JP2010226917A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧にかかわらず、起動時間を一定とし、出力電圧の変動を抑制する。
【解決手段】スイッチング電源装置として構成された電源装置１０は、変圧開始時の入力電圧値を検出し、目標電圧値に至るまでの時間が一定となるように、検出した入力電圧値に基づいて、容量の端子間電圧を所定の割合で増加させ、端子間電圧に基づくオンデューティー上限値に相当する駆動制御信号を生成し、スイッチング素子に出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に電力変換用トランスを有し、１次側と２次側とを絶縁した状態で負荷回路に電力を供給するスイッチング電源装置に関する。

従来、フライバックトランスを備えたフライバック型電源装置を始めとして様々な絶縁型のスイッチング電源装置が知られている。
これらのスイッチング電源装置においては、当該スイッチング電源装置の起動時（変圧開始時）の突入電流を抑制するためにスイッチングデューティー（例えば、オンデューティー）を制御し、出力電圧値を一定の出力電圧変化率で変化させるソフトスタート動作を行ない、出力電圧値を徐々に大きくして、ゆっくりと目的の出力電圧値に達するようにソフトスタート動作を行うようにさせたものが知られている。
これらのソフトスタート動作を行うスイッチング電源装置によれば、電源起動時の突入電流を小さくすることができるとともに、起動時の出力電圧のオーバーシュートを抑制することが可能であった。
特開２００６−５０６８８号公報

上記従来のスイッチング電源装置におけるソフトスタート動作においては、例えば、定電流源を用いてコンデンサーの充電電圧を検出してオンデューティーの上限値を制限することにより制御していたため、電源電圧に関係なくオンデューティーの変化率は一定であるため、入力電圧（電源電圧）が異なると、起動時間が異なってしまうとともに、入力電圧が高い場合には、抑制されてはいるものの突入電流が高くなるという不具合があった。
この結果、スイッチング電源装置に何らかの回路を接続して駆動する場合に、当該回路の起動タイミング（動作立ち上がりまでの時間）が一定では無くなってしまうため、例えば、異なるスイッチング電源に接続された複数のＥＣＵ間で通信を行おうとしても、ＥＣＵの起動時間が大きく異なる場合には、正しく認証が行えず、通信を確立することができなくなったり、２電源ＣＰＵなどにおいては、保護系の電源から先に立ち上がるように構成する必要があるなど、回路設計が複雑になってしまうというような問題点が生じることとなる。

これを解決するために、特許技術文献１記載の技術においては、ソフトスタートの動作時間を設定するための時間設定用コンデンサーを設け、商用交流電源レベルに基づいて時間設定用コンデンサーの両端電圧レベルの単位時間あたりの変化量を可変し、この時間設定用コンデンサーの両端電圧レベルに応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることにより設定されたソフトスタートの動作時間となるように制御し、商用交流電源のレベル（１００Ｖまたは２００Ｖ）にかかわらず、電源回路におけるソフトスタート動作時間を一定となるようにしていた。
しかしながら、車載用バッテリーのように随時電源電圧が変化するような状況には、必ずしも追従させられるものではなかった。
そこで、本発明の目的は、電源電圧にかかわらず、突入電流を抑制しつつ起動時間を一定とすることが可能となるともに、ソフトスタート動作時における出力電圧の変動を抑制することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、スイッチング素子を有し、入力電圧を前記スイッチング素子のオンデューティーに従って変圧して所定の目標電圧値の出力電圧を得るに際し、突入電流を抑制するためにソフトスタート動作を行うスイッチング電源装置であって、前記ソフトスタート動作時における前記スイッチング素子のオンデューティー上限値を端子間電圧として保持するための容量と、前記変圧開始時の入力電圧値を検出し、前記目標電圧値に至るまでの時間が一定となるように、前記検出した入力電圧値に基づいて、前記端子間電圧を所定の割合で増加させるオンデューティー制御回路と、前記容量の端子間電圧に基づくオンデューティー上限値に相当する駆動制御信号を生成し、前記スイッチング素子に出力するスイッチング制御回路と、を備えたことを特徴とする。

上記構成によれば、オンデューティー制御回路は、変圧開始時の入力電圧値を検出し、目標電圧値に至るまでの時間が一定となるように、検出した入力電圧値に基づいて、端子間電圧を所定の割合で増加させる。
この結果、スイッチング制御回路は、容量の端子間電圧に基づくオンデューティー上限値に相当する駆動制御信号を生成し、スイッチング素子に出力する。

本発明の第２態様は、第１態様において、前記オンデューティー制御回路は、前記検出した入力電圧値に基づいて前記目標電圧を得るための前記スイッチング素子のオンデューティーを算出し、算出したオンデューティーを、一定値とした前記目標電圧値に至るまでの時間で除することによりオンデューティーの単位時間あたりの増加量を算出し、当該単位時間あたりの増加量に相当する割合で前記端子間電圧を増加させる、ことを特徴とする。

上記構成によれば、オンデューティー制御回路は、検出した入力電圧値に基づいて算出したオンデューティーを、一定値の時間で除することによりオンデューティーの単位時間あたりの増加量を算出し、当該単位時間あたりの増加量に相当する割合で端子間電圧を増加させる。

本発明の第３態様は、第２態様において、前記オンデューティー制御回路は、前記容量へ供給する充電電流量を可変とする電流供給源を有し、前記オンデューティーの単位時間あたりの増加量に合わせて前記端子間電圧が増加するように充電電流を供給する、ことを特徴とする。
上記構成によれば、オンデューティー制御回路の電流供給源は、オンデューティーの単位時間あたりの増加量に合わせて端子間電圧が増加するように充電電流を供給する。

本発明の第４態様は、第２態様または第３態様において、前記オンデューティー制御回路は、前記目標電圧値を得るためのオンデューティーと、入力電圧値と、の関係を直線あるいは折れ線で近似し、前記検出した入力電圧値に基づいて前記目標電圧を得るための前記スイッチング素子のオンデューティーを算出する、ことを特徴とする。
上記構成によれば、オンデューティー制御回路は、直線あるいは折れ線で近似したオンデューティーと、入力電圧値と、の関係および検出した入力電圧値に基づいて目標電圧を得るためのスイッチング素子のオンデューティーを算出する。

本発明の第１態様によれば、オンデューティー制御回路は、変圧開始時の入力電圧値を検出し、目標電圧値に至るまでの時間が一定となるように、検出した入力電圧値に基づいて、端子間電圧を所定の割合で増加させ、スイッチング制御回路は、容量の端子間電圧に基づくオンデューティー上限値に相当する駆動制御信号を生成し、スイッチング素子に出力するので、入力電圧値にかかわらず、突入電流を抑制しつつ、目標電圧値に至るまでの時間を一定とすることができるとともに、ソフトスタート動作時における出力電圧の変動を抑制することができる。

本発明の第２態様によれば、第１の態様の効果に加えて、迅速に入力電圧値に対応する目標電圧値を得るためのデューティーを算出できる。
本発明の第３態様によれば、第２の態様の効果に加えて、電流供給源は、オンデューティーの単位時間あたりの増加量に合わせて端子間電圧が増加するように充電電流を供給するので、簡易な構成でオンデューティーの上限値を制御でき、ひいては、目標電圧値に至るまでの時間を確実に制御することができる。
本発明の第４態様によれば、第２の態様または第３の態様の効果に加えて、簡易な構成で迅速に入力電圧値に対応する目標電圧値を得るためのデューティーを算出できる。

次に本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、具体的な説明に先立ち、本発明の原理について説明する。
図１は、本発明の概要構成説明図である。
スイッチング電源装置として構成された電源装置１０は、スイッチング素子が入力側（１次側）のコイルに接続された電力変換用トランス１１を有し、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力する電力変換回路１４と、入力電圧Ｖｉｎを検出して起動時のオンデューティーを設定するためのデューティー設定信号Ｓｄｓｅｔを出力するデューティー設定回路１５と、デューティー設定信号Ｓｄｓｅｔに基づいて、電源電圧にかかわらず、出力電圧が目標電圧値に至るまでの時間（起動時間）が一定となるようにスイッチング素子のデューティー変化率を変更するソフトスタート設定回路１６と、を備えている。

上記構成によれば、電源装置１０が起動されると、デューティー設定回路１５は、入力電圧Ｖｉｎを検出して起動時のオンデューティーを設定するためのデューティー設定信号Ｓｄｓｅｔをソフトスタート設定回路１６に出力する。
ソフトスタート設定回路１６は、デューティー設定信号Ｓｄｓｅｔに基づいて、出力電圧が目標電圧値に至るまでの時間（起動時間）が一定となるようにスイッチング素子のデューティー変化率を変更する。
これらにより、電力変換回路１４は、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力するに際し、電力変換回路１４における出力電圧Ｖｏｕｔの変化率は、起動時間が一定となるように制御されることとなる。

以上の説明のように、電力変換回路１４は、電源装置１の起動時において、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が所定の目標電圧値に達するまでの時間、すなわち、起動時間を一定とすることが可能となるため、起動時の出力電圧のオーバーシュートを抑制しつつ、負荷回路１３側で、回路立ち上がりタイミングの複雑な制御を行う必要がなくなり、負荷回路１３の回路構成を簡略化することが可能となる。この場合において、起動時間を一定とするとは、所定のマージンを考慮した所定の時間範囲内に起動時間を収めるということであり、所定のマージンは、電源供給先のシステムあるいは装置に応じて定められる。

図２は、実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置２０は、電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーターを駆動する装置であり、電源であるバッテリー１２と、バッテリー１２から供給された直流電源の平滑化を行う平滑化コンデンサー２２と、モーター駆動装置２０を中枢的に制御するコントローラー２３と、複数のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えたインバーター回路２４と、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５と、インバーター回路２４により駆動される三相交流モーター２６と、三相交流モーター２６の各相の駆動電流を検出する電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗと、を備えている。
この場合において、バッテリー１２は、例えば、定格出力２４Ｖとすると、実際の出力電圧範囲は、充電状態にもよるが、エンジン始動時（スターターモーターの駆動時）などの電圧低下も考慮すると、６Ｖ〜２１Ｖ程度となっている。

コントローラー２３は、マイクロコンピューターとして構成されており、図示しないＭＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備え、ＭＰＵがＲＯＭに予め記憶した制御プログラムに基づいて、ＲＡＭをワークエリアとして、各種処理を行っている。
インバーター回路２４は、直列接続された二つのＩＧＢＴを有するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備え、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがバッテリー１２の正極及び負極間に並列接続されている。

ここで、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、同一回路構成であるので、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕを例として説明する。
ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕは、正側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｈと、負側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｌと、を備えている。
ここで、各ＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌのゲートは、ＩＧＢＴドライバー部２５に接続されている。

ＩＧＢＴドライバー部２５は、Ｕ相に対応するＵ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相に対応するＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相に対応するＷ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬを備えており、コントローラー２３の制御下で、対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。
電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗは、対応する各相を流れる電流を検出し、電流検出信号ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷをコントローラー２３に出力する。
上記構成において、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬおよび対応するＩＧＢＴは、それぞれ系統毎に負荷回路１３に相当している。

図３は、コントローラーの概要構成ブロック図である。
コントローラー２３は、バッテリーとして構成された電源１２からの入力電圧Ｖｉｎを検出するための分圧回路４１と、分圧電圧Ｖｉｎｘと予め定めたオフセット電圧ＶＯＦＳＴを比較して、所定のゲインで電流制御電圧信号ＶＣＴ１を出力する差動増幅器４２と、電流制御電圧信号ＶＣＴ１に対応する定電流を流す定電流回路４３と、定電流回路４３から供給された定電流が流されてコンデンサー４５を充電するための充電電圧を生成する分圧回路４４と、その充電電圧により充電され、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧変化率を制御するためのオンデューティー上限値に相当する電圧ＶＳＦＴに保持されるコンデンサー４５と、を備えている。
上記構成において、差動増幅器４２のオフセット電圧ＶＯＦＳＴおよびゲインは、負荷回路１３の構成に応じて調整されており、差動増幅器４２が出力する電流制御電圧信号ＶＣＴ１は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、定電流回路４３からの電流量を増加させるように制御され、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、定電流回路４３からの電流量を減少させるように制御されている。

さらにコントローラー２３は、所定の最大オンデューティーを制限するためのオンデューティリミッタ電圧ＶＤＭＸを生成するための電流を供給する直流電流源４６と、直流電流源から供給された電流の電圧を分圧してオンデューティリミッタ電圧ＶＤＭＸを生成する分圧回路４７と、２次側の負荷回路１３に印加される電圧のフィードバック電圧ＶＦＢと出力電圧の基準となる基準電圧ＶＲＥＦを比較してその際に相当する出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒを出力する誤差増幅器４８と、出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒと電圧ＶＳＦＴとを比較し、電圧ＶＳＦＴが出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒ未満である場合には、電圧ＶＳＦＴが出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒに近づくように、デューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔを出力するとともに、出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒがオンデューティリミッタ電圧ＶＤＭＸを超えている場合には、オンデューティリミッタ電圧ＶＤＭＸをデューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔとして出力するデューティリミッタ４９と、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成する発振器（三角波生成回路）５０と、発振器５０の出力した三角波信号とデューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔと、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭをスイッチングトランジスター５２のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる比較器（コンパレータ）５１と、を備えている。

さらにコントローラー２３は、フライバックトランスとして構成された電力変換用トランス１１を有する電力変換回路１４を備え、この電力変換回路１４は、電力変換用トランス１１の１次コイル５３に入力電圧Ｖｉｎが印加され、２次コイル５４、出力電圧を整流するダイオード５５及び出力電圧安定化用のコンデンサー５６を介して、負荷回路１３に出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
このとき、コンデンサー５６と並列に設けられた分圧回路５７は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して、フィードバック電圧ＶＦＢを生成し、誤差増幅器４８に出力する。

次に実施形態の動作について説明する。
電源装置１０が起動され、変圧を開始した時点では、比較器５１からスイッチングトランジスター５２にはＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭは出力されておらず、電力変換は行われないので、電源１２により供給された電力は、分圧回路４１側にのみ流れることとなる。
これにより、電源１２からの入力電圧Ｖｉｎは、分圧回路４１により分圧され、その分圧電圧Ｖｉｎｘは、差動増幅器４２において、オフセット電圧ＶＯＦＳＴと比較され、その差電圧に相当する電流制御電圧信号ＶＣＴ１が定電流回路４３に供給される。

これにより、定電流回路４３は、電流制御電圧信号ＶＣＴ１に対応する定電流、すなわち、入力電圧Ｖｉｎに対応する定電流を分圧回路４４に供給する。
分圧回路４４は、定電流回路４３により供給された電流を分圧することとなり、コンデンサー４５は、入力電圧Ｖｉｎに対応する所定の充電電圧で充電されることとなる。
すなわち、コンデンサー４５は、入力電圧Ｖｉｎが低い場合には、高い充電電圧で充電され、入力電圧Ｖｉｎが高い場合には、低い充電電圧で充電されることとなる。
したがって、デューティリミッタ４９には、入力電圧Ｖｉｎが低い場合には、デューティーが早く増加するように変化する電圧ＶＳＦＴが入力され、入力電圧Ｖｉｎが高い場合には、デューティーが遅く増加するように変化する電圧ＶＳＦＴが入力されることとなる。
この時点においては、誤差増幅器４８からデューティリミッタ４９に入力される出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒは、比較的低いので、デューティリミッタ４９からは、電圧ＶＳＦＴに相当するデューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔが出力される。

ここで、電源電圧、すなわち、入力電圧Ｖｉｎが変動した場合でも、所定の目標電圧に至るまでの時間（起動時間）を一定にするためのデューティーの設定について説明する。
電力変換用トランス１１の二次側の出力電圧Ｖｏｕｔは、トランス巻線比をＮとし、オンデューティーをＤとすると、次式のようにあらわすることができる。
Ｖｏｕｔ＝Ｎ×Ｖｉｎ×Ｄ／（１−Ｄ）
この式を変形すると、オンデューティーＤは次式のように表すことができる。
Ｄ＝Ｖｏｕｔ／（Ｎ×Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）
したがって、上記式を満たすようなオンデューティーＤとなるようにデューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔを制御すれば、起動時間を一定とすることができる。

なお、上記式は、理想的な回路の場合であり、実回路において、ダイオード５５の順電圧Ｖｆおよびスイッチングトランジスター５２のコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｓａｔを考慮した場合には、オンデューティーＤは、次式のように表される。
Ｄ＝（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）／｛Ｎ×（Ｖｉｎ−Ｖｓａｔ）＋（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）｝
以上の構成とすれば、幅広い入力電圧Ｖｉｎの範囲で起動時間を一定とすることができるが、除算を行う回路は、構成が複雑となるため、実用的には、より簡略化した構成とするのが好ましい。

図４は、入力電圧とスイッチング素子のオンデューティーとの関係を説明する図である。
また、図５は、入力電圧と、起動時間との関係を説明する図である。
より具体的には、図４に示すように、入力電圧Ｖｉｎとオンデューティーの関係は、符号Ｌ０Ｄで示すように、下に凸な特性を有し、オンデューティーの値が徐々に低下するものとなるが、符号Ｌ１Ｄで示すように、想定する入力電圧Ｖｉｎの範囲（図４では、６ボルト〜２４ボルト）で、両端の入力電圧におけるオンデューティーの値を直線で結んだ近似的な関係を用いれば、図５に示すように、両端の入力電圧Ｖｉｎにおける起動時間を基準（正規化して１）として、最も起動時間が早い場合（入力電圧Ｖｉｎ＝１５ボルト前後）で０．７倍の起動時間となるだけであり、起動時間比として１．４倍程度であるのに対し、オンデューティーを制御しない場合には、最大で０．２倍の起動時間となり、起動時間比としては、５倍と非常に差が生じることとなる。
したがって、本実施形態によれば、起動時間の変化を大きく抑制することができる。さらに、起動時間を一定とする場合には、より起動時間が長い側に合わせることとなるので、突入電流も抑制することとなる。

図６は、入力電圧でオンデューティーを近似するための他の近似手法の説明図である。
以上の説明は、オンデューティーを直線近似するものであったが、１回折れ線で近似する場合には、図６に符号Ｌ２で示すように、より目標電圧値に至るまでの時間、すなわち、起動時間の差を小さくすることが可能となる。

図７は、コントローラーの他の態様の説明図である。
図７において、図３と異なる点は、分圧回路４４に入力電圧Ｖｉｎに対応する定電流を流していたのに対し、分圧回路４４に差動増幅器４２Ａの出力電圧ＶＣＴ２を直接印加している点である。
上記構成によれば、差動増幅器４２Ａは、出力電圧ＶＣＴ２を分圧回路４４に供給する。
分圧回路４４は、差動増幅器４２Ａにより印加された出力電圧ＶＣＴ２を分圧することとなり、コンデンサー４５は、差動増幅器４２Ａの出力電圧ＶＣＴ２に対応する所定の充電電圧で充電されることとなる。
すなわち、コンデンサー４５は、差動増幅器４２Ａの出力電圧ＶＣＴ２が低く、入力電圧Ｖｉｎと目標電圧値との差が小さい場合には、高い充電電圧で充電され、入力電圧Ｖｉｎと目標電圧値との差が大きい場合には、低い充電電圧で充電されることとなる。
したがって、デューティリミッタ４９には、入力電圧Ｖｉｎと目標電圧値との差が小さい場合にはデューティーを早く増加させるような電圧ＶＳＦＴが入力され、入力電圧Ｖｉｎと目標電圧値との差が大きい場合には、デューティーを遅く増加させるような電圧ＶＳＦＴが入力されることとなる。

この時点においては、誤差増幅器４８からデューティリミッタ４９に入力される出力電圧誤差信号Ｖｅｒｒは、比較的低いので、デューティリミッタ４９からは、電圧ＶＳＦＴに相当するデューティー制御信号電圧Ｖｄｕｔが出力される。
以上の説明のように、本構成においても、幅広い入力電圧Ｖｉｎの範囲で起動時間を一定とすることができる。
以上の説明のように、上記各実施形態によれば、電源電圧にかかわらず、出力電圧を目標電圧値に到達するまでの時間（起動時間）を一定とすることが可能となる。特に、スイッチング周波数を増加させることなく、オンデューティー上限値を増加させて目標電圧値に到達するまでの時間（起動時間）を一定としているので、２次側に整流用のダイオードが設けられていたとしても、カップリング時間を十分に確保することができ、出力電圧の変動を抑制することができる。
以上の説明においては、電力変換用トランスとして、フライバックトランスを用いたスイッチング電源装置の場合について説明したが、これに限られることなく、電力変換用のスイッチング素子を有するスイッチング電源装置であれば、同様に適用が可能である。

本発明の概要構成説明図である。 実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。 コントローラーの概要構成ブロック図である。 入力電圧とスイッチング素子のオンデューティーとの関係を説明する図である。 入力電圧と、起動時間との関係を説明する図である。 入力電圧でオンデューティーを近似するための他の近似手法の説明図である。 コントローラーの他の態様の説明図である。

１０ 電源装置
１１ 電力変換用トランス
１２ 電源
１３ 負荷回路
１４ 電力変換回路
１５ デューティー設定回路（オンデューティー制御回路）
１６ ソフトスタート設定回路（オンデューティー制御回路）
４１ 分圧回路
４２、４２Ａ 差動増幅器
４３ 定電流回路（オンデューティー制御回路）
４４ 分圧回路
４５ コンデンサー（容量）
４６ 直流電流源
４７ 分圧回路
４８ 誤差増幅器
４９ デューティリミッタ（オンデューティー制御回路）
５０ 発振器（スイッチング制御回路）
５１ 比較器（スイッチング制御回路）
５２ スイッチングトランジスター（スイッチング素子）
５３ １次コイル
５４ ２次コイル
５５ ダイオード
５６ コンデンサー
５７ 分圧回路
ＣＰＷＭ ＰＷＭ制御信号（駆動制御信号）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (4)

1. スイッチング素子を有し、入力電圧を前記スイッチング素子のオンデューティーに従って変圧して所定の目標電圧値の出力電圧を得るに際し、突入電流を抑制するためにソフトスタート動作を行うスイッチング電源装置であって、
   前記ソフトスタート動作時における前記スイッチング素子のオンデューティー上限値を端子間電圧として保持するための容量と、
   前記変圧開始時の入力電圧値を検出し、前記目標電圧値に至るまでの時間が一定となるように、前記検出した入力電圧値に基づいて、前記端子間電圧を所定の割合で増加させるオンデューティー制御回路と、
   前記容量の端子間電圧に基づくオンデューティー上限値に相当する駆動制御信号を生成し、前記スイッチング素子に出力するスイッチング制御回路と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
   前記オンデューティー制御回路は、前記検出した入力電圧値に基づいて前記目標電圧を得るための前記スイッチング素子のオンデューティーを算出し、算出したオンデューティーを、一定値とした前記目標電圧値に至るまでの時間で除することによりオンデューティーの単位時間あたりの増加量を算出し、当該単位時間あたりの増加量に相当する割合で前記端子間電圧を増加させる、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項２記載のスイッチング電源装置において、
   前記オンデューティー制御回路は、前記容量へ供給する充電電流量を可変とする電流供給源を有し、
   前記オンデューティーの単位時間あたりの増加量に合わせて前記端子間電圧が増加するように充電電流を供給する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 請求項２または請求項３記載のスイッチング電源装置において、
   前記オンデューティー制御回路は、前記目標電圧値を得るためのオンデューティーと、入力電圧値と、の関係を直線あるいは折れ線で近似し、前記検出した入力電圧値に基づいて前記目標電圧を得るための前記スイッチング素子のオンデューティーを算出する、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。

Images