（ｂｅａｒｉｎｇ）−ＣＰの数
Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ：ＳＰ−非包含−ＣＰ（ｎｏｎ−ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇ−ＣＰ）の数
Ａ＿ＳＰ：ＳＰセルの振幅／サイズ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）
Ａ＿ＣＰ：ＣＰセルの振幅／サイズ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）
ＮｏＡ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ：サブフレームバウンダリシンボルに対するデータキャリアの数
ＮｏＡ＿ＳＢＳ：ＳＢＳ（サブフレームバウンダリシンボル）に対するアクティブデータキャリアの数
Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ：ＳＢＳパイロットの数
Ｎ＿ｎｕｌｌ：ヌルキャリアの数
サブフレームバウンダリシンボルは、当該サブフレームのノーマルデータシンボルに使用されるＳＰパターンのＤｘ値とＤｙ＝１であるＳＢＳパイロットを含む。したがって、上述したようなノーマルデータシンボルに対するＳＰブースティング電力を使用する場合、ブースティングしない場合（Ｌ１＿ＳＰ＿ｂｏｏｓｔｉｎｇ＝‘０００’）を除けば、サブフレームバウンダリシンボルの電力がノーマルデータシンボルの電力より大きくなる。したがって、送受信されるＯＦＤＭシンボルの電力を同一にするために、当該セル電力が０であるヌルキャリアまたは非変調（ｕｎｍｏｄｕｌａｔｅｄ）キャリアを挿入することにより、シンボル電力をノーマルデータシンボルと同一に合わせることができる。サブフレームバウンダリシンボルの電力をノーマルデータシンボルの電力と同一に合わせる方法は、以下のとおりである。
ＮｏＡ＿ＳＢＳは、サブフレームバウンダリシンボルに対するアクティブデータキャリアの数であるから、サブフレームバウンダリシンボルのデータセルの数からヌルキャリアの数を減算して取得することができる（ＮｏＡ＿ＳＢＳ＝Ｎ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ−Ｎ＿ｎｕｌｌ）。
数式１５において、データキャリアの電力は、１に仮定する。ノーマルデータシンボルの全体電力は、数式１５のように取得されることができる。ノーマルデータシンボルの電力Ｐ＿ＮＳは、アクティブデータキャリアの電力ＮｏＡとスキャタードパイロットの電力（Ｎ＿ＳＰ＋Ｎ＿ＳＰ−ＣＰ）＊（Ａ＿ＳＰ）＾２とコンティニュアルパイロットの電力（（Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ）＊（Ａ＿ＣＰ）＾２）の合計で表すことができる。
数１６において、データキャリアの電力は、１に仮定する。そして、サブフレームバウンダリシンボルの総電力は、数式１６のように取得されることができる。サブフレームバウンダリシンボルの総電力Ｐ＿ＳＢＳは、ＳＢＳのアクティブデータキャリアの電力（ＮｏＡ＿ＳＢＳ）とＳＢＳパイロットの電力（（Ｓ＿ＳＰ、ＳＢＳ）＊（Ａ＿ＳＰ）＾２）とＳＢＳのコンティニュアルパイロットの電力（（Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ）＊（Ａ＿ＣＰ）＾２）の合計で表すことができる。
そして、つまり、数式１５のノーマルデータシンボルの全体電力と数式１６のサブフレームバウンダリシンボルの全体電力とが同じサブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数を算出すればよいし、これは、以下の数式１７のとおりである。
ＮｏＡ＿ＳＢＳは、サブフレームバウンダリシンボルの実際データ送信に使用され得るアクティブキャリアの数を表す。したがって、ＮｏＡ＿ＳＢＳは、サブフレームバウンダリシンボルに対するアクティブデータキャリアの数であるから、サブフレームバウンダリシンボルのデータセルの数からヌルキャリアの数を減算して取得することができる（ＮｏＡ＿ＳＢＳ＝Ｎ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ−Ｎ＿ｎｕｌｌ）。逆に、ヌルキャリアの数は、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数からサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を減算することにより取得されることもできる。
図３３のように、送信信号フレームの実際占有帯域幅（ａｃｔｕａｌ ｏｃｃｕｐｉｅｄ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）は、キャリアの数に応じて調整されることができる。すなわち、ＮｏＣをフレキシブルに調整して、信号フレームの実際占有帯域幅を調整し、ＮｏＣに関するパラメータをシグナリングできる。ＮｏＣは、数式１８のように定義されることができる。
数式１８において、ＮｏＣ＿ｍａｘは、シンボル当たりキャリアの最大数を表す。Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆは、正の整数であって、コントロールユニット値（Ｃ＿ｕｎｉｔ）で掛けられる、減少されるキャリアの数を決定する係数を表す。Ｃ＿ｒｅｄ＿ｄｏｅｆｆは、ＮｏＣ減少係数と呼ぶこともできる。Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆは、０〜４の値を有し、これは、パラメータとしてシグナリングされることができる。パラメータは、各々プリアンブルに対するＮｏＣ減少係数（Ｌ１Ｂ＿ｐｒｅａｍｂｌｅ＿ｒｅｄｕｃｅｄ＿ｃａｒｒｉｅｒｓ）、最初のサブキャリアに対するＮｏＣ減少係数（Ｌ１Ｂ＿Ｆｉｒｓｔ＿Ｓｕｂ＿ｒｅｄｕｃｅｄ＿ｃａｒｒｉｅｒｓ）、２番目以後、サブキャリアに対するＮｏＣ減少係数（Ｌ１Ｄ＿ｒｅｄｕｃｅｄ＿ｃａｒｒｉｅｒｓ）としてシグナリングされることができる。コントロールユニット値（Ｃ＿ｕｎｉｔ）は、最大（Ｍａｘ）Ｄｘ値を有する。言い替えれば、コントロールユニット値は、ベーシスが３であるＤｘ値とベーシスが４であるＤｘ値の最小公倍数に該当する最大Ｄｘ値に決定される。コントロールユニット値は、８Ｋ ＦＦＴに対して９６、１６Ｋ ＦＦＴに対して１９２、３２Ｋ ＦＦＴに対して３８４の値に各々決定されることができる。
以下の表３４は、上述した数式に応じて決定されるＮｏＣを各ＦＦＴサイズ及びＣ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆに対して表す。
表３４において、Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝０である場合のＮｏＣが上述したＮｏＣ＿ｍａｘに該当する。Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆの値である０〜４は、３ビットを使用してシグナリングされることができ、以下では、０〜４の値を各々０００、００１、０１０、０１１、１００に表して説明することができる。
図３９は、本発明の一実施形態に係るノーマルデータシンボルに対するアクティブキャリアの数（ＮｏＡ）を示す。
図３９において、ＮｏＣ減少係数（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ）によるＮｏＣは、表３４で表したとおりである。データシンボルの場合、上述したように、ＮｏＣからＳＰ及びＣＰの数を減算してアクティブデータキャリアの数を取得できる。ＣＰは、予め設定された位置に予め設定された数字で挿入されることができるので、ＮｏＡは、図３９のようにＮｏＣ減少係数（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ）及びＳＰパターンによって決定されることができる。
図４０は、本発明の一実施形態に係るサブフレームバウンダリシンボルのパイロットの数（Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ）を示す。
サブフレームバウンダリシンボルのＮｏＣは、上述したように決定されることができる。サブフレームバウンダリシンボルには、サブフレームバウンダリパイロットが挿入され得る。サブフレームバウンダリパイロットは、ＳＢＳパイロットと呼ぶこともできる。サブフレームバウンダリパイロットは、キャリアインデックスｋに対して（ｋ ｍｏｄ Ｄｘ＝０）を満たす位置に挿入されることができる。ただし、ｋ＝０またはｋ＝ＮｏＣ−１である桁はエッジパイロットが位置するので、サブフレームバウンダリパイロットの位置から除かれる。すなわち、ＳＢＳパイロットは、当該サブフレームのデータシンボルのＳＰパターンのＤｘ値を使用し、Ｄｙ値は、１を使用できる。
図４０の実施形態において、ＳＢＳパイロットの数は、パイロットインデックスｋ＝０及びｋ＝ＮｏＣ−１であるエッジパイロットを含む数字を示す。実施形態によって上述したサブフレームバウンダリパイロットの数は、エッジパイロットの数を含むこともできる。
図４１は、本発明の一実施形態に係るサブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数を示す。
サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数は、サブフレームバウンダリシンボルの総キャリア数からパイロットの数を減算して取得されることができる（Ｎ＿ｄａｔａ、ｓｂｓ＝ＮｏＣ−Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ−Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ）。
図４２は、本発明の一実施形態に係るシンボル当たりコンティニュアルパイロットの数を示す。
図４２において、ＣＰの数は、フレームに共通的に適用されるので、サブフレームバウンダリシンボルにも適用される。本発明の実施形態において、ＳＰ包含ＣＰ（ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇ−ＣＰ）は、ＳＰと電力で送信されるので、ＣＰの数としては、ＳＰ非包含ＣＰ（ｎｏｎ−ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇ−ＣＰｓ）の数を示す。
数式１７において、サブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数（ＮｏＡ＿ＳＢＳ）は、シンボル当たりアクティブキャリアの数（ＮｏＡ）、サブフレームバウンダリシンボルのＳＰの数（Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ）、シンボル当たりキャリアの数（ＮｏＣ）、シンボル当たりＣＰの数（Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ）、及びＳＰの振幅（Ａ＿ＳＰ）を使用して取得することができる。これに対して、図３９のテーブルがシンボル当たりアクティブキャリアの数（ＮｏＡ）を、図４０のテーブルがサブフレームバウンダリシンボルのＳＰの数（Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ）を、表３４及び図３９〜図４１がシンボル当たりキャリアの数（ＮｏＣ）を、図４２がシンボル当たりＣＰの数（Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ）を、及び図３５のテーブルがＳＰの振幅（Ａ＿ＳＰ）を各々表す。したがって、これらを使用してサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を各ＮｏＣ減算係数（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ）によって取得することができる。
図４３〜図４７は、本発明の一実施形態に係るＮｏＣ減算係数（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ）によるサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数（ＮｏＡ＿ＳＢＳ）を示す。
図４３は、ＮｏＣ減算係数が０である場合（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝０００）のサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を示す。
図４４は、ＮｏＣ減算係数が１である場合（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝００１）のサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を示す。
図４５は、ＮｏＣ減算係数が２である場合（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝０１０）のサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を示す。
図４６は、ＮｏＣ減算係数が３である場合（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝０１１）のサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を示す。
図４７は、ＮｏＣ減算係数が４である場合（Ｃ＿ｒｅｄ＿ｃｏｅｆｆ＝１００）のサブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数を示す。
サブフレームバウンダリシンボルのヌルキャリアの数は、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数から図４３〜図４７のアクティブデータキャリアの数を減算することにより取得されることができる。以下では、ヌルキャリアの数を決定する実施形態及びこのように決定された数のヌルキャリアを位置させる方法について説明する。上述したように、放送信号送信機は、フレームビルダーで信号フレームを構成し、周波数インターリービングを行う。したがって、周波数インターリービングに関連してヌルキャリアの位置方法が変わり得る。
図４８は、本発明の一実施形態に係るヌルキャリアの数算出方法及びそれによる電力ノーマライジングを示す。
図４８において、ＮｏＡ＝１６、ＮｏＣ＝２５、Ａ＿ｓｐ＝２、Ａ＿ＣＰ＝８／３、Ｎ＿ＳＰ、ＳＢＳ＝９、Ｎ＿ＤＡＴＡ＿ＳＢＳ＝１３、Ｎ＿ＮＳＰ−ＣＰ＝３を仮定する。
図４８（ａ）及び図４８（ｂ）は、Ｄｘ＝６、Ｄｙ＝２であるＳＰパターンを有するサブフレームデータシンボルを示す。図４８（ａ）及び図４８（ｂ）に対して、ノーマルデータシンボルの周波数ドメイン全体電力（ＦＤ ｔｏｔａｌ ｐｏｗｅｒ ｆｏｒ ｎｏｒｍａｌ ｄａｔａ ｓｙｍｂｏｌｓ）は、６１．３である（図４８（１））。ノーマルデータシンボルの電力は、上述した数式１５を介して算出されることができる。
図４８（ｃ）は、ヌルキャリア挿入前のサブフレームバウンダリシンボルを示す。サブフレームバウンダリシンボルの周波数ドメイン全体電力（ＦＤ ｔｏｔａｌ ｐｏｗｅｒ ｆｏｒ ＳＢＳ ｂｅｆｏｒｅ ｎｕｌｌｉｎｇ）は、７０．３になる。サブフレームバウンダリシンボルの電力は、上述した数式１６を介して算出されることができる。
図４８（ｄ）は、ヌルキャリア挿入後のサブフレームバウンダリシンボルを示す。ヌルキャリアが挿入されたサブフレームバウンダリシンボルの周波数ドメイン全体電力（ＦＤ ｔｏｔａｌ ｐｏｗｅｒ ｆｏｒ ＳＢＳ ａｆｔｅｒ ｎｕｌｌｉｎｇ）は、６１．３になる。
挿入されるヌルキャリアの数は、ＳＢＳのデータキャリアの数からＳＢＳのアクティブキャリアの数を減算することにより取得される（Ｎ＿ｎｕｌｌ＝Ｎ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ−ＮｏＡ＿ＳＢＳ＝１３−４＝９）。このように取得された数のヌルキャリアを挿入することにより、サブフレームバウンダリシンボルの電力が７０．３から６１．３に減少されて、ノーマルデータシンボルの電力（６１．３）と同一にノーマライズされる。
図４９は、本発明の一実施形態に係るＳＢＳのヌルキャリアマッピング方法を示す。
図４９は、フレームマッピング後、周波数インターリービングが行われる場合の実施形態を示す。本明細書において、周波数インターリービングは、選択的に行われることができる。特に、信号フレームにＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が適用される場合、周波数インターリービングが行われれば、ＦＤＭによるデータの周波数ドメインでの配置がインターリービングにより散らばる可能性があるためである。周波数インターリービングが行われる場合、周波数インターリービングを考慮して、データキャリア及びヌルキャリアを順にマッピングすることができる。本明細書において、シンボルに含まれるキャリアは、セル（ｃｅｌｌ）と呼ぶこともできる。セルは、位相図でエンコーディングされたＩ／Ｑコンポーネントの１つのセットを表す。
図４９のように、データセルをキャリアインデックス１〜７に位置し、その後にヌルセルが位置し得る。そして、インターリービング後にデータセル及びヌルセルがランダムに散らばる（ｓｐｒｅａｄ ｏｕｔ）。その後、パイロット挿入ブロックでパイロットが予め設定された位置に挿入される。
図５０は、本発明の他の一実施形態に係るＳＢＳのヌルキャリアマッピング方法を示す。
図５０は、周波数インターリービングを行わない場合のヌルキャリアマッピング方法を示す。
図５０（ａ）のように、データセル及びヌルセルを順次マッピングすることもできる。しかし、このような場合、データキャリアがスペクトルの一方に偏重して配置される。スペクトルのエッジ領域は、隣接チャネル及び送受信フィルタなどが受信性能を劣化させ得る部分であるから、データキャリアをなるべくスペクトルのセンタに位置させることが受信性能を改善できる。
図５０（ｂ）は、データセルを周波数スペクトルのセンタに位置させ、両エッジ領域にヌルセルを位置させる方法を示す。データセルを周波数スペクトルのセンタに位置させる方法として、ヌルセルの数字に応じてセンタの予め定義された位置を使用する方法及びヌルセルの開始位置をシグナリングする方法について、以下においてさらに説明する。
図５１は、本発明の他の一実施形態に係るＳＢＳのヌルキャリアマッピング方法を示す。
図５１は、データセルを周波数スペクトルのセンタに位置させる方法として、ヌルセルの数字に応じて予め定義された位置を使用する方法を示す。
図５１のような方法をシンプルダイレクトマッピング方法と呼ぶこともできる。
図５１のような方法をシンプルダイレクトマッピング方法と呼ぶこともできる。
図５１の実施形態において、ＳＢＳのデータセルの数は、１３（Ｎ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ＝１３）、ＳＢＳのアクティブデータセルの数は、７（ＮｏＡ＿ＳＢＳ＝７）、及びヌルセルの数は、６（Ｎ＿ｎｕｌｌ＝６）を仮定する。
放送送信機は、ヌルセルの半分を最低（ｌｏｗｅｓｔ）周波数データキャリアに位置させ、ヌルセルの残りの半分を最高（ｈｉｇｇｅｓｔ）周波数データキャリアに位置させることができる。最低周波数に位置するヌルセルの数は、フロアーファンクション（└Ｎ＿ｎｕｌｌ／２┘）を介して取得され、最高周波数に位置するヌルセルの数は、シーリングファンクション（┌Ｎ＿ｎｕｌｌ／２┐）を介して取得されることができる。
図５１（ａ）において、６個のヌルセルのうち、３個が最低周波数データキャリアに、他の３個が最高周波数データキャリアにマッピングされる。そして、図５１（ｂ）のように、パイロットが挿入され得る。
図５２は、本発明の他の一実施形態に係るＳＢＳのヌルキャリアマッピング方法を示す。
図５２は、データセルを周波数スペクトルのセンタに位置させる方法として、アクティブデータセルの開始位置をシグナリングする方法を示す。図５２のような方法をバウンダリマッピング方法と呼ぶこともできる。
放送送信機は、フレーム構成によってデータセルの開始位置を決定し、決定されたアクティブデータセルの開始位置をシグナリングできる。ヌルセルは、アクティブセルのインデックスを除いた残りのインデックスに位置することができる。
放送送信機は、ＳＢＳでアクティブデータセルの開始情報（Ｌ１＿ＳＢＳ＿ＮｏＡ＿Ｓｔａｒｔ）をプリアンブルのＬ１シグナリング領域に含めて送信することができる。送信機において状況に応じてデータセルの位置を選択して配置し、受信機は、プリアンブルでＳＬ１＿ＳＢＳ＿ＮｏＡ＿Ｓｔａｒｔ情報をパーシングすることにより、ＳＢＳのアクティブデータキャリアの位置を分かることができる。実施例として、Ｌ１＿ＳＢＳ＿ＮｏＡ＿Ｓｔａｒｔ情報は、３２Ｋ ＦＦＴを支援しなければならないので、１５ビットを使用できる。実施例として、シグナリングオーバーヘッドを減らすために、４個のキャリア単位で位置を調整して１３ビットでシグナリングすることもできる。ヌルキャリアは、データキャリアのマッピング前または後にマッピングされることもできる。Ｌ１＿ＳＢＳ＿ＮｏＡ＿Ｓｔａｒｔ情報の値は、アクティブデータセルがマッピングされる前に挿入されたヌルセルの数を指示できる。
図５２（ａ）の実施形態のように、Ｌ１＿ＳＢＳ＿ＮｏＡ＿Ｓｔａｒｔ情報の値が６であるから、６個のヌルセル以後にアクティブデータセルが位置する。図５２（ｂ）は、パイロットが挿入されたＳＢＳキャリアを示す。
放送送信機は、図５１のシンプルダイレクトマッピング方法と図５２のバウンダリマッピング方法とを選択的に使用することもできる。このような場合、放送送信機は、ヌルセルのマッピング方法をシグナリングしなければならない。実施例として、ヌルキャリアマッピング情報（Ｌ１＿ＳＢＳ＿Ｎｕｌｌ＿Ｍａｐｐｉｎｇ）を使用してヌルキャリアマッピング方法を表すことができる。ヌルキャリアマッピング情報は、１ビットまたは２ビットとして、上述したシンプルダイレクトマッピング方法またはバウンダリマッピング方法を表すことができる。このようなヌルキャリアマッピング情報は、プリアンブルのＬ１シグナリング情報に含まれることができる。
図５３は、本発明の他の一実施形態に係るヌルキャリアマッピング方法を示す。
図５３は、ヌルキャリアを帯域幅でイーブンに（ｅｖｅｎ）分散（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅ）する方法を示す。図５３のヌルキャリアマッピング方法を分散された（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ）マッピング方法と呼ぶことができる。
ヌルキャリアは、ラウンドファンクションを使用して分配させることができる。ラウンドオペレーションは、下記のように表すことができる。
ｒｏｕｎｄ（ｋ＊（Ｎ＿ＤＡＴＡ、ＳＢＳ−１）／（Ｎ＿ｎｕｌｌ−１））、
ｋ＝０〜Ｎ＿ｎｕｌｌ−１
ｋ＝０〜Ｎ＿ｎｕｌｌ−１
ラウンドファンクションの代わりに、フロアーファンクションが使用され得る。そして、データセルは、ヌルセルが占めていない残ったキャリアインデックスが位置し得る。図５３の方法は、周波数インターリービングが行われない場合を仮定し、周波数インターリービングがない場合にも周波数上のデータ分散効果を改善できる。
図５０〜図５３の方法が全て選択的に使用され得る。図５０の方法をジェネラル（ｇｅｎｅｒａｌ）マッピングと呼ぶことができる。すなわち、図５０のジェネラルマッピング方法（Ｇｅｎｅｒａｌ ｍａｐｐｉｎｇ）、図５１のシンプルダイレクトマッピング方法（Ｓｉｍｐｌｅ ｄｉｒｅｃｔ ｍａｐｐｉｎｇ）、図５２のバウンダリマッピング方法（Ｂｏｕｎｄａｒｙ ｍａｐｐｉｎｇ）、及び図５３の分散されたマッピング方法（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）が放送送信機により選択的に使用され、選択された方法がシグナリングされ得る。
シンプルダイレクトマッピング方法は、データが帯域コーナに位置し、シグナリングオーバーヘッドはない。最も複雑度が低く、シンプルな方法で実現されることができる。
バウンダリマッピング方法は、データが帯域センタに位置し、シグナリングオーバーヘッドはない。そして、データセルが隣接チャネル干渉及びチャネル推定不完全（ｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎ）に最も少なく影響を受けることができる。
ジェネラルマッピング方法は、シグナリングオーバーヘッドがあるが、シグナリング情報を介してシンプルダイレクトマッピング方法及びバウンダリマッピング方法を共に実現することができる。柔軟なシステム構成が可能である。
分散されたマッピング方法は、データが分散され、シグナリングオーバーヘッドがない。周波数ダイバーシティゲインが増加し、ヌルキャリアを干渉センシングなどに使用することもできる。ただし、システム複雑度が増加するようになる。
それぞれの方法が長所と短所を有しているので、Ｌ１シグナリング情報にヌルマッピング情報を下記のように追加して、４つの方法の全て、またはこれらのサブセットを支援できる。
ＳＢＳヌルキャリアマッピング情報（Ｌ１＿ＳＢＳ＿Ｎｕｌｌ＿Ｍａｐｐｉｎｇ（２ｂｉｔｓ））：各ＳＢＳシンボルのヌルキャリアマッピング方法。
“００”：Ｓｉｍｐｌｅ ｄｉｒｅｃｔ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ１）、
“０１”：Ｂｏｕｎｄａｒｙ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ２）、
“１０”：Ｇｅｎｅｒａｌ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ３）、
“１１”：Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ４）
“０１”：Ｂｏｕｎｄａｒｙ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ２）、
“１０”：Ｇｅｎｅｒａｌ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ３）、
“１１”：Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ（ａｐｐｒｏａｃｈ４）
上記の４つの方法のうち、一部方法のみを支援しようとする場合、残りの場合をｒｅｓｅｒｖｅｄ ｆｉｅｌｄと指定するか、シグナリングする方法の個数が２つ以下である場合、１ｂｉｔに減らして使用することができる。上記の４つの方法の他に、さらにヌルキャリアマッピングモードに備えるために、Ｌ１＿ＳＢＳ＿Ｎｕｌｌ＿Ｍａｐｐｉｎｇを３ｂｉｔに拡張してｒｅｓｅｒｖｅｄ ｆｉｅｌｄとして使用することができる。
ＦＩ（周波数インターリーバ）を使用する場合、ＦＩ出力は、ｉｎｐｕｔのｎｕｌｌ ｃｅｌｌのｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎに大きく影響を受けないので、ＦＩ ｏｆｆの場合のために選択された方法のうち、最も簡単な方法を使用するように指定することができる。この場合、ＦＩ ｏｎの際のヌルキャリアマッピング方法は、Ｌ１シグナリング情報のうち、ＦＩ ｏｎ／ｏｆｆを指示する情報を参照して、ＦＩがｏｎである場合、自動的に指定された方法を使用するように設定することもできる。
例えば、Ｌ１＿ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＿ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ＝‘１’（ＦＩ ｅｎａｂｌｅ）である場合、自動的にシンボルダイレクトマッピングまたはバウンダリマッピングが使用されるように指定することができる。この場合、受信機では、Ｌ１＿ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＿ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒを参照してＳＢＳヌルキャリアのマッピング方法を判断し、当該データセルの位置を把握してデコーディングすることができる。
ＳＢＳのデータセルには、ダミーセルが含まれることもできる。このような場合、ＳＢＳのアクティブデータセルの数は、実際データセルの数とダミーセルの数とを合わせた値になることができる。この場合にも、上述したヌルセルのマッピング方法が同様に適用され得る。ただし、上述したデータセルがダミーセルを含むことのみが差異点となる。
図５４は、本発明の実施形態に係る放送信号送信方法を示す。
放送信号送信機及びその動作と関連して上述したように、放送信号送信機は、インプットフォーマッティングモジュールを使用して入力データをインプットプロセシングし、少なくとも１つのＤＰ（Ｄａｔａ Ｐｉｐｅ）、すなわち、ＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）データを出力できる（Ｓ５４０１０）。そして、放送信号送信機は、ＢＩＣＭモジュールを使用して、少なくとも１つのＰＬＰに含まれたデータをエラー訂正プロセシングまたはＦＥＣエンコーディングすることができる（Ｓ５４０２０）。放送信号送信機は、フレーミングモジュールを使用して、少なくとも１つのＰＬＰのデータを含む信号フレームを生成できる（Ｓ５４０３０）。放送信号送信機は、パイロット挿入モジュールを使用して信号フレームにパイロットを挿入し（Ｓ５４０４０）、ＩＦＦＴモジュールを使用して信号フレームをＯＦＤＭ変調することができる（Ｓ５４０５０）。
信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む。そして、挿入されるパイロットは、コンティニュアルパイロット（ＳＰなど）、スキャタードパイロット（ＣＰなど）を含む。実施形態として、プリアンブルには、プリアンブルパイロットが挿入され、サブフレームバウンダリシンボルには、サブフレームバウンダリプリアンブルが挿入されることもできる。
スキャタードパイロットの振幅は、ＳＰブースティングパラメータ及びスキャタードパイロットのＳＰパターンに基づいて決定される。ＳＰブースティングパラメータは、それぞれのスキャタードパイロットパターンに対して５個のレベルを含む。５個のレベルは、電力ブースティングが行われない０ｄＢを表す１つのレベルを含む。放送信号送信機は、５個のレベルのうち、１つを選択し、当該レベルの振幅によってスキャタードパイロットをブースティングして送信することができる。
プリアンブルには、ＳＰブースティング情報が含まれ得る。ＳＰブースティング情報は、スキャタードパイロットの振幅またはブースティングレベルを表す。ＳＰブースティング情報は、上述したＳＰブースティングパラメータを３ビットでシグナリングすることができる。すなわち、ＳＰブースティング情報は、「０００」〜「１００」のうち、１つの値としてシグナリングされて、受信機は、ＳＰパターン情報、図３４及び図３５のようなＳＰパターンによるＳＰブースティングテーブル、及び受信ＳＰパラメータを組み合わせてＳＰの振幅を把握できる。ＳＰパターン情報は、プリアンブルに含まれてシグナリングされる。
サブフレームバウンダリパイロットの振幅は、上述したＳＰブースティング情報またはＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される。
受信機は、サブフレームのＳＰパイロットパターンによってサブフレームバウンダリパイロットの位置を分かることができ、受信したＳＰブースティング情報に応じてサブフレームバウンダリパイロットの振幅を分かることができる。
サブフレームバウンダリパイロットは、サブフレームのＳＰパターンの周波数方向のパイロット間隔、すなわち、サブフレームのＤｘ間隔で位置する。そして、電力ノーマライジングのために、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアは、特定数のアクティブデータキャリア及び特定数のヌルキャリアを含むことができる。
サブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数は、ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される。例えば、サブフレームバウンダリパイロットの振幅が大きくブースティングされる場合、データシンボルと電力を合わせるためには、アクティブデータキャリアの数を減らし、ヌルキャリアの数を増やさなければならないこともある。または、サブフレームバウンダリパイロットの振幅が小さくブースティングされる場合、アクティブデータキャリアの数を増やし、ヌルキャリアの数を減らすか、無くす場合もある。例えば、ＳＰブースティングパラメータ値が０であり、電力ブースティングが行われなければ、ヌルキャリアが必要でない場合もある。
ヌルキャリアの数もスキャタードパイロットの振幅に基づいて決定される。スキャタードパイロットの振幅がＳＰブースティングパラメータに基づいて決定され、決定された振幅がサブフレームバウンダリパイロットにも適用される。したがって、上述したように、スキャタードパイロットの振幅が大きくなると、サブフレームバウンダリパイロットの振幅も大きくなるので、ヌルキャリアの数が増加し得る。そして、スキャタードパイロットの振幅が小さくなると、サブフレームバウンダリパイロットの振幅も小さくなるので、ヌルキャリアの数が減少することもできる。
上述したように、ヌルキャリアの数は、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数からアクティブキャリアの数を減算することにより取得されることができる。サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数、アクティブキャリアの数、及びヌルキャリアの数を取得する方法は、上述したとおりである。
挿入されるヌルキャリアの数及び位置は、図４８〜図５３のように決定されることができる。実施例として、アクティブデータキャリアは、全体データセルのセンタに位置し、ヌルキャリアの半分は、各々エッジ帯域に位置し得る。ヌルセルの１／２が最低−周波数データキャリアを占め（ｏｃｃｕｐｙ）、ヌルセルの残りの１／２が最高−周波数データキャリアを占めることができる。そして、ヌルキャリアの２セット間のデータキャリアがアクティブデータキャリアになり得る。
図５５は、本発明の一実施形態に係る放送信号受信機の同期化及び復調モジュールを示す。
図４６は、図９において表した同期化＆復調モジュール９０００に含まれるサブモジュールを示す。
同期化／復調モジュールは、放送信号をチューニングするチューナ５５０１０、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣモジュール（５５０２０；ＡＤＣ）、受信信号に含まれたプリアンブルを検出するプリアンブルディテクティングモジュール（５５０３０；Ｐｒｅａｍｂｌｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）、受信信号に含まれたガードシーケンスを検出するガードシーケンスディテクティングモジュール（５５０４０；Ｇｕａｒｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｄｅｃｔｏｒ）、受信信号にＯＦＤＭ復調、すなわち、ＦＦＴを行うウェーブフォームトランスフォームモジュール（５５０５０；Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、受信信号に含まれたパイロット信号を検出するレファレンス信号ディテクティングモジュール（５５０６０；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）、抽出されたガードシーケンスを使用してチャネル等化を行うチャネル等化モジュール（５５０７０；Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）、及びインバースウェーブフォームトランスフォームモジュール（５５０８０；ｉｎｖｅｒｓｅ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、時間領域でパイロット信号を検出するタイムドメインレファレンスシグナルディテクティングモジュール（５５０９０；Ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）、並びにプリアンブル及びパイロット信号を使用して受信信号の時間／周波数同期化を行う時間／周波数同期化モジュール（５５１００；Ｔｉｍｅ／Ｆｒｅｑ Ｓｙｎｃ）を含む。
ウェーブフォームトランスフォームモジュール５５０５０は、ＯＦＤＭ復調を行うＦＦＴモジュールと呼ぶこともできる。インバースウェーブフォームトランスフォームモジュール５５０８０は、ＦＦＴの逆に対抗する変換を行うモジュールであって、これは、実施形態によって省略されるか、同一または類似した機能を果たす他のモジュールに代替されることができる。
図５５において、受信機が複数のアンテナで受信した信号を複数の経路を介して処理する場合であって、同一モジュールが並列に図示されており、同一モジュールについて重複説明をしない。
本発明において受信機は、レファレンスシグナルディテクティングモジュール５５０６０及びタイムドメインレファレンスシグナルディテクティングモジュール５５０９０を使用してパイロット信号をディテクティング及び使用できる。レファレンスシグナルディテクティングモジュール５５０６０は、周波数ドメインでパイロット信号を検出し、受信機は、検出されたパイロット信号の特性を使用して同期化及びチャネル推定を行うことができる。タイムドメインレファレンスシグナルディテクティングモジュール５５０９０は、受信された信号の時間ドメインでパイロット信号を検出し、受信機は、検出されたパイロット信号の特性を使用して同期化及びチャネル推定を行うことができる。本明細書では、周波数ドメインでパイロット信号を検出するモジュール５５０６０及び時間ドメインでパイロット信号を検出するモジュール５５０９０のうち、少なくとも１つをパイロット信号ディテクティングモジュールまたはパイロット検出モジュールと呼ぶことができる。また、本明細書においてレファレンス信号は、パイロット信号を意味するものである。
図５６は、本発明の一実施形態に係る放送信号受信方法を示す。
放送信号受信機及びその動作と関連して上述したように、放送信号受信機は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｒｏｍ）モジュールを使用して受信放送信号をＯＦＤＭ復調できる（Ｓ５６０１０）。放送信号受信機は、パイロット検出モジュールを使用して放送信号に含まれたパイロットを検出できる（Ｓ５６０２０）。放送信号受信機は、検出されたパイロットを使用して放送信号の同期化、チャネル推定、及び補償を行うことができる。放送信号受信機は、フレームパーシングモジュールを使用して放送信号の信号フレームをパーシングできる（Ｓ５６０３０）。放送信号受信機は、信号フレームに含まれたプリアンブルデータを抽出及びデコーディングし、プリアンブルデータから取得されたＬ１シグナリング情報を使用して希望するサブフレームまたはＰＬＰデータを抽出することもできる。放送信号受信機は、デマッピング及びデコーディングモジュールを使用して放送信号から抽出されたＰＬＰデータをビットドメインに変換し、ＦＥＣデコーディングすることができる（Ｓ５６０４０）。そして、放送受信機は、アウトプットプロセシングモジュールを使用してＰＬＰデータをデータストリームに出力することができる（Ｓ５６０５０）。
信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む。そして、挿入されるパイロットは、コンティニュアルパイロット（ＳＰなど）、スキャタードパイロット（ＣＰなど）を含む。実施形態として、プリアンブルには、プリアンブルパイロットが挿入され、サブフレームバウンダリシンボルには、サブフレームバウンダリプリアンブルが挿入されることもできる。
スキャタードパイロットの振幅は、ＳＰブースティングパラメータ及びスキャタードパイロットのＳＰパターンに基づいて決定される。ＳＰブースティングパラメータは、それぞれのスキャタードパイロットパターンに対して５個のレベルを含む。５個のレベルは、電力ブースティングが行われない０ｄＢを表す１つのレベルを含む。放送信号送信機は、５個のレベルのうち、１つを選択し、当該レベルの振幅によってスキャタードパイロットをブースティングして送信することができる。
プリアンブルには、ＳＰブースティング情報が含まれ得る。ＳＰブースティング情報は、スキャタードパイロットの振幅またはブースティングレベルを表す。ＳＰブースティング情報は、上述したＳＰブースティングパラメータを３ビットでシグナリングすることができる。すなわち、ＳＰブースティング情報は、「０００」〜「１００」のうち、１つの値としてシグナリングされて、受信機は、ＳＰパターン情報、図３４及び図３５のようなＳＰパターンによるＳＰブースティングテーブル、及び受信ＳＰパラメータを組み合わせてＳＰの振幅を把握できる。ＳＰパターン情報は、プリアンブルに含まれてシグナリングされる。
サブフレームバウンダリパイロットの振幅は、上述したＳＰブースティング情報またはＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される。
受信機は、サブフレームのＳＰパイロットパターンによってサブフレームバウンダリパイロットの位置を分かることができ、受信したＳＰブースティング情報に応じてサブフレームバウンダリパイロットの振幅／振幅比を分かることができる。したがって、受信機は、パイロットの決定された振幅によってチャネル推定及び同期追跡を行うことができる。
サブフレームバウンダリパイロットは、サブフレームのＳＰパターンの周波数方向のパイロット間隔、すなわち、サブフレームのＤＸ間隔で位置する。そして、電力ノーマライジングのために、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアは、特定数のアクティブデータキャリア及び特定数のヌルキャリアを含むことができる。
サブフレームバウンダリシンボルのアクティブデータキャリアの数は、ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される。例えば、サブフレームバウンダリパイロットの振幅が大きくブースティングされる場合、データシンボルと電力を合わせるためには、アクティブデータキャリアの数を減らし、ヌルキャリアの数を増やさなければならないことがある。または、サブフレームバウンダリパイロットの振幅が小さくブースティングされる場合、アクティブデータキャリアの数を増やし、ヌルキャリアの数を減らすか、無くす場合もある。例えば、ＳＰブースティングパラメータ値が０であり、電力ブースティングが行われなければ、ヌルキャリアが必要でない場合もある。
ヌルキャリアの数もスキャタードパイロットの振幅に基づいて決定される。スキャタードパイロットの振幅がＳＰブースティングパラメータに基づいて決定され、決定された振幅がサブフレームバウンダリパイロットにも適用される。したがって、上述したように、スキャタードパイロットの振幅が大きくなると、サブフレームバウンダリパイロットの振幅も大きくなるので、ヌルキャリアの数が増加し得る。そして、スキャタードパイロットの振幅が小さくなると、サブフレームバウンダリパイロットの振幅も小さくなるので、ヌルキャリアの数が減少することもできる。
上述したように、ヌルキャリアの数は、サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数からアクティブキャリアの数を減算することにより取得されることができる。サブフレームバウンダリシンボルのデータキャリアの数、アクティブキャリアの数、及びヌルキャリアの数を取得する方法は、上述したとおりである。図３８〜図４７のテーブル等の全部または一部は、送信機及び受信機に共に保存されて使用されることができる。
挿入されるヌルキャリアの数及び位置は、図４８〜図５３のように決定されることができる。実施例として、アクティブデータキャリアは、全体データセルのセンタに位置し、ヌルキャリアの半分は、各々エッジ帯域に位置し得る。ヌルセルの１／２が最低−周波数データキャリアを占め（ｏｃｃｕｐｙ）、ヌルセルの残りの１／２が最高−周波数データキャリアを占めることができる。そして、ヌルキャリアの２セット間のデータキャリアがアクティブデータキャリアになり得る。したがって、受信機は、このような位置によってアクティブデータキャリアを抽出及びデコーディングすることができる。
本発明によれば、スキャタードパイロットの電力をブースティングすることにより、受信側の同期追跡、チャネル推定のような信号プロセシング性能を向上させることができる。また、スキャタードパイロットの電力をブースティングするレベルを固定せずに、５個のレベルのうち、１つで使用できるようにして、システム柔軟性を改善できる。放送システムは、当該システムのチャネル環境、サービス重要度、データ量、可用電力などを考慮してブースティングレベルを決定し、効率的な電力分配が可能である。受信側でもＳＰブースティング情報に基づいてブースティングレベルを把握し、それにより、ＳＰをプロセシングすることによって柔軟かつ効率的な信号処理が可能となる。このようなブースティングレベルは、シグナリングされてこそ、受信機でも送信機のブースティングレベルに合うように信号処理が可能である。
そして、送信機は、サブフレームバウンダリパイロットもサブフレームのＳＰのようにブースティングを行い、さらに、ヌルキャリアを配置することにより、データキャリアのエネルギー不足を最小化できる。送信機／受信機は、ＳＰブースティングテーブル／情報を使用でき、シグナリングオーバーヘッドを減らすこともできる。
サブフレームバウンダリシンボルの場合、パイロット密度が高まるので、サブフレームに対するＳＰブースティングテーブル及びＳＰブースティング情報を使用すれば、シグナリングオーバーヘッドは減るが、信号フレームのシンボル当たり電力が変わることができる。シンボル当たり電力が異なると、システムのフィルタ、増幅器（ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）複雑度が増加するか、及びチャネル推定／同期追跡性能劣化が発生できる。したがって、本発明では、サブフレームバウンダリシンボルにヌルキャリアを挿入することにより、サブフレーム内のシンボル当たり電力を一定に維持することができる。したがって、受信側でも均一に分配されたシンボル当たり電力を使用し、同じ振幅のパイロットを使用することにより、システム複雑度を低め、信号処理性能を向上させることができる。
特に、ヌルキャリアを帯域の両エッジ領域に位置させ、アクティブデータキャリアを帯域中心に位置させることにより、シンボル間／周波数間干渉を最小化させ、信号デコーディング性能を一層向上させることができる。そして、ヌルキャリア及びアクティブデータキャリアの位置をさらにシグナリングする必要がなくなり、シグナリングオーバーヘッドを減少させることもできる。特に、サブフレームバウンダリパイロットを使用したチャネル推定／同期追跡速度を向上させることができ、システムレイテンシを低めることができる。
本発明の思想や範囲を逸脱することなく、本発明において様々な変更及び変形が可能であることは当業者に理解される。したがって、本発明は、添付された請求項及びその同等範囲内で提供される本発明の変更及び変形を含むことと意図される。
本明細書において装置及び方法発明が全て言及され、装置及び方法発明の全ての説明は互いに補完して適用されることができる。
〔発明の実施の形態〕
〔発明の実施の形態〕
様々な実施形態が本発明を実施するための最善の形態で説明された。
本発明は、一連の放送信号提供分野で利用される。
本発明の思想や範囲を逸脱することなく、本発明において様々な変更及び変形が可能であることは当業者に自明である。したがって、本発明は、添付された請求項及びその同等範囲内で提供される本発明の変更及び変形を含むことと意図される。
Claims (18)
- 受信した放送信号を復調するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）モジュールと、
前記復調された放送信号に含まれたパイロットを検出するパイロット検出モジュールと、
前記検出されたパイロットから前記放送信号の信号フレームをデフレーム（ｄｅ−ｆｒａｍｅ）し、ＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）データを抽出するデフレーミングモジュール（ｄｅ−ｆｒａｍｅｉｎｇ ｍｏｄｕｌｅ）であって、前記信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む、デフレーミングモジュールと、
前記抽出したＰＬＰデータをデコーディングするデコーディングモジュールと、
前記デコードしたＰＬＰデータを処理しデータストリームを出力するアウトプットプロセシングモジュールと、
を含み、
前記サブフレームは、データシンボル、少なくとも１つのサブフレームバウンダリシンボル（ＳＢＳ）及び、スキャタードパイロット（ＳＰｓ）を含む前記データシンボルを含み、
前記ＳＢＳは、データセル及びサブフレームバウンダリパイロットを含み、
前記ＳＢＳのデータセルは、アクティブデータセルとヌルセルを含み、
前記アクティブデータセルは帯域の中心にあり、前記ヌルセルのそれぞれの半分はデータキャリアインデックス内のそれぞれの帯域端にあり、
前記プリアンブルは、ＦＦＴサイズを表す第１の情報と、ＳＰパターンに関連した第２の情報と、ＳＰブースティングパラメータを表す第３の情報を含む、放送信号受信機。 - 前記スキャタードパイロットの振幅は、スキャタードパイロットの電力ブースティングレベルを表すＳＰブースティングパラメータに基づいて決定され、
前記サブフレームバウンダリパイロットの振幅は、前記ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。 - 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０００）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表１により決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝００１）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表２により決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０１０）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表３により決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０１１）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表４により決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝１００）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表５により決定される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- ヌルセルの数は前記ＳＢＳのデータセルの数から前記ＳＢＳのアクティブデータセルの数を差し引いて取得される、請求項１に記載の放送信号受信機。
- 前記ＳＢＳのアクティブデータセルの数は、以下の数式に基づいて得られる、請求項８に記載の放送信号受信機。
ＮｏＡ−（ＮＳＰ，ＳＢＳ−ＮｏＣ+ＮｏＡ+ＮＮＳＰ−ＣＰ）×（ＡＳＰ）２、
ここで、ＮｏＡは前記データシンボルの中のアクティブデータセルの数であり、ＮＳＰ，ＳＰＳはＳＢＳパイロットの数であり、ＮｏＣはキャリアの数であり、ＮＮＳＰ−ＣＰは連続するパイロット（ＣＰｓ）を有する非スキャタードパイロット（ＳＰ）の数であり、ＡＳＰはスキャタードパイロットの振幅である。 - 受信した放送信号を復調するステップと、
前記復調した放送信号に含まれたパイロットを検出するステップと、
前記放送信号の信号フレームをデフレーミング（ｄｅ−ｆｒａｍｉｎｇ）し、ＰＬＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｉｐｅ）データを抽出するステップであって、前記信号フレームは、プリアンブル及び少なくとも１つのサブフレームを含む、ステップと、
前記ＰＬＰデータをデコーディングするステップと、
前記デコーディングしたＰＬＰデータを処理し、データストリームを出力するステップと、
を含み、
前記サブフレームは、データシンボル、少なくとも１つのサブフレームバウンダリシンボル（ＳＢＳ）及びスキャタードパイロット（ＳＰｓ）を含む前記データシンボルを含み、
前記ＳＢＳは、データセル及びサブフレームバウンダリパイロットを含み、
前記ＳＢＳのデータセルは、アクティブデータセルとヌルセルを含み、
前記アクティブデータセルは帯域の中心にあり、前記ヌルセルのそれぞれの半分はデータキャリアインデックス内のそれぞれの帯域端にあり、
前記プリアンブルは、ＦＦＴサイズを表す第１の情報と、ＳＰパターンに関連した第２の情報と、ＳＰブースティングパラメータを表す第３の情報を含む、放送信号受信方法。 - 前記スキャタードパイロットの振幅は、スキャタードパイロットの電力ブースティングレベルを表すＳＰブースティングパラメータに基づいて決定され、
前記サブフレームバウンダリパイロットの振幅は、前記ＳＰブースティングパラメータに基づいて決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。 - 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０００）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表６により決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝００１）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表７により決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０１０）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表８により決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝０１１）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表９により決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- 前記ＦＦＴのサイズ８Ｋ，１６Ｋ又は３２Ｋ及び前記ＳＰパターンに対する前記ＳＢＳの前記アクティブデータセルの数は、減算係数（Ｃred_coeff＝１００）がキャリアの数の制御のための係数であり、Ｌ１＿ＳＰ＿Ｂｏｏｓｔが前記ＳＰブースティングパラメータである時、以下の表１０により決定される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- ヌルセルの数は前記ＳＢＳのデータセルの数から前記ＳＢＳのアクティブデータセルの数を差し引いて取得される、請求項１０に記載の放送信号受信方法。
- 前記ＳＢＳのアクティブデータセルの数は、以下の数式に基づいて得られる、請求項１７に記載の放送信号受信方法。
ＮｏＡ−（ＮＳＰ，ＳＢＳ−ＮｏＣ+ＮｏＡ+ＮＮＳＰ−ＣＰ）×（ＡＳＰ）２、
ここで、ＮｏＡは前記データシンボルの中のアクティブデータセルの数であり、ＮＳＰ，ＳＰＳはＳＢＳパイロットの数であり、ＮｏＣはキャリアの数であり、ＮＮＳＰ−ＣＰは連続するパイロット（ＣＰｓ）を有する非スキャタードパイロット（ＳＰ）の数であり、ＡＳＰはスキャタードパイロットの振幅である。
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|---|---|---|---|---|
| CN106664154B (zh) * | 2014-07-22 | 2019-10-22 | 华为技术有限公司 | 确定前向纠错帧边界的方法、装置和解码系统 |
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| EP3465957B1 (en) * | 2016-05-25 | 2020-12-09 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) | A transmitting node, a receiving node and methods therein for providing enhanced channel concatenated coding with systematic inner code and low complexity decoding |
| US20180014171A1 (en) * | 2016-07-05 | 2018-01-11 | Qualcomm Incorporated | Management of emergency alert wake up bits |
| US10541845B2 (en) * | 2017-09-25 | 2020-01-21 | Kenneth Stuart | Pseudo random multi-carrier method and system |
| US10321303B1 (en) | 2017-12-28 | 2019-06-11 | T-Mobile Usa, Inc. | Subscription management service pairing |
| CN112042161B (zh) * | 2018-01-26 | 2023-09-26 | 加州理工学院 | 通过在零点上调制数据来进行通信的系统和方法 |
| JP2020017906A (ja) * | 2018-07-27 | 2020-01-30 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 信号処理回路および信号処理システム |
| SG11202108549YA (en) * | 2019-02-07 | 2021-09-29 | California Inst Of Techn | Systems and methods for communicating by modulating data on zeros in the presence of channel impairments |
| US11695598B2 (en) * | 2021-03-03 | 2023-07-04 | Qualcomm Incorporated | Modem framework for application-specific baseband customization at an end user |
| US11419976B1 (en) | 2021-04-30 | 2022-08-23 | Fresenius Kabi Deutschland Gmbh | Wearable drug delivery device with pressurized fluid dispensing |
Family Cites Families (69)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN1628446B (zh) * | 2002-06-20 | 2010-06-16 | 诺基亚公司 | 接收多载波信号的方法和系统 |
| JP2004214962A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sony Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| CN1759552B (zh) * | 2003-03-10 | 2012-06-13 | 松下电器产业株式会社 | Ofdm信号的发送方法、发送装置和接收装置 |
| CN103516459B (zh) * | 2004-03-15 | 2016-09-21 | 苹果公司 | 用于具有四根发射天线的ofdm系统的导频设计 |
| JP4637498B2 (ja) * | 2004-04-16 | 2011-02-23 | パナソニック株式会社 | 通信装置および通信方法 |
| US20070081484A1 (en) * | 2004-07-29 | 2007-04-12 | Wang Michael M | Methods and apparatus for transmitting a frame structure in a wireless communication system |
| US20070147226A1 (en) * | 2005-10-27 | 2007-06-28 | Aamod Khandekar | Method and apparatus for achieving flexible bandwidth using variable guard bands |
| JP4445474B2 (ja) * | 2006-01-16 | 2010-04-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ信号の送信方法、ｏｆｄｍ送信機及びｏｆｄｍ受信機 |
| JP4640844B2 (ja) * | 2007-01-09 | 2011-03-02 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 送信装置、送信方法及び通信システム |
| US8131218B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-03-06 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences |
| US7889800B2 (en) * | 2007-05-31 | 2011-02-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Memory-saving method for generating soft bit values from an OFDM signal |
| JP4465374B2 (ja) * | 2007-08-14 | 2010-05-19 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線通信システム、基地局装置及び送信方法 |
| US20090094356A1 (en) * | 2007-10-09 | 2009-04-09 | Nokia Corporation | Associating Physical Layer Pipes and Services Through a Program Map Table |
| US7974254B2 (en) * | 2007-10-22 | 2011-07-05 | Nokia Corporation | Digital broadcast signaling metadata |
| KR100917201B1 (ko) | 2007-12-11 | 2009-09-16 | 엘지전자 주식회사 | 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 |
| US9154290B2 (en) * | 2007-12-12 | 2015-10-06 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal |
| US8238455B2 (en) * | 2008-01-07 | 2012-08-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Methods and apparatus for downlink PDSCH power setting |
| US8379752B2 (en) | 2008-03-19 | 2013-02-19 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded synchronization/pilot sequences |
| US8923249B2 (en) * | 2008-03-26 | 2014-12-30 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for scrambling sequence generation in a communication system |
| US8331420B2 (en) | 2008-04-14 | 2012-12-11 | General Dynamics C4 Systems, Inc. | Methods and apparatus for multiple-antenna communication of wireless signals with embedded pilot signals |
| JP5083026B2 (ja) * | 2008-05-15 | 2012-11-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | デジタル放送受信機、およびデジタル放送受信方法 |
| WO2010106549A2 (en) * | 2009-03-04 | 2010-09-23 | Centre Of Excellence In Wireless | Pilot aided data transmission and reception with interference mitigation in wireless systems |
| KR101476205B1 (ko) * | 2009-03-17 | 2014-12-24 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 시스템에서 위치 기반 서비스를 위한 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치 |
| FR2945172B1 (fr) | 2009-05-04 | 2011-04-22 | Inst Nat Sciences Appliq | Procede et dispositif de transmission d'un signal multiporteuse reduisant le rapport puissance crete a puissance moyenne, programme, signal, procede et dispositif de reception correspondants |
| CN102144365B (zh) * | 2009-07-02 | 2014-12-10 | 松下电器产业株式会社 | 接收装置及接收方法 |
| JP5347792B2 (ja) * | 2009-07-16 | 2013-11-20 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法、及び、受信システム |
| KR101514096B1 (ko) * | 2010-01-12 | 2015-04-23 | 삼성전자주식회사 | 무선 접속 시스템에서 캐리어대 잡음비의 추정 방법 및 기지국 장치 |
| US8305987B2 (en) * | 2010-02-12 | 2012-11-06 | Research In Motion Limited | Reference signal for a coordinated multi-point network implementation |
| WO2011105792A2 (ko) * | 2010-02-23 | 2011-09-01 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 |
| WO2011105802A2 (ko) * | 2010-02-23 | 2011-09-01 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 |
| WO2011105784A2 (ko) * | 2010-02-23 | 2011-09-01 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법 |
| US8630280B2 (en) * | 2010-03-14 | 2014-01-14 | Lg Electronics Inc. | Method and user equipment for transmitting feedback information |
| JP5678171B2 (ja) * | 2010-04-12 | 2015-02-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | ネットワークにおける低オーバーヘッド通信のためのチャネル推定 |
| EP2645709B1 (en) * | 2010-11-23 | 2019-10-23 | LG Electronics Inc. | Broadcast signal transmitting apparatus and broadcast signal transceiving method in broadcast signal transmitting apparatus |
| WO2012070914A2 (ko) * | 2010-11-25 | 2012-05-31 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 시스템에서 제어 채널 및 데이터 채널 전송 방법 및 장치 |
| KR101306377B1 (ko) * | 2011-09-29 | 2013-09-09 | 엘지전자 주식회사 | 상향링크 전송 방법 및 장치 |
| US8817900B2 (en) * | 2012-04-10 | 2014-08-26 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Frequency-domain peak power reduction |
| EP3474579B1 (en) * | 2012-10-05 | 2020-12-09 | InterDigital Patent Holdings, Inc. | Method and apparatus for enhancing coverage of machine type communication (mtc) devices |
| EP2930870B1 (en) | 2012-12-07 | 2021-04-28 | Sun Patent Trust | Transmission device, transmission method, reception device, reception method, integrated circuit, and program |
| WO2014175606A1 (en) | 2013-04-21 | 2014-10-30 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| CN105284068B (zh) * | 2013-06-05 | 2019-08-27 | 索尼公司 | 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法 |
| US9559821B2 (en) * | 2013-08-05 | 2017-01-31 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitter, receiver and controlling method thereof |
| KR102246965B1 (ko) * | 2013-09-12 | 2021-04-30 | 삼성전자주식회사 | 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어방법 |
| WO2015037875A1 (en) * | 2013-09-12 | 2015-03-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitter, receiver and controlling method thereof |
| CN104468446B (zh) * | 2013-09-25 | 2017-09-26 | 中国科学院上海高等研究院 | 下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法 |
| US9565044B2 (en) * | 2013-09-27 | 2017-02-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitting apparatus, receiving apparatus, and control methods thereof |
| EP3069517B1 (en) * | 2013-11-13 | 2019-01-09 | LG Electronics Inc. | Broadcast signal transmission method and broadcast signal transmission apparatus with deletion of null packets |
| US9240916B2 (en) | 2013-11-13 | 2016-01-19 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| JP6204607B2 (ja) * | 2013-11-25 | 2017-09-27 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 |
| WO2015076514A1 (en) * | 2013-11-25 | 2015-05-28 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| WO2015084023A1 (en) * | 2013-12-06 | 2015-06-11 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for sending and receiving broadcast signals |
| US9780808B2 (en) * | 2014-05-21 | 2017-10-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitter apparatus and bit interleaving method thereof |
| CN106464937B (zh) * | 2014-05-28 | 2019-10-08 | Lg电子株式会社 | 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 |
| EP3157253A4 (en) | 2014-06-10 | 2018-03-14 | LG Electronics Inc. | Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, broadcast signal transmitting method, and broadcast signal receiving method |
| KR101899829B1 (ko) | 2014-08-21 | 2018-09-18 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 |
| KR102057866B1 (ko) | 2014-10-12 | 2019-12-20 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 |
| EP3226572A4 (en) * | 2014-11-26 | 2018-07-04 | LG Electronics Inc. | Apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signal |
| KR102112008B1 (ko) * | 2014-12-29 | 2020-05-18 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법 |
| JP6615879B2 (ja) * | 2014-12-31 | 2019-12-04 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 |
| MX361014B (es) | 2015-01-05 | 2018-11-26 | Lg Electronics Inc | Aparato de transmisión de señales de difusión, aparato de recepción de señales de difusión, método de transmisión de señales de difusión, y método de recepción de señales de difusión. |
| WO2016125990A1 (ko) * | 2015-02-04 | 2016-08-11 | 엘지전자(주) | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
| WO2016125992A1 (ko) | 2015-02-04 | 2016-08-11 | 엘지전자(주) | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
| WO2017003039A1 (ko) * | 2015-06-29 | 2017-01-05 | 엘지전자(주) | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
| WO2017003027A1 (ko) * | 2015-06-30 | 2017-01-05 | 엘지전자(주) | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
| CN113162744B (zh) * | 2015-07-01 | 2024-07-05 | 三星电子株式会社 | 发送装置和接收装置及其控制方法 |
| EP3324593A4 (en) | 2015-07-16 | 2019-03-20 | LG Electronics Inc. | BROADCAST SIGNAL DEVICE, BROADCAST SIGNAL RECEIVER, BROADCAST SENDING METHOD AND BROADCAST SIGNAL RECEPTION PROCEDURE |
| CN107005522B (zh) * | 2015-07-17 | 2020-12-22 | Lg 电子株式会社 | 广播信号发送和接收装置和方法 |
| WO2017018606A1 (ko) * | 2015-07-27 | 2017-02-02 | 엘지전자(주) | 방송 신호 송수신 장치 및 방법 |
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