JPH08107325A - ディジタル伝送送信回路 - Google Patents
ディジタル伝送送信回路Info
- Publication number
- JPH08107325A JPH08107325A JP6240455A JP24045594A JPH08107325A JP H08107325 A JPH08107325 A JP H08107325A JP 6240455 A JP6240455 A JP 6240455A JP 24045594 A JP24045594 A JP 24045594A JP H08107325 A JPH08107325 A JP H08107325A
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- JP
- Japan
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- transmission
- transformer
- impedance
- circuit
- digital
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスを用いたディジタル伝送送信回路に
おいて、送信トランスを切替えることなく、複数種類の
線路インピーダンスに対応できる信号波形を実現する。 【構成】 ドライバ１，２とトランス５との間のソース
抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に夫々並列に複数のコンデンサＣ1 ，Ｃ
11，Ｃ2 ，Ｃ21を接続して、スイッチＳ1 ，Ｓ2にてこ
れ等コンデンサを選択自在とする。伝送ケーブル３の特
性インピーダンスＺ0 に応じてコンデンサを選択するこ
とにより、送信パルスの立上り時（過渡時）のインピー
ダンスが制御され、Ｚ0 に無関係に立上り特性を一定に
維持できる。
おいて、送信トランスを切替えることなく、複数種類の
線路インピーダンスに対応できる信号波形を実現する。 【構成】 ドライバ１，２とトランス５との間のソース
抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に夫々並列に複数のコンデンサＣ1 ，Ｃ
11，Ｃ2 ，Ｃ21を接続して、スイッチＳ1 ，Ｓ2にてこ
れ等コンデンサを選択自在とする。伝送ケーブル３の特
性インピーダンスＺ0 に応じてコンデンサを選択するこ
とにより、送信パルスの立上り時（過渡時）のインピー
ダンスが制御され、Ｚ0 に無関係に立上り特性を一定に
維持できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル伝送送信回路
に関し、特に送信すべきディジタル信号を送信トランス
を介して所定インピーダンスの負荷回路へ供給するよう
にしたディジタル伝送送信回路に関するものである。
に関し、特に送信すべきディジタル信号を送信トランス
を介して所定インピーダンスの負荷回路へ供給するよう
にしたディジタル伝送送信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】送信トランスを使用した従来のディジタ
ル伝送送信回路は一般に伝送信号の基準インピーダンス
に合致した専用の送信トランスを使用してトランジスタ
等のドライバ回路と直接接属する構成となっている。こ
の構成を図２に示している。
ル伝送送信回路は一般に伝送信号の基準インピーダンス
に合致した専用の送信トランスを使用してトランジスタ
等のドライバ回路と直接接属する構成となっている。こ
の構成を図２に示している。
【０００３】図２（Ａ）に示す様に、ドライバ１０から
の送信パルスＶs は送信トランス５の一次側へ直接若し
くは固定的な抵抗（図ではソース抵抗Ｒs として示して
いる）を介して印加される。送信トランス５の二次側出
力は送信信号規定点に接続されている負荷回路４へ供給
される。
の送信パルスＶs は送信トランス５の一次側へ直接若し
くは固定的な抵抗（図ではソース抵抗Ｒs として示して
いる）を介して印加される。送信トランス５の二次側出
力は送信信号規定点に接続されている負荷回路４へ供給
される。
【０００４】この構成において、送信信号規定点におけ
る基準インピーダンスを測定する場合について考える。
図２（Ａ）の回路は図２（Ｂ）に示す様なモデル（等価
回路）にて表現することができるので図２（Ｂ）を用い
て説明する。図において、Ｖs は送信パルス電圧，Ｒs
は送信パルスソース抵抗，Ｌl はトランス５の漏れイン
ダクタンス，Ｌe はトランス５の実効インダクタンス，
ｎはトランス５の巻線比，Ｒ0 は負荷回路４のインピー
ダンスであり基準インピーダンスである。
る基準インピーダンスを測定する場合について考える。
図２（Ａ）の回路は図２（Ｂ）に示す様なモデル（等価
回路）にて表現することができるので図２（Ｂ）を用い
て説明する。図において、Ｖs は送信パルス電圧，Ｒs
は送信パルスソース抵抗，Ｌl はトランス５の漏れイン
ダクタンス，Ｌe はトランス５の実効インダクタンス，
ｎはトランス５の巻線比，Ｒ0 は負荷回路４のインピー
ダンスであり基準インピーダンスである。
【０００５】尚、Ｌl は（１−ｋ2 ）Ｌ1 ，Ｌe はｋ2
Ｌ1 であり、ｋは定数であって、トランス５の結合度Ｍ
は、トランスの一次及び二次のインダクタンスＬ1 ，Ｌ
2 を用いてＭ＝ｋ（Ｌ1 Ｌ2 ）1/2 で表わされるものと
する。
Ｌ1 であり、ｋは定数であって、トランス５の結合度Ｍ
は、トランスの一次及び二次のインダクタンスＬ1 ，Ｌ
2 を用いてＭ＝ｋ（Ｌ1 Ｌ2 ）1/2 で表わされるものと
する。
【０００６】従って、送信信号規定点における出力電圧
Ｖ0 は、 Ｖ0 ＝ｎＶs ｛Ｒ0 ／（Ｒ0 ＋ｎ2 Ｒs ）｝（ｅ-t/Tf −ｅ-t/Tr ） ……（１） で表わされる。ここに、 Ｔr ＝Ｌe ／（Ｒs ＋Ｒ0 ／ｎ2 ） ……（２） Ｔf ＝Ｌ1 ／｛Ｒs ‖Ｒ0 ／ｎ2 ｝ ……（３） であり、‖は並列抵抗値を表わす。
Ｖ0 は、 Ｖ0 ＝ｎＶs ｛Ｒ0 ／（Ｒ0 ＋ｎ2 Ｒs ）｝（ｅ-t/Tf −ｅ-t/Tr ） ……（１） で表わされる。ここに、 Ｔr ＝Ｌe ／（Ｒs ＋Ｒ0 ／ｎ2 ） ……（２） Ｔf ＝Ｌ1 ／｛Ｒs ‖Ｒ0 ／ｎ2 ｝ ……（３） であり、‖は並列抵抗値を表わす。
【０００７】上式によれば、出力電圧Ｖ0 の立上り波形
はＴr により規定されることになる。このＴr はトラン
ス５の持つ漏れインダクタンスＬl ，巻線比ｎ，ソース
抵抗Ｒs ，基準インピーダンスＲ0 により定まり、
（２）式のＴr より判る様に、トランス５のもつ定数Ｌ
l ，ｎ等を一定と考えれば、基準インピーダンスＲ0 が
大きければ、Ｔr は小となり立上り波形は急峻となり、
Ｒ0 が小さければ、Ｔr は大となって立上り波形は鈍く
なる。図２（Ｃ）にその状態を示している。
はＴr により規定されることになる。このＴr はトラン
ス５の持つ漏れインダクタンスＬl ，巻線比ｎ，ソース
抵抗Ｒs ，基準インピーダンスＲ0 により定まり、
（２）式のＴr より判る様に、トランス５のもつ定数Ｌ
l ，ｎ等を一定と考えれば、基準インピーダンスＲ0 が
大きければ、Ｔr は小となり立上り波形は急峻となり、
Ｒ0 が小さければ、Ｔr は大となって立上り波形は鈍く
なる。図２（Ｃ）にその状態を示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この様な従来のディジ
タル伝送送信回路では、実際には、トランス５から負荷
４の基準インピーダンスへは伝送ケーブルを用いて信号
が供給されることになる。そこで、この伝送ケーブルの
特性インピーダンスに応じた専用の送信トランスを用い
ており、この伝送路の線路インピーダンスが異なる場合
それに応じた送信トランス５を用いる必要がある。
タル伝送送信回路では、実際には、トランス５から負荷
４の基準インピーダンスへは伝送ケーブルを用いて信号
が供給されることになる。そこで、この伝送ケーブルの
特性インピーダンスに応じた専用の送信トランスを用い
ており、この伝送路の線路インピーダンスが異なる場合
それに応じた送信トランス５を用いる必要がある。
【０００９】また、複数種類の線路インピーダンスに対
応できる様な送信トランスを使用する場合、送信トラン
スが有する漏れインダクタンス及び終端インピーダンス
（基準インピーダンス）の値により伝送する送信パルス
の波形が図２（Ｃ）に示す如く影響を受け、標準の送信
パルスを負荷へ送出することが困難になるという欠点が
ある。
応できる様な送信トランスを使用する場合、送信トラン
スが有する漏れインダクタンス及び終端インピーダンス
（基準インピーダンス）の値により伝送する送信パルス
の波形が図２（Ｃ）に示す如く影響を受け、標準の送信
パルスを負荷へ送出することが困難になるという欠点が
ある。
【００１０】本発明の目的は送信トランスを取替えるこ
となく複数種類の線路インピーダンスに対応可能な送信
パルス波形を実現するようにしたディジタル伝送送信回
路を提供することである。
となく複数種類の線路インピーダンスに対応可能な送信
パルス波形を実現するようにしたディジタル伝送送信回
路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、送信す
べきディジタル信号が一次側に供給された送信トランス
を有し、この送信トランスの二次側の出力信号により所
定インピーダンスの負荷回路を駆動するようにしたディ
ジタル伝送送信回路であって、前記送信トランスの一次
側に抵抗とコンデンサの並列回路を有し、前記コンデン
サの容量値を前記負荷回路のインピーダンスに応じて制
御するようにしたことを特徴とするディジタル伝送送信
回路が得られる。
べきディジタル信号が一次側に供給された送信トランス
を有し、この送信トランスの二次側の出力信号により所
定インピーダンスの負荷回路を駆動するようにしたディ
ジタル伝送送信回路であって、前記送信トランスの一次
側に抵抗とコンデンサの並列回路を有し、前記コンデン
サの容量値を前記負荷回路のインピーダンスに応じて制
御するようにしたことを特徴とするディジタル伝送送信
回路が得られる。
【００１２】
【作用】送信パルスをトランス，ケーブルを介して送信
信号規定点の基準インピーダンス（負荷回路）へ供給す
るに際して、当該基準インピーダンスに応じて、トラン
スの一次側の抵抗に並列に接続されたコンデンサの容量
値を制御自在として、送信パルスの立上り波形が基準イ
ンピーダンスの変化によって影響を受けない様にしてい
る。
信号規定点の基準インピーダンス（負荷回路）へ供給す
るに際して、当該基準インピーダンスに応じて、トラン
スの一次側の抵抗に並列に接続されたコンデンサの容量
値を制御自在として、送信パルスの立上り波形が基準イ
ンピーダンスの変化によって影響を受けない様にしてい
る。
【００１３】
【実施例】以下に本発明の実施例につき図面を用いて説
明する。
明する。
【００１４】図１（Ａ）は本発明の実施例の回路図であ
り、（Ｂ）はその等価回路図を示している。送信用のド
ライバ１は抵抗値Ｒ／２の抵抗Ｒ1 と容量２Ｃのコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ11との並列回路を介してインダクタンスＬ
1 を有する送信トランス５の一次側の一端へ接続され
る。また、ドライバ１と逆極性の出力を有するドライバ
２は抵抗値Ｒ／２の抵抗Ｒ2 と容量２ＣのコンデンサＣ
2 ，Ｃ21との並列回路を介して送信トランス５の一次側
（インダクタンスＬ2 ）の他端へ接続される。
り、（Ｂ）はその等価回路図を示している。送信用のド
ライバ１は抵抗値Ｒ／２の抵抗Ｒ1 と容量２Ｃのコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ11との並列回路を介してインダクタンスＬ
1 を有する送信トランス５の一次側の一端へ接続され
る。また、ドライバ１と逆極性の出力を有するドライバ
２は抵抗値Ｒ／２の抵抗Ｒ2 と容量２ＣのコンデンサＣ
2 ，Ｃ21との並列回路を介して送信トランス５の一次側
（インダクタンスＬ2 ）の他端へ接続される。
【００１５】尚、ドライバ１，２は互いに逆極性の出力
を同時に生成する代りに、片側ずつ交互にドライブ出力
を生成する方式としても良いものである。
を同時に生成する代りに、片側ずつ交互にドライブ出力
を生成する方式としても良いものである。
【００１６】トランス５の二次側出力は特性インピーダ
ンスＺ0 の伝送ケーブル３を介して送信信号規定点に接
続されている基準インピーダンスＲ0 を有する負荷回路
４へ供給されている。尚、常時Ｚ0 ＝Ｒ0 に選定される
ことにより、出力側のインピーダンス整合がなされてい
るものとする。また、トランス５の各定数は図２にて説
明したものと同じとする。
ンスＺ0 の伝送ケーブル３を介して送信信号規定点に接
続されている基準インピーダンスＲ0 を有する負荷回路
４へ供給されている。尚、常時Ｚ0 ＝Ｒ0 に選定される
ことにより、出力側のインピーダンス整合がなされてい
るものとする。また、トランス５の各定数は図２にて説
明したものと同じとする。
【００１７】図１（Ｂ）は図１（Ａ）の回路の等価回路
であってＺ0 ＝Ｒ0 となって整合が取れているので、ト
ランスの二次側のインピーダンスは、一次側換算でＲ0
／ｎ2 となる。また、非常に短いケーブル３で基準イン
ピーダンスＲ0 がトランス５と接続されている場合も、
同様にトランス二次側インピーダンスの一次側換算値は
Ｒ0 ／ｎ2 とみなすことができ（実際には、ケーブルは
Ｌ性にみえて等価漏れインダクタンスは大きくなった様
にみえる）、従来の送信回路の図２（Ｂ）に示したモデ
ルと同様に考えることができる。
であってＺ0 ＝Ｒ0 となって整合が取れているので、ト
ランスの二次側のインピーダンスは、一次側換算でＲ0
／ｎ2 となる。また、非常に短いケーブル３で基準イン
ピーダンスＲ0 がトランス５と接続されている場合も、
同様にトランス二次側インピーダンスの一次側換算値は
Ｒ0 ／ｎ2 とみなすことができ（実際には、ケーブルは
Ｌ性にみえて等価漏れインダクタンスは大きくなった様
にみえる）、従来の送信回路の図２（Ｂ）に示したモデ
ルと同様に考えることができる。
【００１８】すなわち、送信信号規定点における出力電
圧Ｖ0 は（１）式となり、その立上り波形の特性は
（２）式のＴr にて定まることになる。
圧Ｖ0 は（１）式となり、その立上り波形の特性は
（２）式のＴr にて定まることになる。
【００１９】いま、トランスの巻線比ｎを２として、終
端する基準インピーダンスＲ0 が７５Ωと１２０Ω
（２．０４８Ｍbps のインタフェース用インピーダン
ス）との２種の場合について考える。
端する基準インピーダンスＲ0 が７５Ωと１２０Ω
（２．０４８Ｍbps のインタフェース用インピーダン
ス）との２種の場合について考える。
【００２０】Ｒ0 ＝７５Ωの時の立上り波形の傾きと、
Ｒ0 ＝１２０Ωの時のそれとの差は、１．６倍の差とな
る。基準インピーダンスを７５Ωとすると、１２０Ωの
場合よりもＴr は大となり、立上り波形は鈍くなる。従
って、インピーダンスの変更があっても、元の１２０Ω
の場合と同じ立上り特性を示す様にするには、等価モデ
ルで考えると、実効インダクタンスＬe に生じる電圧を
大きくすることによって等価的にＲ0 に生じる電圧は大
きくなる。
Ｒ0 ＝１２０Ωの時のそれとの差は、１．６倍の差とな
る。基準インピーダンスを７５Ωとすると、１２０Ωの
場合よりもＴr は大となり、立上り波形は鈍くなる。従
って、インピーダンスの変更があっても、元の１２０Ω
の場合と同じ立上り特性を示す様にするには、等価モデ
ルで考えると、実効インダクタンスＬe に生じる電圧を
大きくすることによって等価的にＲ0 に生じる電圧は大
きくなる。
【００２１】そこで、ソースインピーダンスとして、ソ
ース抵抗Ｒに並列にコンデンサＣa，Ｃb を追加するこ
とにより、出力パルスの立上り時の等価インピーダンス
を下げ、立上り波形が鈍くならない様に急峻な状態を維
持する様にするのである。そのために、基準インピーダ
ンスＲ0 に応じて、スイッチＳ10（図１（Ａ）ではスイ
ッチＳ1 ，Ｓ2 を連動）にて切換えてコンデンサＣa ，
Ｃb を選択し容量値を自在に選定するものである。
ース抵抗Ｒに並列にコンデンサＣa，Ｃb を追加するこ
とにより、出力パルスの立上り時の等価インピーダンス
を下げ、立上り波形が鈍くならない様に急峻な状態を維
持する様にするのである。そのために、基準インピーダ
ンスＲ0 に応じて、スイッチＳ10（図１（Ａ）ではスイ
ッチＳ1 ，Ｓ2 を連動）にて切換えてコンデンサＣa ，
Ｃb を選択し容量値を自在に選定するものである。
【００２２】
【発明の効果】叙上の如く、本発明によれば、ドライバ
と送信トランスとの間に抵抗に並列のコンデンサを追加
し、送信トランスの二次側に接続される基準インピーダ
ンスに応じてその容量値を選定可能とすることにより、
送信トランスが有する漏れインダクタンスによる二次側
負荷の基準インピーダンスによる立上り波形のなまりを
補正できる。従って、基準インピーダンスに夫々対応し
た送信用パルストランスを用いる必要がなくなり、共用
のパルストランスを使用できるという効果が生ずる。
と送信トランスとの間に抵抗に並列のコンデンサを追加
し、送信トランスの二次側に接続される基準インピーダ
ンスに応じてその容量値を選定可能とすることにより、
送信トランスが有する漏れインダクタンスによる二次側
負荷の基準インピーダンスによる立上り波形のなまりを
補正できる。従って、基準インピーダンスに夫々対応し
た送信用パルストランスを用いる必要がなくなり、共用
のパルストランスを使用できるという効果が生ずる。
【図１】（Ａ）は本発明の実施例の回路図、（Ｂ）はそ
の等価回路図である。
の等価回路図である。
【図２】（Ａ）は従来のディジタル伝送送信回路の例を
示す図、（Ｂ）はその等価回路図、（Ｃ）は出力電圧波
形の特性を示す図である。
示す図、（Ｂ）はその等価回路図、（Ｃ）は出力電圧波
形の特性を示す図である。
１，２ 送信ドライバ ３ 伝送ケーブル ４ 基準インピーダンス回路（負荷回路） ５ トランス Ｃ1 ，Ｃ11，Ｃ2 ，Ｃ21 コンデンサ Ｒ1 ，Ｒ2 抵抗 Ｓ1 ，Ｓ2 スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 送信すべきディジタル信号が一次側に供
給された送信トランスを有し、この送信トランスの二次
側の出力信号により所定インピーダンスの負荷回路を駆
動するようにしたディジタル伝送送信回路であって、前
記送信トランスの一次側に抵抗とコンデンサの並列回路
を有し、前記コンデンサの容量値を前記負荷回路のイン
ピーダンスに応じて制御するようにしたことを特徴とす
るディジタル伝送送信回路。 - 【請求項２】 前記コンデンサは複数並列接続可能な構
成とされており、前記インピーダンスに応じてこれ等コ
ンデンサの並列接続状態を制御することを特徴とする請
求項１記載のディジタル伝送送信回路。 - 【請求項３】 前記送信トランスの二次側と前記負荷回
路とは前記インピーダンスと等しい特性インピーダンス
を有するケーブルを介して接続されていることを特徴と
する請求項１または２記載のディジタル伝送送信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240455A JPH08107325A (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | ディジタル伝送送信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240455A JPH08107325A (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | ディジタル伝送送信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107325A true JPH08107325A (ja) | 1996-04-23 |
Family
ID=17059758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6240455A Pending JPH08107325A (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | ディジタル伝送送信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107325A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6307445B1 (en) | 1997-07-09 | 2001-10-23 | Nokia Networks Oy | Impedance match of transmission lines having a connection arrangement for selecting impedance |
| GB2361857A (en) * | 2000-02-17 | 2001-10-31 | Ic Routing Ltd | Data transmission circuit |
| WO2010001456A1 (ja) * | 2008-06-30 | 2010-01-07 | 富士通株式会社 | 波形整形回路および光スイッチ装置 |
| JP2013219543A (ja) * | 2012-04-09 | 2013-10-24 | Fujitsu Ltd | 伝送システム |
-
1994
- 1994-10-05 JP JP6240455A patent/JPH08107325A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6307445B1 (en) | 1997-07-09 | 2001-10-23 | Nokia Networks Oy | Impedance match of transmission lines having a connection arrangement for selecting impedance |
| GB2361857A (en) * | 2000-02-17 | 2001-10-31 | Ic Routing Ltd | Data transmission circuit |
| WO2010001456A1 (ja) * | 2008-06-30 | 2010-01-07 | 富士通株式会社 | 波形整形回路および光スイッチ装置 |
| US8310750B2 (en) | 2008-06-30 | 2012-11-13 | Fujitsu Limited | Waveform shaping circuit and optical switching device |
| JP2013219543A (ja) * | 2012-04-09 | 2013-10-24 | Fujitsu Ltd | 伝送システム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020402 |