JP2013219543A - 伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】信号を低消費電力で送信することができる伝送システムを提供することを課題とする。
【解決手段】伝送システムは、信号を送信する送信器（１０２）と、前記送信器により送信された信号を受信する受信器（１０４）と、前記受信器の入力端子の直流バイアスレベルを規定するためのバイアス回路（２０２、Ｒ）とを有し、前記送信器は、信号の振幅を小さくして前記受信器に送信する第１の振幅変換器を有し、前記受信器は、前記送信器により送信された信号の振幅を大きくする第２の振幅変換器を有し、前記第１の振幅変換器は、前記受信器に供給する電荷量を制限する第１の容量を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、伝送システムに関する。

ムーアの法則に代表されるテクノロジースケーリングにより、トランジスタの素子サイズが単調に縮小する一方、半導体チップ内部のローカル配線遅延は単調にはスケーリングが進まない。近年、半導体チップ内部を高速動作させるため、ゲート長の短い最先端のテクノロジーを使用するが、各種ゲートの出力容量に占める配線容量の割合は向上し、次段ゲートの入力容量より支配的になることさえある。このようにテクノロジーが進むことで、配線駆動で消費される消費電力の割合が増加し、データ伝送時の電力効率が劣化する。

半導体チップ内部の伝送システムには、電圧モードのＣＭＯＳ（相補型金属酸化膜半導体：Complementary Metal Oxide Semiconductor）ドライバと電流駆動のＣＭＬ（電流モードロジック：Current Mode Logic）ドライバが挙げられる。どちらのドライバを使用した場合も駆動力と負荷の関係を示すファンアウトを決めてから複数のリピーターを介してデータ伝送を行っている。

以下、消費電力をＣＭＯＳドライバとＣＭＬドライバで比較する。ＣＭＯＳドライバの消費電力は、データ活性化率、負荷容量、電源電圧、及びデータレートで表現される。一方、ＣＭＬドライバの消費電力は、振幅、負荷容量、電源電圧、及びデータレートに比例する。ＣＭＯＳドライバとＣＭＬドライバの消費電力が同じになる場合の振幅を求めると、データ活性化率が０．１程度のため、条件を満たすＣＭＬドライバの振幅は電源電圧の４．５％と非常に小さい。データ活性化率が０．１とした場合、ＣＭＬドライバで電荷の充放電に使用された電力は全体の４．５％ほどである。これはＣＭＬドライバがランダム性のあるデータドライバとして省電力で無いことを意味する。従って、さらなる電力削減策としては、ＣＭＯＳドライバの省電力化が賢明である。

また、信号伝送線を介してデータの送受信を行なう送受信システムであって、信号伝送線に接続され、信号伝送線を予め定められた第１の電位に充電するための充電手段、その一方電極が信号伝送線の一方端に接続されたキャパシタを含み、データに従って、キャパシタの他方電極に第１の電位と異なる第２の電位をパルス的に与えて信号伝送線の一方端にパルス信号を出力する送信手段、および信号伝送線の他方端に接続され、送信手段から出力されたパルス信号を受信する受信手段を備える送受信システムが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、高速のデジタル・データを差動伝送路経由で長距離伝送する際における周波数に依存する劣化減衰をより高い精度で等化するデータ受信装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開平１０−２２４２７０号公報 特開２００９−５５３０６号公報

本発明の目的は、信号を低消費電力で送信することができる伝送システムを提供することである。

伝送システムは、信号を送信する送信器と、前記送信器により送信された信号を受信する受信器と、前記受信器の入力端子の直流バイアスレベルを規定するためのバイアス回路とを有し、前記送信器は、信号の振幅を小さくして前記受信器に送信する第１の振幅変換器を有し、前記受信器は、前記送信器により送信された信号の振幅を大きくする第２の振幅変換器を有し、前記第１の振幅変換器は、前記受信器に供給する電荷量を制限する第１の容量を有する。

送信器から受信器へ小振幅で信号を伝送することにより、消費電力を削減することができる。

第１の実施形態による伝送システムの構成例を示すブロック図である。 図１の伝送システムの構成例を示す回路図である。 第２の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 第３の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 図４の伝送システムの動作を示すタイミングチャートである。 送信器の出力電圧を示すタイムチャートである。 第４の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 図８（Ａ）及び（Ｂ）は第５の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 図８（Ａ）の振幅モニタ回路の構成例を示す回路図である。 図８（Ａ）の伝送システムの動作例を示すフローチャートである。 第６の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 第７の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。 図１３（Ａ）は比較例による伝送システムの構成例を示す回路図であり、図１３（Ｂ）はそのシミュレーション結果を示す図である。 図１４（Ａ）は第４の実施形態（図７）による伝送システムの構成例を示す回路図であり、図１４（Ｂ）はそのシミュレーション結果を示す図である。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態による伝送システムの構成例を示すブロック図である。伝送システムは、例えば、半導体集積回路の半導体チップ内でデータを高速に伝送することができる。ＣＭＯＳロジック回路１０１は、２値のデータ信号１１１を送信器１０２に出力する。データ信号１１１は、大振幅信号である。送信器１０２は、大振幅データ信号１１１を小振幅信号１１２に変換する第１の振幅変換器を有し、小振幅信号１１２を伝送チャネル１０３を介して受信器１０４に送信する。大振幅信号１１１は振幅が例えば０．８５Ｖであり、小振幅信号１１２は振幅が例えば２００ｍＶである。小振幅信号１１２は、大振幅信号１１１より振幅が小さい。第１の振幅変換器は、大振幅信号１１１の振幅を小さくした小振幅信号１１２を送信する。受信器１０４は、送信器１０２により送信された小振幅信号１１２を、伝送チャネル１０３を介して受信する。受信器１０４は、小振幅データ信号１１２を大振幅信号１１３に変換する第２の振幅変換器を有し、大振幅信号１１３をＣＭＯＳロジック回路１０５に出力する。第２の振幅変換器は、送信器１０２により送信された小振幅信号１１２の振幅を大きくした大振幅信号１１３を出力する。大振幅信号１１３は振幅が例えば０．８５Ｖであり、小振幅信号１１２は振幅が例えば２００ｍＶである。大振幅信号１１３は、小振幅信号１１２より振幅が大きい。送信器１０２は、伝送チャネル１０３を介して、受信器１０４へ小振幅信号１１２を送信することにより、消費電力を低減することができる。

図２は、図１の伝送システムの構成例を示す回路図である。伝送システムは、ＣＭＯＳインバータ（ドライバ）２０１と容量Ｃｓを有する送信器１０２（図１）と、容量ＣＬを持つ伝送チャネル１０３と、インバータ２０３及びバイアス回路を有する受信器１０４（図１）とを有する。バイアス回路は、オペアンプ２０２及び２個の抵抗Ｒを有する。容量ＣＬは、伝送チャネル１０３の容量と受信器１０４の入力容量との和の容量を示す。入力データ信号ｄ（ｎ）は、図１の高振幅信号１１１に対応する。インバータ２０１は、入力データ信号ｄ（ｎ）を反転増幅して出力する。第１の容量Ｃｓは、インバータ２０１の出力端子と伝送チャネル１０３の間に接続されるカップリング容量である。容量ＣＬに注入される電荷量は、第１の容量Ｃｓにより制限されることにより、図１の大振幅信号１１１から小振幅信号１１２へ振幅変換が行われる。第１の容量Ｃｓは、受信器１０４に供給する電荷量を制限する。容量Ｃｓ及びＣＬの容量分割により、受信器１０４の入力信号１１２の電圧は、送信器１０２の入力信号１１１の電圧より低くなる。容量Ｃｓ及びＣＬの容量カップリングにより、受信器１０４の入力信号１１２は、直流バイアスレベルの信号を失った周波数特性を持ち、受信器１０４側で周波数特性を補償する必要がある。このため、抵抗Ｒとオペアンプ２０２で構成されるバイアス回路は、受信器１０４の入力端子に直流成分を供給し、受信可能な構成としている。すなわち、バイアス回路は、受信器１０４の入力端子の直流バイアスレベルを規定する。受信器１０４のインバータ２０３は小振幅信号１１２からＣＭＯＳロジック回路１０５で必要な論理レベルまで振幅変換し、大振幅信号１１３をＣＭＯＳロジック回路１０５に出力する。送信器１０２は、伝送チャネル１０３を介して、受信器１０４へ小振幅信号１１２を送信することにより、消費電力を低減することができる。

（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。送信器１０２は、インバータ３０１ａ，３０１ｂ、ｐチャネル電界効果トランジスタ３０２ａ，３０３ａ，３０２ｂ，３０３ｂ、ｎチャネル電界効果トランジスタ３０４ａ，３０５ａ，３０４ｂ，３０５ｂ、及び複数の第１の容量Ｃｓを有し、大振幅の差動入力データ信号ｄ（ｎ）及びｄ＿ｘ（ｎ）を小振幅の差動データ信号に変換し、伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂを介して、受信器１０４に送信する。伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂは、図１の伝送チャネル１０３に対応する。受信器１０４は、抵抗Ｒを有するバイアス回路と、ストロングアームラッチ回路３０６とを有する。

第１の容量Ｃｓは、送信器１０２の出力端子及び直流電位ノード（電源電位ノード又はグランド電位ノード）間に接続される。負荷容量ＣＬへ注入される電荷は、ドライバの容量Ｃｓで制限され、伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂへ出力される。ストロングアームラッチ回路３０６は、伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂを介して入力した小振幅の差動データ信号を大振幅の差動データ信号ＯＵＴ及びＯＵＴＸに変換する第２の振幅変換器であり、クロック信号ＣＬＫを制御することで離散時間処理を行える利点がある。

（第３の実施形態）
図４は第３の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図であり、図５は図４の伝送システムの動作を示すタイミングチャートである。以下、本実施形態が第１及び第２の実施形態と異なる点を説明する。送信器１０２は、インバータ２０１ａ，２０１ｂ、スイッチ４０１ａ，４０２ａ，４０１ｂ，４０２ｂ及び容量Ｃｓを有する。受信器１０４は、スイッチ４０３ａ，４０４ａ，４０３ｂ，４０４ｂ、乗算器４０５ａ，４０６ａ，４０５ｂ，４０６ｂ、減算器４０７ａ，４０７ｂ、抵抗Ｒ、及びストロングアームラッチ回路３０６を有する。図５に示すように、スイッチ４０３ａ及び４０３ｂはクロック信号ＣＫと同じタイミングで動作し、スイッチ４０４ａ及び４０４ｂはクロック信号ＣＫＸと同じタイミングで動作する。

クロック信号ＣＫがハイレベルになり、クロック信号ＣＫＸがローレベルになると、スイッチ４０１ａ及び４０１ｂがオンし、スイッチ４０２ａ及び４０２ｂがオフし、容量Ｃｓに充電される。その後、クロック信号ＣＫがローレベルになり、クロック信号ＣＫＸがハイレベルになると、スイッチ４０１ａ及び４０１ｂがオフし、スイッチ４０２ａ及び４０２ｂがオンし、容量Ｃｓが伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂに接続される。

第１の容量Ｃｓは、送信器１０２の出力端子及び直流電位ノード（グランド電位ノード）間に接続される。負荷容量ＣＬへ注入される電荷は、容量Ｃｓで制限され、伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂへ出力される。

図６は、送信器１０２の出力電圧を示すタイムチャートである。「１」のデータが連続して送信されると、符号間干渉（ＩＳＩ）により、図６に示すように、送信器１０２の出力電圧は電源電位ＶＤＤに徐々に近づき、やがて電源電位ＶＤＤで飽和する。逆に、「０」のデータが連続して送信されると、送信器１０２の出力電圧はグランド電位に徐々に近づき、やがてグランド電位で飽和する。

送信器１０２の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｎ＋１）は、次式（１）で表され、過去の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｎ）から符号間干渉を受けることが分かる。

符号間干渉は、次式（２）のように、１次の等化器を用いて除去することができる。

乗算器４０５ａ，４０６ａ，４０５ｂ，４０６ｂ及び減算器４０７ａ，４０７ｂは、送信器１０２から受信器１０４に至る信号伝送で生じた周波数特性を平坦にするため離散時間等化器である。乗算器４０５ａ及び４０５ｂは、入力信号に係数ｇｍ１を乗算して出力する。乗算器４０６ａ及び４０６ｂは、入力信号に係数ｇｍ２を乗算して出力する。上式（２）の「ＣＬ／（ＣＬ＋Ｃｓ）」の値を係数ｇｍ１及びｇｍ２で構成する。等化器により、受信器１０４の入力データ信号に含まれる符号間干渉を除去し、データ信号が電源電位ＶＤＤ又はグランド電位に飽和することを抑制する。符号間干渉が多ビットまで続く場合には、等化器のタップの数と係数ｇｍ１及びｇｍ２の値を調整することで受信可能となる。等化器は、送信器１０２から受信器１０４への伝送による符号化干渉を除去する。ストロングアームラッチ回路３０６は、伝送チャネル１０３ａ及び１０３ｂを介して入力した小振幅の差動データ信号を大振幅の差動データ信号ＯＵＴ及びＯＵＴＸに変換する第２の振幅変換器であり、クロック信号ＣＬＫを制御することで離散時間処理を行える利点がある。

（第４の実施形態）
図７は、第４の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。送信器１０２は、インバータ２０１、コンダクタンスＧｓの第１の抵抗、及び第１の容量Ｃｓを有する。受信器１０４は、コンダクタンスＧＬの第２の抵抗、及びインバータ２０３を有する。コンダクタンスＧｓの第１の抵抗及びコンダクタンスＧＬの第２の抵抗は、バイアス回路を構成し、受信器２０３の入力端子の直流バイアスレベルを規定する。コンダクタンスＧｓの第１の抵抗は、第１の容量Ｃｓに並列に接続される。コンダクタンスＧＬの第２の抵抗は、受信器１０４の入力端子及び電源電位ノードＶＴＴ間に接続される。第１の容量Ｃｓは、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間に接続される。電圧Ｖｉは、インバータ２０１の出力電圧である。電圧Ｖｏは、インバータ２０３の入力電圧である。この時、伝送チャネル１０３の伝達関数Ｈ（ｓ）は、次式（３）で表される。

伝達特性Ｈ（ｓ）の周波数特性が平坦（一定）になる条件は、Ｃｓ：ＣＬ＝Ｇｓ：ＧＬである。その場合、抵抗ＲＬ＝１／ＧＬとし、抵抗Ｒｓ＝１／Ｇｓとすると、伝達関数Ｈ（ｓ）＝ＲＬ／（Ｒｓ＋ＲＬ）となり、周波数に依存せず、周波数特性が平坦（一定）になる。

容量ＣＬは、伝送チャネル１０３の容量と受信器１０４の入力容量との和で表される。直流電位ノードＶＴＴは伝送チャネル１０３を介してコンダクタンスＧｓの第１の抵抗に接続される。第１の容量Ｃｓにより交流成分が伝送チャネル１０３に供給され、コンダクタンスＧｓの第１の抵抗により直流成分が伝送チャネル１０３へ供給される。容量とコンダクタンスの比率をＣｓ：ＣＬ＝Ｇｓ：ＧＬにすることで、送信器１０２から受信器１０４に至る周波数特性を平坦にし、高速信号伝送する際に生じる符号間干渉によるエラーを防止することができる。

（第５の実施形態）
図８（Ａ）及び（Ｂ）は、第５の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。送信器１０２は、セレクタ回路８０１、インバータ２０１、スイッチ８０２、容量Ｃｓ及び振幅モニタ回路８０３を有する。スイッチ８０２及び容量Ｃｓの直列接続回路の組みは、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間に並列に複数組み接続される。セレクタ回路８０１は、テストモードではテストパターンＴＰを選択し、通常モードでは入力データ信号ｄ（ｎ）を選択し、出力する。

電源投入直後の初期化処理では、セレクタ回路８０１は、テストモードでは、テストパターンＴＰを選択して出力する。テストパターンＴＰは、例えば「１０１０１０・・・」のように、「１」のデータ信号と「０」のデータ信号とが交互に発生する既知のパターンである。振幅モニタ回路８０３は、スイッチ８０２に対して、初期時の接続制御を行う。次に、振幅モニタ回路８０３は、送信器１０２の出力端子８０４の電圧の振幅を検出し、検出した電圧の振幅が期待値ＤＥになるようにスイッチ８０２を制御する。スイッチ８０２を制御することにより、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間の容量Ｃｓの値を変化させることができる。これにより、送信器１０４の出力端子８０４の電圧の振幅を変化させることができる。振幅モニタ回路８０３は、送信器１０４の出力電圧の振幅を検出し、検出した出力電圧の振幅に応じて第１の容量Ｃｓの値を制御する。これにより、送信器１０２の出力電圧の振幅を所望の期待値ＤＥに制御することができる。その後、スイッチ８０２の接続状態が固定され、セレクタ回路８０１は、入力データ信号ｄ（ｎ）を選択して出力し、伝送システムは入力データ信号ｄ（ｎ）の伝送を行う。

図９は、図８（Ａ）の振幅モニタ回路８０３の構成例を示す回路図である。振幅モニタ回路８０３は、スイッチ９０１，９０３，９０４、容量９０２，９０５，９０６、抵抗９０７，９０８、ｎチャネル電界効果トランジスタ９０９，９１０，９１４，９１５、電流源９１１，９１６、デジタルアナログ変換器９１２，９１３、及びストロングアームラッチ回路９１９を有する。期待値Ｖｒｅｆ＋及びＶｒｅｆ−は、図８（Ａ）の期待値ＤＥに対応する。デジタルアナログ変換器９１２及び９１３は、それぞれ、期待値Ｖｒｅｆ＋及びＶｒｅｆ−をデジタルからアナログに変換する。入力端子ＩＮには、「１０１０１・・・」のテストパターンＴＰが入力される。スイッチ９０１は初期の振幅検出時のみオンとし、振幅検出後に図８（Ａ）の容量接続スイッチ８０２の接続が決まり次第オフとする。スイッチ９０４は、クロック信号ＣＫ０に同期して、テストパターンＴＰのデータ「０」のローレベルをサンプリングし、容量９０６に充電する。スイッチ９０３は、クロック信号ＣＫ１に同期して、テストパターンＴＰのデータ「１」のハイレベルをサンプリングし、容量９０５に充電する。ノード９１７では、ハイレベルデータの振幅が期待値Ｖｒｅｆ＋により制御される。ノード９１８では、ローレベルデータの振幅が期待値Ｖｒｅｆ−により制御される。ストロングアームラッチ回路９１９は、ノード９１７及び９１８の信号を入力してラッチし、ラッチした差動信号ＯＵＴ及びＯＵＴＸを出力する。これにより、振幅モニタ回路８０３は、ローレベルデータ及びハイレベルデータの振幅が所望の期待値より大きいか否かを検出することができる。

図１０は、図８（Ａ）の伝送システムの動作例を示すフローチャートである。ステップＳ１００１では、セレクタ回路８０１は、テストモードではテストパターンＴＰを入力して選択する。次に、ステップＳ１００２では、インバータ２０１は、「０１０１・・・」のテストパターンＴＰを入力する。次に、ステップＳ１００３では、振幅モニタ回路８０３は、送信器１０２の出力端子８０４の電圧振幅をモニタする。次に、ステップＳ１００４では、振幅モニタ回路８０３は、モニタした電圧振幅と振幅の期待値ＤＥとを比較する。次に、ステップＳ１００５では、振幅モニタ回路８０３は、比較結果に応じて、スイッチ８０２のオンする個数を決定する。次に、ステップＳ１００６では、振幅モニタ回路８０３は、上記の決定に従って、スイッチ８０２の接続を切り替える。次に、ステップＳ１００７では、容量Ｃｓは、スイッチ切り替えに応じて容量値が変化する。次に、ステップＳ１００８では、セレクタ回路８０１は、通常モードでは、入力データ信号ｄ（ｎ）を選択し、インバータ２０１は入力データ信号ｄ（ｎ）を入力し、入力データ信号ｄ（ｎ）の伝送が行われる。これにより、送信器１０２の出力信号の振幅を所望の振幅に制御し、消費電力を低減することができる。

（第６の実施形態）
図１１は、第６の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。以下、本実施形態（図１１）が第４の実施形態（図７）と異なる点を説明する。振幅モニタ回路８０３は、受信器１０４内に設けられる。コンダクタンスＧＬの抵抗とスイッチ１１０１との直列接続回路の組みは、電源電位ノードＶＴＴ及びインバータ２０３の入力端子間に複数組み並列に接続される。また、容量ＣＬとスイッチ１１０２との直列接続回路の組みは、インバータ２０３の入力端子及びグランド電位ノード間に複数組み並列に接続される。セレクタ回路８０１は、第５の実施形態と同様に、テストパターンＴＰ又は入力データ信号ｄ（ｎ）を選択し、インバータ２０１に出力する。振幅モニタ回路８０３は、第５の実施形態と同様に、受信器１０４の入力電圧Ｖｏの振幅を検出し、入力電圧Ｖｏの振幅が期待値ＤＥになるようにスイッチ１１０１及び／又は１１０２を制御する。スイッチ１１０１を制御することにより、インバータ２０３の入力端子及び電源電位ノードＶＴＴ間のコンダクタンスＧＬの値を変化させることができる。また、スイッチ１１０２を制御することにより、インバータ２０３の入力端子及びグランド電位ノード間の容量ＣＬの値を変化させることができる。これにより、受信器１０４の入力電圧Ｖｏの振幅を変化させることができる。振幅モニタ回路８０３は、受信器１０４の入力電圧Ｖｏの振幅を検出し、検出した入力電圧Ｖｏの振幅に応じて受信器１０４の入力容量ＣＬの値及び／又はコンダクタンスＧＬの第２の抵抗の値を制御する。これにより、受信器１０４の入力電圧Ｖｏの振幅を所望の期待値ＤＥに制御することができる。

また、容量ＣＬ又はコンダクタンスＧＬがプロセスばらつき等で差異が生じた場合に、送信器１０２から受信器１０４までの周波数特性が平坦にならない可能性がある。その場合、振幅モニタ回路８０３は、テストパターンＴＰを基に、スイッチ１１０１及び１１０２を制御することにより、容量ＣＬ及びコンダクタンスＧＬを調整し、周波数特性を平坦にすることができる。

なお、図２に振幅モニタ回路８０３を設け、振幅モニタ回路８０３が、受信器１０４の入力電圧Ｖｏの振幅を検出し、検出した入力電圧Ｖｏの振幅に応じて受信器１０４の入力容量ＣＬの値を制御するようにしてもよい。

（第７の実施形態）
図１２は、第７の実施形態による伝送システムの構成例を示す回路図である。以下、本実施形態（図１２）が第４の実施形態（図７）と異なる点を説明する。振幅モニタ回路８０３は、送信器１０２内に設けられる。コンダクタンスＧｓの抵抗とスイッチ１２０２との直列接続回路の組みは、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間に複数組み並列に接続される。また、容量Ｃｓとスイッチ１２０１との直列接続回路の組みは、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間に複数組み並列に接続される。セレクタ回路８０１は、第５の実施形態と同様に、テストパターンＴＰ又は入力データ信号ｄ（ｎ）を選択し、インバータ２０１に出力する。振幅モニタ回路８０３は、第５の実施形態と同様に、送信器１０２の出力電圧の振幅を検出し、検出した出力電圧の振幅が期待値ＤＥになるようにスイッチ１２０１及び／又は１２０２を制御する。スイッチ１２０１を制御することにより、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間の容量Ｃｓの値を変化させることができる。また、スイッチ１２０２を制御することにより、インバータ２０１の出力端子及び伝送チャネル１０３間のコンダクタンスＧｓの値を変化させることができる。これにより、送信器１０２の出力電圧の振幅を変化させることができる。振幅モニタ回路８０３は、送信器１０２の出力電圧の振幅を検出し、検出した出力電圧の振幅に応じて第１の容量Ｃｓの値及び／又はコンダクタンスＧｓの第１の抵抗の値を制御する。これにより、送信器１０２の出力電圧の振幅を所望の期待値ＤＥに制御することができる。

図１３（Ａ）は比較例による伝送システムの構成例を示す回路図であり、図１３（Ｂ）はそのシミュレーション結果を示す図である。インバータ２０１は、入力データ信号ｄ（ｎ）の論理反転信号を出力する。電圧Ｖｏは、インバータ２０１の出力端子の電圧である。インバータ２０３は、インバータ２０１の出力電圧Ｖｏの論理反転信号を出力する。容量ＣＬは、インバータ２０３の入力端子及びグランド電位ノード間の容量である。入力データ信号ｄ（ｎ）及び電圧Ｖｏの振幅は、共に０．９Ｖであり、同じである。この伝送システムの消費電流は１．４ｍＡである。

図１４（Ａ）は第４の実施形態（図７）による伝送システムの構成例を示す回路図であり、図１４（Ｂ）はそのシミュレーション結果を示す図である。電圧Ｖｏの振幅は、入力データ信号ｄ（ｎ）の振幅より小さくなっている。この伝送システムの消費電流は１ｍＡであり、図１３（Ａ）の伝送システムの消費電流（１．４ｍＡ）の５／７に低減し、消費電力を削減できることが分かる。

以上のように、第１〜第７の実施形態によれば、送信器１０２から伝送チャネル１０３を介して受信器１０４へ小振幅でデータ信号を伝送することにより、消費電力を削減することができる。伝送システムは、データ遷移時のみ電力を消費することから、入力データ信号ｄ（ｎ）のパターンとしては、「００」や「１１」など同じビットが続く場合に、消費電力削減の効果が顕著となる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０１ ＣＭＯＳロジック回路
１０２ 送信器
１０３ 伝送チャネル
１０４ 受信器
１０５ ＣＭＯＳロジック回路
２０１，２０３ インバータ
２０２ オペアンプ

Claims (10)

1. 信号を送信する送信器と、
   前記送信器により送信された信号を受信する受信器と、
   前記受信器の入力端子の直流バイアスレベルを規定するためのバイアス回路とを有し、
   前記送信器は、信号の振幅を小さくして前記受信器に送信する第１の振幅変換器を有し、
   前記受信器は、前記送信器により送信された信号の振幅を大きくする第２の振幅変換器を有し、
   前記第１の振幅変換器は、前記受信器に供給する電荷量を制限する第１の容量を有することを特徴とする伝送システム。
2. さらに、前記送信器から前記受信器への伝送による符号化干渉を除去するための等化器を有することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
3. 前記バイアス回路は、
   前記第１の容量に並列に接続される第１の抵抗と、
   前記受信器の入力端子及び電源電位ノード間に接続される第２の抵抗とを有することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
4. さらに、前記送信器の出力電圧の振幅を検出し、前記検出した出力電圧の振幅に応じて前記第１の容量の値を制御する振幅モニタ回路を有することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
5. さらに、前記受信器の入力電圧の振幅を検出し、前記検出した入力電圧の振幅に応じて前記受信器の入力容量の値を制御する振幅モニタ回路を有することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
6. さらに、前記受信器の入力電圧の振幅を検出し、前記検出した入力電圧の振幅に応じて前記受信器の入力容量の値及び／又は前記第２の抵抗の値を制御する振幅モニタ回路を有することを特徴とする請求項３記載の伝送システム。
7. さらに、前記送信器の出力電圧の振幅を検出し、前記検出した出力電圧の振幅に応じて前記第１の容量の値及び／又は前記第１の抵抗の値を制御する振幅モニタ回路を有することを特徴とする請求項３記載の伝送システム。
8. 前記第１の容量は、前記送信器の入力端子及び出力端子間に接続されることを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
9. 前記第１の容量は、前記送信器の出力端子及び直流電位ノード間に接続されることを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
10. 前記送信器は、既知のパターンを入力し、前記既知のパターンの振幅に応じて前記第１の容量の値を制御することを特徴とする請求項１記載の伝送システム。

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