JP2010075048A - 負荷駆動装置およびそれを備える車両 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動回路のスイッチング損失を確実に低減可能な負荷駆動装置およびそれを備える車両を提供する。
【解決手段】インバータ１４の入力電圧Ｖｍには、ＩＧＢＴ素子のスイッチング動作時に生じるサージ電圧と、コンデンサＣ２の等価直列抵抗に発生する電圧変動とが重畳する。等価直列抵抗は、コンデンサ温度Ｔｃの低下に伴なって抵抗値が増加する温度依存性を有する。またＩＧＢＴ素子は、インバータ温度Ｔｉｖの低下に伴なって素子耐圧が低下する温度依存性を有する。制御装置３０は、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値よりも低いとき、入力電圧Ｖｍの上限値を高温時の上限値から電圧変動相当分だけ減少させ、出力電圧がその上限値を超えないように昇圧コンバータ１２の目標電圧を制御する。その結果、サージ電圧の許容範囲を確保でき、この許容範囲内で可能な限りスイッチング速度を高めることによりスイッチング損失を低減できる。
【選択図】図１

Description

この発明は、負荷駆動装置およびそれを備える車両に関し、特に、駆動回路のスイッチング損失を低減可能な負荷駆動装置およびそれを備える車両に関する。

通常、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の車両において、電気エネルギーによる駆動力は、高電圧の電池から供給される直流電力をインバータによって３相交流電力に変換し、これにより３相交流モータを回転させることにより得ている。また、車両の減速時には、逆に３相交流モータの回生発電により得られる回生エネルギーを電池に蓄電することにより、エネルギーを無駄なく利用して走行している。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車において、インバータは６個のスイッチング素子（たとえばＩＧＢＴ（Isolated Gate Bipolar Transistor））を３アームのブリッジ接続にし、これらのＩＧＢＴのスイッチング動作により入力された直流電力から３相交流モータを駆動するための交流電力を得ている。

ここで、ＩＧＢＴのスイッチング動作時においては、ＩＧＢＴをオンからオフにしたときにサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、インバータの入力電圧に重畳されてオフ状態にあるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に印加される。したがって、ＩＧＢＴの破壊を防ぐためには、インバータの入力電圧とサージ電圧との和をＩＧＢＴの素子耐圧以下に抑える必要がある。範囲を超えることがないように、ＩＧＢＴのゲートに直列に入力抵抗を挿入し、この入力抵抗とＩＧＢＴのゲート−エミッタ間の寄生容量とによってゲートに印加する信号電圧の立上りおよび立下り波形をなまらせて、スイッチング速度を遅くすることが行なわれていた。

しかしながら、スイッチング速度を遅くすると、サージ電圧が小さくなる一方で、スイッチング損失が大きくなることから、車両の燃費悪化を招くという問題があった。特に、ＩＧＢＴの素子耐圧は、素子温度の低下に伴なって低下するという温度依存性を有することから、低温環境下では、サージ電圧の許容範囲に対する制限が厳しくなり、スイッチング損失を抑えることが困難であった。

そこで、たとえば特許文献１は、車両の運転状態に応じてインバータ内の複数の電力素子の入力抵抗の抵抗値を設定する入力抵抗設定手段を備えた電気自動車の制御装置を開示する。

これによれば、入力抵抗設定手段は、バッテリの温度、電力素子の温度、電力素子の消費電力のうちのいずれかに応じて抵抗値を設定する。具体的には、電力素子の温度が比較的高温となる領域では、電力素子の許容サージ耐圧が高いことから、入力抵抗値を小さくすることによってスイッチング速度を速め、限界発生サージ電圧のレベルまでサージ電圧の発生を許すことによってスイッチング損失を減少させることができる。一方、比較的低温領域では、許容サージ耐圧が低いことから、入力抵抗値を大きくすることによって発生サージ電圧を許容サージ耐圧よりも低くすることにより、電力素子を安定に動作させることができる。

特開２００１−１６９４０７号公報 特開２００５−１９８４０６号公報 特開２００５−３５４７６３号公報 特開２００４−１６６３４１号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の電気自動車の制御装置によれば、電力素子が比較的低温となる領域では、電力素子の入力抵抗値を大きくすることによって、サージ電圧の発生が制限されて電力素子の破壊を回避できるものの、スイッチング速度の低下に起因してスイッチング損失が増大するという問題が依然として残る。

ところで、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータに供給する構成が検討されている（たとえば特許文献２〜４参照）。

このような構成において、昇圧コンバータの出力側とインバータの入力側との間には、昇圧コンバータからの直流電圧を平滑化するためのコンデンサが設けられている。この平滑用のコンデンサとしては、電解コンデンサやフィルムコンデンサ等が適用されるが、その中でも小型かつ大容量が達成可能であるとして、アルミ電解コンデンサが広く用いられている。

しかしながら、アルミ電解コンデンサにおいて、インピーダンスの実数部、いわゆるＥＳＲ（Equivalent Series Resistance：等価直列抵抗）は、低温になるに従って大きくなるという温度特性を有する。そのため、アルミ電解コンデンサをインバータの入力側に設けた場合、低温領域では、コンデンサの充放電時にＥＳＲに発生する電圧が増大し、この増大した電圧が電圧変動としてインバータの入力電圧に重畳することになる。したがって、低温領域においては、ＩＧＢＴの安全動作とスイッチング損失の低減とを両立するためには、上述したサージ電圧に加えて、コンデンサによる電圧変動をさらに考慮する必要がある。

それゆえ、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減可能な負荷駆動装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減可能な負荷駆動装置を備えた車両を提供することである。

この発明のある局面によれば、負荷駆動装置は、出力電圧を可変制御可能に構成された直流電源と、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷を駆動制御する駆動回路と、直流電源と駆動回路との間に配され、直流電源の出力電圧を平滑化して駆動回路に入力する容量素子と、直流電源を制御する制御装置とを備える。スイッチング素子は、スイッチング素子の温度の低下に伴なって素子耐圧が低下する温度依存性を有する。制御装置は、電気負荷からの要求に従って、スイッチング素子の温度に応じて設定される駆動回路の入力電圧の上限値を超えないように、直流電圧の出力電圧を設定する。

上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度に応じて駆動回路の入力電圧の上限値を設定することにより、スイッチング素子温度に拘らず入力電圧に重畳するサージ電圧の許容範囲を確保することができる。その結果、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減することができる。

好ましくは、制御装置は、スイッチング素子の温度が低い程、入力電圧の上限値を低く設定する。

上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度が低いときに、素子耐圧の低下に起因してサージ電圧の許容範囲が縮減されるのを防止することができる。

好ましくは、負荷駆動装置は、容量素子の温度を検出する第１の温度センサと、スイッチング素子の温度を検出する第２の温度センサとをさらに備える。容量素子は、容量素子の温度の低下に伴なって等価直列抵抗の抵抗値が増加する温度依存性を有する。制御装置は、等価直列抵抗に発生する電圧変動と容量素子の温度との関係を予め設定しており、設定された関係を参照して、容量素子の温度の検出値に対応する電圧変動を推定する電圧変動推定手段と、スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値以上のとき、スイッチング素子の素子耐圧と入力電圧に重畳するサージ電圧とに基づいて第１の上限値を設定する第１の設定手段と、スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値よりも低いとき、第１の上限値を電圧変動推定手段によって推定された電圧変動に相当する電圧だけ減少させて第２の上限値を設定する第２の設定手段とを含む。

上記の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子温度が低いときには、駆動回路の入力電圧の上限値を、スイッチング素子温度が高いときの上限値から容量素子による電圧変動相当分だけ減少させることから、サージ電圧の許容範囲が縮減されるのを防止することができる。

好ましくは、制御装置は、電気負荷の要求出力に基づいて出力電圧の目標値を設定する目標値設定手段と、上限値設定手段が設定した入力電圧の上限値を超えないように目標値を補正する目標値補正手段とをさらに含む。

上記の負荷駆動装置によれば、電圧変換器の出力電圧の目標値を補正することによって容易に駆動回路の入力電圧の上限値を減少させることができる。

好ましくは、容量素子は、電解コンデンサである。
上記の負荷駆動装置によれば、等価直列抵抗が温度の低下に伴なって増加する温度特性を有する電解コンデンサを平滑用コンデンサとして起用することが可能となるため、電解コンデンサの持つ小型かつ大容量の利点を生かして装置の小型化を実現することができる。

この発明によれば、車両は、上述した負荷駆動装置のいずれか１つを備える。
上記の車両によれば、負荷駆動装置のスイッチング損失が低減されることにより、燃費
の向上を実現することができる。

この発明によれば、駆動回路のスイッチング損失を確実に低減することができる。その結果、この発明による負荷駆動装置を搭載した車両の燃費を向上することができる。

この発明の実施の形態による負荷駆動装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１における制御装置のブロック図である。 ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｖとの関係を示す図である。 コンデンサのＥＳＲとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を示す図である。 インバータの入力電圧、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。 この発明によるインバータの入力電圧、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。 この発明の実施の形態によるインバータの入力電圧の制御を説明するためのフローチャートである。 コンデンサによる電圧変動ΔＶｃとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を示す図である。 この発明の実施の形態によるインバータの入力電圧の制御を説明するための他のフローチャートである。 この発明の実施の形態によるインバータの入力電圧の制御を説明するための他のフローチャートである。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態による負荷駆動装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１１と、電流センサ２４と、コンデンサＣ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、温度センサ１３，１８と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８からなる。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から出力された直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。コンデンサＣ２には、たとえば、小型大容量化が可能なアルミ電解コンデンサが用いられる。

電圧センサ１１は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｍを検出し、その検出した電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。温度センサ１８は、コンデンサＣ２の温度（「コンデンサ温度」と称する。）Ｔｃを検出し、その検出したコンデンサ温度Ｔｃを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。

温度センサ１８は、インバータ１４の温度（「インバータ温度」と称する。）Ｔｉｖを検出し、その検出したインバータ温度Ｔｉｖを制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１１から電圧Ｖｍを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。制御装置３０は、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

また、制御装置３０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、電圧Ｖｂ、Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置３０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成し、生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＩによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、回生制動時、電圧Ｖｂ，Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

図２は、図１における制御装置３０のブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、電圧指令補正部５２と、デューティ比変換部５４とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１１から昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４の入力電圧を受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相に印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを電圧指令補正部５２へ出力する。

電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける。そして、電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からのコンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖに基づいて後述する方法によって電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する。

デューティ比変換部５４は、電圧指令補正部５２から補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１を受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受けると、電圧センサ１１からの出力電圧Ｖｍを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１に設定するためのデューティ比を演算し、その演算したデューティ比に基づいて昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成する。そして、デューティ比変換部５４は、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。

なお、昇圧コンバータ１２の下側のＩＧＢＴ素子Ｑ２のオンデューティを大きくすることによりリアクトルＬ１の電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＩＧＢＴ素子Ｑ１のオンデューティを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比を制御することで、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを、直流電源Ｂの出力電圧を下限として、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧などを基に設定された上限値までの任意の電圧に制御可能である。なお、入力電圧Ｖｍの上限値は、後述するようにＩＧＢＴ素子の素子耐圧とスイッチング動作時に発生するサージ電圧とに基づいて設定される。

このような昇圧コンバータ１２の制御を行なうことによってインバータ１４の入力電圧Ｖｍを交流モータＭ１の動作状態に応じて可変させることにより、モータ駆動装置１００で発生する損失（モータ損失、インバータ損失および昇圧コンバータ損失を含む）を最小限に抑え、モータ駆動効率を高めることができる。

そして、インバータ１４は、直流電源Ｂの出力電圧以上の高電圧に変換された入力電圧Ｖｍを、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。

このとき、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作時においては、ＩＧＢＴ素子をオンからオフにしたときにサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳されてオフ状態にあるＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間に印加される。したがって、ＩＧＢＴ素子の破壊を防ぐためには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍとサージ電圧との和をＩＧＢＴ素子の素子耐圧以下に抑える必要がある。

図３は、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｖとの関係を示す図である。

図３を参照して、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖは、インバータ温度Ｔｉｖの低下に伴なって減少する。したがって、インバータ温度Ｔｉｖが低いときほど、素子耐圧Ｖｉｎｖの制約を受けてサージ電圧を小さくする必要がある。

さらに、インバータ１４の入力側に設けられたコンデンサＣ２においては、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に応じてリプル電流が流れる。そのため、ＥＳＲの端子間には、ＥＳＲとリプル電流との積で与えられる電圧が発生する。この電圧は、電圧変動ΔＶｃとしてインバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳する。

図４は、コンデンサＣ２のＥＳＲとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を示す図である。
図４を参照して、ラインＬＮ１は、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを適用したときのＥＳＲの温度依存性を表わす。一方、ラインＬＮ２は、コンデンサＣ２にフィルムコンデンサを適用したときのＥＳＲの温度依存性を表わす。

図４から明らかなように、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いた場合、ＥＳＲは、コンデンサ温度Ｔｃの低下に伴なって増加する。したがって、コンデンサ温度Ｔｃが低下するに従って、インバータ１４の入力電圧Ｖｍに重畳する電圧変動ΔＶｃが大きくなることが分かる。

なお、コンデンサＣ２にフィルムコンデンサを用いたときには、ＥＳＲがコンデンサ温度Ｔｃによらず略一定値に保たれることから、電圧変動ΔＶｃを小さく抑えることができる。しかしながら、その一方で、フィルムコンデンサは、小型・大容量という点でアルミ電解コンデンサに劣るため、車両への搭載制約から小型化・薄型化が要求されるコンデンサＣ２への適用にはアルミ電解コンデンサと比べて不利であると判断される。よって、本実施の形態による負荷駆動装置においては、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いた構成に着目して説明する。

以上のように、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が低いときには、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下する一方で、コンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃが増加する。そのため、インバータ１４の入力電圧Ｖｍを素子温度が高いときと同程度の高電圧まで設定可能とすることにより、許容されるサージ電圧の大きさが制限されることとなる。

結果として、サージ電圧の制限に反比例するようにインバータ１４のスイッチング損失が増大するために、昇圧コンバータ１２を用いた可変電圧システムがもたらす損失低減の効果を十分に享受することが困難となる。

図５は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍ、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。なお、図５（ａ）は、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が相対的に高いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。図５（ｂ）は、素子温度が相対的に低いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。

図５（ａ）を参照して、ＩＧＢＴ素子がオン状態からオフ状態に遷移するときには、サージ電圧ΔＶｓおよびスイッチング損失が発生する。このサージ電圧ΔＶｓの大きさは、ＩＧＢＴ素子のオン状態からオフ状態へのターンオフ期間、すなわち、スイッチング速度に依存しており、スイッチング速度を速くするほど大きくなる。

一方、スイッチング損失は、インバータ１４の入力電圧Ｖｍと入力電流との乗算積分値で与えられ、図中の領域ＲＧＥ１の面積に相当する。スイッチング速度を速くするほど、領域ＲＧＥ１の面積が低減することから、スイッチング損失を抑えることができる。

そのため、図５（ａ）のように素子温度が高いときには、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖに対して、スイッチング損失の低減に有効な大きさのサージ電圧ΔＶｓの発生が許容されるように、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値が設定される。このサージ電圧ΔＶｓの許容範囲内で可能な限りスイッチング速度を速くすることにより、スイッチング損失を低損失に抑えることができる。

これに対して、図５（ｂ）のように素子温度が低いときには、図３の関係に従ってＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下する。さらには、上記図４の関係に従ってコンデンサＣ２のＥＳＲが増加することによってＥＳＲの端子間電圧が増大し、この端子間電圧が電圧変動ΔＶｃとして入力電圧Ｖｍに重畳する。そのため、素子温度が高いときと同程度の入力電圧Ｖｍを得るために許容されるサージ電圧ΔＶｓの電圧範囲は、高温時に比べて著しく制限されることとなる。したがって、この制限された電圧範囲内では、スイッチング速度を高温時と同レベルまで速くすることができないため、スイッチング損失は、図中の領域ＲＧＥ２で示されるように、高温時と比較して増加する結果となる。

そこで、このような低温時におけるスイッチング損失の増加を抑えるために、この発明による負荷駆動装置は、以下に述べるように、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値を素子温度に応じて可変させる構成とする。

図６は、この発明によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍ、サージ電圧およびスイッチング損失と素子温度との関係を説明するための図である。なお、図６（ａ）は、素子温度（インバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃ）が相対的に高いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートであって、先述の図５（ａ）と同じものである。

また、図６（ａ）において、インバータ１４の入力電圧Ｖｍは、上述したように、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖとサージ電圧ΔＶｓの大きさとに基づいて、その上限値が設定されている。

一方、図６（ｂ）は、素子温度が相対的に低いときのインバータ１４の入力電圧Ｖｍおよび入力電流のタイミングチャートである。

図６（ｂ）を参照して、この発明による負荷駆動装置は、素子温度が所定の閾値よりも低いときには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの設定可能な上限値を、素子温度が所定の閾値以上のときの入力電圧Ｖｍの上限値よりもコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ低下させる構成とする。

このような構成とすることにより、ＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｖｉｎｖが低下し、かつ、コンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃが増大する低温環境下においても、高温時と同レベルのサージ電圧ΔＶｓの発生が許容される。その結果、この許容範囲内で可能な限りスイッチング速度を速くすることにより、図中の領域ＲＧＥ３に示すように、スイッチング損失を高温時と同等の低損失に抑えることができる。

その一方で、この発明による負荷駆動装置によれば、素子温度が所定の閾値よりも低いときには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値が制限されるため、交流モータＭ１の出力が要求出力を満たさないといった不具合が懸念される。

しかしながら、入力電圧Ｖｍの供給を受けてインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８がスイッチング動作を行なうことにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８が通電されてスイッチング損失および定常損失が増加する。その結果、インバータ温度Ｔｉｖを短期間で所定の閾値以上に上昇させることができる。

また、昇圧コンバータ１２が昇圧動作を行なうことにより、コンデンサＣ２が通電されてＥＳＲにおける熱損失が増加する。その結果、コンデンサ温度Ｔｃを短期間で所定の閾値以上に上昇させることができる。したがって、インバータ１４の入力電圧Ｖｍが制限される期間は、実際には交流モータＭ１の出力トルク不足には至らない程度の短い期間であるといえる。

さらには、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値を制限したことによって交流モータＭ１の出力可能な最大トルクが減少することになるが、素子温度が所定の閾値に達するまでの短い期間において、交流モータＭ１の要求トルクが最大トルクに設定される可能性は低いことから鑑みても、かかる入力電圧Ｖｍの制限が交流モータＭ１の出力特性に与える影響は殆どないものと判断できる。

次に、図６で説明したこの発明によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御動作について詳細に説明する。以下の説明において、入力電圧Ｖｍの制御は、図２の制御装置３０における電圧指令補正部５２が、温度センサ１３，１８からそれぞれ与えられるインバータ温度Ｔｉｖおよびコンデンサ温度Ｔｃの少なくとも一方に応じて、交流モータＭ１の要求出力を基に設定された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することにより実行される。

図７は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するためのフローチャートである。なお、図７のフローチャートは、コンデンサ温度Ｔｃに応じて入力電圧Ｖｍの可変制御を行なう場合の制御動作を示したものである。

図７を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算する。なお、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍの演算にあたっては、予めＩＧＢＴ素子の素子耐圧Ｔｉｎｖとサージ電圧ΔＶｓとに基づいてインバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値が設定される。電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、その設定された上限値を最大値とする。演算された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、電圧指令補正部５２へ出力される（ステップＳ０１）。

電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受けると（ステップＳ０２）、コンデンサ温度Ｔｃに基づいてコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃを推定する（ステップＳ０３）。

具体的には、電圧指令補正部５２は、図８に示すコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃとコンデンサ温度Ｔｃとの関係を予めマップとして所有している。なお、図８に示す関係は、上記図４に示すコンデンサＣ２のＥＳＲとコンデンサ温度Ｔｃとの関係と、予め実験的に求められたコンデンサＣ２のリプル電流とに基づいて設定されたものである。そして、電圧指令補正部５２は、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受けると、図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する。

次に、電圧指令補正部５２は、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ０４）。なお、所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄは、図８の関係において、電圧変動ΔＶｃが所定の閾値ΔＶｃ＿ｓｔｄ以下となるときのコンデンサ温度Ｔｃに予め設定されている。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。

一方、ステップＳ０４において、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを、ステップＳ０５で減少させた入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。

このように、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いときは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上に上昇し、電圧変動ΔＶｃが低減したことに応じて、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致する電圧がインバータ１４に供給されるように昇圧コンバータ１２が駆動される。その結果、コンデンサＣ２が低温のときにサージ電圧の許容範囲が電圧変動ΔＶｃによって侵食されるのを防止することができる。これにより、コンデンサ温度Ｔｃに拘らずインバータ１４のスイッチング損失を確実に低減することができる。

［変更例１］
図９は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するための他のフローチャートである。

図９に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートにおけるコンデンサ温度Ｔｃに応じた入力電圧Ｖｍの可変制御を、インバータ温度Ｔｉｖに応じて行なわれるように変更したものである。

図９を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算する。その演算された電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍは、電圧指令補正部５２へ出力される（ステップＳ０１）。

電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける（ステップＳ１２）。そして、電圧指令補正部５２は、上述した方法によって図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する（ステップＳ０３）。

さらに、電圧指令補正部５２は、図３に示すインバータ１４の素子耐圧Ｖｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｖとの関係を予めマップとして所有しており、当該マップを参照してインバータ温度Ｔｉｖに対応する素子耐圧Ｖｉｎｖを取得する。そして、電圧指令補正部５２は、その取得した素子耐圧ＶｉｎｖがステップＳ０３にて推定した電圧変動ΔＶｃだけ増加するときの素子温度Ｔｉｖを当該マップから抽出し、その抽出したインバータ温度Ｔｉｖを所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄに設定する（ステップＳ１４）。

次に、電圧指令補正部５２は、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ１５）。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。

一方、ステップＳ１５において、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、ステップＳ０５で設定した入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。

このように、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いときは、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上に上昇し、電圧変動ΔＶｃ相当分だけ素子耐圧Ｖｉｎｖが増加したことに応じて、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致する電圧がインバータ１４に供給されるように昇圧コンバータ１２が駆動される。その結果、インバータ１４が低温のときにサージ電圧の許容範囲が電圧変動ΔＶｃによって侵食されるのを防止することができる。これにより、インバータ温度Ｔｉｖに拘らずインバータ１４のスイッチング損失を確実に低減することができる。

［変更例２］
図１０は、この発明の実施の形態によるインバータ１４の入力電圧Ｖｍの制御を説明するための他のフローチャートである。

図１０に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートにおけるコンデンサ温度Ｔｃに応じた入力電圧Ｖｍの可変制御を、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖに応じて行なわれるように変更したものである。

図１０を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ入力電圧Ｖｍの目標値である電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを電圧指令補正部５２へ出力する（ステップＳ０１）。

電圧指令補正部５２は、インバータ入力電圧指令演算部５０から電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受け、温度センサ１８からコンデンサ温度Ｔｃを受け、温度センサ１３からインバータ温度Ｔｉｖを受ける（ステップＳ１２）。そして、電圧指令補正部５２は、上述した方法によって図８のマップの中からコンデンサ温度Ｔｃに対応する電圧変動ΔＶｃを抽出する（ステップＳ０３）。

さらに、電圧指令補正部５２は、図１０のマップの中からインバータ温度Ｔｉｖに対応する素子耐圧Ｖｉｎｖを取得する。そして、電圧指令補正部５２は、その取得した素子耐圧ＶｉｎｖがステップＳ０３にて検出した電圧変動ΔＶｃだけ増加するときの素子温度Ｔｉｖを当該マップから抽出し、その抽出したインバータ温度Ｔｉｖを所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄに設定する（ステップＳ１４）。

次に、電圧指令補正部５２は、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ０４）。そして、コンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄよりも低いと判定されたとき、電圧指令補正部５２はさらに、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いか否かを判定する（ステップＳ１５）。そして、インバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄよりも低いと判定されると、電圧指令補正部５２は、最初に、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値をステップＳ０３で推定した電圧変動ΔＶｃだけ減少させる（ステップＳ０５）。続いて、電圧指令補正部５２は、ステップＳ０５で設定した入力電圧Ｖｍの上限値以下となるように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正し、その補正後の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ１をデューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０６）。

一方、ステップＳ０４においてコンデンサ温度Ｔｃが所定の閾値Ｔｃ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、または、ステップＳ１５においてインバータ温度Ｔｉｖが所定の閾値Ｔｉｖ＿ｓｔｄ以上であると判定されたときは、電圧指令補正部５２は、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを補正することなく、デューティ比変換部５４へ出力する（ステップＳ０７）。

このように、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖがともに所定の閾値（Ｔｃ＿ｓｔｄまたはＴｉｖ＿ｓｔｄ）よりも低いとき、インバータ１４の入力電圧Ｖｍの上限値がコンデンサＣ２による電圧変動ΔＶｃだけ減少するように電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍが補正されて昇圧コンバータ１２が駆動される。

すなわち、本変更例によれば、コンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖのいずれか一方が所定の閾値以上であれば、一連の電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍの補正動作が実行されないため、図７および図９のようにコンデンサ温度Ｔｃおよびインバータ温度Ｔｉｖのいずれかに応じて入力電圧Ｖｍの可変制御を行なうのと比較して、補正動作の実行頻度を減らすことができる。その結果、交流モータＭ１の出力性能への影響をより一層軽減することができる。

以上のように、この発明の実施の形態によれば、インバータの素子耐圧が低下し、かつ、平滑用コンデンサのＥＳＲによる電圧変動が増加する低温環境下において、許容されるサージ電圧の電圧範囲が縮減されるのを防止することができる。この結果、インバータのスイッチング損失を確実に低減することができる。

なお、上記の実施の形態においては、インバータのスイッチング素子にＩＧＢＴを採用した場合について説明したが、その他のパワー素子、たとえば、ＮＰＮトランジスタおよびＭＯＳトランジスタであってもよい。

また、上記の各実施の形態においては、コンデンサＣ２にアルミ電解コンデンサを用いる場合を代表的に説明したが、この発明は、素子温度の低下に伴ないＥＳＲが増加する温度依存性を有するコンデンサ全般に広く適用され得るものである。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、車両に搭載された負荷駆動装置に適用することができる。

１０，１１ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１３，１８ 温度センサ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、３０ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ 電圧指令補正部、５４ デューティ比変換部、１００ モータ駆動装置、Ｂ 直流電源、Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ ＩＧＢＴ素子。

Claims (5)

1. 出力電圧を可変制御可能に構成された直流電源と、
   スイッチング素子のスイッチング動作により前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して電気負荷を駆動制御する駆動回路と、
   前記直流電源と前記駆動回路との間に配され、前記直流電源の出力電圧を平滑化して前記駆動回路に入力する容量素子と、
   前記直流電源を制御する制御装置とを備え、
   前記スイッチング素子は、前記スイッチング素子の温度の低下に伴なって素子耐圧が低下する温度依存性を有し、
   前記制御装置は、前記スイッチング素子の温度が低い程、前記駆動回路の入力電圧の上限値を低く設定するとともに、前記電気負荷からの要求に従って、その設定された前記入力電圧の上限値を超えないように、前記直流電圧の出力電圧を設定する、負荷駆動装置。
2. 前記容量素子の温度を検出する第１の温度センサと、
   前記スイッチング素子の温度を検出する第２の温度センサとをさらに備え、
   前記容量素子は、前記容量素子の温度の低下に伴なって等価直列抵抗の抵抗値が増加する温度依存性を有し、
   前記制御装置は、
   前記等価直列抵抗に発生する電圧変動と前記容量素子の温度との関係を予め設定しており、設定された前記関係を参照して、前記容量素子の温度の検出値に対応する前記電圧変動を推定する電圧変動推定手段と、
   前記スイッチング素子の温度の検出値が所定の閾値以上のとき、前記スイッチング素子の素子耐圧と前記入力電圧に重畳するサージ電圧とに基づいて第１の上限値を設定する第１の設定手段と、
   前記スイッチング素子の温度の検出値が前記所定の閾値よりも低いとき、前記第１の上限値を前記電圧変動推定手段によって推定された前記電圧変動に相当する電圧だけ減少させて第２の上限値を設定する第２の設定手段とを含む、請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記制御装置は、
   前記電気負荷の要求出力に基づいて前記出力電圧の目標値を設定する目標値設定手段と、
   前記上限値を超えないように前記目標値を補正する目標値補正手段とをさらに含む、請求項１または請求項２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記容量素子は、電解コンデンサである、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の負荷駆動装置を備える車両。

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