CN102948119B

CN102948119B - 提供用于在网络中进行低开销通信的定界符

Info

Publication number: CN102948119B
Application number: CN201180028863.4A
Authority: CN
Inventors: L·W·央格三世
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2010-04-12
Filing date: 2011-04-12
Publication date: 2016-04-20
Anticipated expiration: 2031-04-12
Also published as: CN102939736A; KR20130008608A; EP2559203A4; WO2011130309A1; CN107181660A; KR20130018296A; BR112012026336A2; JP5543664B2; US20110280332A1; CN102939730A; CN102939730B; US9001909B2; CN102939737B; EP2559202A1; US8781016B2; US9326317B2; US20140029645A1; US20110280329A1; JP5602939B2; KR20120137505A

Abstract

在共享介质上从第一站向至少一个第二站传送波形包括：形成波形的第一部分，该第一部分包括具有预定码元长度的码元，该码元包括用存储在第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给第二站的信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量；形成该波形的第二部分，该波形的第二部分包括与该波形的第一部分的至少初始片段相关的片段；以及在共享介质上传送包括该第二部分以及在时间上跟着的该第一部分的该波形。

Description

提供用于在网络中进行低开销通信的定界符

相关申请的交叉引用

本申请要求于2010年4月12日提交的其全部内容通过援引纳入于此的美国临时申请S/N.61/323,326、以及于2010年4月13日提交的其全部内容通过援引纳入于此的美国临时申请S/N.61/323,434的优先权。

技术领域

本公开涉及提供用于在网络中进行低开销通信的定界符。

背景

用于在网络中通信的一些技术涉及将数据调制在经由共享介质传送的信号上。例如，也称为离散多频调（DMT）的正交频分复用（OFDM）是扩频信号调制技术，其中介质的可用带宽被细分成数个窄带、低数据率的信道（Ch）或“载波”。为了获得高频谱效率，这些载波的频谱彼此交迭和正交。数据以码元的形式传送，码元具有预定历时且涵盖某个数目的载波。在这些载波上传送的数据可使用诸如二进制相移键控（BPSK）、正交相移键控（QPSK）、或m位正交调幅（m-QAM）等调制方案在振幅和/或相位上被调制。替换地，也可以使用其他调制技术。

许多有线和无线网络技术使用包括前置码、头部和有效载荷部分的物理协议数据单元（PPDU）格式。前置码通常包括预定信号（例如，在一个或更多个OFDM码元上传送），其用于PPDU开始检测以及初始信道估计以解码头部。头部提供网络管理信息以供接收方正确地解码有效载荷（例如，频调映射索引）。另外，头部可提供用于恰当的网络操作（例如，虚拟载波感测）的信息。PPDU之后通常跟着后续短PPDU，其提供来自接收机的对该PPDU的确收。对于有噪的有线和无线介质，前置码、头部和确收通常被设计成在各种信道状况下操作并因此倾向于为了可靠而在历时上相对较长。然而，这些项目相对于携带有效载荷的传输部分增加了开销。

概述

在一方面，一般而言，一种用于在共享介质上从第一站向至少一个第二站传送波形的方法包括：形成波形的第一部分，该第一部分包括具有预定码元长度的码元，该码元包括用存储在第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给第二站的信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，第一组和第二组频率分量的载波频率是由该码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍；形成该波形的第二部分，该波形的第二部分包括与该波形的第一部分的至少初始片段相关的片段；以及在共享介质上传送包括该第二部分以及在时间上跟着的该第一部分的该波形。

各方面可包括以下特征中的一个或多个特征。

该方法进一步包括：使用预定义窗函数对该第一和第二部分加窗。

该方法进一步包括：至少部分地交迭经加窗的第一和第二部分。

第二部分用于自动增益控制。

在另一方面，一般而言，一种耦合至共享介质的发射机包括电路系统，其配置成：形成波形的第一部分，该第一部分包括具有预定码元长度的码元，该码元包括用存储在第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给第二站的信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，该第一组和第二组频率分量的载波频率是由该码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍；形成该波形的第二部分，该波形的第二部分包括与该波形的第一部分的至少初始片段相关的片段；以及在共享介质上传送包括该第二部分以及在时间上跟着的该第一部分的该波形。

各方面可包括以下特征中的一个或多个特征。

该发射机进一步配置成：使用预定义窗函数对该第一和第二部分加窗。

该发射机进一步配置成：至少部分地交迭经加窗的第一和第二部分。

第二部分用于自动增益控制。

在另一方面，一般而言，一种用于在第一站处经由共享介质从第二站接收波形的方法包括：接收该波形的第一部分，并在第一站中存储代表接收到的第一部分的数据；接收该波形的第二部分，以及检测代表接收到的第一部分的所存储数据与代表接收到的第二部分的初始片段的数据之间的相关；以及响应于检测该相关，从该接收到的第二部分解调具有预定码元长度的码元，该码元包括用存储在第一站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用从第二站传达的信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，该第一组和第二组频率分量的载波频率是由该码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍。

在另一方面，一般而言，一种耦合至共享介质的接收机包括电路系统，其配置成：接收波形的第一部分，并在第一站中存储代表接收到的第一部分的数据；接收该波形的第二部分，以及检测代表接收到的第一部分的所存储数据与代表接收到的第二部分的初始片段的数据之间的相关；以及响应于检测该相关，从接收到的第二部分解调具有预定码元长度的码元，该码元包括用存储在第一站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用从第二站传达的信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，该第一组和第二组频率分量的载波频率是由该码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍。

本发明的众多优点（其中一些可仅在其各种方面和实现中的一些方面和实现中达成）中包括以下优点。

在各个帧内传达数据分组的通信系统中，各种因素决定了任何给定帧的最小大小。一些系统使用包括数个具有预定码元长度（或多种预定码元长度之一）的码元的帧，诸如使用OFDM调制的系统。帧的长度取决于构成该帧的码元数目。码元可附有循环扩展以计及由于信道特性（诸如延迟张开）造成的定时不定性。因此，N个毗邻码元的序列可长于码元长度的N倍。在OFDM调制的情形中，越密集地间隔的载波对应于越长的码元长度，因为载波频率是由码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍。

在各个帧内传送分组的效率和整体吞吐量由致力于某些形式的开销（例如，用于帧开始检测和信道估计的前置码、在有效载荷内包括分组数据的帧内的帧控制数据、诸如确收分组之类的不包括分组数据的帧、以及帧间时间延迟）的带宽与致力于携带分组数据的有效载荷的带宽之比来决定。在一些情形中，帧始于一个或更多个前置码码元，前置码码元用于同步帧的开始，其也增加了开销。在帧内发送小量数据（例如，只有帧控制数据而无有效载荷的帧）的情形中，较长的码元长度可降低吞吐量，因为即使正发送的数据放在码元的小部分内，该帧也需要是码元长度的倍数。在正发送大量数据且每码元比特数目增加从而导致以比特计的给定大小的有效载荷放在较少码元内的情形中，较长的定界符码元长度也会降低吞吐量。

在可以频繁地传达短有效载荷的情形中，以执行本来由专用前置码码元提供的一些功能并且还编码原本在分开的码元中发送的一些数据（诸如帧控制数据、或者甚至是短有效载荷的一部分）的定界符码元来开始帧可降低开销并由此增大吞吐量。该定界符码元还可执行提供对信道特性的估计的功能。

影响前置码或帧控制的冲激噪声不利地影响对有效载荷的恢复。短定界符码元由于其减小的历时因此通常较不易受冲激噪声或噪声尖峰所影响。减小前置码和帧控制的历时（例如，在一些情形中从110微秒减小到大约50微秒）导致解码有效载荷失败的减少。在一些情形中，这是由于对于较短的定界符码元，导致前置码检测和/或帧控制检测丢失的冲激噪声事件的概率较小。

在详细描述、附图和权利要求书中将发现本发明的其他特征和优点。

附图说明

图1是网络配置的示意图。

图2是通信系统的框图。

图3是编码模块的框图。

图4A-4M是与各种传输方案有关的时序图。

图5A-5E是用于处理定界符码元的规程的流程图。

图6是示出解码模块中的示例性操作的流程图。

图7A是示出用于OFDM码元的示例性编码方案的示意图。

图7B和7C是示出用于MIMOOFDM码元的示例性编码方案的示意图。

图8A和8B是描绘接收机处在信道估计期间的示例性操作的流程图。

图9A示出有噪信号。

图9B示出窗函数。

图9C示出经滤波信号。

图10描绘与包括转发式传输的方案有关的时序图。

图11A-11C示出与延迟式确收有关的时序图。

图12A、12B、13、14A和14B示出设置定界符字段的示例的时序图。

图15A是使用至少一个转发器由各站进行的示例性传输序列的示意图。

图15B、16和17示出与包括转发式传输和延迟式确收的方案有关的时序图。

具体描述

本发明有大量可能的实现，有太多实现而不能全部在本文中描述。以下描述目前优选的一些可能实现。然而，不论多强烈地强调都不为过的是，这些只是对本发明的实现的描述而非对本发明的描述，本发明不限于本节中描述的具体实现，而是以权利要求书中更广义的术语来描述的。

如图1中所示，网络配置100提供共享通信介质110以供数个通信站102A-102E（例如，计算设备、或视听设备）彼此通信。通信介质110可包括一种或更多种类型的物理通信介质，诸如举例而言同轴电缆、非屏蔽双绞线、电力线、或无线信道（使用在发射天线与接收天线之间传播的电磁波）。网络配置100还可包括诸如桥接器或转发器之类的设备。通信站102A-102E使用由网络接口模块106所使用的预定物理（PHY）层和媒体接入控制（MAC）层通信协议来彼此通信。MAC层是数据链路层的子层并且例如根据开放系统互连（OSI）网络架构模型来提供至PHY层的接口。网络配置100可具有多种网络拓扑（例如，总线形、树形、星形、网状）中的任一种。

在一些实现中，这些站使用以下描述的低开销定界符技术以提高该网络上的帧内的数据传输效率。低开销定界符也可被称为单码元定界符（SSD）。SSD可用在OFDM系统中作为帧开始（SOF）定界符。在一些实现中，SSD还可用作其他波形的定界符，诸如确收（例如，ACK/SACK）或请求发送/清除发送（RTS/CTS）波形的定界符。定界符码元通常在构成帧的码元序列之前传送。在一些实现中，定界符码元可包括用导频序列来编码的载波，该导频序列确认该帧在估计到达时间附近的存在性。该导频序列也称为前置码。定界符码元还可用作用于调整跟在该定界符之后的码元序列的采样时间的定时参考，以及提供对信道特性（例如，冲激响应和/或频率响应）的估计。在一些实现中，定界符码元还包括用开销数据和/或有效载荷数据来编码的数据载波。例如，帧控制数据载波可用MAC层协议中使用的数据来编码，并且有效载荷数据载波可用该帧的有效载荷的至少一部分（诸如高层分组）来编码。帧控制信息也称为头部。在一些实现中，短帧可用于定界符码元。在一些情形中，短帧可包括用帧控制数据（例如，指示先前帧已被接收的确收帧）、或者用帧控制数据及适合放在定界符码元内的短有效载荷两者来调制的定界符码元。在一些情形中，定界符码元内的导频载波可用于初始信道估计以解码编码在该定界符码元的其他载波上的非导频数据。导频载波和非导频数据载波两者随后可用于形成更准确的信道估计以解码来自该定界符码元之后的码元的数据。

在一些实现中，网络配置100使用“中央协调器”（CCo）站。在特定网络配置中，任何站（例如，102B）可被指定成用作CCo站。CCo是为网络配置100中的至少一些其他站提供某些协调功能的通信站。在单个CCo的协调下操作的各站的集合被称为基本服务集（BSS）。由CCo执行的功能可包括以下一项或更多项：在站加入BSS之际对该站进行认证、预设各站的标识符、以及对介质接入进行调度和定时。在一些实现中，CCo广播重复的信标传输，该BSS中的各站可从该信标传输确定调度和定时信息。该信标传输可包括携带由各站用于协调通信的信息的字段。虽然每个重复的信标传输的格式基本上类似，但每个传输中的内容通常发生改变。信标传输近似周期性地重复，并且在一些实现中同步至通信介质110的特性。在一些情形中，代理协调器（PCo）可用于管理对CCo“隐藏”的站（例如，不可靠地接收来自CCo的信号的站）。

在一些实现中，网络接口模块106使用包括用于在网络配置100包括展现出变化的传输特性的通信介质110时改善性能的特征的协议。例如，通信介质110可包括房屋中的可任选地耦合至其他介质（例如，同轴电缆线）的AC电力线。

电力线通信系统使用现有的AC布线来交换信息。由于它们被设计成用于低频传输，AC布线在用于数据传输的较高频率上提供变化的信道特性。例如，信道特性可取决于所使用的布线和实际布局而变化。为了提高各种链路之间的数据率，各站可动态地调整其传输参数。该过程称为信道适配。信道适配包括提供规定可在每条链路上使用的传输参数集的适配信息。适配信息可包括诸如所使用频率、调制参数、以及前向纠错（FEC）方案等参数。

任何两个站之间由通信介质110提供的通信信道可展现出变化的信道特性，诸如噪声特性和频率响应的周期性变动。为了在存在变化的信道特性的情况下改善性能和QoS稳定性，各站可将信道适配与AC线的频率（例如，50或60Hz）同步。一般而言，AC线循环的相位和频率展现出取决于生产该AC线的发电厂、连同本地噪声和负载变化的变动。与AC线频率的同步使得各站能使用针对AC线循环的特定相位区域进行优化的一致信道适配。此类同步的示例在于2006年1月23日提交的美国专利申请No.11/337,946中描述，该申请的全部内容通过援引纳入于此。

减轻由变化的信道特性引起的潜在损伤的另一方面涉及使用稳健的信号调制格式，诸如OFDM。使用OFDM调制的示例性通信系统在以下描述。

各种通信系统架构中的任一种可用于实现将数据转换成在通信介质上传送的信号波形以及将此类信号波形转换成数据的网络接口模块106部分。用于在站上运行的应用的通信协议以携带在帧的有效载荷内的片段或“分组”的形式向网络接口模块106提供数据以及从网络接口模块106接收数据。“MAC协议数据单元”（MPDU）是MAC层要求PHY层传输的帧。MPDU可具有基于正传送的数据类型的各种格式中的任何格式。“PHY协议数据单元（PPDU）”是指表示在电力线上传送的MPDU的经调制信号波形。

在OFDM调制中，数据以OFDM“码元”的形式传送并且帧由一个或更多个码元构成。每个码元具有预定时间历时或即码元时间T_s。每个码元是从彼此正交且形成OFDM载波的N个正弦载波波形的叠加生成的。每个载波具有峰值频率f_i和从码元开头测量的相位Φ_i。对于这些相互正交的载波中的每一个载波，码元时间T_s内包含该正弦波的总数个周期。等价地，每个载波频率是频率间隔Δf=1/T_s的整数倍。载波波形的相位Φ_i和振幅A_i可独立地选择（根据恰适的调制方案）而不影响所得经调制波形的正交性。这些载波占据频率f₁与f_N之间的频率范围，其称为OFDM带宽。

参照图2，通信系统200包括发射机202，用于在通信介质204上向接收机206传送信号（例如，OFDM码元序列）。发射机202和接收机206两者可被纳入每个站处的网络接口模块106中。通信介质204提供表示在网络配置100的通信介质110上从一个站到另一个站的路径的“信道”。

在发射机202处，实现PHY层的模块从MAC层接收MPDU。发射机202包括编码模块220、映射模块222、调制模块224、后处理模块226、以及模拟前端（AFE）模块228。发射机202形成要在通信介质204上传送的码元序列，包括如以下更详细地描述的在该序列（称为“码元集”）开头的定界符码元。

MPDU在编码模块220中被处理以执行诸如加扰、卷积编码、交织和分集复制等处理。参照图3，示例性编码模块220包括加扰器300、编码器302、交织器304、以及分集复制器306。

加扰器300赋予由MPDU表示的信息更随机的分布（例如，以降低长串0或1的概率）。在一些实现中，使用诸如以下的生成器多项式将该数据与重复伪噪声（PN）序列进行“异或（XOR）”：

S(x)=x¹⁰+x³+1(式1)

加扰器300中的状态比特在处理MPDU的开始处被初始化为预定序列（例如，全1）。来自加扰器300的经加扰信息比特可由编码器302编码，编码器302使用各种编码技术中的任一种（例如，卷积码）。编码器302可生成数据比特流并且在一些情形中生成辅助信息，诸如一个或更多个奇偶校验比特流。例如，编码器302可使用Turbo码来为m个输入信息比特的每个块生成表示输入信息的m个“数据比特”（d）的块、与这些信息比特相对应的n/2个“奇偶校验比特”（p）的第一块、以及与这些信息比特的已知置换相对应的n/2个奇偶校验比特（q）的第二块。这些数据比特和奇偶校验比特一起提供可用于纠正潜在错误的冗余信息。该方案产生具有速率m/(m+n)的码。

交织器304交织从编码器302接收到的比特。交织可例如对与MPDU的预定部分相对应的块执行。交织确保给定信息块的冗余数据和奇偶校验比特在频率上分布（例如，在不同载波上）以及在时间上分布（例如，在不同码元上），以提供纠正由于局部化信号干扰（例如，在时间和/或频率上局部化）而出现的错误的能力。交织可确保MPDU的给定部分的冗余信息被调制到均匀分布在OFDM带宽上的各载波上，从而有限的带宽干扰不太可能破坏所有这些载波。交织还可确保冗余信息被调制到不止一个码元上，从而宽带但短历时的干扰不太可能破坏所有这些码元。

在称为ROBO模式的一些通信模式中，分集复制器306执行附加处理以在输出数据流中生成增加的冗余。例如，ROBO模式可通过以不同循环移位多次读取一缓冲器位置以在编码模块220的输出处通过多个比特表示每个经编码比特来引入进一步的冗余。

可以使用其他类型的编码器、交织器、和/或分集复制器，它们也提供冗余以使得能从少于所有经调制载波的载波或少于所有经调制码元的码元恢复MPDU的每个部分。

再次参照图2，经编码数据被馈送入映射模块222，其取决于用于当前码元的星座（例如，BPSK、QPSK、8-QAM、16-QAM星座）获取数据比特群（例如，1、2、3、4、6、8、或10个比特），并将由这些比特表示的数据值映射到当前码元的载波波形的同相（I）和正交（Q）分量的相应振幅上。这导致每个数据值与相应的复数C_i=A_iexp(jΦ_i)相关联，该复数的实部对应于具有峰值频率f_i的载波的I分量且其虚部对应于该载波的Q分量。替换地，可使用将数据值与经调制载波波形相关联的任何恰适的调制方案。

映射模块222还根据“频调掩码”来确定OFDM带宽内的哪些载波频率f₁，...,f_N（或“频调”）被系统200用来传送信息。例如，可避免在特定区域（例如，北美）中很可能干扰获许可实体的一些载波，并且不在这些载波上辐射功率。在给定区域中销售的设备可被编程为使用为该区域配置的频调掩码。映射模块222还根据“频调映射”来确定将在频调掩码中的每个载波上使用的调制类型。该频调映射可以是默认频调映射（例如，用于多个站之间的冗余广播通信）、或由接收站确定的已针对通信介质204的特性进行适配的定制频调映射（例如，用于两个站之间更高效的单播通信）。若站（例如，在信道适配期间）确定频调掩码中的载波不适合使用（例如，由于衰落或噪声），则频调映射可规定该载波将不用于调制数据，而是代替地可对该载波使用伪随机噪声（例如，用来自伪噪声（PN）序列的二进制值调制的相干BPSK）。为了使两个站进行通信，它们应当使用相同的频调掩码和频调映射，或者至少知道另一个设备正使用什么频调掩码和频调映射，从而信号能被正确地解调。

MPDU中的第一个码元通常是称为定界符码元的码元。此类定界符码元中的一些载波可用作导频载波。导频载波可用接收机已知的预定振幅和相位来调制。此类导频载波可被接收机用于各种目的。例如，接收机可检测导频载波的存在性（例如，使用匹配滤波器）以确定在预期时隙中是否发送了定界符码元。定界符码元的到达时间与预期到达时间的任何偏差可用于预测或估计下一个码元将在何时被采样。导频载波还可用于估计信道的特性，包括例如信道的冲激响应和信道对导频载波的已知相位的影响。导频载波可均匀分布在所使用的频谱区域的一部分上。例如，每第四个载波可用作导频载波。未用作导频载波的其余载波（也称为数据载波或非导频载波）可用于编码数据，包括帧控制数据以及在一些情形中还包括有效载荷数据。使用定界符码元的至少一些载波来编码数据减少了由于定界符码元造成的开销，由此提高了系统的吞吐量。

调制模块224执行将映射模块222确定的N个复数（其中一些可能是0以用于未使用载波）的所得集合调制到具有峰值频率f₁，...,f_N的N个正交载波波形上。调制模块224执行离散傅里叶逆变换（IDFT）以形成离散时间码元波形S(n)（针对采样率f_R），其可写为：

S (n) = Σ_{i = 1}^{N} A_{i} \exp [j (2 πin / N + Φ_{i})]

式(2)

其中时间索引n从1到N，A_i是具有峰值频率f_i=(i/N)f_R的载波的振幅以及Φ_i是该载波的相位，并且j=√-1。在一些实现中，离散傅里叶变换对应于快速傅里叶变换（FFT），其中N是2的幂。

后处理模块226将连贯（潜在交迭的）码元序列组合成“码元集”，其可作为连续块在通信介质204上传送。为了减轻码元间以及载波间干扰（例如，由于系统200和/或通信介质204中的不理想），后处理模块226可将每个码元的一端延长一循环扩展（例如，前缀），该循环扩展为该码元另一端的副本。后处理模块226还可执行其他功能，诸如向码元集内的码元子集应用脉冲定形窗（例如，使用升余弦窗或其他类型的脉冲定形窗）并交迭这些码元子集。

调制模块224或后处理模块226可包括频谱定形模块，该频谱定形模块根据“振幅掩码”来进一步修改包括经调制码元的信号的频谱（例如，如于2006年12月21日提交的美国申请S/N.11/614,729中描述的，该申请的全部内容通过援引纳入于此）。虽然可通过在网络中的各站之间交换消息来改变频调掩码，但振幅掩码使得站能衰减在某些载波上传送的功率而无需在这些站之间交换消息。因此，频谱定形模块使得能响应于变化的频谱约束通过调整可能引起干扰的载波的振幅来实现动态频谱定形。在一些情形中，频谱定形模块响应于诸如检测到来自获许可实体的传输之类的事件将频率分量的振幅设置成低于预定极限。振幅可被设置成低于正常用于调制信息（例如，根据预定星座）的预定水平，以使得所得辐射功率不会干扰其他设备。振幅掩码还可指示载波将完全失效，即相应的振幅设为0。经衰减的载波即使以0振幅传送也仍被接收站处理，从而调制及编码方案得以保持。

一般而言，两个进行通信的站不一定需要知道另一个站正在使用什么振幅掩码（或完全无需知道另一个站是否正在使用振幅掩码）。因此，在此类情形中，在使用振幅掩码来部分地或完全衰减（即关闭）载波时，不需要对发射机与接收机之间的调制方案进行修改。在一些情形中，接收站在经衰减载波上检测到不良信噪比并且可从经更新的频调映射（其确定频调掩码内的载波如何被调制）中排除它们，由此指示这些载波不被用于调制数据。在一些情形中，使接收机知道发射机所使用的振幅掩码是有利的。例如，当接收机使用平滑（例如，在频域进行滤波以降低噪声能量）来生成信道（例如，每载波）的更好估计时，则关于每个载波上的传送振幅的知识可用于恰当地对该估计进行滤波而不会增加畸变。

在一些实现中，频谱定形模块可被包括在后处理模块226中，例如作为减小信号中一个或更多个窄频带的振幅的可编程陷波滤波器。

AFE模块228将包含该码元集的连续时间（例如，经低通滤波的）版本的模拟信号耦合至通信介质204。波形的连续时间版本S(t)在通信介质204上进行传输的效应可由与函数g(τ;t)的卷积来表示，函数g(τ;t)表示在该通信介质上进行传输的冲激响应。通信介质204可添加噪声n(t)，其可以是随机噪声和/或由扰乱源发射的窄带噪声。

在接收机206处，实现PHY层的模块从通信介质204接收信号并为MAC层生成MPDU。码元处理模块230执行诸如定界符检测、时间同步、以及信道估计等功能，以向解调器/解码器模块232提供定时信息、信道估计信息、以及每个码元的经采样信号值。解调器/解码器模块232执行离散傅里叶变换（DFT）以提取表示经编码值的N个复数的序列（通过执行N点DFT）。解调器/解码器模块232解调这些复数DFT值以获得相应的比特序列并对这些比特执行恰适的解码（包括解交织、纠错、以及解扰）。

解调还包括处理收到信号（例如，在获得DFT值以后）以移除信道对所传送信号的影响。可从作为定界符码元的一部分被接收到的导频载波来估计表示信道对载波的相位和振幅的影响（例如，信道的相敏频率响应）的“相干参考”，因为所传送的导频载波是接收机已知的。由于导频载波仅表示定界符码元中使用的载波的小部分，因此对数据载波（其不一定是接收机已知的）的影响可基于导频载波进行内插。如以下更详细地描述的，从解调器/解码器模块234获得的关于原始传送了什么数据的信息可被反馈给码元处理模块230以提高相干参考的准确性。

码元处理模块230在基于定时信息的预测定界符到达时间开始采样来自通信介质204的值，该定时信息诸如是已同步至一个或更多个其他站的时钟的本地时钟的值、以及在一些情形中若网络包括CCo站则是先前接收到的信标传输（例如，如于2006年1月24日提交的美国申请S/N.11/339,293中描述的，该申请的全部内容通过援引纳入于此）。即使定时参考是基于接收到的信标传输来确定的，来自给定站的帧的到达时间仍可能存在不定性，因为每个传送和接收站与CCo站之间的相对传播延迟可能不是已知的。在一些实现中，定界符可在其开头处和/或在末尾处设有循环扩展。通过此类循环扩展，关于定界符的预期开始时间的准确性具有灵活性。可排除在定界符码元的开头或末尾处出现的信号值的采样（若对定界符码元的采样开始得晚了或早了），因为这些值在定界符码元的末尾和开头两处重复。在一些实现中，若定界符包括用数据（例如，来自帧控制和/或有效载荷、或确收信息）调制的载波，则对信号的采样在一定容限内关于定界符的预期开始时间更精确地定时，以确保携带已知前置码信息和未知数据的载波保持正交。

码元处理模块230还可从定界符码元中的导频载波获得定时信息。解调器/解码器模块232可使用此类定时信息来补偿定界符码元的到达时间预测中的不定性。例如，即使在采样开始得晚了或早了的情况下没有丢失信息，时间偏移也可能导致DFT值的预期相位的变化。解调器/解码器模块232可对所有DFT值进行相移以补偿至少部分地从对应于导频载波的DFT值推导出的时间偏移（因为时域中的时移等效于频域中的线性相移）。时间偏移还可用于确定对后续帧的定界符码元将到达接收机的时间的更准确预测。可使得用于后续码元的循环扩展（或其他形式的保护区间）的长度足够大以计及任何残留定时不定性。

在已获取定界符码元的采样并获得初始相干参考之后，码元处理模块230可执行“定界符检测”以确认定界符码元的存在性。解调器/解码器模块232可（在一些情形中与定界符检测并发地）使用初始相干参考来解调和解码经编码并调制到数据载波上的数据。在该数据已被正确解码（例如，如由完整性校验值确认的）之后，该数据可被重新编码以获得对整个定界符码元的重构，该重构随后可被用作更准确的相干参考（因为不需要内插）以解调和解码跟在该定界符码元之后的其余有效载荷码元。

在一些情形中，可迭代地生成多个（并且逐渐更准确的）相干参考。例如，若定界符码元中的一些数据载波被用于帧控制数据以及一些数据载波被用于有效载荷数据，则仅帧控制数据可在第一轮被解调和解码以重新生成已知的导频载波并用于将帧控制数据重新编码到定界符码元的相应载波上。所得的重新生成的码元仍对其余未知的有效载荷数据载波使用一些内插（例如，使用滤波或平滑）。然而，在此类情形中，比初始相干参考情形中更少数目的载波需要内插。另一新相干参考随后可从该重新生成的定界符码元生成并用于解调和解码其余的有效载荷数据载波。在一些实现中，该过程可通过生成从不对任何载波使用内插的重新生成的定界符码元获得的第三、甚至更准确的相干参考而继续。此类相干参考随后可用于解调和解码跟在该定界符码元之后的码元。可对定界符码元执行的处理量可限于定界符码元的采样结束与下一码元的采样开头之间存在的时间量。

通信系统200的任何模块（包括发射机202和接收机206中的模块）可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

随着网络技术进步到下一代，较高物理层数据率的益处可通过降低由于前置码、头部和确收信号造成的开销而更好地实现。

图4A示出OFDM码元的示意图。现在参照图4B，示出了HomePlugAV中使用的PPDU格式的示例示意图。在此示例中，AV前置码是多个5.12微秒的OFDM码元，长度总计为51.21微秒。AV帧控制（AVFC）OFDM码元的长度为59.28微秒。AV前置码加上AVFC的长度总计约为110.5微秒。其余OFDM码元包含有效载荷。

如图4C中所示，PPDU之后跟着是选择性确收（SACK），SACK经由包括AV前置码和AVFC但不包括有效载荷码元的附加短PPDU来传送。PPDU与该短PPDU之间的响应帧间空间（RIFS_AV）在此示例中为80微秒。因此，用户数据报协议（UDP）有效载荷的总开销为RIFS_AV+2*(AV前置码长度+AVFC长度)=301微秒。表1示出了假设有效载荷为20,000字节数据以及三种不同信道物理层（PHY）数据率：100Mbps、500Mbps和1,000Mbps情况下的有效UDP吞吐量和效率。

表1

PHY数据率(Mbps)	100	500	1,000
				有效数据率(Mbps)	84.2	257.6	347.1
UDP效率(%)	84.2%	51.5%	34.7%

在传输控制协议（TCP）的情形中，开销问题进一步加剧，因为PPDU返回TCP确收，由此增加了附加开销。在HomePlugAV中，称为双向突发的PPDU格式（例如，如于2008年5月9日提交的美国申请S/N.12/118,613中描述的，该申请的全部内容通过援引纳入于此）被用于减少与TCP确收相关联的一些开销。图4D示出了此类格式的示例。在图4D中所示的示例中，诸TCP确收被放在单个OFDM有效载荷码元内，其长度为48.52微秒。在此示例中，TCP有效载荷的总开销为2*RIFS+3*(AV前置码长度+AVFC长度)+OFDM有效载荷码元=540微秒。

表2示出了假设有效载荷为20,000字节数据以及三种不同信道物理层（PHY）数据率：100Mbps、500Mbps和1,000Mbps情况下的有效TCP吞吐量和效率。

表2

PHY数据率(Mbps)	100	500	1,000
				有效数据率(Mbps)	74.8	186.0	228.6
TCP效率(%)	74.8%	37.2%	22.9%

定界符、响应帧间空间以及携带TCP确收的OFDM码元的长度减小可有助于产生更高PHY数据率（例如，大于100Mbps）带来的益处。一般而言，缩短定界符的长度可能不利地影响定界符的可靠性，尤其是在有噪介质中。定界符是根据它们在其中操作的信道来设计的。例如，在HomePlugAV的情形中，定界符被设计为短的，同时在信噪比（SNR）低于0dB的信道上提供可靠检测。一般而言，在HomePlugAV中需要至少1个完整OFDM码元来提供对信道的可靠估计以解码有效载荷OFDM码元。

在一些实现中，前置码、帧控制以及可任选的至少一部分有效载荷可被编码在OFDM码元定界符中，以减少由于定界符造成的开销。此类编码方案的示例在图7A中示出。在此类方案中，所有传输都使用TDMA并且很好地同步。另外，PPDU的开始通常在接收机处是已知的。

在使用单OFDM码元定界符的一些实现中，PPDU的开始点必须被准确地检测到。这例如可通过检测前置码来进行。一般而言，在诸如CSMA之类的异步传输的情形中，PPDU的开始不被接收机提前知道。在一些实现中，在使用单OFDM码元定界符的情形中，预定义时间（例如HomePlugAV信标周期（图4E中示出））以及网络时间基可用于提供同步以支持可靠的PPDU开始检测和解码。此类同步还在于2006年1月23日提交的美国申请S/N.11/337,946中以及在美国专利No.7,558,294中描述，它们的全部内容通过援引纳入于此。

在一些实现中，定界符（也称为帧开始（SOF）定界符）的时间历时可减小，例如减小到55微秒或更少。在一些实现中，SACK的时间历时也可减小，例如减小到27微秒或更少。定界符和SACK的历时的此类减小可使用缩短的（例如，一半或更小长度的）OFDM码元来达成。缩短的OFDM码元的长度可根据信道来调整。例如，该长度对于良好信道可以较短，而对于不良信道可以较长。对于此类情形中的信标传输，可使用较长的AV前置码以提高网络中的所有站将检测到该信标传输的机会。

对于UDP，假设具有减小的RIFS（例如，减小到20微秒）的半码元SACK，使用延迟式确收，开销为：SOF定界符+RIFS+SACK。在本示例中，开销等于102微秒。在一些实现中，RIFS可显著短于20微秒（在一些情形中甚至接近0）并且可取决于发射机和接收机以及在发射机与接收机之间进行协商（由接收机指定）。

在TCP的情形中（其示例在图4F中示出），假设带有TCP确收有效载荷的半码元长度SACK，延迟对（诸）最后PHY块的确收以使得RIFS可减小（例如，减小到20微秒）并且对TCPACK的确收被延迟（例如，延迟到下一传输的SOF），则开销可计算为：SOF定界符+RIFS+SACK。在该示例中，开销因此为102微秒。

表3示出了假设有效载荷为20,000字节数据以及三种不同信道物理层（PHY）数据率：100Mbps、500Mbps和1,000Mbps情况下的有效UDP和TCP吞吐量以及效率。从表3可以看出，通过使用缩短的和延迟式SACK，吞吐量和效率可显著提高。

表3

数据率(Mbps)	100	500	1,000
				有效PHY速率(Mbps)	94.0	379.1	610.7
TCP/UDP效率(%)	94.0%	75.8%	61.1%

用于MIMO的单OFDM码元定界符

前置码载波集合可被指派给NxM多输入/多输出（MIMO）系统中的N个发射机中的每一个，其中N是发射机（或发射天线）的数目而M是接收机（或接收天线）的数目，并且其中M通常等于或大于N。用于MIMO系统的示例编码方案在图7B中示出。在此示例中（对于电力线上的2x2MIMO），25%的前置码载波被指派给两个发射机中的一个发射机，而另外25%的前置码载波被指派给另一个发射机。在用于在电力线介质上操作的MIMO系统的一些实现中，可使用电力线介质的三种导体（火线、零线、和地线）的不同配对来实现多个天线。例如，各站可使用在火线-零线导体之间施加的电压作为第一天线以及使用在火线-地线导体之间施加的电压作为第二天线，用于传送和接收MIMO信号。假设该信道的冲激响应的长度小于单码元定界符（SSD）的码元长度的1/4，则接收机可通过内插来自每个发射机的每个前置码载波集合的载波来获得对用于所有载波的完整MIMO信道矩阵的准确估计。关于信道冲激响应是SSD长度的1/4的假设是由于25%的载波被用于每个前置码而作出的。在该示例中，另一假设是载波间距对于每个前置码载波集合是均匀的。也可对非MIMO系统作出第二种假设。虽然MIMOSSD可能仍包括帧控制载波和有效载荷载波，但一般而言，此类非前置码载波的数目与非MIMO系统相比是较少的。在一些实现中，MIMOSSD所要求的前置码载波数目取决于以下一项或更多项：载波间距、信道的冲激响应的长度、以及在接收机处这些载波的信噪比。指派给前置码、帧控制和有效载荷的SSD载波部分可基于各种信道状况来选择。

2x2的完整MIMO信道矩阵在4个步骤中计算。

1.由第一发射机（TX1）传送并由第一接收机（RX1）接收的前置码载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第一矩阵元素H11的估计。

2.由TX1传送并由第二接收机（RX2）接收的前置码载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第二矩阵元素H12的估计。

3.由TX2传送并由RX1接收的前置码载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第三矩阵元素H21的估计。

4.由TX2传送并由RX2接收的前置码载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第四矩阵元素H22的估计。

以上4个步骤中的每个步骤可与其他步骤独立地执行。例如，这些步骤可按任何次序或甚至并行地执行。一旦计算出该2x2MIMO信道矩阵，就通过应用该矩阵以分离来自每个发射机TX1和TX2的个体帧控制和/或有效载荷流来执行对MIMO有效载荷的解码。

帧控制可用各种方式来编码。在一些实现中，帧控制被编码，并且随后副本被编码以获得冗余。该编码还可包括错误控制编码，诸如FEC编码。在一些实现中，经编码帧控制流被分成多个数据流，每个发射机用于一个数据流。在副本编码的情形中，这多个流可被细分以使得为每个流选择信息和奇偶校验比特来最大化每个比特的不同副本在频率中的间隔。在接收机处解码收到数据包括在多个接收机（或接收天线）中的每一个上处理流并组合这些副本。解码还可包括执行FEC解码，优选地使用turbo、低密度奇偶校验（LDPC）或类似的纠错码。

在一些实现中，帧控制信息被编码以使得每个发射机发送经编码帧控制载波的一部分。此类方案的示例在图7C中示出。用于编码帧控制的此类方案可改善性能以及对MIMO信道矩阵的估计。图7C示出了2x2MIMO的示例，其中帧控制载波中的一半由发射机（或发射天线）TX1传送，另一半由发射机（或发射天线）TX2传送。在该示例中，在接收机（或接收天线）RX1和RX2处解码信号如下执行：

1.如上所述地估计完整的2x2MIMO信道矩阵。

2.H11连同RX1使用以及H12连同RX2使用以解码由TX1传送的帧控制载波。

3.H21连同RX1使用以及H22连同RX2使用以解码由TX2传送的帧控制载波。

4.使用完整的帧控制载波集合来解码帧控制信息，包括使用例如FEC方案和副本组合来纠错、以及验证该帧控制信息被正确地解码（例如，使用循环冗余校验（CRC））。

5.若该帧控制的CRC是有效的，则该帧控制被重新编码以生成TX1和TX2上的帧控制载波的传送状态（重新编码和重新生成该传送状态可包括FEC编码、生成副本、以及执行调制）。由于CRC被确定为有效，在帧控制信息被FEC解码之前可能已存在于该帧控制信息中的任何错误将不存在于该新近重新编码的帧控制信息中，这使得即使对于可能携带了太多噪声而在首次被接收时不能正确解调的载波也能重新生成传送状态。

6.由TX1传送并由RX1接收的前置码和帧控制载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第一矩阵元素H11的修正估计。

7.由TX1传送并由RX2接收的前置码和帧控制载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第二矩阵元素H12的修正估计。

8.由TX2传送并由RX1接收的前置码和帧控制载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第三矩阵元素H21的修正估计。

9.由TX2传送并由RX2接收的前置码和帧控制载波被内插且任选地滤波以获得对用于所有载波的第四矩阵元素H22的修正估计。

以上4个步骤6.-9.中的每个步骤可与其他步骤独立地执行。例如，这些步骤可按任何次序或甚至并行地执行。

在另一种办法中，附加的载波集合可用有效载荷信息进行MIMO编码，并且使用步骤6.–9.中确定的MIMO信道矩阵，该有效载荷片段可被解码、CRC验证以及重新编码以确定该码元中的其余载波的状态。可使用该已知前置码、已知帧控制和已知有效载荷载波执行进一步处理以估计更准确的MIMO信道估计以用于解码相继（或其余）码元的经MIMO编码的有效载荷。

在一些实现中，信道估计期间的滤波（或平滑和/或内插）包括：利用码元长度显著长于信道冲激响应长度以及（例如，使用FIR滤波器）在频域中对载波集合进行滤波来达成在时域中对估计冲激响应加窗的效果。在一些情形中，这减少了噪声。例如，可使用升余弦窗来对冲激响应加窗，其中该窗的非零值可以是码元长度的小部分，且对冲激响应的估计的其余部分被设为0。在一些实现中，对前置码载波进行后处理以估计该窗需要居中于冲激响应中的位置。通常，加窗居中于冲激响应的峰值周围。

图8A、8B描绘了信道估计过程中的示例性操作的流程图。通常情况下，图8A中描绘的操作达成与图8B中描绘的操作基本相同的效果。在图8A中，使用滤波器（例如，数字FIR滤波器）在频域中对来自前置码或参考载波的信道估计进行滤波。FIR滤波器可以是相应的窗函数的频域表示。在图8B中，使用诸如IFFT之类的变换将这些估计转换到时域以产生对信道的冲激响应的估计（图9A）。在一些实现中，对前置码载波进行附加后处理以确定该窗需要居中于冲激响应中的位置。将该冲激响应乘以窗（诸如图9B中所示的窗）以使得该窗的范围之外的噪声被消除，从而得到对信道的冲激响应的经噪声滤波估计。可使用诸如FFT之类的另一种变换将经噪声滤波估计变换回频域。

在一些实现中，对帧控制的CRC校验被用于确定是否存在有效信号。如果CRC被确定为有效，则其确认PPDU的有效开始的存在性。在一些实现中，对前置码载波的纠正也可用于确认PPDU的有效开始的存在性。

有噪信道中的快速（短时间）载波感测

一般而言，由于非常低的SNR条件，简单的能量感测载波检测不能可靠地用在电力线上。在此类条件下，信道上的能量变化非常小，而冲激噪声通常较大。此类条件通常导致大量的漏报和误报。在此类低SNR条件下操作的系统（诸如HomePlugAV）依赖于对前置码信号的基于相关（correlation）的检测来进行载波感测。

一般而言，系统（诸如HomePlugAV）的争用时隙时间显著少于帧控制码元时间或数据OFDM码元时间。例如，HomePlugAV通过对前置码使用5.12μSOFDM码元从而检测该前置码来进行载波感测。这通常是用于帧控制和有效载荷的OFDM码元的长度的1/8。

在除了前置码以外还用帧控制和有效载荷数据中的一者或更多者来编码定界符码元中的载波的一些实现中，除非整个码元被采样，否则前置码信号不能被可靠地检测。仅在整个码元被采样并且前置码载波经由诸如FFT之类的变换被提取时，才能确认前置码的存在性。当定界符码元中的载波还用非前置码数据来编码时，该定界符内的某些载波上的数据（且因此该定界符的内容作为整体）是接收机未知的。在此类情形中，接收机不能对该定界符执行基于时域相关（或匹配滤波）的检测，因为该定界符的时域信号码型是接收机未知的。在一些实现中，这通过复制定界符码元的至少一部分并正好在传送该定界符本身之前传送复制的部分作为该定界符的扩展来解决。在一些实现中，该扩展是定界符OFDM码元开头处的短部分的副本（任选地具有固定偏移）。这借助于图4G中的示例来解说。在此类情形中，接收机使用相关将该扩展与定界符码元的开头作比较以进行载波感测检测。若在争用时隙中检测到载波感测，则各站将推迟传送。在一些实现中，该扩展还可用于设置自动增益控制（AGC）。在一些实现中，需要对该扩展和/或定界符码元加窗以维持频谱陷波（例如，用于减少进入受限频带——诸如业余频带——中的辐射的陷波）。对于SACK以及对于使用TDMA发送的PPDU，不需要该扩展。

在一些实现中，扩展与定界符分开预定偏移。偏移的长度、副本的长度以及争用时隙的长度可基于一个或更多个因素来选择。例如，前置码检测（载波感测）必须发生在一个争用时隙内（信号采样加上硬件等待时间）以退让于恰当的CSMA操作。在此类情形中，副本加上偏移的长度必须小于争用时隙时间。然而，副本和偏移的长度必须足够长，以在预期信道状况下支持充分可靠的信号检测。在一些实现中，还考虑加窗对信号检测可靠性的影响。在一些实现中，副本足够长以使AGC在对定界符信号进行采样以检测前置码（用于时间同步和信道估计）、帧控制以及若存在的有效载荷之前稳定。

该快速载波感测机制使得能减小争用时隙时间的历时，从而提高CSMA的性能。在不使用该快速载波感测的情况下，必须处理整个SSD才能确定信号的存在性（即，载波感测）。这导致争用时间可能大于SSD，并且还由于增加的处理而产生附加等待时间。例如，在HomePlugAV中，OFDM码元历时为40.96微秒，而争用时隙时间为35.84微秒。在基于HomePlugAV的系统中使用SSD而不使用快速载波感测导致争用时隙时间大于40.96微秒。使用快速载波感测将争用时隙时间维持在35.84微秒或者在一些情形中进一步减小争用时隙时间。

同步

在一些实现中，争用时隙包括与信标周期完全同步地使用的优先级决定时隙（PRS）和争用决定时隙（CRS）。这借助于图4H中的示例来解说。通常，PPDU（排除SACK）的传输在CRS边界上开始。PRS用于使某些站能断言优先级，如以下更详细地描述的。

在一些实现中，接收机对信号进行采样和处理以在下一CRS结束之前检测载波。若感测到载波，则接收机通常对第一OFDM码元（定界符）进行采样并使用频域相关（在诸如FFT之类的变换之后）来检测前置码。前置码载波被用于估计用于对该定界符之后的有效载荷OFDM码元进行采样的定时以及对信道进行估计从而解码帧控制。在一些实现中，在成功的FEC解码和CRC校验之后，帧控制被重新编码并与前置码组合以生成对信道的更好估计，从而解码定界符中的有效载荷和/或帧控制。在一些实现中，第一个成功解码的有效载荷FEC块被重新编码并与前置码和帧控制载波组合以生成对该信道的更好估计，用于解码后续有效载荷码元。在图6中作为示例来示意性地描绘了该过程。

在一些实现中，当传输根据CRS边界来进行时，接收机可能需要先验知道在何处采样（或开始采样）以检测SSD。连续搜索（如通常用于前置码检测的连续搜索）在SSD检测中是不实用的，因为前置码、帧控制以及可能的有效载荷混合在单个OFDM码元中。在此类情形中，接收机根据CRS边界同步至时间基。在一些情形中，可能需要补偿发射机与接收机之间的传播延迟。该补偿可能需要应用于正传送的PPDU的定时和/或接收采样的定时。该传送和/或接收传播延迟补偿可能需要应用于CSMA争用时隙中的PPDU、TDMA分配或对PPDU的立即ACK（SACK）除了发射机和（诸）目标接收方，传播延迟补偿可能需要考虑网络中的其他站，对于CSMA尤其如此。对于广播传输，传播延迟补偿可能需要在每个目标接收机处进行调整。

时隙同步

在一些实现中，同步包括网络中各站之间的时隙同步或时隙对准。在一些实现中，此类时隙对准可以是相对于信标传输的。在一些实现中，信标可使用CSMA争用来传送。在此类情形中，信标位置可基于话务而不可预测地变动。在此类情形中，可使用信标周期的逻辑开始点（其可能在信标传输中所包括的调度中传达）来代替信标位置本身。在一些实现中，信标位置或信标周期的逻辑开始点本身可与外部信号对准。例如，在HomePlugAV中，信标周期（至少近似地）与基础AC线循环对准。

在一些实现中，SSD也可基于网络时钟或时间基。此类网络时钟或时间基一般在主节点处维护。主节点向所有站提供主时钟的时戳以使得这些站能精确地跟踪网络时钟。在一些实现中，可从网络时钟推导时隙边界，即使错过几个信标传输亦然。

例如，在HomePlugAV中，由主节点传送的信标包括网络时间基的时戳以及信标周期中各个区间的分配信息（即，调度信息）。信标中的时戳可由网络中的所有站用于同步至网络时间基。该调度信息可用于确定TDMA分配和CSMA分配的开始和结束。在一些实现中，该调度信息可对多个信标周期有效，由此使得各站即使偶尔错过信标信号也使用其分配。网络中的各站可组合该调度信息的知识与网络时间基以确定时隙边界。例如，分配的第一时隙边界可对准各分配的开始，而所有后续时隙边界可基于时隙历时的知识以及网络时间基来确定。

在一些实现中，CSMA传输使用时隙边界来确定优先级决定信号需要在何处传送。优先级决定信号使得站能指示话务优先级，由此允许较高优先级话务在较低优先级话务之前被传送。用于传送优先级决定信号的优先级决定时隙（PRS）之后跟着是CRS，具有最高优先级话务的各站在这些CRS中竞争信道接入。CRS也使用时隙边界来检测来自其他站的传输的开始。

在一些实现中，TDMA传输也可使用时隙边界。例如，TDMA分配中的第一传输可在该TDMA分配的第一时隙边界处开始。该TDMA分配中的所有后续传输在其他时隙边界处开始。该办法使得错过一个或更多个传输的（诸）接收机能接收后续传输。

在一些实现中，新的或近期添加的站具有获得时隙同步信息的机制。例如，新的站可通过用各种预定时隙偏移处理观察到的SSD信号来自动推导时隙同步。在一些实现中，网络的主节点可传送不需要时隙同步就能被检测到的专用信号（例如，信标）（例如，不使用SSD而是使用传统前置码和帧控制的信标传输）。此类专用信号使得新的站能迅速确定时隙对准。该信息也可被现有的站用于维护其时隙对准。

延迟式选择性确收

在一些实现中，例如在诸如HomePlugAV之类的协议中，SACK在PPDU之后立即传送以向发射机指示以下一者或更多者：1)多个片段被正确地接收，2)没有冲突（在CSMA的情形中）以及3)当前频调映射集（比特负载）仍是恰适的（例如，信道尚未显著改变）。在一些实现中，SSD的使用允许用较少的处理时间来生成SACK信号，因为前置码不再是独立于SACK传输内容的固定信号。在此类情形中，可能需要比通常可用的响应帧间空间（RIFS）更长的RIFS来生成完整的经编码SACK信号。例如，在HomePlugAV1.1的将来版本（称为HomePlugAV2.0）中使用SSD的情形中，由于前置码不再是独立信号，大约50微秒（少于所要求时间）可供用于解码最后片段并生成（使用现有的硬件）整个SACK，而整个SACK在其中可使用RIFS和前置码信号时间两者的HomePlugAV1.1的先前版本中是可用的。在一些实现中，具有增加的复杂性（和成本）的硬件可用于提供更快的处理，以使得整个SACK信号可在通常可用的RIFS内生成。在一些实现中，部分SACK信号（即，对接收到的片段子集进行确收的SACK）可被用作紧跟在PPDU之后的SACK，以避免增大所要求的RIFS，并且可能使得能减小RIFS。在此类情形中，在部分SACK中进行确收的片段数目可被确定成使得对这些片段的解码以及对用于这些片段的SACK信号的编码可在可用RIFS内处理。在此类情形中，SACK协议改变成使得一些片段（例如，在PPDU的最后OFDM有效载荷（数据）码元中结束的那些片段）不被确收直至将来的传输。此类延迟式SACK方案的示例在图4I中示意性地示出。

在图4I中描绘的示例中，用于生成SACK的处理时间包括RIFS和最后OFDM有效载荷（数据）码元的长度。在一些实现中，在最后两个或更多个OFDM有效载荷码元中结束的片段可在将来的SACK中确收，以提供甚至更多的处理时间供硬件生成紧跟在该PPDU之后的SACK。使用该机制，在中等硬件处理复杂性和速度的情况下，RIFS可减小到接近0。在图4I中描绘的示例中，在立即SACK中没有被确收的片段在将来SACK中进行确收。在一些实现中，发射机可发送请求以获得对未经确收的片段的确收信息。例如，若发射机不具有任何待发数据，则它可发送该请求并且接收机用待发确收信息进行响应。

也可使用其他办法来传达未经确收的片段。在一些实现中，接收机可将确收信息包括作为其发送给发射机的任何传输的一部分。例如，若接收机有任何要给发射机的待发数据，则其可将确收信息包括在此类传输的帧控制中。接收机还可发送包括确收信息的控制帧。

即使没有使用单码元定界符（SSD），也可使用延迟式确收方案。例如，可使用该延迟式确收方案以减小HomePlugAV中的响应帧间空间（RIFS）。该延迟式确收方案可与HomePlugAV中的MPDU突发相组合。例如，发射机可发送4个MPDU的突发并且接收机作为响应传送包括对前三个MPDU中的所有片段以及对第四MPDU中的一部分片段的确收信息的SACK。最后MPDU中未经确收的片段可使用延迟式确收方案例如通过使用将来SACK来确收。

在一些实现中，发射机可确定是否可对不同传输使用延迟式确收。例如，对于延迟敏感话务，比如IP语音（VoIP），发射机可请求接收机立即提供对整个有效载荷的确收。在一些实现中，仅在有去往接收机的连续话务时才能使用延迟式确收。这降低了仅仅为了获得关于其确收被延迟的数据的确收而发送单独传输的可能性。在一些实现中，发射机可在帧控制信息中指示是否可对有效载荷使用延迟式确收。在一些实现中，发射机还可传达需要其延迟式确收的有效载荷部分。例如，发射机可选择对最后OFDM码元或最后两个OFDM码元中的有效载荷是否需要延迟式确收。在一些实现中，发射机可使用有效载荷的字节数和/或历时（例如，以OFDM码元计）来确定是否可对传输使用延迟式确收。例如，发射机可在该字节数大于预定阈值时使用延迟式确收。

在一些实现中，接收机也可确定是否使用延迟式确收。例如，接收机可使用有效载荷中的字节数或有效载荷的历时来确定接收机是否将延迟对该有效载荷的某个部分的确收。在一些实现中，发射机和接收机可在使用延迟式确收之前彼此协商（例如，使用管理消息）与延迟式确收相关联的参数。

在一些实现中，延迟式确收可用于具有特定特性的话务。例如，延迟式确收对于高优先级话务可关闭，并且仅用于较低优先级话务。这使得高优先级话务以较低等待时间被递送。

延迟式确收可与UDP话务以及TCP话务联用。延迟式确收可与HomePlugAV中用于TCP话务的双向突发进行组合（例如，双向突发的示例性实现在美国专利公开No.2008/0279126中描述，其通过援引纳入于此）。图11A示出组合延迟式确收与双向突发的示例。在此示例中，由发射机发送帧开始（SOF）定界符、继之以TCP数据。该TCP数据的一部分由接收机使用紧跟在该TCP数据之后的反向帧开始（RSOF）来立即确收（即，使用MAC层确收）。对该TCP数据的其余部分的MAC层确收被包括在后续RSOF中。RSOF之后可跟着是TCP确收。在该示例中，这些TCP确收之后紧跟着是发射机的MAC层确收。MAC层确收使用单独的选择性确收（SACK）定界符。这使得遭破环的TCPACK能响应于MAC层SACK被重传。

图11B示出组合延迟式确收与双向突发的另一示例。在此示例中，TCP数据的一部分由接收机使用紧跟在该TCP数据之后的RSOF来立即确收（即，使用MAC层确收）。对该TCP数据的其余部分的MAC层确收被包括在后续RSOF中。RSOF之后跟随着是TCP确收。对这些TCP确收的MAC层确收可在下一SOF定界符中传送。该办法通过将对TCP确收的确收包括在SOF中使得能更高效地使用介质。

在以上示例中，SOF、RSOF和SACK可使用SSD格式或某种其他格式。例如，SOF可使用HomePlugAV1.1定界符格式，而RSOF使用SSD格式。MAC层确收可使用各种各样的办法，包括选择性确收、通信性确收等。在一些实现中，对TCP确收的MAC层确收也可使用延迟式确收。

当站传送对先前延迟了其确收的数据的确收时，该站可能不得不确保发射机能清楚地将这些确收映射到相应的数据。在一些实现中，数据可划分成片段，其中每个片段被指派序列号。传送这些确收的站可包括这些确收所对应的片段的序列号。在一些实现中，每个MPDU或MPDU突发可分别包括MPDU序列号或MPDU突发序列号。在站传送对MPDU或MPDU突发的确收时，该站可或者隐式地或者显式地指示该确收所对应的MPDU或MPDU突发。这使得接收机能正确地将这些确收映射到相应的数据。

图11C示出解说将延迟式确收绑定至相应的数据的示例。在该示例中，发射机发送在有效载荷中具有7个数据片段的SOF。发射机包括设为1以标识该MPDU的突发计数字段。跟在第7个数据片段之后的SACK提供对前5个数据片段的确收。对数据片段6和7的确收被延迟。发射机在某个稍晚时间发送其突发计数被设为2的另一个MPDU。该接收机发送包括对具有突发计数=1的MPDU中的数据片段6和7的延迟式确收的SACK。在该示例中，传送该SACK的站将在对突发计数=N的SACK中自动包括对突发计数=N-1的延迟式确收。这可使得能正确地将延迟式确收映射到相应的数据。例如，在图11C中，若在具有突发计数=1的MPDU之后立即传送的SACK没有被接收到，则发射机可重传具有突发计数=1的相同数据。这使得接收机能知道这是重传且因此仅包括对具有突发计数=0的MPDU的延迟式确收信息。

对传播延迟的补偿

对SSD的可靠检测要求来自发射机的信号以预期位置在（诸）接收机处被接收到。如上所述，为了可靠地检测SSD，可能需要接收机和/或发射机处的时隙同步、或者SSD与时隙边界对准。一般而言，由信号引发的传播延迟将影响接收机处SSD与时隙边界的对准。在一些实现中，可在发射机和（诸）接收机中的一者或更多者处补偿传播延迟。在一些实现中，发射机通过在该时隙中但以基于从提供定时的站至该发射机的传播延迟而调整成较早的定时来传送SSD信号，从而补偿传播延迟。在此类情形中，在一时隙中开始的所有传输同时发生，但可能在不同时间到达每个接收机。

在一些实现中，接收机调整定时以使得来自发射机的SSD信号在已知的（或可预测的）时间被接收到。在此类情形中，接收机可连续地（或者在所需基础上）调整其定时以最大化对SSD的检测可靠性。

在一些实现中，也可以使用以上办法的组合。一般而言，发射机和接收机还可测量传播延迟并使用测得的信息作为其传播延迟补偿技术的一部分。

在一些实现中，发射机调整传送时间以确保其以目标接收机预期的时间在该接收机被接收到。在此类情形中，发射机补偿从提供定时的站至该发射机的传播延迟以及还有从该发射机到接收机的传播延迟两者。

在一些实现中，扩展保护区间（GI）使得接收机能容忍SSD信号与时隙边界的偏移。该扩展保护区间也增加了附加开销，由此降低了信令效率。

当在TDMA分配中使用SSD时，并且在有单个发射机和单个接收机的场合，可使用以上办法中的一种或更多种。例如，发射机可使用传播延迟补偿连同SSD上的某个附加GI来容适信道变化和/或传播延迟估计误差。

当在TDMA分配中使用SSD时，并且在有单个发射机和多个接收机的场合，基于发射机的传播延迟补偿本身可能是不足的，因为传播延迟对于不同接收机一般是不同的。在此类情形中，使用基于接收机的传播延迟补偿（在每个接收机获悉关于TDMA区间开始的到达时间的场合）将能够最小化（或消除）扩展保护区间。

SSD也可用在其中多个站可进行传送的共享分配中。共享分配的一个示例是CSMA/CA分配，其中各站使用退避算法进行竞争以获得对介质的接入。在共享分配中，接收机一般不具有关于发射机的任何先验知识。此外，传输可能旨在去往单个接收机或多个接收机（例如，广播传输）。在此类情形中，可能需要附加的SSDGI。然而，基于传播延迟的补偿仍可用于减小SSDGI。例如，若网络中任一对站之间的传播延迟在1微秒到3微秒的范围中，则发射机可补偿最小传播延迟（即，1微秒）以使得SSDGI至少较短（在此示例中，仅2微秒）。替换地，接收机可获悉供PPDU到达其位置的最小和最大等待时间并在该最小与最大到达时间中间进行采样。

在一些实现中，具体传输的位置可以是先验已知的。例如，在一些技术中（例如，HomePlugAV、802.11），接收机在传输之后立即确收对传输的接收状态。在此类情形中，基于传播延迟的补偿可用于最小化（或消除）在该确收上对SSDGI的需要。该补偿可由发射机或接收机或这两者执行。

在一些实现中，发射机可选择是否对确收使用SSD格式。在此类情形中，发射机可初始选择非SSD确收格式直至能估计传播延迟，此后它可选取SSD确收。

示例性传播延迟测量

一对发射机和接收机之间的传播延迟可使用各种技术来测量。例如，在使用立即确收的系统中，发射机可基于确收的位置来测量传播延迟。

图4J解说了一示例，其中站A（发射机）基于选择性确收（SACK）的位置来测量至站B（接收机）的传播延迟。

CSMA/CA分配中的示例性传播延迟补偿

图4K用具有三个节点（站A、站B和站C）的网络解说了其中没有使用传播延迟补偿的示例。在此示例中，SSD的保护区间必须足够大以处置最大传播延迟（即，Δ2）。

图4L示出相同的网络，其中站A通过提早Δ1传送SSD来补偿了传播延迟。在此示例中，SSD的保护区间必须足够大以处置传播延迟的最大变化（即，Δ2-Δ1）。

在一些实现中，时隙边界由网络中的单个站（例如，CCo）建立。从CCo至其他站的传播延迟可导致各个站处的时隙边界位置变化。网络中的每个站可补偿时隙边界位置以计及该站与CCo之间的传播延迟，从而所有传输准确地在时隙边界上开始。若没有进行该补偿，则SSDGI可能需要延长到超过网络内的最大传播延迟。

与传统站（即，不支持SSD的站）的SSD操作

在一些实现中，支持SSD的站可能需要与不支持SSD的站共享介质。例如，可能需要在传统站（例如，HomePlugAV1.1站）和新式站（例如，支持SSD的将来版本的HomePlugAV站，诸如HomePlugAV2.0站）在彼此的干扰射程内的网络中使用SSD。在此类情形中，可如下使用SSD：

a.在提供给AV2.0站（即，AV2.0发射机和AV2.0接收机）的TDMA分配期间使用

b.在仅AV2.0站可使用的专门CSMA分配期间使用

SSD还可用于在AV1.1和AV2.0之间共享的分配期间传送确收。例如，SSD确收可在共享CSMA分配期间使用。图4M解说了AV1.0MPDU序列和经修改AV1.1MPDU序列，其中AV1.0定界符用于长MPDU且SSD用于确收。在此情形中，AV1.0定界符中的帧长度必须设置成使得AV1.1和AV2.0站两者对优先级决定信令（PRS）时隙的开始具有相同的解读。在存在传统站的情况下，SSD可用于不需要由传统站接收的任何传输。

图12A和12B解说了在采用SSD确收的情况下设置SOF字段的方法的示例，这些SSD确收允许与传统HomePlugAV1.1站恰当地共存。图12A示出AV2.0介质活动，其中SOF被传送之后跟着是有效载荷。该有效载荷之后跟着是响应帧间空间（RIFS_SSD），跟着分别是SSDSACK和争用帧间空间（CIFS_SSD）。CIFS_SSD是上一个传输（SACK）结束与争用（在CSMA中）或传输机会（在TDMA中）开始之间的间隙。该间隙允许发射机至接收机逆转。例如，若一个站传送了SACK并且正预期接收另一分组，则CIFS_SSD将允许该站将其硬件配置成从传送状态转到接收状态。CIFS_SSD结束之后跟着是优先级决定码元（PRS）时隙。为了实现与传统AV1.1的兼容性，SOF是使用AV1.1格式来传送的。此外，SOF中的字段的设置是以将使得传统设备能恰当地设置虚拟载波感测（VCS）的方式来进行的，该VCS使得此类设备能恰当地确定下一PRS时隙的开始。在此示例中，AV2站在SOF中指示当前MPDU是该突发中的最后MPDU且没有反向准予被提供给接收机。这向传统AV1.1站指示该PRS时隙将在当前传输完成之后开始。AV2.0站进一步指示该传输的帧长度（FL_SSD），如图12A中所示。具体而言，AV2.0设置帧长度以使得传统站知道PRS时隙何时开始。图12B示出如由传统AV1.1站解读的介质活动。由于AV2.0接收机知晓SSDSACK的存在（例如，SOF中的附加字段可用于指示SSDSACK的存在），它们能如下确定有效载荷的历时：

AV2.0有效载荷历时=FL_SSD+(AV1.1SACK历时+AV1.1CIFS_AV历时)–(RIFS_SDD+SSDSACK历时+CIFS_SSD)。

在一些实现中，SSD定界符也可用于在存在传统AV1.1站的情况下传输反向帧开始（RSOF）。图13示出了在采用SSDRSOF的情况下设置SOF字段的方法的示例，该SSDRSOF允许与传统HomePlugAV1.1站恰当地共存。图13A示出AV2.0介质活动，其中SOF被传送之后跟着是有效载荷。有效载荷之后跟着是响应帧间空间（RIFS_SSD），再跟着是SSDRSOF及其有效载荷。SSDRSOF有效载荷之后跟着是CIFS_SSD。CIFS_SSD之后跟着是PRS时隙。RSOF的存在以及RSOF有效载荷的历时是使用SOF中的基本上不影响传统站的行为的字段来指示的。

在图13中所示的示例中，SOF是使用AV1.1格式来传送的，以实现与传统AV1.1系统的兼容性。此外，SOF中的字段的设置是以使得传统设备能恰当地设置虚拟载波感测（VCS）的方式来进行的，该VCS又使得它们能恰当地确定下一PRS时隙的开始。在此示例中，AV2站在SOF中指示当前MPDU是该突发中的最后MPDU且没有反向准予被提供给接收机。这向传统AV1.1站指示该PRS时隙将在当前传输完成之后开始。AV2.0站进一步指示该传输的帧长度（FL_SSD），如图13A中所示。具体而言，AV2.0站设置帧长度以使得传统站知道PRS时隙的确切开始。传统AV1.1站对所传送信号的解读与以上关于图12B描述的基本相同。在此情形中，由于AV2.0接收机知晓SSDRSOF及RSOF有效载荷的存在，SOF有效载荷的历时如下确定：

AV2.0SOF有效载荷历时=FL_SSD+(AV1.1SACK历时+AV1.1CIFS_AV历时)–(RIFS_SDD+SSDRSOF历时+RSOF有效载荷历时+CIFS_SSD)。

在一些实现中，AV2.0站可能想要在SSDRSOF有效载荷的传输结束之后继续传送。图14A和14B示出了设置SOF字段以确保传统HomePlugAV1.1站在SSDRSOF有效载荷的传输结束之后继续推迟接入该介质的方法的示例。图14A示出AV2.0介质活动，其中SOF被传送之后跟着是有效载荷。该有效载荷之后跟着是响应帧间空间（RIFS_SSD），跟着是SSDRSOF及SSD_RSOF有效载荷。SSDRSOF有效载荷之后跟着是CIFS_SSD。在CIFS_SSD结束时，传送第一SOF的站可保持对该介质的控制并发送另一MPDU。在该示例中，该站发送第二SOF。RSOF的存在以及RSOF有效载荷的历时是使用SOF中的基本上不影响传统站的行为的字段来指示的。

在图14A和14B中所示的示例中，SOF是使用AV1.1格式来传送的，以实现与传统AV1.1的兼容性。此外，SOF中的字段的设置是以使得传统设备能恰当地设置VCS的方式来进行的，该VCS又使得传统设备能在SSDRSOF有效载荷结束之后恰当地推迟接入该介质。在此示例中，AV2站在SOF中指示当前MPDU是该突发中的最后MPDU且反向准予被提供给接收机。这向传统AV1.1站指示另一传输将在当前传输完成之后开始，由此使得它们推迟接入该介质。AV2.0站进一步指示该传输的帧长度（FL_SSD），如图14A中所示。具体而言，帧长度被设置成使得传统站知道下一传输何时开始。图14B示出如由传统AV1.1站解读的介质活动。由于AV2.0接收机知晓SSDRSOF及RSOF有效载荷的存在，SOF有效载荷的历时可如下确定：

AV2.0SOF有效载荷历时=FL_SSD–(RIFS_SDD+SSDRSOF历时+RSOF有效载荷历时+CIFS_SSD)

发射功率变化

在一些实现中，SSD的一些载波上的发射功率电平可被调整以提高检测可靠性。例如，前置码载波与SSD中的其他载波相比（或与后续OFDM码元的载波的功率电平相比）可推升2dB，以帮助提供更好的前置码检测性能和信道估计（相干参考）。功率推升可应用于前置码、帧控制或可能所有载波，并且可应用不同的推升量，诸如对前置码载波应用较高的推升量，对帧控制应用中等推升量，以及对有效载荷载波应用较小推升量。因为SSD相对较短，由于按法规遵从所使用的RF检测器的特性，一些或所有载波可推升较小量（例如，2-3dB）而不会使辐射水平显著增加。

SSD和转发

SSD可用在使用转发器的通信系统中。由于转发涉及数据在递送到目标目的地之前的多次重传，SSD通过减小每次转发的开销来提供性能改善。

图10示出对转发使用SSD的示例方案。在此示例中，来自站A的数据在到达目的地站D之前由站B和C转发。由站B传送的SSD包含对来自站A的先前传输的确收信息。类似地，由站C传送的SSD包含对来自站B的先前传输的确收信息。对来自站C的传输的确收信息是使用从站D传送的SSD来指示的。该示例解说了通过使用SSD可获得的开销减小。该办法可通过使用延迟式确收以减小和/或消除由于RIFS造成的开销来进一步得到增强（例如，如以下参照图15A、15B和16-17描述的）。

图10中所示的方案可用在CSMA和TDMA分配中。在CSMA分配中，站A可在传输之后将对将介质的控制传递给站B。类似地，站B可将控制传递给站C，并且站C可将控制传递给站D。该办法可减小用于信道接入的开销，因为站B、C和D不引发任何信道接入开销（即，它们无需竞争介质接入）。由站B、C和D分别对接收自站A、B和C的传输进行的确收信息的指示使得这些站能在将来传输中重传未递送的有效载荷。在该办法中，中间站（即，站B和C）可能需要存储未成功递送的有效载荷数据，并将其作为将来传输的一部分进行重传。在一些实现中，若中间站不能存储或重传未递送的分组（例如，由于存储器不足），则可使用由图15A和15B解说的办法。

图15A示出了其中站A使用站B作为转发器来向站C传送数据的示例。换言之，站A向站B发送数据，而站B将接收到的数据发送给站C。在此示例中，站C直接向站A发送选择性确收（SACK）。图15B示出从站A至站B的传输包含有效载荷单元{1,2,3,4,5,6}。该示例假设在从站A至站B的传输期间，有效载荷单元3被破环。该示例进一步假设站B重传有效载荷单元{1,2,4,5,6}，其中有效载荷单元5被破环。从C至A的SACK因此指示有效载荷单元{1,2,4,6}被正确地接收到。这使得A重传有效载荷单元{3,5}。各种各样的办法可用于向站A传达关于在站C处正确地接收到的有效载荷单元的信息。在一些实现中，每个有效载荷单元可具有标识序列号。在此类实现中，站C可指示被正确地接收到有效载荷单元的序列号。在一些实现中，有效载荷单元在MPDU内的相对位置可用于确收。在此类情形中，站C可使用位映射来指示有效载荷单元{1,2,3,4,5,6}中的每一个是否在站C处被正确地接收到。在该办法中，站B可向站C通知接收出错的有效载荷单元。该信息可被包括在例如从站B传送的MPDU的SOF中。站C可使用该信息并确定用于向站A指示的确切位映射。在该示例中，站C的SACK位映射为{G,G,B,G,B,G}，其中G（良好）指示该有效载荷单元被正确接收，而B（不良）指示该有效载荷单元接收出错。

在以上示例中，站C直接向站A发送SACK。这仅在站C能直接向站A通信、并且站B用于达成站A与C之间的更高数据率时才是可能的。由于SACK信息与数据相比是相对较小的，因此从站C至站A的SACK直接传输在一些情形中可以更高效。在一些实现中，站C可向站B（或任何其他合适的站）发送SACK信息，站B随后将该SACK信息重传至站A。该办法可在站C不能直接与站A通信时使用。一般而言，用于在共享介质上从起源站向目的地站转发数据的站序列可具有比用于从目的地站向起源站转发SACK的站序列的吞吐量更高的吞吐量，但是与SACK的大小相比，由于在每个转发器处进行处理的开销，通过较少转发来传送SACK可能仍是有利的。

图16示出了转发的另一个示例方案。在该示例中，站B接收有效载荷单元3出错并且将出错的有效载荷单元连同正确接收到的有效载荷单元一起传送给站C。站C接收有效载荷单元{3,5}出错。由站B转发出错的有效载荷单元使得站B维持与站A相同的有效载荷单元相对排序。这进而使得站C能生成使用标识符（诸如位映射）来指示MPDU中的哪些有效载荷被正确接收的SACK。在此示例中，站C可传送具有位映射{G,G,B,G,B,G}的SACK。

HomePlugAV是使用具有相对于MPDU来指示有效载荷单元的接收状态的位映射的SACK的系统的示例（例如，该位映射中的第一位指示该MPDU中的第一有效载荷单元的接收状态）。在一些实现中，图16中描述的办法可用于基于HomePlugAV的系统中的转发式传输。以上描述的办法也可与MPDU突发相组合。在一些实现中，MPDU突发中的所有有效载荷单元可被当作顺序的，以用于指示SACK。例如，若站A在突发中向站B发送两个MPDU，其中该突发中的第一MPDU包含有效载荷单元{1,2,3,4}并且该突发中的第二MPDU包含{5,6}，则站B可将接收到的所有有效载荷单元在单个MPDU中重传给站C。来自站C的SACK信息可包括位映射，其中第一位指示该突发中的第一有效载荷单元的接收状态，依此类推。其中有效载荷单元次序基于在该突发内的相对位置的位映射式SACK格式可免去SACK信息对可随每个传输而改变的突发特性（即，突发中的MPDU数目以及每突发的有效载荷单元数目）的依赖性。

传输控制协议（TCP）是广泛使用的传输层协议。TCP使用TCP确收来确保数据在目的地被正确接收。TCP确收与TCP数据相比一般是较小的。图17示出了在使用TCP时用于转发式传输的办法。在该示例中，站A向站B发送TCP数据。站B将该TCP数据转发给站C。站C向站A传送带有TCPACK的RSOF。该RSOF包括指示从站A传送的有效载荷单元的接收状态的选择性确收信息。在接收到来自站C的传输之后，站A发送SACK以指示对TCPACK的接收状态。在此示例中，假设站C能直接向站A进行传送。在此举不可能的情境中，站B（或任何其他合适的站）可用作转发器以将来自站C的RSOF和TCPACK传送给站A。在一些实现中，站A可能不对TCPACK发送立即SACK。在此类情形中，站A可将对TCPACK的确收信息组合在后续SOF传输中。

转发式传输可使用SSD或其他格式来传送定界符。例如，SOF可使用HomePlugAV1.1格式来传送，而RSOF和SACK使用SSD格式来传送。转发办法可用在TDMA或CSMA分配中。

SSD和自动增益控制

用于接收来自发射机的SSD的自动增益控制（AGC）可计及用于来自该发射机的先前传输的AGC设置。该办法可在接收机具有关于正预期从其接收传输的站的精确知识时使用。例如，AGC可用在TDMA分配中用于接收SACK等。

在一些实现中，接收机可针对具体发射机将AGC预设成预定值。

解说性示例

本节描述低开销定界符的解说性示例。本节中描述的示例解说了特定实现且不应被理解为限制如由权利要求书所定义的本发明的范围。这些示例描述了定界符，其包括一个OFDM码元并且携带导频信息（有时称为前置码信息）、帧控制（FC）信息（有时称为头部信息）、以及可任选的来自第一有效载荷PHY块（PB）的数据（有时称为有效载荷片段）。该信息被调制在相应的载波（有时称为频调）上，这些载波间隔开与码元长度的倒数有关的载波间距的整数倍。在该定界符中，导频载波允许进行帧检测和同步，并且还用于构造相干参考以用于FC解码。保留用于帧控制的载波携带控制信息，该控制信息由接收机用于处理接收到的帧。在一些情形中，帧控制载波连同导频载波还被用于获得更准确的相干参考以用于解码有效载荷。

定界符编码

该示例中的定界符编码使用导频载波、帧控制载波、以及可任选的数据载波。取决于穿过从发射机到接收机的传输介质的路径（“信道”）的信噪比（SNR），利用不同的信令方案。默认方案保留1/4的载波作为导频载波以及3/4的载波作为FC载波。对于具有高SNR的干净信道，1/4的载波用于导频，1/4的载波用于帧控制以及其余一半载波用于发送数据。这两种配置在表4和5中示出，其中第一行给出载波号，并且第二行提供载波指派。X标示被编码1频调掩码所掩蔽的载波，而P、F和D分别表示导频、帧控制和数据。编码1频调掩码是指为每个国家或地区创建以满足本地发射规章的硬编码掩码。编码2频调掩码是介质和网络专用的，其使得用户能打开被编码1掩蔽的频调以提供进一步冗余。如以下描述的，在一些情形中，由编码2启用的频调被用作用于为稳健编码模式编码冗余信息的导频和帧控制载波，以此方式使得使用编码1频调掩码的接收机能够完整地检测和解码定界符。考虑到为了使接收机能单独利用编码1频调掩码,未被冗余编码的数据不被编码在由编码2频调掩码启用的频调上。

表4：配置#1–导频和FC–未使用编码2

表5：配置#2–导频、FC和数据–未使用编码2

在一些情形中，载波93至97被编码2启用。所使用的相应载波指派在表6和7中示出。

表6：配置#1-导频和FC-启用编码2

表7：配置#2-导频、FC和数据-启用编码2

导频

在表4中解说的定界符中，每第四个频调被保留用作导频。导频频调是根据相位参考表（稍后描述）来调制的，相位参考表是从横跨从0至50MHz的载波（“信道1”）的线性调频（chirp）信号获得的。相同的相位参考表用于从50至100MHz的载波（“信道2”）。在一些情形中，相位参考表包括π/4的整数倍。

信道（ch）1或信道2上的编码

根据相位参考表，每第四个频调被用于导频，并且这些频调中只有在频调掩码的编码1（Enc1）和编码2（Enc2）中没有被掩蔽的那些频调才被调制用于该目的。所使用的导频调制在式2中示出，其中QAM尺度(Scale）取为836，以及功率被推升成比有效载荷的功率高0.8dB。

导频FFT(导频频调)=QAM尺度×相位参考(导频频调)×IFFT尺度×10^0.8/20

(式3)

该所传送（Tx）导频在其针对该定界符所使用的循环前缀（CP）偏移（CP_偏移)进行相位校正之后也被保持作为接收机的参考：

(式4)

其中FFT长度为4096。CP_偏移在稍后描述。由于定界符的导频、帧控制和有效载荷部分在IFFT操作之前被组合，因此缩放以及相位参考仅在结束时应用一次。

信道3上的编码

对于信道3，来自较高和较低信道（分别是信道1和信道2）的频调掩码被组合，然而，这些导频频调以相同的方式对较高和较低频带使用该相同的相位参考表进行调制。式4中的FFT长度改变为8192，并且导频频调索引相应地改变。

帧控制（FC）

取决于定界符配置，或者3/4或者1/4的频调被编码为FC载波。帧控制字段包括128个信息比特。编码是在如图3中所示的模块中执行的，可任选地具有附加步骤以获得增加的冗余。在编码之后，FC副载波被缩放并且根据所提到的相位参考表进行相位旋转。这在式5中示出：

帧控制FFT(FC频调)=FCQAM尺度×(FC₁+jFC_Q)×相位参考(FC频调)×IFFT尺度×10^0.8/20

(式5)

类似于导频生成，IFFT和功率缩放以及相位参考仅在结束时应用。

信道1或信道2上的编码

FC是基于频调掩码的编码1中的可用频调来编码的。在一些情形中，频调掩码的编码2还用于提供进一步的分集复制。这通过开始长度等于编码2中的可用频调数目的新分集复制器表以及通过从用于编码1集合的表结束处开始I和Q的第一行来进行的。这在表8和9中示出。在该实现中，不需要编码2就能进行正确解码，但若使得编码2可用则能改善性能。

表8：用于编码1的分集复制器表

编码1所使用载波号	I信道经交织比特地址	Q信道经交织比特地址
			0	0	128
1	1	129
			2	2	130.........

			c	cmod256	(c+128)mod 256.........

			Enc1 载波数-1	(Enc1载波数-1)mod256	((Enc1载波数-1)+128)mod 256

表9：用于编码2的分集复制器表

编码2所使用载波号	I信道经交织比特地址	Q信道经交织比特地址
			0	(Enc1载波数)mod256	((Enc 1载波数)+128)mod256.........

			Enc2载波数-1	(Enc1+Enc2载波数-1)mod256	((Enc1+Enc2载波数-1)+128)mod256

信道3上的编码

对于信道3，来自信道1和2的频调掩码被组合。其相应的编码1掩码保持与它们合并之前相同。新编码2掩码一般是不同的。由于接收机应当能够通过仅查看信道1来检测正使用信道3的发射机的帧控制，因此信道3的信道1部分上的编码保持如上所述的那样。另一方面，信道2从编码1中的信道1完成之处开始。换言之，信道2使用早先描述的相同分集复制办法来编码，除了其用于编码1的第一行类似于以下示出的信道1的编码2的第一行。编码2表也遵循以上描述的相同规程并在表11中示出。

表10：用于信道3的较高频带、编码1的分集复制器表

编码1所使用载波号	I信道经交织比特地址	Q信道经交织比特地址
			0	(Ch1，Enc1载波数)mod256	((Ch1，Enc1载波数)+128)mod256.........

			Ch2，Enc1载波数-1	(Ch1，Enc1+Ch2，Enc1载波数-1)mod256	((Ch1，Enc1+Ch2，Enc1载波数-1)+128)mod256

表11：用于信道3的较高频带、编码2的分集复制器表

数据

在具有高SNR的信道中，有效载荷编码在定界符中开始，该频带中的一半频调（每隔一个频调）被保留用于数据，如表5中所示。在编码1频调掩码中启用的频调是数据承载频调。编码2不用于数据。

为了编码数据载波，频调映射被用于确定数据承载频调上的调制。在信道交织操作之后，每个数据块的经交织比特被指派给从定界符开始的每个码元。该指派是在定界符码元生成之前进行的。指派给每个码元的比特根据频调映射被映射到恰适的数据载波。在一些情形中，该映射是对定界符和有效载荷分开执行的。

信息比特被编码和调制在后续码元上。在信道1或2上编码数据类似于在信道3上编码数据，除了在信道3中较高和较低频带被组合，导致较大量的频调。

定界符码元生成

一旦频域中所有载波上的调制是已知的，这些载波如式6中所示地乘以相位参考。在IFFT操作和后续缩放调整之后，定界符功率被推升成比有效载荷码元高0.8dB。接下来，取用自时间采样末尾起的固定数目的采样并将其作为循环前缀插入IFFT区间的前面以创建扩展OFDM码元（例如，如图4中所示）。定界符的循环前缀包括滚降区间（RI）和保护区间（GI）。GI长度被选取成容适所宣告的开始位置的不定性。换言之，给定RI=4.96μs和GI=6.96μs，若帧在开始搜索码元边界的+/-1μs内到达，则接收机仍能在其FFT中处理整个（非交迭的）定界符。这是通过处理在分组开始位置+RI+(GI-RI)/2处的收到波形来进行的，给定CP偏移为(GI+RI)/2。

时域=IFFT(频率(导频,FC,数据)×相位参考)×IFFT尺度×10^0.8/20

(式6)

在该示例中，实数4096点IFFT被用于在信道1或2上传送，以及实数8192点IFFT被用在具有组合式频调的信道3的情形中。同样，相同的相位参考被用于信道3的较高和较低频带部分。

定界符检测和解码

接收机确定对帧到达时间的估计，以便成功检测和处理该帧。定界符的循环前缀允许关于预期开始位置的准确性有一定量的灵活性（例如，在取决于GI长度的容限内）。在获取定界符的采样之后，接收机中的定界符检测（即，使用导频频调来确认定界符的存在性并确定其开始位置）以及FC解码过程被同时执行。一旦确定了用于有效载荷的相干参考，定界符的数据部分（若可用）就被解码。

检测

为了使接收机在其FFT中处理整个（非交迭的）定界符，接收机处理在分组开始位置+RI+(GI-RI)/2处的收到波形；其中，分组开始位置是预期开始位置，RI是交迭大小，以及GI是保护区间长度。为了检测信道1和2上的定界符，接收机使用相同的算法，而对于信道3，使用较大尺寸的FFT和IFFT（因为信道3具有更多载波）。

在信道1或信道2上检测

导频频调仅存在于所有所使用载波的1/4中。定界符是通过单独使用频调掩码的编码1来检测的。然而，在编码2也可用的场合，接收机的性能通过使用编码1和2中的频调的组合集而进一步提高。除此之外，在一些情形中，关于振幅映射的知识被用于掩蔽如根据振幅映射具有振幅0的收到（rx）导频频调，由此在检测器中避免这些特定导频频调。

该检测是如图5A的流程图中所示地执行的。4096点FFT之后的第一步是通过将收到导频相位除以来自式4的所传送相位来移除由信道加诸于导频频调的相位旋转（因为所传送相位是发射机和接收机两者已知的）。接下来，通过获得以上结果的IFFT来获得规范化信道冲激响应（Norm_resp）。这由式7表示。由于导频频调仅存在于每第四个载波上，该实数IFFT的尺寸是1024。

Norm_resp=IFFT(所使用掩码×exp(j(φ_RX(k_P)-φ_TX(k_P))))/(FFT尺寸/4/所使用频调数目)

(式7)

所使用掩码=(编码1导频+编码2导频)×(振幅映射(导频)≠0)

(式8)

其中，k_P是导频频调的载波号，总共FFT尺寸/4=1024个载波，Φ_RX是收到导频频调的相位角，Φ_TX是所传送导频频调的相位（来自式4）。同样，所使用掩码的长度为FFT尺寸/4。为了获得对冲激峰值的更好估计，移动平均窗或匹配滤波器被用于帮助减小噪声以及收集被该信道分散的峰值能量。在移动平均办法中，检测器使用宽度为M个采样（例如，M=21）的滑动矩形窗（Win[]）。首先，通过下式获得峰值的位置：

PeakIdx＝峰值搜索(|Norm_resp[n]|)

(式9)

其中n的范围从0到(FFT尺寸/2-1)。

在上式中，PeakIdx（峰值索引）是从帧的实际开始起的采样数。其转换成在+/-FFT尺寸/4个采样之间。在需要时，该偏移误差在变为已知时被传递到相干参考块。为了确定是否检测到定界符，执行以下运算：

(式10)

其中，K_噪声＝0.1用于滤除噪声。矩形窗Win[]用于通过如下执行与Xcut[n]的循环卷积来平滑该数据：

η [n] = Xcut [n] &CircleTimes; Win [n]

(式11)

为了减少相加次数，该卷积仅以循环方式在范围PeakIdx+窗长度/2至PeakIdx-窗长度/2中运行。最后，称为C_峰值的η[]峰值与固定阈值作比较，并且若发现C_峰值较大，则确认定界符检测。为了改善检测器的性能，在一些情形中，该规程针对两个矩形窗同时执行。具有较大宽度的窗有助于多径情形，而较小窗尝试抑制冲激。

一旦获得该峰值及其位置，若该峰值高于所要求阈值，定界符的存在性就得到确认。峰值位置随后用于调整下一个码元的开始。应注意，由于导频仅存在于4个频调之一中，仅4096/4或即1024个采样（+/-5.12μs）的最大帧开始误差可没有疑问地检测到。为了完全利用该最大极限，给定4.96μs的RI，15.2μs的GI被用于处理干净的非交迭信号。在6.96μs的默认GI情况下，最高达+/-1μs的误差可被检测到而没有任何降级。

在信道3上检测

如上所述，接收机应当能够通过仅查看信道1来检测正使用信道3的发射机的定界符。若两个信道都被接收机使用，则可遵循相同的规程来检测定界符在信道1和2上的存在性，直至步骤4结束（图5A）。在一些情形中，这两个冲激响应在完成其余步骤之前被组合。此外，在一些情形中，并非进行两次分开的4096FFT操作，在步骤1（图5A）中的开始处执行一次8192FFT操作。

相干参考生成和帧控制解码

取决于系统配置，定界符中3/4或者1/4的频调被用作FC频调。在能解码帧控制之前，估计表示信道对载波的相应振幅和相位的影响的相干参考（例如，相位相关的频率响应）。这使用接收到的和所传送的导频频调来进行。一旦获得FC相干参考，FC就被解码。FC进而被重新编码，并且生成用于有效载荷的新的相干参考。

信道1或信道2

帧控制一般通过单独使用频调掩码的编码1来处理。然而，若编码2也可用，则接收机性能通过使用编码2载波集合中的附加分集复制而进一步提高。除此之外，在一些情形中，关于振幅映射的知识被用于掩蔽具有振幅0的收到FC频调，由此在接收机中避免这些特定频调。

根据关于图5B描述的操作序列执行FC处理中的第一阶段：相干参考生成。通过将收到导频载波（来自RxFFT输出）除以来自式4的那些导频载波来获得基于所使用频调的初始信道参考。由采样与帧开始的偏移误差导致的每个频调上的相位旋转随后如式12中所示地被校正：

(式12)

其中，导频参考是步骤1的输出，偏移误差是由定界符检测器报告的由式9给定的误差。当由于流水线延迟使得检测器的输出未知时，该步骤被跳过。对于较大的偏移误差（例如，>1μs），在陷波之间存在一定的相位模糊，这有时导致在边缘处不是非常准确的FC相干参考。然而，由于FC是用QPSK来编码的，该影响不具有破坏性。在步骤3中，估计导频频调之间的间隙中的频调以及陷波中的频调的信道响应。此处使用的频调掩码是由式8给出的频调掩码。开始时，第一和最后的有效导频频调分别被复制扩展至DC和FFT长度/2。即，在第一/最后未掩蔽载波之前/之后的所有载波从该第一/最后未掩蔽载波获取其数据值。接着在每两个有效导频频调之间进行线性内插以获得对缺失频调的信道估计。

假设载波A和B是已知的，并且希望在这些值之间进行内插以计算C，C与A相距L个频调，并且与B相距H个频调。为了更准确，该内插是针对相位和振幅分开进行的。如下得到C的振幅：

| C | = \frac{H \times | A | + L \times | B |}{L + H}

(式13)

C的相位是使用相同的原理并在相位从象限1跨越至象限4或反之时考虑A与B之间的相位关系来得到的。A和B的相位被假设在0与360度之间并且计算为：

若(∠A＜90)且(∠B≥270)→∠B＝∠B-360

若(∠B＜90)且(∠A≥270)→∠A＝∠A-360

(式14)

此后根据式15来计算C的相位。

&angle; C = \frac{H \times &angle; A + L \times &angle; B}{L + H}

(式15)

在一些情形中，这通过对这些载波的实部和虚部分开地进行内插来进行。使用与式13相同的等式，除了并非使用绝对值，而是使用载波A和B的实部或虚部来分别内插出载波C的实部和虚部。

一旦得到所有缺失载波的信道响应估计，就经由FIR平滑滤波器向该时域响应应用窄汉宁窗（具有平坦中心）以进行噪声减少。接下来，若步骤2没有被跳过，则由于偏移误差造成的相位旋转被再次添加。用于步骤5的等式在该情形中与式12基本相同，除了负号被消去。在步骤5结束时，FC相干参考已准备好被使用。对于该特定信道的有效载荷相干参考在先前被存储的情形，所存储的值与该新的估计一起取平均以获得更准确的相干参考。在这些参考被取平均之前，估计它们之间的以采样数计的潜在时间偏移。相位相关器（correlator）被用于在两个步骤中确定该采样移位：首先，通过以1个采样的步长中执行粗略相关（correlation），以及其次，在从粗略相关器获得的范围内以.01个采样的步长中执行精细相关。一旦偏移被估计出，先前的相干参考（PrevCohRef）在被置于取平均滤波器中之前如下进行调整：

新相干参考=α×先前相干参考×exp(-i×2π×(0:FFT长度/2-1)×采样移位/FFT长度)+(1-α)×当前相干参考(式16)

其中，α为0.75。

帧控制是使用如图5C中所示的操作序列来解码的。如上所述，频调掩码编码1（例如使用HomePlugAV标准中描述的算法）就足以解码帧控制。然而，在频调掩码编码2也可用的场合，经交织比特的更多副本在解码过程中被组合，如表9中所示。在该阶段，仅将FC载波除以相干参考中的相应载波。此处使用的掩码是有效编码1和编码2频调掩码的组合。同样，如图5C中的步骤2中所示，振幅映射也用于掩蔽在发射机中的IFFT之前被关闭的频调。步骤3和4由式17进一步描述。在该示例中，每频调的SNR是从定界符中的星座噪声估计的。每载波的噪声进而被计算为软判决和硬判决之差的平方。此外，获得所有频调上的平均SNR以帮助确定最后阶段使用的平滑滤波器类型。替换地，代替地使用从先前帧保存的SNR历史。

(式17)

一旦在阶段2中解码了帧控制，其被重新编码以获得所传送的FC载波。这在图5D中示出并且也由式5描述。接下来，通过使用组合的所传送导频和FC载波来计算新的相干参考。这更加准确，因为间隙更少且更多载波用在该估计中并且稍后被用于解码有效载荷。

有效载荷相干参考生成的最后阶段是使用图5E中所示的步骤序列来执行的。在这种情形中，重复如先前的相同过程，但这次使用组合的导频和FC载波来内插其余间隙。同样取决于（所有频调上的）平均SNR，在平滑滤波器中使用窄或宽汉宁滤波器系数。窄窗在低SNR情况下工作良好，而宽窗在较高SNR情况下提供更好的估计。最终结果被用作有效载荷相干参考。注意，在一些情形中，图5E的步骤2和5被实现以提高计算出的相干参考的质量。在一些情形中，定界符检测块提供在式12中使用的偏移误差。

信道3

虽然信道3组合了信道1和信道2的频带，但帧控制中的信息比特数仍保存为128比特。类似于检测算法，仅查看信道1的接收机在该情形中能够成功解码帧控制。

为信道3生成相干参考并解码帧控制的规程类似于以上描述的规程，除了所使用的频调数目增加且存在信道2中的附加分集复制。解码使信道1和2作为分开实体使用其相应的频调掩码在信道1和2中同时发生或者使信道1和2作为一个信道使用组合的频调掩码而发生。当分开进行时，在阶段2的步骤5中在前进至解码FC之前需要暂停以恰当地组合来自这两个信道的分集副本。一旦获得了来自两个信道的相干参考，它们就被组合以形成用于信道3的总体信道参考。

在解码是使用组合式频调掩码来进行时，也执行分集组合。编码1部分中的分集寻址是连续的并且之后跟着是组合式频调掩码。编码2部分中的分集寻址在较低频带结束时停止，并且在较高频带开始处的不同地址重新开始，如表11中所示。如早先解释的，这允许接收机通过仅处理较低频带来解码FC，同时在处理整个信道3频带时提供高度分集。

解码有效载荷

在信道条件有利时，定界符携带数据有效载荷。载波指派是基于表5中所示的配置的。只有由编码1频调掩码启用的那些频调被用于在非Robo分组中携带数据。有效载荷如下式中所示地以与帧控制相似的方式被解调。

(式18)

在计算收到星座之后，使用频调映射和收到星座点来获得载波上的每经编码数据比特的对数似然比（LLR）。在此之后，这些LLR与来自后续码元的LLR放在一起并且被解交织、Turbo解码，且最终数据比特被解扰。

相位参考表

相位参考是线性调频波形且每个载波的相位被定义为该载波的相位角（PhaseAngle）编号乘以π/4。相位角编号是从0至7的整数。通过第一有效载波FC=75和最后有效载波LC=3277（8192长度FFT），该表计算如下：

PhaseAngle (K) = Floor (\frac{PhaseTemp (K - 1)}{π / 4})

(式19)

其中，K表示从FC至LC的载波，PhaseAngle(LC)=7，且PhaseTemp由下式给出：

PhaseTemp (K) = Mod (PhaseTemp (K - 1) - \frac{(K - FC + 1) \times 2 π}{NumCarrs}, 2 π)

(式20)

其中，PhaseTemp初始为0，K从FC-1至LC-2，Mod是指模运算，以及NumCarrs（载波数目）由下式给出：

NumCarrs＝LC-FC+1(式21)

以上描述的技术可使用在计算机系统上执行的软件来实现。例如，软件定义了在一个或更多个已编程或可编程计算机系统（例如，台式、分布式、客户端/服务器计算机系统）上执行的一个或更多个计算机程序中的规程，每个计算机系统包括至少一个处理器、至少一个数据存储系统（例如，包括易失性和非易失性存储器和/或存储元件）、至少一个输入设备（例如，键盘和鼠标）或端口、以及至少一个输出设备（例如，监视器）或端口。软件可构成较大程序的一个或更多个模块。

软件可在可由通用或专用可编程计算机读取的计算机可读存储介质（诸如CD-ROM）上提供，或者可经由介质（诸如网络）递送（例如，编码在传播信号中）至计算机并在此被执行。每个此类计算机程序优选地存储在可由通用或专用可编程计算机读取的存储介质（例如，固态存储器或介质、或磁性或光学介质）上或被下载到此类存储介质，用于当该存储介质被计算机系统读取以执行该软件的规程时配置和操作该计算机系统。

本发明除以上描述的那些实现以外的许多其它实现落在本发明之内，本发明由所附权利要求书定义。

Claims

1.一种用于在共享介质上从第一站向至少一个第二站传送波形的方法，所述方法包括：

形成所述波形的第一部分，所述第一部分包括具有预定码元长度的码元，所述码元包括用存储在所述第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给所述第二站的帧控制信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，所述第一组和第二组频率分量的载波频率是由所述码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍；

形成所述波形的第二部分，所述波形的所述第二部分包括与所述波形的所述第一部分的至少初始片段相关的片段；以及

在所述共享介质上传送包括所述第二部分以及在时间上跟着的所述第一部分的所述波形。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：使用预定义窗函数对所述第一和第二部分加窗。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，进一步包括：至少部分地交迭经加窗的第一和第二部分。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二部分用于自动增益控制。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述形成所述波形的第二部分包括：形成是所述波形的所述第一部分的所述初始片段的副本的所述片段，所述副本任选地具有固定偏移。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：添加预定偏移以将所述波形的所述第二部分与所述波形的所述第一部分分开。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述波形的所述码元是正交频分复用(OFDM)码元。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述共享介质上传送所述波形包括：使用有线或无线通信技术在所述共享介质上传送所述波形。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述码元表示单码元定界符，在所述单码元定界符中具有前置码信息和帧控制信息两者。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述单码元定界符是帧开始定界符、确收定界符、或请求发送/清除发送(RTS/CTS)定界符之一。

11.一种耦合至共享介质的发射机，包括：

调制模块，其配置成形成波形的第一部分，所述第一部分包括具有预定码元长度的码元，所述码元包括用存储在第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给所述第二站的帧控制信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，所述第一组和第二组频率分量的载波频率是由所述码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍；

后处理模块，其配置成形成所述波形的第二部分，所述波形的所述第二部分包括与所述波形的所述第一部分的至少初始片段相关的片段；以及

模拟前端(AFE)模块，其配置成在所述共享介质上传送包括所述第二部分以及在时间上跟着的所述第一部分的所述波形。

12.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，所述后处理模块被进一步配置成使用预定义窗函数对所述第一和第二部分加窗。

13.如权利要求12所述的发射机，其特征在于，所述后处理模块被进一步配置成至少部分地交迭经加窗的第一和第二部分。

14.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，所述第二部分用于自动增益控制。

15.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，所述形成所述波形的第二部分包括：形成是所述波形的所述第一部分的所述初始片段的副本的所述片段，所述副本任选地具有固定偏移。

16.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，添加预定偏移以将所述波形的所述第二部分与所述波形的所述第一部分分开。

17.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，所述波形的所述码元是正交频分复用(OFDM)码元。

18.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，在所述共享介质上传送所述波形包括：使用有线或无线通信技术在所述共享介质上传送所述波形。

19.如权利要求11所述的发射机，其特征在于，所述码元表示单码元定界符，在所述单码元定界符中具有前置码信息和帧控制信息两者。

20.如权利要求19所述的发射机，其特征在于，所述单码元定界符是帧开始定界符、确收定界符、或请求发送/清除发送(RTS/CTS)定界符之一。

21.一种用于在第一站处经由共享介质从第二站接收波形的方法，所述方法包括：

接收所述波形的第一部分；

接收所述波形的第二部分；

检测接收到的第一部分与接收到的第二部分的初始片段之间的相关；以及

响应于检测所述相关，从所述接收到的第二部分解调具有预定码元长度的码元，所述码元包括用存储在所述第一站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用从所述第二站传达的帧控制信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，所述第一组和第二组频率分量的载波频率是由所述码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍。

22.一种在第一站中的耦合至共享介质的接收机，包括：

码元处理模块，其配置成从第二站接收波形的第一部分，从所述第二站接收所述波形的第二部分，以及检测接收到的第一部分与接收到的第二部分的初始片段之间的相关；以及

解调器/解码器模块，其配置成响应于检测所述相关，从所述接收到的第二部分解调具有预定码元长度的码元，所述码元包括用存储在所述第一站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用从第二站传达的帧控制信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，所述第一组和第二组频率分量的载波频率是由所述码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍。

23.一种用于在共享介质上从第一站向至少一个第二站传送波形的设备，所述设备包括：

用于形成所述波形的第一部分的装置，所述第一部分包括具有预定码元长度的码元，所述码元包括用存储在所述第二站中的前置码信息来调制的预定载波频率上的第一组频率分量以及用要传达给所述第二站的帧控制信息来调制的预定载波频率上的第二组频率分量，所述第一组和第二组频率分量的载波频率是由所述码元长度的倒数决定的频率间隔的整数倍；

用于形成所述波形的第二部分的装置，所述波形的所述第二部分包括与所述波形的所述第一部分的至少初始片段相关的片段；以及

用于在所述共享介质上传送包括所述第二部分以及在时间上跟着的所述第一部分的所述波形的装置。

24.如权利要求23所述的设备，其特征在于，进一步包括：用于使用预定义窗函数对所述第一和第二部分加窗的装置。

25.如权利要求24所述的设备，其特征在于，进一步包括：用于至少部分地交迭经加窗的第一和第二部分的装置。

26.如权利要求23所述的设备，其特征在于，所述第二部分用于自动增益控制。

27.如权利要求23所述的设备，其特征在于，所述用于形成所述波形的第二部分的装置包括：用于形成是所述波形的所述第一部分的所述初始片段的副本的所述片段的装置，所述副本任选地具有固定偏移。

28.如权利要求23所述的设备，其特征在于，进一步包括：用于添加预定偏移以将所述波形的所述第二部分与所述波形的所述第一部分分开的装置。

29.如权利要求23所述的设备，其特征在于，所述波形的所述码元是正交频分复用(OFDM)码元。

30.如权利要求23所述的设备，其特征在于，所述用于在所述共享介质上传送所述波形的装置包括：用于使用有线或无线通信技术在所述共享介质上传送所述波形的装置。

31.如权利要求23所述的设备，其特征在于，所述码元表示单码元定界符，在所述单码元定界符中具有前置码信息和帧控制信息两者。

32.如权利要求31所述的设备，其特征在于，所述单码元定界符是帧开始定界符、确收定界符、或请求发送/清除发送(RTS/CTS)定界符之一。