CN1628446B - 接收多载波信号的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了基于导频的OFDM系统，尤其是利用DVB-T标准，例如数字视频广播(DVB)的系统中，减少较小延迟的接收中的脉冲串噪声的方法和系统。所述方法包括下述步骤：1)识别时域符号中的脉冲位置和可能长度，2)消隐存在大量脉冲噪声的符号的那些样本，3)根据消隐的符号，计算接收信号的第一估计量，4)通过应用在先信息(导频载波)，得到载波估计量的校正值，5)通过从在步骤3中得到的载波的第一估计量，减去步骤4)的校正值，得到接收符号的校正估计量。该方法和系统允许在较小的衰变下，校正相当长的脉冲噪声突发串。该方案的复杂性和额外的能耗相当低。和受干扰的多载波信号接收方面的已知解决方案相比，该方法提供更有效、更简单并且延迟较小的广播数据接收。

Description

接收多载波信号的方法和系统

技术领域

本发明涉及通过通信链路分配数据的系统和方法。

背景技术

无线电广播有几乎一个世纪的历史。即使是TV，历史也可追溯到二十世纪三十年代。在整个世界，广播已成功地把娱乐节目和信息带给受众。

广播的最新措施是无线电广播和TV的数字化。数字无线电广播没有获得太多的市场认可。但是，许多人希望数字TV将带给消费者新的益处和服务，从而，为广播行业产生新的财源。但是，TV服务本身的基本原理没有太多的改变。相反，即使已变成数字的，TV仍然如同以前一样。

在二十世纪九十年代的后半段，因特网日益普及。在较短的变革性并且宣传热烈的时期内，整整一批新的服务和内容变得适用于消费者。该段时期引入了电子商务，因特网服务提供商(ISP)，门户网站，眼球游戏，.com公司，甚至新经济。接入技术(例如ADSL)和编码技术(例如MPEG-4流化)方向的发展使得能够通过因特网向家庭提供丰富的媒体内容，比如视频内容。尽管出现了这些技术和市场突破，由于其“免费”性，媒体出版社仍然不愿意通过因特网发行他们的内容。尽管非常普及，因特网也不能挑战传统媒体作为主要的广告平台的角色。

在广播中观察到脉冲干扰，导致广播接收方面的困难。这种干扰可能由来自车辆或者各种家用电器，例如吹风机、真空吸尘器、钻孔机等的点火火花产生。这些工具的最便宜型号通常不具有足够的干扰抑制。另外出于相同的原因，在打开或关闭与电力线连接的任意装置时，会产生单脉冲或者甚至脉冲串。这些装置可以是电加热装置，可控硅调光器，荧光灯，电冰箱等。尤其是在利用简单的全向天线的室内接收中，必须考虑到这一点。广播信号的场强，尤其是对于位于室内的便携式装置来说，可能很低，并且被多路径接收进一步削弱。对于固定接收来说，室内信号分配的不足电缆屏蔽常常降低屋顶天线的好处，使信号接收对脉冲干扰敏感。

试图解决脉冲噪声的一种方法基于限幅脉冲串。限幅之后，样本被赋予与限幅电平幅度对应的值(并保持相位)。或者限幅后的值可被赋值为0，因为已知这些样本在任何情况下都是不可靠的。在这些方面，这种方法的一个例子是专利公告EP 1043874A2(作为参考包含于此)。在该公告中，检测时域中，超过特定限幅电平的信号电平，随后用0代替这些样本。但是，该方法没有触及被破坏的，但是未被限幅的样本，这导致较差的信号-干扰比，尤其是如果脉冲串功率较高时更是如此。此外，限幅方法没有检测，触及脉冲电平，这意味着它们的能力受到限制。此外，仅仅使信号消隐会使信噪比较差。

试图解决脉冲噪声的另一种已知方法是使已知被破坏的所有样本，例如属于干扰脉冲周期的所有样本消隐。脉冲位置和持续时间的知识可以基于例如对超过特定限幅电平的监视。在出版物，Sliskovic，M：Signalprocessing algorithm for OFDM channel with impulse noise，Electronics，Circuits and Systems，2000，ICECS 2000，7^th IEEE InternationalConference，Volume：1，2000，page：222-225vol.1(作为参考包含于此)中提出这样的一种方法。但是，该方法过于简单，因为有干扰嫌疑的所有脉冲串都被消隐。修改后的信号极不同于原始信号，因为干扰内的所有数据值都为空，在原始值之间不存在任何对应性。从而，仅仅使信号无效会使信噪比较差。为了使消隐方法的性能更好，可尝试求解给出已被消除的原始信号的样本的等式。如果检测到噪声脉冲串，并且对应的时间样本被消隐，那么理论上能够使用在空载波上(在保护带中)不应存在任何信号的信息来恢复原始的后FFT值。在引用的IEEE出版物中描述了这种方法。不幸的是，该参考文献中描述的方法需要求解复杂系统方程式，这既麻烦又繁重(广义矩阵求逆，矩阵的维数为数百或者甚至上千)。这复杂，难以求解。另外在具有通过吵杂信道接收的成千上万的载波的系统(例如OFDM系统)中，只依赖于保护带中的频谱部分证明是低效的。不能可靠地求解缺少的样本。此外，接收器不能执行所需的理论上复杂的计算。另外，关于保护带的信息易受噪声损坏，解答是不准确的。于是，需要用于估计量的相当简单的近似解决方法，该解决方法能够在延迟不太严重的情况下确定估计量。

从而，需要一种较简单的延迟较小的接收，它能够抗拒更高水产的干扰，例如脉冲干扰，并且能够提高数据接收质量。

发明内容

现在发明一种抗拒接收的通过通信链路传送的多载波信号中的脉冲干扰的方法和装置。

根据本发明的第一方面，提供一种接收多载波信号的方法，所述方法包括下述步骤：检测所述信号内至少一个脉冲干扰的存在，在存在由至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号，确定具有消隐的信号的估计量，确定载波校正值，所述载波校正值以和已知信息相比，某些载波值的偏离，以及所述消隐为基础，并用载波校正值影响估计量，从而获得所需信号的再现。

根据本发明的第二方面，提供一种接收多载波信号的接收器，所述接收器包括：检测所述信号内至少一个脉冲干扰的存在的第一电路，在存在由至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号，并确定具有消隐的信号的估计量的第二电路，确定载波校正值的第三电路，所述载波校正值以和已知信息相比，某些载波值的偏离，以及所述消隐为基础，和用载波校正值影响估计量，从而获得所需信号的再现的第四电路。

根据本发明的第三方面，提供一种接收多载波信号的系统，所述系统包括：检测所述信号内至少一个脉冲干扰的存在的装置，在存在由至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号的装置，确定具有消隐的信号的估计量的装置，确定载波校正值的装置，所述载波校正值以和已知信息相比，某些载波值的偏离，以及所述消隐为基础，和用载波校正值影响估计量，从而获得所需信号的再现的装置。

根据本发明的第四方面，提供一种包含指令程序的计算机程序产品，所述指令程序可由计算系统执行，用于处理广播多载波信号的接收，所述计算机程序产品包括：使系统检测所述信号内至少一个脉冲干扰的存在的计算机程序代码，在存在由至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，使系统消隐样本，从而获得具有消隐的信号的计算机程序代码，使系统确定具有消隐的信号的估计量的计算机程序代码，使系统确定载波校正值的计算机程序代码，所述载波校正值以和已知信息相比，某些载波值的偏离，以及所述消隐为基础，和使系统用载波校正值影响估计量，从而获得所需信号的再现的计算机程序代码。

附图说明

下面参考附图，举例说明本发明，其中：

图1表示DVB-T中的发射信号的产生的一个例子；

图2表示适用于本发明一个实施例的帧结构的一个例子和导频信号是如何位于DVB-T中的；

图3表示可应用本发明的实施例的原理的系统的一般体系结构；

图4图解说明根据本发明一个实施例的时域信号的例子；

图5是接收多载波信号的功能方框图，其中根据本发明的一个实施例，在较少延迟的数据接收中脉冲干扰被减少；

图6以流程图的形式，描述了接收多载体信号的方法，其中根据本发明的一个实施例，在较少延迟的数据接收中脉冲干扰被减少；

图7表示接收多载波信号的接收器，其中根据本发明的一个实施例，在较少延迟的数据接收中脉冲干扰被减少；

图8表示关于具有2048个载波的OFDM信号的结果的例子，其中根据本发明的另一实施例证明了较少延迟的脉冲干扰减少；

图9表示了从0到500的载波的均方差的例子，其中根据本发明的另一实施例，证明了较少延迟的脉冲干扰减少。

具体实施方式

本发明的优选实施例提供一种基于导频信号的OFDM系统中，减少较少延迟的接收中的脉冲串噪声的方法。

优选实施例的一些方法包括下述步骤：1)识别时域符号中的脉冲位置和可能长度，2)消隐存在大量脉冲噪声的符号的那些样本，3)根据消隐的符号，计算接收信号的第一估计量，4)通过应用在先信息(例如导频载波)，得到载波估计量的校正值，5)通过从在步骤3中得到的载波的第一估计量，减去步骤4的校正值，得到接收符号的校正估计量。有利的是，该方法和结构允许在较小的衰变下，校正相当长的脉冲噪声突发串。该方案的复杂性和额外的能耗相当低。和受干扰的多载波信号接收方面的已知解决方案相比，该方法提供更有效、更简单并且延迟较小的广播数据接收。

本发明的一些实施例的原理基于根据观测到的相对于已知导频载波值的偏离，得到后傅立叶(FFT)载波校正值的最小均方估计量。证明和仅仅消隐信号的方法相比，该方法甚至把后检测均方误差(MSE)改进了十几到二十分页。当有用的信号功率降低时，时域样本的消隐必定导致一定的衰变，但是本发明的实施例有助于避免由失真信号引起的许多额外的失真。在其它合理的条件(合理的载波-噪声比，不太快的衰减)下，能够容忍2k系统中至少100个样本(约10毫秒)左右的消隐间隔长度，和8k系统中至少500个样本(约50毫秒)左右的消隐间隔长度。此外，能够容忍超过上述数字的消隐长度，实际的最大长度取决于选择的传输模式的稳健性，因为剩余MSE将与消隐间隔长度成比例地增大。

有利的是，和现有技术相比，能够容忍相当长的脉冲噪声突发串。校正间隔的可用长度足够许多情况之用。突发串的消除对突发串强度不敏感，校正的突发串长度可以高达几十或者甚至数百个样本。虽然脉冲突发串被校正，但是和无干扰的原始发射信号相比，整体性能的恶化相当小。如果不存在脉冲噪声，那么性能恶化很小或者甚至没有。该方法相当稳健，预计信道噪声不会急剧恶化性能。该方法易于适用。接收器检测脉冲。接收器可确定脉冲位于何处。在一种简单的方法中，甚至不需要脉冲长度。应用的算法实际上不存在由不同的脉冲噪声情形引起的差值。对现有芯片设计的所需变化很小，并且能够相当容易地实现，使本发明实现灵活。需要一些额外的控制和一些计算。计算的类型与已存在于解码芯片上的那么计算类似(信道估计)。于是，能够重复使用那些计算中的一些，或者(至少)能够在设计中重复类似的处理块。所需的额外处理时间能够相当小。于是，接收中发生较小的延迟。另外，只需要前向计算(无反馈)，这有助于保持芯片处理的时间预算。计算所需的额外能量相当合理，不会对接收装置造成任何大障碍，只有当存在脉冲时才需要脉冲噪声校正。本发明并不需要反向快速傅立叶变换(IFFT)，也不需要任意类型的反馈(电路)，相反直接执行估计信号的校正。于是，本发明能够实现较小延迟的广播数据接收，由于广播传输的流式性质，这是非常合乎需要的。实际上，只需要一个直接FFT。

数字视频广播(DVB)提供高带宽传输信道，其中传送一般是广播，组播或者单播。高带宽传输信道能够向这种系统的用户提供各种服务。为了集中于所述服务，发射的广播数据的恰当接收是必需的。地面数字视频广播(DVB-T)在信号发射中使用正交频分多路复用(OFDM)，在本发明的实施例中，优选应用DVB-T。另一方面，本发明也可用在其它OFDM系统中，例如，根据地面综合业务数字广播(ISDB-T，用于地面数字广播的日本标准)的传输，因为这些类型的系统提供并使用已知的信息，例如导频值，并且在信号带宽内，还可具有空载波或者其它恒定载波。

数字广播传输向接收器装置提供大量数据信息。接收器装置应能够充分接收服务的数据。数字广播传输的本质在于传输是采用广播或组播，针对多个接收器的流式分发，或者针对单个接收器的单播点对点分发。广播传送的数据分配链路可以是无线链路，固定链路或者有线链路。例如，DVB-MHP(多媒体家用平台)向接收器提供多个数据分配链路。数字广播传输系统可具有与接收器的交互作用，但是所述交互作用不是强制要求。具有交互作用的系统能够请求重发具有错误的数据，但是广播接收(具有流式传送本质)应能够容忍数据分配中的错误。于是，数字传输的接收应是可靠的，并且容忍例如脉冲干扰。此外，数字广播的流式本质提出关于广播数据接收的延迟的限制。由于较小的延迟，构造和能耗，接收器装置中的简单性是合乎需要的。

本发明中应用的信号的一些实施例基于在规范EN 301 701V1.1.1(2000-08)Digital Video Broadcasting(DVB)；微波数字地面电视的OFDM调制中提出的方法和系统，所述规范作为参考包含于此。

本发明的一些实施例应用DVB-T中传输信号的生成。在出版物EN300 744 V1.4.1(2001-01)Digital Video Broadcasting(DVB)；数字地面电视的成帧结构、信道编码和调制中提出了这些类型的解决方案，所述出版物作为参考包含于此。图1表示了DVB-T中发射信号的产生的一个例子，在EN 300 744的4.1章中描述了该例子。定义两种模式的操作：“2K模式”和“8K模式”。“2K模式”适合于单发射器操作和具有有限发射器距离的小型单频网络(SFN)。“8K模式”既可用于单发射器操作，又可用于小型和大型SFN网络。

本发明的一些实施例应用分布在传输信号内的已知信息。在出版物EN 300 744中的4.5.3章中给出了这些类型的解决方案。

图2表示了根据本发明的另一实施例的帧结构的例子和导频信号是如何位于DVB-T中的。在每个符号的散射导频单元中传送从参考序列中获得的参考信息。总是以“提高的”能级发射散射导频单元。图2中表示了导频内插图案。在图2中，黑点代表增强的导频信号，内部白色的圆圈代表数据信息。有利的是，增强的导频信号可被用作在先参考信息，用于确定被脉冲干扰破坏的数据值的估计量的校正值。另一方面，未来或以前的导频值的OFDM符号的内插值可被用作已知信息。在本实施例中，接收器装置计算内插值，内插值可被用作在先参考信息。

本发明的一些实施例应用样本。样本代表每隔基本持续时间获得的接收(多载波)信号的时间离散值。例如，在DVB-T中，8MHz信道的7/64微秒。

本发明的一些实施例应用符号。在DVB中，一个OFDM符号包含N个样本，这里N代表FFT规模。最好，在无保护间隔的情况下再现所述符号。

本发明的一些实施例可用在DVB-T中，例如数字视频广播(DVB)：数字地面电视的成帧结构，信道编码和调制，ETSI EN 300 744。

前面已说明了图3。下面，对应的附图标记被用于对应的部分。本发明的一些实施例应用图3的系统。接收器306最好在数字广播网络（DBN)300的覆盖范围内工作。接收器306能够接收DBN300提供的传输。DBN300的传输包括传输流(TS)。DBN300包括修改它正在传送的传输流的装置。DBN300提供产生并传输具有在先参考信息，例如如图2的例子中描述的导频信号和数据信息的信号。增强的导频值包括在OFDM符号中，于是是可应用的。接收器306接收DBN300传送的OFDM符号。接收器306当然能够识别数据和在先参数信息，例如导频载波值。接收器306还检测脉冲干扰。于是，接收器306能够利用接收的信号和在先参考信息，例如导频信号，产生代表原始信号的数据值的估计量。有利的是，接收器306的用户不需要事先对这样的活动进行修改，接收器306能够在接收服务的时候，连接地并且基本直接地进行校正。有利的是，接收器306不需要用于校正代表原始信号的数据值的任意交互作用。于是，具体体现的发明成本低。

仍然参见图3，数字广播网络(DBN)300通过数据/通信链路，把数据传送给用户。DBN300的例子是数字视频广播(DVB)或者配置成传送数据信息的ISDB-T。有利的是，在本发明中应用地面数字视频广播(DVB-T)。DBN300包括通过数据链路传送数据的能力。传输之前，在DBN300中处理数据。

本领域中众所周知，IP封装器304执行多协议封装(MPE)，并把IP数据放入基于运动图像专家组-传输流(MPEG-TS)的数据容器中。封装器304执行表格的生成，表格的链接和表格的修改。另一方面，DBN300的多路复用器能够实现这些任务。

根据一些实施例，IP封装器304的操作可涉及把接收的数据放入UDP分组中，UDP分组被封装在IP分组内，IP分组又被封装在DVB分组中。在作为参考包含于此的标准文件EN301 192中可找到这种多协议封装技术的细节。在应用层，可用的协议包括UHTTP(单向HTTP)，RTSP(实时流式协议)，RTP(实时传输协议)，SAD/SDP(服务宣告协议/服务描述协议)和FTP。

在另一些实施例中，IP封装可利用IPSEC(因特网协议安全)来确保内容将只可被具有恰当凭证的接收器使用。在封装过程中，唯一的标识符可被加入到至少一个首标中。例如，当使用UHTTP时，唯一的标识符可被编码到UUID字段下的UHTTP首标中。于是在一些实施例中，为了迎合向特定终端或者一组终端的数据传送，容器也可持有地址信息，所述地址信息可被接收器306中的条件存取组件识别和读取，以确定数据是否预定用于该终端。另一方面，为了迎合对多个终端的数据传送，可应用组播，有利的是，单个发送器能够到达多个接收器。在DNB300和接收器306的系统中也可形成虚拟专用网络(VPN)。正在广播的DBN300的一定带宽被分配给从DBN300到接收器306的点对点或者点对多点通信。DBN300还可具有用于其它正在运行的流的各种传输信道。接收器306执行多协议封装，形成IP数据分组。

本领域中公知，这样产生的DVB分组通过DVB数据链路传送。接收器306接收数字广播数据。接收器306接收在先参考信息，例如导频信号，并且能够校正被脉冲干扰影响的信号的数据值。接收器提供具有较小延迟的更简单的广播数据接收。于是，接收器306能够充分接收数据服务，用户能够利用接收器306使用提供的服务。当传输速率由类型转换程序(caster)规定时，该速率被遵守。

下面，为本发明的一些实施例提供理论背景细节。

前面说明了图4。下面，对应的附图标记被用于对应的部分。图4的例子图解说明了作为消隐样本的原物和反面的总和的消隐信号的产生。一些实施例背后的一个主要思想是通过至少删除怀疑实质受损的那些样本，避免脉冲噪声的有害影响。这些样本被已知值，例如0代替。从而，在由于失真为已知格式并且规则，因此接收器FFT相当可靠之后，能够估计对信号导致的失真。当然，删除的样本并不完全已知，而是消隐之后的信号可被描述成整个符号时间T_U的需要(但是不是可靠已知)的发射信号，和消隐时间T_B的不需要部分的总和。时间T_B的样本与相同时间间隔的所需样本相反(如图4的例子中所示)。

参见图4的例子，接收器进行消隐信号(a)的FFT。当FFT是线性操作时，它可被分成两个部分：所需信号(b)和相反样本(c)的FFT的总和。由于所需信号包含已知的导频值(它可根据早先的OFDM符号，在一些情况下还可根据稍后的OFDM符号来估计)，因此能够根据导频值相对于没有消隐的预期值的偏离，估计消隐样本的贡献。理论上合意的执行该操作的方式是当给出导频值偏离时，根据最小均方差估计量，估计载波偏离。最好，通过只利用两个(或者最多四个)最接近的导频信号的偏离值的知识，能够简单地获得非常满意的性能。另一方面为了最佳的性能，可应用所有导频值的信息来得到每个载波偏离估计量。

本发明的一些实施例应用多个导频信号，下面说明关于其的理论细节。对于获得相当好的估计量的通用实施例，可应用正交性原理来得到恰当的权重w_j，导频偏离p_j应被乘以该权重w_j，以便找出载波偏离(或者校正值)的线性MSE估计量b_k。该原理可被写成一组方程式：

$E\left\{(b_k-\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{w}_j{p}_j)p_l^{*}\right\}=0\∀l,l=0,m,2m...---\left(1\right)$

其中k是载波索引，＊表示复共轭，m是导频间隔(对于DVB-T来说，在一个OFDM符号中，m为12)，E{}表示统计求平均值运算。对于每个载波索引来说，这可被写成：

$c_b(k,l)={\underset{\‾}{c}}_p^T\left(l\right)\underset{\‾}{w},l=0,m,...---\left(2\right)$

其中c_b(k，l)是具有索引l的导频偏离的第k个载波偏离的协方差。当然，索引l从该组载波索引获得值，从而只有每个第m个值是有效的导频索引。协方差c_b(k，l)被计算成

$c_b(k,l)=E\{b_k\·p_l^{*}\}.---\left(3\right)$

类似地，矢量c _p(l)包含导频偏离之后的协方差(上标T表示矩阵转置)。这些矢量具有和普通情况下的导频信号一样多的元素。矢量c _p

(l)的第i个元素由下式给出：

c _p(l)_i＝c_p(im-l)       (4)

右手侧的协方差c_p(δ)被定义成

$c_p\left(\mathrm{\δ}\right)=E\{p_j\·p_{j-\mathrm{\δ}}^{*}\}.---\left(5\right)$

上面的例证公式假定偏离可被看作广义稳态过程((5)的结果与导频索引j无关)，对于实际信号来说，这是一个合理的假定。

可进一步前进一步，并把采用包含所有导频索引l＝0，m，...(M-1)m的矩阵符号写成

${\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)={\underset{=}{C}}_p\underset{\‾}{w}---\left(6\right)$

这里矢量c _b和w中的元素的数目与导频的数目(M)相同。

左手侧的矢量c _b(k)由下式给出

${\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_b(k,0)\\ c_b(k,m)\\ c_b(k,2m)\\ .\\ .\\ c_b(k,(M-1)m)\end{array}\right]---\left(7\right)$

并且矩阵C _P是由下式给出的导频偏离的(M×M)协方差矩阵

${\underset{=}{C}}_p=\left[\begin{array}{ccccc}{c}_p\left(0\right)& c_p\left(m\right)& c_p\left(2m\right)& .& c_p\left((M-1)m\right)\\ c_p{\left(m\right)}^{*}& c_p\left(0\right)& & & \\ c_p{\left(2m\right)}^{*}& & .& & \\ .& & & .& \\ c_p{\left((M-1)m\right)}^{*}& & & & c_p\left(0\right)\end{array}\right].---\left(8\right)$

$\underset{\‾}{w}={\left({\underset{=}{C}}_p\right)}^{-1}{\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right).---\left(9\right)$

现在利用矩阵求逆，能够正式地求解所需的权重值w，如下所示

随后，第k个载波的载波校正值b_k被估计成

其中矢量P包含导频偏离值

b_k＝w ^T P，    (10)

P＝[p₀ p_m..p_(M-1)m]^T.    (11)

从源于消隐的信号样本的FFT的载波值中减去这些校正值b_k。

本发明的一些实施例应用两个导频信号，下面说明这些实施例的理论细节。对于一些最简单的实现来说，如果使用大量的导频信号，那么在一些情况下，矩阵求逆较麻烦，其它的方程式组求解技术也是如此。但是，即使应用很少的导频信号，也能够得到很好的估计量。只应用两个最接近的导频信号的简单例子在许多系统中，尤其是在DVT-T中提供相当好的性能。

参见简单的两个导频信号的实施例，估计只利用最接近的导频信号的第k个载波偏离。这可利用方程式(10)和(9)来实现。加权矢量w将只具有两个元素w₀和w₁。利用(9)计算w的值。下面，写出了方程式(9)右手侧的两个矩阵。

小于k的导频载波的索引应是k-mod(k，m)，这里mod(k，m)意味着k模m。高于k的导频载波的索引应是k-mod(k，m)+m。现在(9)中的C _p矩阵是如下所示的2×2矩阵

${\underset{=}{C}}_p=\left[\begin{array}{cc}{c}_p\left(0\right)& c_p\left(m\right)\\ c_p{\left(m\right)}^{*}& c_p\left(0\right)\end{array}\right]---\left(12\right)$

它与k无关。事先能够关于每个消隐间隔长度，容易地计算(9)中所需的矩阵求逆。协方差c_p(m)取决于该长度(以及消隐窗口的形状)。协方差矢量c _b(k)可被写成

${\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_b(k,k-\mathrm{mod}(k,m))\\ c_b(k,k-\mathrm{mod}(k,m)+m)\end{array}\right]---\left(13\right)$

其中只使用两个最接近的导频信号。如果考虑了偏离过程的广义稳态本质，可推断协方差函数只取决于索引(载波和导频)的差值。从而，(13)简化成

${\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_b\left(\mathrm{mod}(k,m)\right)\\ c_b(\mathrm{mod}(k,m)-m)\end{array}\right].---\left(14\right)$

矢量c _b(k)只具有(最多)m-1对可能的复数值，因为不需要估计导频值。否则，模数运算意味着对其它各对导频索引重复相同的一组权

$b_r=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k\underset{q=l_o}{\overset{l_o+L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\πq}\frac{k^{\′}-r}{N}}.---\left(18\right)$

重。例如，对于DVB-T，这意味着11组复数值对。这是存储器中要具有的非常合理的数目。由于强对称性的缘故，该值仍趋向于仅为上限的一半。由于事先能够知道信号性质以及消隐窗口，因此可关于m-1个载波索引计算加权矢量w，并将其存储在存储器中。

为了最终估计(10)的载波校正值b_k，我们还需要如下所示的导频矢量

$\underset{\‾}{P}=\left[\begin{array}{c}{p}_{k-\mathrm{mod}(k,m)}\\ p_{k-\mathrm{mod}(k,m)+m}\end{array}\right].---\left(15\right)$

上面说明的估计程序的一些实施例需要偏离过程的协方差的知识。获得这些知识的方法有几种。首先，可在考虑到调制参数，窗口长度和整形的情况下，得到理论协方差函数。如果进行一些近似和简化假设，这至少能够是可行的。第二种方法是运行关于所需系统参数的计算机模拟，从而获得协方差值的可靠估计量。这能够相当简单地给出良好的结果。第三种方法可基于测量一些原型接收器，从而获得协方差值。第四种方法是关于协方差函数，采取一些合理的平滑近似。这种次佳方法导致相当简单的实现。

作为一个例证例子，我们导出关于DVB-T式信号的偏离过程的自相关函数。如同DVB-T标准中说明的那样，我们假定实数信号s(t)由下式给出

$s\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k{e}^{j2\mathrm{\π}{k}^{\′}\frac{1}{T_U}}\right\}---\left(16\right)$

这里ω_c是中心角频率，k′＝k-N/2，c_k是位于表示被调制位的载波索引k的复系数，T_U是有用的OFDM符号(无保护间隔)的持续时间。N是使用的OFDM调制的FFT规模。下面，我们使用复包络符号，并计算每隔时间T获得的第l个样本，这里T＝T_U/N，如下所示

$s_t=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k{e}^{j2\mathrm{\π}{k}^{\′}\frac{1}{N}}.---\left(17\right)$

为了确定偏离过程的自相关函数，我们首先计算在间隔[l₀，l₀+L)内，样本s_l的离散傅立叶变换(图4(c))。位于载波索引r的值被计算成

现在可得到载波偏离的自相关性约为

$c(r,s)=E\left\{b_r{b}_s^{*}\right\}\≅\frac{1}{N^2}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}E\left\{{\left|c_k\right|}^2\right\}\underset{q=l_o}{\overset{l_o+L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\πq}\frac{s-r}{N}}.---\left(19\right)$

在导出例子中，假定调制值c_k是零平均值，并且统计上独立，并且消隐长度L较小，例如小于整个符号周期(N个样本)的10％。另外注意对于DVB-T，一些c_k值为0，以致实际上，外部求和是从0到n-1，这里n是有效载波的数目。(19)的自相关性的确具有c(r，s)的值只取决于索引值s和r之间的差值(s-r)的所需性质。现在，对于无噪声情况来说，所需的协方差由上面的方程式直接给出。如果存在噪声(并考虑到最佳方式)，那么应对导频协方差矩阵C _P做出轻微的改变。从而，代替(12)所得到的矩阵被写为[忽略精确偏离，简单的]

${\underset{=}{C}}_p=\left[\begin{array}{cc}{c}_p\left(0\right)+{\mathrm{\σ}}^2& c_p\left(m\right)\\ c_p{\left(m\right)}^{*}& c_p\left(0\right)+{\mathrm{\σ}}^2\end{array}\right]---\left(20\right)$

这里σ²是噪声方差。

本发明的一些实施例应用次佳近似。对于许多实际实现来说，应用相关函数c(r，s)或c(f)的良好近似就足够了。这里变量f是相对频率差(r-s)。如果时域中的消隐窗口相当低(并且对称)，并且位于OFDM符号末端的附近，那么频域相关函数相当宽广，该函数不会在0和m之间过多变化，这里m是两个连续导频信号之间的频率差(导频索引的差值)。此外，可假定相关函数可用间隔[0，m]中的线性变化来近似。归一化的相关函数采取下述这种形式

$c\left(f\right)=\left(\frac{\mathrm{\ρ}-1}{m}\right|f|+1)e^{j\frac{\mathrm{\θ}}{m}f}---\left(21\right)$

这里ρ是在频率差m下的相关系数的量值，θ是对应相位。如果消隐窗口的中心被设置在0样本(在该符号的两端对称地进行消隐)，那么θ为0，否则它为较小的数。现在，根据(10)计算载波校正值b_k中所需的协方差矩阵C _P由下式给出(把(21)代入(12))

${\underset{=}{C}}_p=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\ρ}{e}^{\mathrm{j\θ}}\\ \mathrm{\ρ}{e}^{-\mathrm{j\θ}}& 1\end{array}\right]---\left(22\right)$

协方差矢量c _b(k)可被重写成(从(14)重写，并且不考虑热噪声)

${\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}\left(\frac{\mathrm{\ρ}-1}{m}\right|\mathrm{mod}(k,m)|+1)e^{j\frac{\mathrm{\θ}}{m}\mathrm{mod}(k,m)}\\ \left(\frac{\mathrm{\ρ}-1}{m}\right|\mathrm{mod}(k,m)-m|+1)e^{j\frac{\mathrm{\θ}}{m}[\mathrm{mod}(k,m)-m]}\end{array}\right].---\left(23\right)$

现在，加权矢量(9)可被重写成(利用(22)和(23))

$\left[\begin{array}{c}{w}_0\\ w_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}^{\mathrm{j\θ}\frac{\mathrm{mod}(k,m)}{m}}(1-\frac{\mathrm{mod}(k,m)}{m})\\ \frac{\mathrm{mod}(k,m)}{m}{e}^{-\mathrm{j\θ}+\mathrm{j\θ}\frac{\mathrm{mod}(k,m)}{m}}\end{array}\right].---\left(24\right)$

该结果简单，并且具有实际相关值ρ已被算出的有利性质。从而，在相当一般的假定下，加权(24)稳健并且有效。主要地，只要求与总的OFDM符号长度相比，消隐窗口较短(并且对称)，并且基本上位于符号尾部。对于一些实施例来说，这带来接收器不需要根据消隐长度调节权重-只要求窗口的位置(中心点)的有利性质。

值θ取决于消隐窗口的位置。如果接收器移位消隐之后的输入样本矢量，以致消隐窗口对称地位于所得到的矢量的起点和终点(即，消隐窗口中心点为0)，那么值θ会变成0。这进一步简化了(24)中的计算，并导致一些实施例中的合乎需要的实现。但是，这种次佳方法也要求用时域中的样本移位导致的线性相移，再一次校正已校正的载波值。这种次佳方案是否可行，取决于实际的芯片体系结构，或者需要关于相关函数的稍微更多知识的方法(利用等式(12)和(14))会更适当。

如果需要避免在时域中移位样本，那么利用频域中的相位校正，能够获得相同的效果。(21)的相关函数变成下述形式

$c\left(f\right)=\left(\frac{\mathrm{\ρ}-1}{m}\right|f|+1)e^{j\frac{\mathrm{\θ}}{m}f}\·e^{j2\mathrm{\πf}\frac{i}{N}}---\left(25\right)$

这里i是时域中的窗口位置移位(用样本的数目表示)。后面的公式(22)-(24)相应地变化。

代替(21)，可应用与在零位置(或者接近零端)的消隐窗口对应的实际相关函数，并类似于(25)中，根据实际窗口位置进行相位校正。有利的是，消隐窗口长度可以相当长(例如在2k系统中约100)，从而，只处理数目相当小的消隐窗口位置(例如，在2k DVB-T中约20-30)。对于具有导频间隔m的系统，对于每个窗口位置，大约存在m/2个要计算的相位校正值(剩余的相位校正值简单相关)。考虑到也可利用简单的关系处理一半的窗口位置，结果是只要存储(或者完全计算)大约Bm/4复相位校正值，这里B是覆盖整个OFDM符号所需的消隐窗口的数目。对于具有在前数目的2k DVB-T，这约为60个复数，有利的是，这是相当合理的较小量(并且通过恰当地选择参数，这些值的一部分重叠，这进一步减小了所需的存储器/处理能力)。

前面说明了图5和6。下面，对应的附图标记被用于对应的部分。图5和6的例子以较小延迟的方式，减小并容忍基于导频信号的OFDM系统，尤其是利用DVB-T标准的OFDM系统中的脉冲串噪声。图5和6的例子采用两个最接近的导频信号来估计载波校正值。接收的信号被进行模-数(A/D)转换(方框500)，接收信号的样本被处理。在A/D之前或者之后的任意便利阶段中，可存在IQ-分离。图5和6的例子处处采用复信号符号，并且在该意义上是通用的。最好，实际的实现分别应用实数和虚数部分。

在步骤600，检测脉冲噪声的存在。这可包括脉冲电平或功率的检测。脉冲串噪声检测可以基于滑动窗口计算方法，在该方法中，计算一定数目的样本的功率。所述数目应较小，大概在5和18之间(在DVB-T中，8个样本约为1微秒)。如果与参考值的差大于阈值，那么确定存在脉冲噪声。也可使用其它方法。

在步骤602，消隐受到脉冲影响的样本。最好，消隐间隔的长度应等于脉冲串长度，只有没有超过供恢复的最大长度即可。也可使用预定消隐长度的选择，在其它实施例中，只使用一个长度。最好，可采用不同位置的恒定的特定长度窗口导致简单实现之一。可在串并行转换(方框502)之前进行消隐。最好，在由控制装置(方框508)控制的输入缓冲器(IB)(方框503)中进行消隐。控制装置(方框508)还保持关于受损样本索引的记录。消隐窗口可以是简单的矩形窗口。另一方面，消隐窗口可具有某一整形，例如线性或余弦平方结尾过渡(ending transition)。

在步骤604，计算接收信号的第一估计量。计算具有消隐的信号的快速傅立叶变换(FFT)(方框504)，并转发之(方框505)，计算结果被存储在输出缓冲器(OB)(方框506)中。在此阶段，获得发射信号的第一失真估计量。由于消隐的缘故，将存在一些失真。导频载波的值不是发射的导频载波，而是失真的导频载波的值。但是，正确的导频值已知，只要任意在先符号被正确接收(在信道估计的意义上)，并且一个符号到另一个符号之间，信道变化不是太大，以致能够根据历史相当可靠地产生信道状态的第一估计量。这是对于固定和便携式接收的非常合理的假设，并且对于移位情形，也同样有效。已知的导频值也可以是更复杂的时域插值的结果(从数个连续的OFDM符号收集的导频值)。

在步骤606，计算观测值和已知实际值之间的差值。在求和装置(方框509)中，计算观测导频值(方框511)和导频载波的已知实际值(方框510)之间的差值。对于导频信号来说，这些已知值是乘以导频频率下的信道估计量的传送导频值。

在步骤608中，计算加权值(w)。在方框(方框512)中，计算与消隐窗口位置，长度和应用的调制(例如通用实施例中的等式(9))对应的加权值(w)。从控制单元(方框508)得到关于消隐窗口的位置的信息。最好，一个载波值估计应用两个导频信号。最简单的实施例之一可应用等式(24)的相位校正工具来确定加权(w)，既不必知道窗口长度，又不必知道调制参数。可事先计算加权值(w)并从存储器读出。有利的是，在相应而生的导频对之间重复应用相同的一组加权值(w)，从而所需的存储器相当小。

在步骤610，计算每个载波的载波校正值。在方框(513)计算每个载波(可能除了导频信号之外)的所需载波校正值(b_k)。该计算应用等式(10)和(15)。

在步骤612，计算发射符号的校正后的估计量。通过从在步骤404中产生的，存储在输出缓冲器(OB)(方框506)中的估计量中减去校正值(方框512)，计算发射符号的校正后的估计量。校正的载波值被转发，以便应用。于是，在容忍干扰的情况下，能够充分接收数据服务。

图5中的备选实施例包括虚线框(方框515)。在备选实施例中，在使消隐窗口总是以零样本为中心的方式，在输入缓冲器(IB)(方框503)中移位(旋转)输入样本。加权计算(方框512)始终相同，这简单，于是有益。另外，根据实际的消隐窗口移位，接收器不得不为每个载波补偿相移(在方框515中)。该备选实施例具有基本相同的复杂程度。

图5的各个方框的一些实施例实质上可被分成四个部分：脉冲串的检测(位置以及长度)，被消隐样本的消隐和FFT，载波校正值的估计，和接收符号的第一估计量的校正。

本发明的一些实施例应用了脉冲串的检测。对于脉冲串检测，存在几种可能性(一些早先从文献中获悉)。优选的方法是利用滑动窗口方法，在该方法中，监视瞬时接收的功率，并与某一参考值比较。所述参考值可以是，例如在先符号的平均功率(信号电平基本保持相同的水平，以致测量可以是相当可靠的-至少对于固定或便携式接收来说是这样)。参考值也可以是滑动窗口功率计算的某一早先的延迟值。用于脉冲串检测的其它可能手段是监视某一幅度阈值的超过。另外，在应用该方法时，窗口方法可以是有益的。判定标准可以是使一定数目的电平在该窗口内相交，并且属于窗口的所有样本可被标记成“在脉冲串之下”。另一种方法可以是监视幅度变化。可计算两个连续样本的差值，获得绝对值，并与阈值比较。同样，在该方法中，窗口方法也是有益的，如果超过阈值的变化的数目超过某一极限数，那么可确定脉冲串的存在。还存在其它可能的方法，例如上述方法的组合。

本发明的一些实施例应用消隐。对于消隐应用来说，也存在几种可能性。一种简单的方法是只使用脉冲串位置信息和恒定的消隐持续时间。此外，可从有限的预定集合中获得消隐窗口位置。所述位置被选择成以致消隐间隔部分重叠，至少能够处理位于任意位置的脉冲串，只要它们短于重叠部分的长度。消隐窗口长度的受限选择有助于减小加权计算中所需的存储器。处理消隐的一种更复杂，更有效的方式是基于既利用位置信息又利用持续时间信息。属于满足脉冲串标准的检测窗口的那些样本可被消隐。现在加权计算应用与消隐窗口位置及其长度相关的信息。对于许多可能性来说，每次需要加权值时，利用程序计算所述加权值。消隐窗口的形状可以是简单的矩形。另一方面，也可应用在尾部具有平滑过渡的整形消隐窗口。这种窗口导致的失真较小，在一些实现中是有益的。

本发明的一些实施例应用载波校正值的估计。对于载波校正值的估计来说，也存在数种可能的方法。最普通的方法之一应用所有已知信息，即导频值和保持带值(或者至少导频值外加属于导频光栅(raster)m的那些保护带值)。利用所有这种可用在先信息，可计算每个载波校正。如上所述，这会导致性能提高很小的一些复杂实现。另一种方法是只应用两个最接近的导频信号来估计载波值校正。在本实施例中，可以应用实际的协方差函数(计算的，模拟的或测量的；甚至可以包括“在传输中”导出协方差函数的测量装置，不过该测量装置能够建立更复杂的方法)，或者如上所述的简化方法，另外可使用不同于本文中给出的简单线性近似的其它近似。就导出协方差函数来说，存在两个可能的主要方针：1)使消隐窗口保持在其原始位置，在考虑到实际位置的情况下导出协方差函数，2)通过移位/旋转输入样本，以致消隐窗口始终以零为中心(或者在其附近的固定位置)，采用另一种方法。在后一实施例中，在继续进入接收器中之前，每个载波值需要独立的相位校正(图5的例子中的方框515)。

本发明的一些实施例应用第一估计量的校正。实现第一估计量的校正的主要方式是：从载波的对应第一估计量中减去估计的校正值。但是，根据输入缓冲器(IB)(503)是否被旋转，校正后的载波值可能需要相位校正。

在接收器装置上的芯片上实现本发明的优选实施例。例如，本发明被包括在接收器装置上的DVB-T芯片中。另一方面，本发明可用在广播系统中干预数据通信量的中间装置中，例如桥接至少两个不同的网络接口之间的通信的网关。本发明的一些实施例支持IP数据广播接收器中的便携式接收，并且可能能够在苛刻的条件下工作。从而，实施例的性能促进了本发明的优点，例如经济性。例如，DVB-T提供分配数据的有效廉价的方式，即使在苛刻或者吵杂的条件下，实施例也能促进广播数据流的低延迟、更简单的接收。

前面已描述了图7。下面，对应的附图标记被用于对应的部分。图7的例子描述了接收器的功能方框图。图7的接收器306可以用在图4、5和6的任意/全部例子中。接收器306包括处理单元CPU703，多载波信号接收器部分705和用户接口UI(701，702)。多载波信号接收器部分705和用户接口UI(701、702)与处理单元CPU 703耦接。用户接口UI(701、702)包括使用户能够使用接收器306的显示器和键盘。另外，用户接口UI(701、702)包括接收和再现音频信号的麦克风和扬声器。用户接口UI(701、702)也可包括语音识别(未示出)。处理单元703包含微处理器(未示出)，存储器704，可能还有软件SW(未示出)。软件SW可存储在存储器704中。微处理器根据软件SW，控制接收器306的操作，例如数据流的接收，数据接收中，脉冲串噪声的容忍，显示用户接口中的输出，和从用户接口UI接收的输入的读取。在图5和6的例子中描述了一些操作。例如，硬件(未示出)包括检测信号的装置，解调装置，检测脉冲的装置，消隐存在大量脉冲噪声的符号的那些样本的装置，和计算估计量的装置，获得权重和载波校正值的装置，和执行受损数据的校正的装置。

仍然参见图7，另一方面，可以应用固件或软件实现(未示出)。接收器306可以是用户能够舒适地携带的手持式装置。有利的是，接收器306可以是蜂窝移动电话机，所述蜂窝移动电话机包括接收广播传输流的多载波信号接收器部分705。于是，接收器306可与服务提供商交互作用。

图8表示了关于具有2048个载波的OFDM信号的结果的例子，其中根据本发明的另一实施例，证明了较少延迟的脉冲干扰减少。从而，用具有2048 OFDM信号的例子证明了该方法的潜能，所述OFDM信号具有间隔12的导频信号，和从0-1704的有效载波。已利用具有随机相位和幅度的载波产生了测试信号。“数据载波”的幅度已被限制，以致导频功率是数据载波的最大功率的16/9倍。产生的信号样本在时域被消隐(具有从292-417的索引的125个样本)。曲线800代表无消隐的原始信号。虚线802代表具有消隐的接收频谱。图8中表示了频域中的原始信号和消隐信号。利用带圈的曲线(804)给出了根据本发明的校正结果。导频信号位于索引732、744和756。为了清楚起见，只呈现了一部分频谱。另外，图8还描述了根据本例的解码信号。还可注意到至少载波幅度更好地与本发明匹配。

图9表示了从0-500的载波的均方差的例子，其中根据本发明的另一实施例，证明了较少延迟的脉冲干扰减少。均方差应用接收载波复数值和每个载波的原始值的差值的平方绝对值。图9描述了前500个载波的这些均方差。曲线900代表只具有消隐的结果。曲线902代表根据本发明的校正结果。可断定在误差功率方面，至少存在大约10倍的差值。实际上，在整个OFDM符号内，获得的本例的计算的功率差值[＝和只进行消隐相比，由本发明引起的改进]为16.4dB，校正信号的残留误差功率为-28.5dB，这应提供优质的连接。

最好，本发明提供相当简单的装置来减小高电平的脉冲串，只要样本中，它们的长度小于或者基本上与OFDM信号中的导频载波的数目相同。例如，对于8k系统，脉冲串长度约为100微秒，对于2k系统，脉冲串长度约为25微少。对于这样的长度，性能可被恢复到至少可适用于最稳健的调制模式的水平。对于更短的脉冲串来说，甚至能够采用更敏感的模式。

上面说明了本发明的特定实现和实施例。对本领域的技术人员来说，本发明显然并不局限于上面给出的实施例的细节，相反，在不脱离本发明的特征的情况下，可在利用等同手段的其它实施例中实现本发明。本发明的范围只由附加的权利要求限定。

Claims (42)

1.一种用于接收多载波信号的方法，所述方法包括下述步骤：

检测所述信号内至少一个脉冲干扰的存在，

在存在由所述至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号，

确定所述具有消隐的信号的估计量，

确定载波校正值，其中所述载波校正值基于与已知信息相比的某些载波值偏离以及所述消隐，和

利用所述载波校正值影响估计量，从而获得所需信号的再现。

2.按照权利要求1所述的方法，其中所述确定估计量的步骤包括：利用所述具有消隐的信号的时域-频域变换来计算所述估计量，并暂时存储所述估计量。

3.按照权利要求1所述的方法，其中所述确定载波校正值的步骤包括下述步骤：

计算观测的导频值和导频载波的已知值之间的差值，其中导频载波的已知值包括所述已知信息，

计算与消隐位置以及所应用的基于导频的系统相对应的加权值，

根据每个载波的所述差值和所述加权值，来计算载波校正值。

4.按照前述任意权利要求所述的方法，还包括在所述确定估计量的步骤之前，以使消隐窗口基本以第一样本位置为中心的方式移位采样信号，并在转发校正后的估计信号之前，补偿每个载波的相移的步骤。

5.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述检测步骤基于滑动窗口的计算。

6.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述检测步骤基于监视超过信号幅度的阈值。

7.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述检测步骤基于监视幅度的变化。

8.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述消隐步骤包括消隐基本上与脉冲干扰相一致的预定数量的数字值。

9.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其申所述消隐步骤包括预定的一组消隐窗口位置。

10.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述消隐步骤包括消隐与脉冲干扰相一致的数字值。

11.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述消隐步骤基于脉冲干扰的位置和持续时间的应用。

12.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述消隐步骤包括消隐直接受所述脉冲干扰影响的数字值以及与脉冲干扰相邻的数字值。

13.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中消隐窗口包括矩形消隐窗口以及在尾部具有平滑过渡的消隐窗口的至少一个。

14.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中对于基于不同导频值的不同载波，计算载波校正值。

15.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中根据两个最接近的导频计算载波校正值。

16.按照权利要求15所述的方法，其中在载波校正值的计算中，应用协方差函数。

17.按照权利要求16所述的方法，其中在导出所述协方差函数时，考虑到消隐窗口的位置。

18.按照权利要求16所述的方法，其中按照使消隐窗口的位置基本上以第一样本为中心的方式，移位输入样本。

19.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述某些载波值包括受所述脉冲干扰影响的接收信号的观测导频载波值。

20.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述已知信息包括在先接收的导频载波值。

21.按照权利要求20所述的方法，其中所述在先接收的导频载波值包括乘以导频频率上的信道估计量的传送导频值。

22.按照权利要求21所述的方法，其中所述在先接收的导频载波值不受脉冲干扰的影响。

23.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述已知信息包括内插的导频载波值，其中所述内插的导频载波值从一组接收的OFDM符号中获得，其中受脉冲干扰影响的某些导频载波值根据在所述某些导频载波值之前和之后接收的导频载波值而被插值。

24.按照权利要求23所述的方法，其中所述导频载波值被乘以在相应导频频率上的信道估计量。

25.按照权利要求24所述的方法，其中所述之前和之后接收的导频载波值不受脉冲干扰的影响。

26.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中在接收信号的至少一个OFDM符号中含有导频载波值。

27.按照权利要求1至3中任何一项所述的方法，其中所述多载波信号包括OFDM信号。

28.按照权利要求27所述的方法，其中所述OFDM信号至少在DVB系统和ISDB-T系统之一中是可操作的。

29.一种用于接收多载波信号的接收器，所述接收器包括：

用于检测所述信号内至少一个脉冲干扰存在的第一电路，

用于在存在由所述至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号，并确定所述具有消隐的信号的估计量的第二电路，

用于确定载波校正值的第三电路，其中所述载波校正值基于与已知信息相比的某些载波值偏离以及所述消隐，和

用于利用所述载波校正值影响所述估计量，从而获得所需信号的再现的第四电路。

30.按照权利要求29所述的接收器，其中所述多载波信号包括OFDM信号。

31.按照权利要求30所述的接收器，其中所述OFDM信号至少在DVB系统和ISDB-T系统之一中是可操作的。

32.按照权利要求29所述的接收器，其中所述接收器还包括与提供信号的服务提供商交互作用的装置。

33.按照权利要求32所述的接收器，其中所述用于交互作用的装置包括可在蜂窝移动网络的覆盖范围内工作的蜂窝移动模块。

34.按照权利要求29所述的接收器，其中所述用于确定估计量的第二电路包括实现所述具有消隐的信号的时域-频域变换的电路。

35.按照权利要求34所述的接收器，其中所述用于确定载波校正值的第三电路被设置成：

计算观测的导频值和导频载波的已知值之间的差值，其中导频载波的已知值包括所述已知信息，

计算与消隐位置以及所应用的基于导频的系统相对应的加权值，

根据每个载波的所述差值和所述加权值，来计算载波校正值。

36.按照权利要求29所述的接收器，还包括广播多载波信号接收摸块。

37.按照权利要求29所述的接收器，其中所述接收器包括获得在信号内接收的至少一个服务的用户终端。

38.一种接收多载波信号的系统，所述系统包括：

用于检测所述信号内至少一个脉冲干扰存在的装置，

用于在存在由所述至少一个脉冲干扰导致的大量脉冲噪声的情况下，消隐样本，从而获得具有消隐的信号的装置，

用于确定所述具有消隐的信号的估计量的装置，

用于确定载波校正值的装置，其中所述载波校正值基于与已知信息相比的某些载波值偏离以及所述消隐，和

用于利用所述载波校正值影响所述估计量，从而获得所需信号的再现的装置。

39.按照权利要求38所述的系统，其中所述系统包括DVB系统和ISDB-T系统的至少一个。

40.一种接收OFDM信号的方法，所述方法包括下述步骤：

检测至少一个脉冲串的存在，

消隐受到所述至少一个脉冲串影响的样本，

计算所述具有被消隐样本的信号的时域-频域变换，从而获得估计量，

计算观测的导频值和导频载波的已知值之间的差值，

计算与消隐窗口位置相一致的加权值，

根据每个载波的所述差值和加权值，计算载波校正值，和

从所述估计量中减去所述载波校正值，获得所需信号的再现。

41.按照权利要求40所述的方法，其中根据下面的公式计算所述加权值：

$\underset{\‾}{w}={\left({\underset{\‾}{\underset{\‾}{C}}}_p\right)}^{-1}{\underset{\‾}{c}}_b\left(k\right)$

其中w表示加权值，C_p表示导频偏离，c_b(k)表示载波索引值。

42.按照权利要求40所述的方法，其中根据下面的公式计算所述载波校正值：

b_k＝w ^T P，

其中b_k表示载波校正值，w表示加权值，P表示导频偏离值。

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