JP2013143844A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を簡単に生成してスイッチング部を制御する制御部に出力することができる技術を提供する。
【解決手段】主制御回路４の駆動用電源として設けられた降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１により出力されるパルス電圧Ｓが補正電圧出力部１００に入力され、入力されたパルス電圧Ｓの１周期に占める降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間に応じた値の補正電圧Ｖｃ、すなわち、前記オン期間が短いほど値が小さく、前記オン期間が長いほど値が大きい補正電圧Ｖｃを補正電圧出力部１００において生成することにより、入力電圧Ｖｉが上昇するほど値が小さく、入力電圧Ｖｉが低下するほど値が大きい補正電圧Ｖｃを補正電圧出力部１００により簡単に生成してスイッチング素子Ｑ１０を制御する主制御回路４に出力することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスの１次側に設けられたスイッチング素子の断続がフィードバック制御されることにより安定した直流電圧が負荷に供給されるスイッチング電源に関する。

図９の従来のスイッチング電源の一例に示すように、入力端子ＰＩ（＋）、（−）間の直流入力電圧を一定周期によりサンプリングする電圧サンプリング回路５０４が設けられて、電圧サンプリング回路５０４によりサンプリングされた入力電圧の変動に基づいてコンバータ５０１のスイッチング用のパルス幅の制御が行われるスイッチング電源５００が知られている（例えば、特許文献１参照）。具体的には、スイッチング電源５００では、入力端子ＰＩ（＋）、（−）間に入力された直流の入力電圧が、コンバータ５０１において、一旦スイッチングにより交流へ変換され変圧器により所定電圧に変圧された後、整流、平滑されて直流へ変換されることにより、所望の出力電圧が出力端子ＰＯ（＋）、（−）間から出力される。

また、電圧検知回路５０２により出力電圧が検知されており、検知された出力電圧に基づいて制御回路５０３がコンバータ５０１のスイッチング用のパルス幅を制御することにより、出力電圧の安定化が図られている。このとき、スイッチング電源５００では、電圧サンプリング回路５０４により一定周期でサンプリングされた入力電圧に基づいて、入力電圧の変化量が電圧変動検知回路５０５により検知されて、検知された入力電圧の変化量が制御回路５０３に出力される。

また、コンバータ５０１と出力端子ＰＯ（−）との間に出力電流を所定周期によりサンプリングする電流サンプリング回路５０６が挿入されている。そして、電流サンプリング回路５０６により所定周期でサンプリングされた出力電流に基づいて、出力電流の変化量が電流変動検知回路５０７により検知されて、検知された出力電流の変化量が制御回路５０３に出力される。そして、制御回路５０３により、電圧検知回路５０２の検出出力に応じた制御が行われると共に、電圧変動検知回路５０５および電流変動検知回路５０７の出力に基づいて出力電圧の変化が予測され、予測された出力電圧の変化を抑制するようにコンバータ５０１のスイッチング用のパルス幅が制御されることで、入力電圧および出力電流が変化した場合の出力電圧の変動が抑制されている。

特開平１−１１００５７号公報（第１頁右下欄〜第２頁右下欄、第１図など）

ところで、スイッチング電源５００では、入力電圧の変動が電圧変動検知回路５０５により検知され、出力電流の変動が電流変動検知回路５０７により検知されて、検知された入力電圧の変化量および出力電流の変化量に基づき出力電圧の変化が予測されることによりコンバータ５０１の制御が制御回路５０３により実行されるが、入力電圧の変動に基づいてコンバータ５０１を制御する際に、入力電圧の大きさに応じた補正電圧を利用することが提案されている。具体的には、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を制御回路５０３において利用することにより、入力電圧が変動することに伴う影響を低減する試みが為されている。

このように、入力電圧が大きいほど値が小さく、入力電圧が小さいほど値が大きい補正電圧を、反転増幅回路を用いて生成することが考えられるが、反転増幅回路を用いるのにオペアンプ等が必要になるため、回路構成が複雑になると共に製造コストの増大を招くという問題があった。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を簡単に生成してスイッチング部を制御する制御部に出力することができる技術を提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明のスイッチング電源は、直流の入力電圧を断続してトランスの１次巻線に給電するスイッチング部と、前記トランスの２次巻線の出力を整流、平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部の出力電圧が予め設定された設定値となるように前記スイッチング部の断続をフィードバック制御する制御部とを備えるスイッチング電源において、スイッチング動作により前記入力電圧を繰り返し断続して所定周期のパルス電圧を出力する降圧用スイッチング素子と、前記降圧用スイッチング素子に直列に接続されたチョークコイルと、前記降圧用スイッチング素子と前記チョークコイルとの接続点にカソードが接続された転流用ダイオードとを有し、出力電圧が予め定められた目標値となるように前記降圧用スイッチング素子の断続をフィードバック制御する降圧型スイッチングレギュレータと、前記パルス電圧が入力され、前記パルス電圧の１周期に占める前記降圧用スイッチング素子にオン期間に応じた値の補正電圧を前記制御部に出力する補正電圧出力部とを備えることを特徴としている（請求項１）。

請求項１の発明によれば、補助的な電源としての降圧型スイッチングレギュレータの降圧用スイッチング素子により出力されるパルス電圧が補正電圧出力部に入力され、入力されたパルス電圧の１周期に占める降圧用スイッチング素子のオン期間に応じた値の補正電圧、すなわち、前記オン期間が短いほど値が小さく、前記オン期間が長いほど値が大きい補正電圧を補正電圧出力部において生成することにより、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を補正電圧出力部により簡単に生成してスイッチング部を制御する制御部に出力することができる。

また、前記降圧型スイッチングレギュレータの出力は、前記制御部の電源端子に接続されているとよい（請求項２）。

請求項２の発明によれば、降圧型スイッチングレギュレータの出力に、制御部の電源端子が接続されることにより、補助的な電源として設けられた降圧型スイッチングレギュレータにより制御部に電源が供給される実用的な構成のスイッチング電源を提供することができる。

また、前記補正電圧出力部は、定電圧源から所定の定電圧が入力され、前記パルス電圧に基づいて前記定電圧を断続して出力する電圧出力回路と、前記電圧出力回路の出力電圧を平均化して前記補正電圧を生成する平均化回路とを備えるとよい（請求項３）。

請求項３の発明によれば、電圧出力回路には、定電圧源から出力される所定の定電圧が入力されており、入力された前記パルス電圧に基づいて、定電圧が電圧出力回路により断続して出力される。そして、入力された定電圧が前記パルス電圧と同じデューティ比で断続された電圧出力回路の出力電圧が、平均化回路により平均化されることにより、入力電圧の上昇に伴い前記パルス電圧の前記オン期間が短くなるほど小さく、入力電圧の下降に伴い前記パルス電圧の前記オン期間が長くなるほど大きい補正電圧をパルス電圧に基づいて簡単に生成することができる。

また、前記定電圧源は、前記降圧型スイッチングレギュレータの出力であるとよい（請求項４）。

請求項４の発明によれば、定電圧源を形成するのに新たに部品を搭載することなく、部品点数の削減を図ることができ、実用的な構成のスイッチング電源を提供することができる。

また、前記電圧出力回路は、前記降圧型スイッチングレギュレータの出力と前記平均化回路との間に接続され、前記パルス電圧によりオン、オフが制御される電圧出力用スイッチング素子を備えているとよい（請求項５）。

請求項５の発明によれば、電圧出力回路は、降圧型スイッチングレギュレータの出力と平均化回路との間に接続された電圧出力用スイッチング素子のオン、オフが、入力された前記パルス電圧により制御されことにより、降圧用スイッチング素子のスイッチング動作に応じて定電圧を簡単に断続して平均化回路に出力することができる。

また、前記制御部は、前記トランスの一次側電流を電圧変換して検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された前記一次側電流の大きさに前記補正電圧を加算した値に基づいて過電流を検出する過電流検出回路とを備えているとよい（請求項６）。

請求項６の発明によれば、一次側電流を利用してスイッチング電源の負荷電流の過電流を検出する場合に、電流検出回路により検出されたトランスの一次側電流の大きさに、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を加算して電流検出回路により検出された値を補正することにより、入力電圧の上昇に伴い一次側電流のピーク値が高い場合には値が小さい補正電圧が加算され、入力電圧の下降に伴い一次側電流のピーク値が低い場合には値が大きい補正電圧が加算されるため、入力電圧の変動に伴う一次側電流のピーク値のばらつきが抑制された補正値を導出することができる。したがって、一次側電流のピーク値のばらつきが抑制された補正値に基づいて過電流検出回路により過電流を検出することにより、入力電圧の変動に関わらず過電流を適切に検出することができる。

また、前記制御部は、前記トランスの一次側電流を電圧変換して検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された前記一次側電流に、前記補正電圧の大きさに応じた傾きのスロープ補償を行うスロープ補償回路とを備えているとよい（請求項７）。

請求項７の発明によれば、電流検出回路により検出されたトランスの一次側電流に基づいて制御部により電流モード制御が実行されるときに、前記一次側電流は、入力電圧の上昇に伴い傾きが大きくなり、入力電圧の低下に伴い傾きが小さくなる。したがって、電流検出回路により検出された前記一次側電流に、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧の大きさに応じた傾きのスロープ補償をスロープ補償回路により行うことで、入力電圧の上昇に伴い傾きが大きい前記一次側電流には傾きが小さいスロープ補償が行われ、入力電圧の低下に伴い傾きが小さい前記一次側電流には傾きが大きいスロープ補償が行われるので、入力電圧の変動に伴うトランスの一次側電流の傾きの変動に応じて適切な傾きのスロープ補償が行われて、制御部による電流制御モードにおけるスイッチ部のフィードバック制御を安定化することができる。

また、前記制御部は、制御端子に接続され、前記補正電圧により充電されるコンデンサの充電電圧の大きさに応じて起動時の前記スイッチ部のデューティ比を設定する設定回路を備えているとよい（請求項８）。

請求項８の発明によれば、制御部の制御端子に接続され、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧により充電されるコンデンサの充電電圧の大きさに応じて起動時におけるスイッチ部のデューティ比が設定回路により設定される。そのため、入力電圧が高い場合に、値が小さい補正電圧により充電されるコンデンサの充電電圧の大きさは、入力電圧が低い場合に、値が大きい補正電圧により充電されるコンデンサの充電電圧の大きさと比較すると小さいため、入力電圧が高い場合に設定回路により設定されるスイッチ部のデューティ比は、入力電圧が低い場合と比べると小さくなり、入力電圧が低い場合に設定回路により設定されるスイッチ部のデューティ比は、入力電圧が高い場合と比べると大きくなる。

また、コンデンサの充電速度は、入力電圧が高い場合には相対的に補正電圧が小さいため、入力電圧が低い場合と比べると遅くなり、入力電圧が低い場合には相対的に補正電圧が高いため、入力電圧が高い場合と比べると速くなる。そこで、例えば、スイッチング電源が起動される際に、前記補正電圧により充電されて経時的に増大するコンデンサの充電電圧の大きさに応じて、スイッチ部のデューティ比が段階的に増大するように設定回路により設定されることで、入力電圧が高い場合に、スイッチング電源が安定動作するまでのスイッチ部のデューティ比の増大率を入力電圧が低い場合よりも小さく、入力電圧が低い場合に、スイッチング電源が安定動作するまでのスイッチ部のデューティ比の増大率を入力電圧が高い場合よりも大きくすることができる。

したがって、入力電圧の高低に関わらずスイッチ部のデューティ比の増大率が同一であれば、入力電圧が高いほど整流平滑部の出力電圧が予め設定された設定値となるまでの時間が早く、入力電圧が低いほど整流平滑部の出力電圧が予め設定された設定値となるまでの時間が遅いが、上記したように、デューティ比の増大率を設定することにより、入力電圧の高低に関わらず、スイッチング電圧が起動されて安定動作するまでの期間を安定化することができる。

本発明によれば、入力電圧が上昇するほど値が小さく、入力電圧が低下するほど値が大きい補正電圧を補正電圧出力部により簡単に生成できる。

本発明のスイッチング電源の第１実施形態の回路構成を示す図である。 図１のスイッチング電源が備える降圧型スイッチングレギュレータの降圧用スイッチング素子がスイッチング動作することにより出力されるパルス電圧のデューティ比と補正電圧との関係を示す図であり、（ａ）は入力電圧が低い場合の一例を示し、（ｂ）は入力電圧が高い場合の一例を示す。 本発明のスイッチング電源の第２実施形態の回路構成を示す図である。 図３のスイッチング電源の動作を説明するための図である。 本発明のスイッチング電源の第３実施形態の回路構成を示す図である。 図５のスイッチング電源におけるスロープ補償を説明するための図であって、（ａ）は入力電圧が低い場合のスロープ補償の一例を示し、（ｂ）は入力電圧が高い場合のスロープ補償の一例を示す図である。 本発明のスイッチング電源の第４実施形態の回路構成を示す図である。 図７のスイッチング電源におけるソフトスタートを説明するための図であって、（ａ）は入力電圧の高低によるＳＳ端子電圧の時間変化を示す図であり、（ｂ）は入力電圧の高低によるデューティ比の時間変化を示す図であり、（ｃ）は補正電圧を用いた補正による効果を説明するための図である。 従来のスイッチング電源の一例を示す図である。

＜第１実施形態＞
本発明のスイッチング電源の第１実施形態について、図１および図２を参照して説明する。図１は本発明のスイッチング電源の第１実施形態の回路構成を示す図である。図２は図１のスイッチング電源が備える降圧型スイッチングレギュレータの降圧用スイッチング素子がスイッチング動作することにより出力されるパルス電圧のデューティ比と補正電圧との関係を示す図であり、（ａ）は入力電圧が低い場合の一例を示し、（ｂ）は入力電圧が高い場合の一例を示す。なお、図１および後の説明で使用する図３，５，７では、説明を簡易なものとするために、本発明にかかる基本的な構成のみ図示されており、その他の構成については図示省略されている。

図１に示すように、フォワード型の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されるスイッチング電源１は、１次巻線２ａおよび２次巻線２ｂを有するトランス２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に接続され、入力電源（図示省略）から入力端子ＰＩ（＋），ＰＩ（−）間に入力される直流の入力電圧Ｖｉを断続してトランス２の１次巻線に給電するＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより形成されるスイッチング素子Ｑ１０（本発明の「スイッチ部」に相当）と、１次、２次巻線２ａ，２ｂの巻数比に応じて誘起されたトランス２の２次巻線２ｂの出力を整流、平滑して直流出力を形成して出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（−）に出力電圧Ｖｏを出力する整流平滑部３と、整流平滑部３の出力電圧Ｖｏが予め設定された設定値となるようにスイッチング素子Ｑ１０の断続（オン、オフ）を、フィードバックされた出力電圧Ｖｏの値に基づいてフィードバック制御するＰＷＭ駆動回路が設けられた主制御回路４（本発明の「制御部」に相当）とを備えている。

入力電源から入力端子ＰＩ（＋），ＰＩ（−）間に入力された入力電圧Ｖｉは、トランス２の１次側の第１巻線２ａに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１０が主制御回路４のＰＷＭ駆動回路により生成される高周波パルス信号により高周波スイッチングされることにより断続して第１巻線２ａに給電され、トランス２の２次側の第２巻線２ｂに第１、第２巻線２ａ，２ｂの巻数比に応じた電圧のパルス電圧が誘起される。なお、スイッチング素子Ｑ１０はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ドレインが第１巻線２ａに接続され、ソースが入力端子Ｐ（−）側に接続され、ゲートが主制御回路４の制御端子Ｇに接続されている。また、トランス２の各巻線２ａ，２ｂの丸印は極性を示し、第１、第２巻線２ａ，２ｂの出力は同極性である。

また、スイッチング電源１の２次側に設けられた整流平滑部３は、トランス２の２次側の２次巻線２ｂに直列に接続されており、アノードが２次巻線２ｂに接続された整流用ダイオードＤ１０および整流用ダイオードＤ１０のカソードに接続された平滑用チョークコイルＬ１０と、整流用ダイオードＤ１０および平滑用チョークコイルＬ１０の接続点にカソードが接続されアノードが出力端子ＰＯ（−）に接続されて２次巻線２ｂに並列に接続された転流用ダイオードＤ１１と、その両端が出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（−）に接続された平滑用コンデンサＣ１０とを備えている。そして、整流用ダイオードＤ１０および転流用ダイオードＤ１１により整流回路が形成され、平滑用チョークコイルＬ１０および平滑用コンデンサＣ１０により平滑回路が形成される。

そして、第２巻線２ｂから出力されるパルス電圧が整流平滑部３により整流、平滑されることにより給電用の直流出力とされて出力電圧Ｖｏの直流電源が形成され、この直流電源が出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（−）から給電対象装置（図示省略）に給電される。また、整流平滑部３の後段には出力電圧Ｖｏの電圧を検出する電圧検出部（図示省略）が設けられており、電圧検出部により出力電圧Ｖｏが検出され、その検出結果が、例えば、フォトカプラの発光ダイオード（発光素子）およびフォトトランジスタ（受光素子）により光信号で主制御回路４にフィードバックされる。

そして、フィードバックされた電圧検出部の検出結果に基づいて主制御回路４のＰＷＭ駆動回路によりスイッチング素子Ｑ１０のゲートに出力される高周波パルス信号が生成されることにより、電圧検出部の検出結果の電圧がフィードバック制御の予め定められた設定値になるように、スイッチング素子Ｑ１０の断続（オン、オフ）がフィードバック制御され、出力電圧Ｖｏが、例えば給電対象装置の電源電圧に制御される。なお、電圧検出部により検出された出力電圧Ｖｏを主制御回路４にフィードバックする構成は上記したフォトカプラによる例に限られるものではなく、トランス等を利用したフィードバック回路を構成するなど、電圧検出部により検出された出力電圧Ｖｏを、周知の構成を利用してどのように主制御回路４にフィードバックしてもよい。

また、スイッチング電源１は、入力電源から入力端子ＰＩ（＋），ＰＩ（−）間に入力された入力電圧Ｖｉを、予め定められた目標値である出力電圧Ｖ１に降圧して、主制御回路４の電源端子に給電する降圧型スイッチングレギュレータ１０と、降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御されて出力されたパルス電圧Ｓに基づいて、パルス電圧Ｓの１周期に占める降圧用スイッチング素子のオン期間に応じた値の補正電圧Ｖｃを主制御回路４の補正電圧入力端子Ｃに出力する補正電圧出力部１００とを備えている。

降圧型スイッチングレギュレータ１０は、入力端子Ｐ（＋）にドレインが接続されて、入力電源から入力端子ＰＩ（＋），ＰＩ（−）間に入力された入力電圧Ｖｉを繰り返し断続して所定周期のパルス電圧Ｓをソースから出力するＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより形成される降圧用スイッチング素子Ｑ１と、降圧用スイッチング素子Ｑ１のソースに直列に接続されたチョークコイルＬ１と、降圧用スイッチング素子Ｑ１のソースにカソードが接続され入力端子ＰＩ（−）にアノードが接続された転流用ダイオードＤ１と、両端がそれぞれチョークコイルＬ１の出力側および転流用ダイオードＤ１のアノードに接続された出力用の平滑用コンデンサＣ１とを備えている。

また、降圧型スイッチングレギュレータ１０は、降圧用スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されて、チョークコイルＬ１の出力側の電圧（平滑コンデンサＣ１の充電電圧）が予め定められた目標値である出力電圧Ｖ１となるように、フィードバック回路ＦＢによりフィードバックされたチョークコイルＬ１の出力側の電圧に基づいて、降圧用スイッチング素子Ｑ１の断続（オン、オフ）をフィードバック制御する高周波パルス信号を生成するＰＷＭ駆動回路が設けられた補助制御回路１１を備えている。そして、チョークコイルＬ１の出力側の出力端子Ｐ１と主制御回路４の電源端子とが接続されている。

したがって、補助制御回路１１によりフィードバック制御される降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により入力電圧Ｖｉが繰り返し断続されてパルス電圧Ｓが出力される。出力されたパルス電圧Ｓにより、降圧用スイッチング素子Ｑ１のソースに直列に接続されたチョークコイルＬ１を介して、コンデンサＣ１に対して電流が流れることにより、予め定められた目標値の出力電圧Ｖ１が出力される。具体的には、降圧用スイッチング素子Ｑ１がオンのときにチョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積され、降圧用スイッチング素子Ｑ１がオフのときに、降圧用スイッチング素子Ｑ１のソースとチョークコイルＬ１との接続点にカソードが接続された転流用ダイオードＤ１を電流が順方向に流れてチョークコイルＬ１のエネルギーが放出される。そして、チョークコイルＬ１を流れる電流により平滑用コンデンサＣ１が充電されて、予め定められた目標値の出力電圧Ｖ１が出力されることにより、主制御回路４の電源端子に駆動用の直流電圧Ｖ１が給電される。

補正電圧出力部１００は、降圧型スイッチングレギュレータ１０のチョークコイルＬ１の出力側の定電圧Ｖ１を入力とし、降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に基づいて出力される所定周期のパルス電圧Ｓに基づいて、降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて定電圧Ｖ１を断続して出力する電圧出力回路１０１と、電圧出力回路１０１の出力電圧を平均化して補正電圧Ｖｃを生成する平均化回路１０２とを備えている。

電圧出力回路１０１は、コレクタがプルアップ用の抵抗Ｒ４を介してチョークコイルＬ１の出力側に接続され、エミッタが平均化回路１０２に接続された、ＮＰＮ型トランジスタにより形成された電圧出力用スイッチング素子Ｑ２を備えている。また、電圧出力用スイッチング素子Ｑ２のベースは、逆流防止用のダイオードＤ２および抵抗Ｒ１を介して、降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１のソースとチョークコイルＬ１との接続点である転流用ダイオードＤ１のカソードに接続されており、ベースおよびエミッタ間にはバイアス用の抵抗Ｒ２が設けられている。

したがって、電圧出力用スイッチング素子Ｑ２のオン、オフが、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介してベースに入力されるパルス電圧Ｓにより制御されることで、電圧出力回路１０１は、降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、定電圧Ｖ１および抵抗Ｒ４によりプルアップされたコレクタ電圧を断続して平均化回路１０２に出力する。

平均化回路１０２は、並列接続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２により形成されており、並列接続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２それぞれの一端が、電圧出力回路１０１の出力側（電圧出力用スイッチング素子Ｑ２のエミッタ）と主制御回路４の補正電圧入力端子Ｃとの接続点に接続されて、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３それぞれの他端が、入力端子ＰＩ（−）に接続されている。

したがって、パルス電圧Ｓに基づいて、電圧出力用スイッチング素子Ｑ２がオンされている期間、前記コレクタ電圧を基準としてコンデンサＣ２が充電されることによる出力電圧の上昇と、電圧出力用スイッチング素子Ｑ２がオフされている期間、コンデンサＣ２が放電することによる出力電圧の下降とが繰り返されることにより、平均化回路１０２は、パルス電圧Ｓの１周期に占める降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間に応じた値の補正電圧Ｖｃを主制御回路４の補正電圧入力端子Ｃに出力する。

すなわち、図２（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉが低ければ、降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなり、平均化回路１０２のコンデンサＣ２の充電期間が長くなるので、生成される補正電圧Ｖｃの値が大きくなる。また、図２（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉが高ければ、降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなり、平均化回路１０２のコンデンサＣ２の充電期間が短くなるため生成される補正電圧Ｖｃの値が小さくなる。

以上のように、この実施形態によれば、トランス２の１次巻線２ａに出力される直流の入力電圧Ｖｉがスイッチング素子Ｑ１０により断続されて、トランス２の１次巻線２ａおよび２次巻線２ｂの巻数比に応じてトランス２の２次巻線２ｂに誘起された出力が整流平滑部３により整流、平滑されて直流出力Ｖｏが形成される。そして、整流平滑部３の出力電圧Ｖｏが予め設定された設定値となるように、スイッチング素子Ｑ１０の断続が主制御回路４によりフィードバック制御される。

また、スイッチング電源１は、主制御回路４の駆動用電源として、降圧型スイッチングレギュレータ１０を備えている。そして、降圧型スイッチングレギュレータ１０では、降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により入力電圧Ｖｉが繰り返し断続されて所定周期のパルス電圧Ｓが出力され、出力されたパルス電圧Ｓにより降圧用スイッチング素子Ｑ１に直列に接続されたチョークコイルＬ１を介して電流が流れることにより平滑用コンデンサＣ１が充電されて、予め定められた目標値の出力電圧Ｖ１が出力される。

ところで、上記した降圧型スイッチングレギュレータ１０では、
（出力電圧Ｖ１）＝（降圧用スイッチング素子Ｑ１のデューティ比）×（入力電圧Ｖｉ）
となるため、図２に示すように、出力電圧Ｖ１が予め定められた目標値で一定となるように、入力電圧Ｖｉが上昇するとデューティ比が小さく、すなわち、降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなり、入力電圧Ｖｉが低下するとデューティ比が大きく、すなわち、高圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなるように降圧用スイッチング素子Ｑ１の断続（オン、オフ）が補助制御回路１１によりフィードバック制御されるので、降圧用スイッチング素子Ｑ１から出力されたパルス電圧Ｓの１周期に占める降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、入力電圧Ｖｉが大きいほど短くなり、入力電圧Ｖｉが小さいほど長くなる。

したがって、主制御回路４の駆動用電源として設けられた降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１により出力されるパルス電圧Ｓが補正電圧出力部１００に入力され、入力されたパルス電圧Ｓの１周期に占める降圧用スイッチング素子Ｑ１のオン期間に応じた値の補正電圧Ｖｃ、すなわち、前記オン期間が短いほど値が小さく、前記オン期間が長いほど値が大きい補正電圧Ｖｃを補正電圧出力部１００において生成することにより、入力電圧Ｖｉが上昇するほど値が小さく、入力電圧Ｖｉが低下するほど値が大きい補正電圧Ｖｃを補正電圧出力部１００により簡単に生成してスイッチング素子Ｑ１０を制御する主制御回路４に出力することができる。

また、補正電圧Ｖｃを生成するのに、主制御回路４の駆動用電源として設けられた降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１により出力されるパルス電圧Ｓを利用することにより、反転増幅回路等の複雑な回路を用いずとも、簡単な回路構成の補正電圧出力部１００により補正電圧Ｖｃを生成して出力することができるので、スイッチング電源１の製造コストの低減を図ることができる。

また、補正電圧出力部１００の電圧出力回路１０１には、降圧型スイッチングレギュレータ１０の出力から所定の定電圧Ｖ１がプルアップ用の抵抗Ｒ４を介して入力されており、入力されたパルス電圧Ｓに基づいて、降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、定電圧Ｖ１および抵抗Ｒ４によりプルアップされたコレクタ電圧が電圧出力回路１０１により断続して出力される。そして、前記コレクタ電圧がパルス電圧Ｓと同じデューティ比で断続された電圧出力回路１０１の出力電圧が、平均化回路１０２により平均化されることにより、入力電圧Ｖｉの上昇に伴いパルス電圧Ｓの前記オン期間が短くなるほど小さく、入力電圧Ｖｉの下降に伴いパルス電圧Ｓの前記オン期間が長くなるほど大きい補正電圧Ｖｃをパルス電圧Ｓに基づいて簡単に生成することができる。

また、電圧出力回路１０１は、パルス電圧Ｓによりオン、オフが制御される電圧出力用スイッチング素子Ｑ２により、降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、抵抗Ｒ４を介して入力される降圧型スイッチングレギュレータ１０の出力である定電圧Ｖ１を簡単に断続して平均化回路に出力することができる。

また、降圧型スイッチングレギュレータ１０の出力により定電圧源が形成されているため、電圧出力回路１０１に給電するための定電圧源を形成するのに新たに部品を搭載する必要がないので、部品点数の削減を図ることができ、実用的な構成のスイッチング電源１を提供することができる。

また、降圧型スイッチングレギュレータ１０の出力に、主制御回路４の電源端子が接続されることにより、降圧型スイッチングレギュレータ１０により主制御回路４に駆動用電源が供給される実用的な構成のスイッチング電源１を提供することができる。

また、補正電圧Ｖｃを生成するのに、主制御回路４の駆動用電源として設けられた降圧型スイッチングレギュレータ１０の降圧用スイッチング素子Ｑ１により出力されるパルス電圧Ｓを利用することにより、補助制御回路１１により制御される降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、主制御手段４によりスイッチング素子Ｑ１０がフィードバック制御されてトランス２の１次巻線２ａに流れる一次側電流Ｉｔｒが変動しても、その変動の影響を受けることがないので、補正電圧出力部１００は、主制御手段４によるスイッチング素子Ｑ１０の制御状態に影響を受けることなく補正電圧Ｖｃを生成して出力することができる。

＜第２実施形態＞
本発明のスイッチング電源の２実施形態について、図３および図４を参照して説明する。図３は本発明のスイッチング電源の第２実施形態の回路構成を示す図である。図４は図３のスイッチング電源の動作を説明するための図である。

この実施形態が上記した第１実施形態と異なるのは、図３に示すように、主制御回路４が、スイッチング素子Ｑ１０をＰＷＭ制御によりフィードバック制御する制御ＩＣと、トランス２の一次側電流Ｉｔｒを電圧変換して検出するための抵抗Ｒ２０（本発明の「電流検出回路」に相当）と、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出された一次側電流Ｉｔｒの大きさに補正電圧Ｖｃを加算した値に基づいて過電流を検出する過電流検出回路４１と、過電流検出回路４１により過電流が検出されたときに、スイッチング素子Ｑ１０をオフするシャットダウン信号を制御ＩＣに送信するシャットダウン回路４２とを備えている点である。その他の構成は上記した第１実施形態と同様の構成であるため、同一符号を付すことによりその構成および動作の説明は省略する。

図３に示すように、過電流検出回路４１には比較回路４１ａが設けられている。比較回路４１ａは、一次側電流Ｉｔｒの大きさに比例する抵抗Ｒ２０の端子電圧に分圧用の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により分圧された補正電圧Ｖｃに比例する電圧が加算された検出電圧と、基準電圧Ｖｔｈとを比較する。そして、過電流検出回路４１（比較回路４１ａ）は検出電圧が基準電圧よりも大きくなればシャットダウン回路４２に過電流の検出信号を送信し、シャットダウン回路４２は過電流検出回路４１の検出信号に基づいて、制御ＩＣにシャットダウン信号を送信する。制御ＩＣは、シャットダウン回路４２により出力されたシャットダウン信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１０をオフしてトランス２の一次側電流Ｉｔｒの過電流を防止する。

このように構成すると、トランス２の一次側電流Ｉｔｒが抵抗Ｒ２０により電圧変換されて検出されるが、スイッチング電源１の負荷電流が同じであっても、一次側電流Ｉｔｒは、図４に実線で示すように、入力電圧Ｖｉの上昇に伴い電流の増加割合（傾き）が大きくなってピーク値が高くなり、入力電圧Ｖｉの低下に伴い電流の増加割合（傾き）が小さくなってピーク値が低くなる。したがって、過電流として検出される負荷電流の電流値は入力電圧Ｖｉにより異なり、入力電圧Ｖｉが低いと負荷電流が大きい場合でなければ過電流として検出されず、入力電圧Ｖｉが高いと負荷電流が小さい場合であっても過電流として検出される。

そこで、一次側電流Ｉｔｒを利用してスイッチング電源１の負荷電流の過電流を検出する場合に、図４に点線で示すように、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出されたトランス２の一次側電流Ｉｔｒの大きさに、入力電圧Ｖｉが上昇するほど値が小さく、入力電圧Ｖｉが低下するほど値が大きい補正電圧Ｖｃに比例する電圧を加算して抵抗Ｒ２０の端子電圧を補正することにより、入力電圧Ｖｉの上昇に伴い一次側電流Ｉｔｒのピーク値が高い場合には値が小さい補正電圧Ｖｃが加算され、入力電圧Ｖｉの下降に伴い一次側電流Ｉｔｒのピーク値が低い場合には値が大きい補正電圧Ｖｃが加算されるため、入力電圧Ｖｃの変動に伴う一次側電流Ｉｔｒのピーク値のばらつきが抑制された補正値を導出することができる。したがって、一次側電流Ｉｔｒのピーク値のばらつきが抑制された補正値と、過電流検出のしきい値である基準電圧Ｖｔｈとに基づいて過電流検出回路４１により過電流を検出することにより、入力電圧Ｖｉの変動に関わらず過電流を適切に検出することができる。

＜第３実施形態＞
本発明のスイッチング電源の３実施形態について、図５および図６を参照して説明する。図５は本発明のスイッチング電源の第３実施形態の回路構成を示す図である。図６は図５のスイッチング電源におけるスロープ補償を説明するための図であって、（ａ）は入力電圧が低い場合のスロープ補償の一例を示し、（ｂ）は入力電圧が高い場合のスロープ補償の一例を示す図である。

この実施形態が上記した第１実施形態と異なるのは、図５に示すように、主制御回路４が、スイッチング素子Ｑ１０をＰＷＭ制御によりフィードバック制御する制御ＩＣと、トランス２の一次側電流Ｉｔｒを電圧変換して検出するための抵抗Ｒ２０（本発明の「電流検出回路」に相当）とを備え、抵抗２０の端子電圧として検出されるトランス２の一次側電流Ｉｔｒが制御ＩＣにフィードバックされることにより、主制御回路４において電流モード制御が実行されている点である。また、図５に示すように、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出されて制御ＩＣにフィードバックされる一次側電流Ｉｔｒにスロープ補償を行うスロープ補償回路４３が設けられている。その他の構成は上記した第１実施形態と同様の構成であるため、同一符号を付すことによりその構成および動作の説明は省略する。

この実施形態では、図５に示すように、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出された一次側電流Ｉｔｒおよび補正電圧出力部１００により出力された補正電圧Ｖｃがスロープ補償回路４３に入力されて、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出された一次側電流Ｉｔｒに、補正電圧Ｖｃの大きさに応じた傾きのスロープ補償が行われる。具体的には、図６（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉが低く、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出される一次側電流Ｉｔｒ（実線）の傾きが小さい場合には、値の大きい補正電圧Ｖｃが生成されてスロープ補償回路４３に入力されるため、値の大きい補正電圧Ｖｃに応じて傾きが大きいスロープ補償（点線）がスロープ補償回路４３により行われる。

また、図６（ｂ）に、入力電圧Ｖｉが高く、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出される一次側電流Ｉｔｒ（実線）の傾きが大きい場合には、値の小さい補正電圧Ｖｃが生成されてスロープ補償回路４３に入力されるため、値の小さい補正電圧Ｖｃに応じて傾きが小さいスロープ補償（点線）がスロープ補償回路４３により行われる。なお、図６中のしきい値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２は、それぞれ低入力電圧時、高入力電圧時において制御ＩＣのＰＷＭ駆動回路により出力される高周波パルス信号のデューティ比を決定するためのものである。

このように構成すると、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出されたトランス２の一次側電流Ｉｔｒに基づいて制御ＩＣにより電流モード制御が実行されるときに、一次側電流Ｉｔｒは、入力電圧Ｖｉの上昇に伴い傾きが大きくなり、入力電圧Ｖｉの低下に伴い傾きが小さくなる。したがって、抵抗Ｒ２０の端子電圧として検出された一次側電流Ｉｔｒに、入力電圧Ｖｉが上昇するほど値が小さく、入力電圧Ｖｉが低下するほど値が大きい補正電圧Ｖｃの大きさに応じた傾きのスロープ補償をスロープ補償回路４３により行うことで、入力電圧Ｖｉの上昇に伴い傾きが大きい一次側電流Ｉｔｒには傾きが小さいスロープ補償が行われ、入力電圧Ｖｉの低下に伴い傾きが小さい一次側電流Ｉｔｒには傾きが大きいスロープ補償が行われるので、入力電圧Ｖｉの変動に伴うトランス２の一次側電流Ｉｔｒの傾きの変動に応じて適切な傾きのスロープ補償が行われて、制御ＩＣによる電流制御モードにおけるスイッチング素子Ｑ１０のフィードバック制御を安定化することができる。

また、入力電圧Ｖｉが低く、制御ＩＣにフィードバックされる一次側電流Ｉｔｒの傾きが小さい場合に、ＰＷＭ駆動回路による制御が不安定となるサブハーモニック現象が発生し易くなるが、傾きが小さい一次側電流Ｉｔｒには傾きが大きいスロープ補償が行われるので、一次側電流Ｉｔｒの傾きが適切に補正されることにより、低入力電圧時に一次側電流Ｉｔｒの傾きが小さい場合の制御ＩＣによるスイッチング素子Ｑ１０のフィードバック制御を安定させることができる。

＜第４実施形態＞
本発明のスイッチング電源の４実施形態について、図７および図８を参照して説明する。図７は本発明のスイッチング電源の第４実施形態の回路構成を示す図である。図８は図７のスイッチング電源におけるソフトスタートを説明するための図であって、（ａ）は入力電圧の高低によるＳＳ端子電圧の時間変化を示す図であり、（ｂ）は入力電圧の高低によるデューティ比の時間変化を示す図であり、（ｃ）は補正電圧を用いた補正による効果を説明するための図である。

この実施形態が上記した第１実施形態と異なるのは、図７に示すように、主制御回路４が、スイッチング素子Ｑ１０をＰＷＭ制御によりフィードバック制御する制御ＩＣを備えており、制御ＩＣには、ソフトスタート端子（ＳＳ端子）４４ａ（本発明の「制御端子」に相当）に接続され、補正電圧Ｖｃにより充電されるコンデンサＣ２１の充電電圧の応じてスイッチング素子Ｑ１０の起動時のデューティ比を設定するソフトスタート回路４４（本発明の「設定回路」に相当）が設けられている点である。その他の構成は上記した第１実施形態と同様の構成であるため、同一符号を付すことによりその構成および動作の説明は省略する。

この実施形態では、図７に示すように、一端が補正電圧入力端子Ｃに接続された抵抗Ｒ２３の他端と、一端が入力端子ＰＩ（−）に接続されたコンデンサＣ２１の他端とが接続されて、抵抗Ｒ２３およびコンデンサＣ２１が直列に接続されており、抵抗Ｒ２３およびコンデンサ２１の接続点とＳＳ端子４４とが接続されている。そして、抵抗Ｒ２３を介して補正電圧Ｖｃにより充電されたコンデンサＣ２１の充電電圧がソフトスタート端子（ＳＳ端子）４４ａを介してソフトスタート回路４４に入力されることにより、ソフトスタート回路４４により、スイッチング素子Ｑ１０の起動時のデューティ比が設定される。

このように構成すると、例えばスイッチング電源１が起動される際に、コンデンサＣ２１は、抵抗Ｒ２３を介して入力される補正電圧Ｖｃにより充電されるため、ソフトスタート端子（ＳＳ端子）４４ａにはランプ状に増大するコンデンサＣ２１の充電電圧が入力される。したがって、スイッチング電源１が起動される際に、ソフトスタート端子（ＳＳ端子）４４ａにランプ状に入力されるコンデンサ２１の充電電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１０のデューティ比は、徐々に増大するようにソフトスタート回路４４により設定されて、所謂、ソフトスタート処理が実行される。

このとき、制御ＩＣのソフトスタート端子（ＳＳ端子）４４ａに接続され、入力電圧Ｖｉが上昇するほど値が小さく、入力電圧Ｖｉが低下するほど値が大きい補正電圧Ｖｃにより充電されるコンデンサＣ２１の充電電圧の大きさに応じてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比がソフトスタート回路４４により設定される。そのため、図８（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉが高い場合に、値が小さい補正電圧Ｖｃにより充電されるコンデンサＣ２１の充電電圧（ＳＳ端子電圧）の大きさは、入力電圧Ｖｉが低い場合に、値が大きい補正電圧Ｖｃにより充電されるコンデンサＣ２１の充電電圧（ＳＳ端子電圧）の大きさと比較すると小さい。したがって、図８（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉが高い場合にソフトスタート回路４４により設定されるスイッチング素子Ｑ１０のデューティ比は、入力電圧Ｖｉが低い場合と比べると小さくなり、入力電圧Ｖｉが低い場合にソフトスタート回路４４により設定されるスイッチング素子Ｑ１０のデューティ比は、入力電圧Ｖｉが高い場合と比べると大きくなる。

また、コンデンサＣ２１の充電速度は、図８（ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉが高い場合には相対的に補正電圧Ｖｃが小さいため、入力電圧Ｖｃが低い場合と比べると遅くなり、入力電圧Ｖｉが低い場合には相対的に補正電圧Ｖｃが高いため、入力電圧Ｖｉが高い場合と比べると速くなる。したがって、スイッチング電源１が起動される際に、図８（ｂ）に示すように、補正電圧Ｖｃにより充電されて経時的に増大するコンデンサＣ２１の充電電圧（ＳＳ端子電圧）の大きさに応じて、スイッチング素子Ｑ１０のデューティ比が段階的に増大するようにソフトスタート回路４４により設定されることで、入力電圧Ｖｉが高い場合に、スイッチング電源１が安定動作するまでのスイッチング素子Ｑ１０のデューティ比の増大率を入力電圧Ｖｉが低い場合よりも小さく、入力電圧Ｖｉが低い場合に、スイッチング電源１が安定動作するまでのスイッチング素子Ｑ１０のデューティ比の増大率を入力電圧Ｖｉが高い場合よりも大きくすることができる。

したがって、例えばスイッチング素子Ｑ１０のスイッチング動作のデューティ比の増大率が入力電圧の高低に関わらず同一であれば、図８（ｃ）に破線で示すように、入力電圧Ｖｉが高いほど整流平滑部３の出力電圧Ｖｏが予め設定された設定値となるまでの時間が早く、入力電圧Ｖｉが低いほど整流平滑部３の出力電圧Ｖｏが予め設定された設定値となるまでの時間が遅くなる。しかしながら、上記したように、デューティ比の増大率を設定することにより、図８（ｃ）に実線で示すように、入力電圧Ｖｉの高低に関わらず、スイッチング電圧が起動されて安定動作するまでの期間を安定化することができる。すなわち、スイッチング電源１が起動される際に、入力電圧Ｖｉが高いときに起動時間が短くなりすぎて出力電圧Ｖｏにオーバーシュートが発生するのを防止することができ、入力電圧Ｖｉが低いときに起動時間が長くなりすぎるのを防止することができる。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて、上記したもの以外に種々の変更を行なうことが可能であり、例えば、降圧用スイッチングレギュレータ１０の出力電圧Ｖ１の使用目的としては上記した例に限られるものではなく、出力電圧Ｖ１をスイッチング電源１に搭載される他の電子部品等の駆動電圧として使用してもよい。また、電圧出力回路１０１に入力される定電圧を出力する定電圧源を別途、スイッチング電源１に搭載してもよく、他の構成の定電圧源から定電圧が入力されてもよい。

また、上記した実施形態ではフォワード型の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータによりスイッチング電源１を構成したが、スイッチング電源１の構成としては上記した例に限られるものではなく、フライバック型の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータなど、種々の方式のコンバータによりスイッチング電源を構成してもよい。また、上記した各回路の構成は一例であって、上記した例に限定されるものではなく、例えば、整流回路を同期型の整流回路で構成するなど、その趣旨を逸脱しない限りにおいてどのように構成してもよい。

また、補正電圧Ｖｃを用いた制御方法は上記した例に限られるものではなく、特に、入力電圧Ｖｉの高低に伴い、制御特性が入力電圧Ｖｉの高低とは逆、すなわち、入力電圧Ｖｉが高くなれば小さくなり、入力電圧Ｖｉが低くなれば大きくなるように変動する制御回路の動作を補正するのに用いるとよい。

そして、本発明は、種々のスイッチング電源に適用することができる。

１ スイッチング電源
２ トランス
２ａ １次巻線
２ｂ ２次巻線
３ 整流平滑部
４ 主制御回路（制御部）
１０ 降圧型スイッチングレギュレータ
４１ 過電流検出回路
４３ スロープ補償回路
４４ ソフトスタート回路（設定回路）
４４ａ ＳＳ端子（制御端子）
１００ 補正電圧出力部
１０１ 電圧出力回路
１０２ 平均化回路
Ｃ２１ コンデンサ
Ｉｔｒ 一次側電流
Ｄ１ 転流用ダイオード
Ｌ１ チョークコイル
Ｑ１ 降圧用スイッチング素子
Ｑ２ 電圧出力用スイッチング素子
Ｑ１０ スイッチング素子（スイッチ部）
Ｒ２０ 抵抗（電流検出回路）
Ｓ パルス電圧
Ｖ１ 出力電圧（目標値、定電圧）
Ｖｃ 補正電圧
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧（設定値）

Claims (8)

1. 直流の入力電圧を断続してトランスの１次巻線に給電するスイッチング部と、
   前記トランスの２次巻線の出力を整流、平滑する整流平滑部と、
   前記整流平滑部の出力電圧が予め設定された設定値となるように前記スイッチング部の断続をフィードバック制御する制御部とを備えるスイッチング電源において、
   スイッチング動作により前記入力電圧を繰り返し断続して所定周期のパルス電圧を出力する降圧用スイッチング素子と、前記降圧用スイッチング素子に直列に接続されたチョークコイルと、前記降圧用スイッチング素子と前記チョークコイルとの接続点にカソードが接続された転流用ダイオードとを有し、出力電圧が予め定められた目標値となるように前記降圧用スイッチング素子の断続をフィードバック制御する降圧型スイッチングレギュレータと、
   前記パルス電圧が入力され、前記パルス電圧の１周期に占める前記降圧用スイッチング素子のオン期間に応じた値の補正電圧を前記制御部に出力する補正電圧出力部と
   を備えることを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記降圧型スイッチングレギュレータの出力は、前記制御部の電源端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記補正電圧出力部は、
   定電圧源から出力される所定の定電圧が入力され、前記パルス電圧に基づいて前記定電圧を断続して出力する電圧出力回路と、
   前記電圧出力回路の出力電圧を平均化して前記補正電圧を生成する平均化回路と
   を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
4. 前記定電圧源は、前記降圧型スイッチングレギュレータの出力であることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
5. 前記電圧出力回路は、前記降圧型スイッチングレギュレータの出力と前記平均化回路との間に接続され、前記パルス電圧によりオン、オフが制御される電圧出力用スイッチング素子を備えていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源。
6. 前記制御部は、
   前記トランスの一次側電流を電圧変換して検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された前記一次側電流の大きさに前記補正電圧を加算した値に基づいて過電流を検出する過電流検出回路と
   を備えることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源。
7. 前記制御部は、
   前記トランスの一次側電流を電圧変換して検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された前記一次側電流に、前記補正電圧の大きさに応じた傾きのスロープ補償を行うスロープ補償回路と
   を備えることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源。
8. 前記制御部は、
   制御端子に接続され、前記補正電圧により充電されるコンデンサの充電電圧の大きさに応じて前記スイッチ部の起動時のデューティ比を設定する設定回路を備えていることを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載のスイッチング電源。

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