JP2012507208A - 超音波トランスデューサを駆動するシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

トランスデューサは、その共振周波数で又はその近くで、圧電材料、製造、組立て、部品公差及び／又は動作状態の変動によるトランスデューサの共振周波数に対する変動及び／又は変化に適応するドライバシステムにより、最適に駆動される。本システムは、出力コントローラ、位相追跡コントローラ、周波数発生器、駆動回路、トランスデューサ電圧とトランスデューサ電流との間の位相角を確定する回路、及びトランスデューサ電圧及びトランスデューサ電流からトランスデューサアドミタンスを取得する回路を有することができる。
【選択図】 図３

Description

関連出願

本出願は、２００８年１０月２３日に出願された米国仮特許出願第６１／１０７，９８２号及び２００９年５月２９日に出願された米国仮特許出願第６１／１８２，３２５号の利益を主張し、それらの開示内容はすべて参照により本明細書に組み込まれる。

本発明は、超音波トランスデューサに関し、より詳細には、超音波トランスデューサを駆動するシステム及び方法に関する。

超音波トランスデューサは、かねてより長年使用されてきた。その間、それらを駆動する方法には、ほとんど変更がなされていない。現行の駆動回路は、共振技術に基づいており、それには多くの限界がある。

現行の技術は、超音波トランスデューサを駆動するのに共振回路に依存している。共振回路は、定義上、非常に狭い周波数の範囲で動作するように設計されている。このため、トランスデューサの許容偏差は、駆動回路で動作することができるように非常に厳密に保持される。さらに、周波数の異なるトランスデューサに対して同じ駆動回路を使用することは可能ではなく、回路を、トランスデューサの周波数毎に変更しなければならない。

超音波トランスデューサを駆動するために、広範囲の周波数を、高精度で且つ非常に高い周波数シフト速度で発生させる方法が必要であることが多い。この必要に対処するためにタンク回路が使用されてきた。タンク回路は、特定のトランスデューサを備え、そのトランスデューサが、そのトランスデューサと作用するように一意に構成されている回路に結合されており、こうしたタンク回路により、トランスデューサを、特定のトランスデューサに特有の共振周波数で駆動することができる。従来技術によるシステム及び方法の欠点は、タンク回路の回路構成を、共振周波数の異なる別のトランスデューサで使用することができないことが多いということである。

トランスデューサの共振周波数に関係なく任意のトランスデューサを駆動するシステム及び方法もまた必要である。こうしたシステム及び方法は、各々が周波数の異なる複数のトランスデューサを駆動することができ、それにより、周波数の異なるさまざまなトランスデューサとともに同じドライバを実装することによって、デバイス製造業者が規模の経済を利用することができる。

概して言えば、本発明は、超音波トランスデューサを駆動するシステム及び方法に関する。

本発明の態様では、システムは、電圧及び周波数を提供するように構成されたコントローラであって、トランスデューサを通る駆動電流から且つ電流指令から導出される電流誤差信号に基づいて電圧を変更するように構成され、トランスデューサが共振状態又は略共振状態であるか否かを示す少なくとも１つのパラメータに基づいて周波数を変更するように構成されたコントローラを備える。本システムはまた、コントローラから電圧及び周波数を受け取るように構成され、且つコントローラから受け取られる電圧及び周波数に基づいて、駆動電圧を駆動周波数でトランスデューサに提供するように構成された駆動回路を備え、駆動電圧は、駆動電流を実質的に電流指令で維持するレベルであり、駆動周波数は、実質的に、トランスデューサの共振周波数である。さらなる態様では、少なくとも１つのパラメータは、駆動電流と駆動電圧と間の位相角を含む。

本発明の態様では、方法は、トランスデューサに駆動電圧を駆動周波数で提供するステップを含み、駆動電圧はトランスデューサを通る駆動電流をもたらす。本方法は、駆動電流を検知するステップと、検知された駆動電流から且つ電流指令から電流誤差を確定するステップとをさらに含む。本方法は、電流誤差に基づいて駆動電圧を調整するステップと、検知された駆動電流から、且つ電気電圧レベルから少なくとも１つのパラメータを確定するステップであって、少なくとも１つのパラメータが、トランスデューサが共振状態又は略共振状態であるか否かを示し、少なくとも１つのパラメータが、駆動電流と駆動電圧との間の位相角を含む、ステップとをさらに含む。本方法は、少なくとも１つのパラメータに基づいて駆動周波数を調整するステップであって、駆動周波数を、トランスデューサの共振周波数又は実質的に共振周波数で維持するサブステップを含む、ステップをさらに含む。

本発明の特徴及び利点は、添付図面に関連して読むべき以下の詳細な説明からより容易に理解されるであろう。

本発明のいくつかの実施形態によるアドミタンスを確定するように構成された回路を示す概略図である。 排他的論理和ゲートを有する、本発明のいくつかの実施形態による位相角を確定するように構成された回路を示す概略図である。 図２の回路の排他的論理和ゲートに入り且つそこから出る波形を示すフロー図である。 本発明のいくつかの実施形態によるトランスデューサを駆動するシステムを示すブロック図である。 本発明のいくつかの実施形態による周波数コントローラの要素を示すフロー図である。 本発明のいくつかの実施形態によるアドミタンスを利用する周波数トラッカを示すブロック図である。 本発明のいくつかの実施形態によるＰＤコントローラに位相誤差を付与する周波数トラッカを示すブロック図である。 本発明のいくつかの実施形態によるＰＩＤコントローラに電流誤差を付与する電流コントローラを示すブロック図である。 本発明のいくつかの実施形態によるトランスデューサに対する駆動信号をフィルタリングする出力フィルタを示すブロック図である。 カスケードＬＣフィルタを備える出力フィルタを示す概略図である。 磁気結合されたインダクタを有する結合ＬＣＬＣフィルタを備えた出力フィルタを示す概略図である。 信号のすべてに対するスイッチング周期が整列する、差動出力を有する２チャネルＤ級増幅器用のＰＷＭ信号を示す図である。 ２つのチャネルに対するＰＷＭ信号の間に位相シフトが挿入される、差動出力を有する２チャネルＤ級増幅器のＰＷＭ信号を示す図である。 結合インダクタを備えた多相降圧型コンバータを示す概略図である。 結合インダクタを有する差動増幅器出力段を示す概略図である。 図１４の結合インダクタの簡略化した一般的モデルを示す概略図である。 インダクタが磁気結合されていない場合の図１４に対する波形を示す図である。 インダクタが磁気結合されている場合の図１４の波形を示し、インダクタ電流の実線は磁気結合されたインダクタに対応し、インダクタ電流の破線は磁気結合のないインダクタに対応する、図である。 第２の発振器で１８０位相シフトを追加し、Ｖｄｃ＝１００Ｖ、Ｒｌｏａｄ＝１００で、９０ｕＨ／９４ｎＦフィルタを用いた２０ｋＨｚ出力信号の波形を示し、インダクタ電流の実線は磁気結合されたインダクタに対応し、インダクタ電流の破線は磁気結合のないインダクタに対応する、図である。 第１のＰＷＭ出力信号が遅延して第２のＰＷＭ出力信号を生成する、差動出力を有するＤ級増幅器を示す図である。 漏れのある変圧器に対するさまざまな配置を示し、変圧器が出力フィルタにおける磁気結合されたインダクタに対応する、簡易図を示す。 漏れのある変圧器に対するさまざまな配置を示し、変圧器が出力フィルタにおける磁気結合されたインダクタに対応する、簡易図を示す。

本発明のいくつかの実施形態は、ハードウェア及びソフトウェアを含む。ハードウェアは、超音波トランスデューサに対し正弦波出力を生成するスイッチング増幅器を有することができる。超音波トランスデューサは、圧電トランスデューサであり得る。スイッチング増幅器を、広範囲の周波数にわたり高効率で動作させることができ、したがって、多くの周波数のトランスデューサを駆動するために使用することができる。スイッチング増幅器はまた、周波数許容偏差を厳密に保持しないトランスデューサを駆動することも可能であり、それによりトランスデューサの製造コストを低減することができる。これにより、規模の経済による製造コストの低減が可能になり、異なる周波数のトランスデューサを使用する消費者が常に同じ駆動回路を使用することが可能になる。

以前の超音波発生器は、トランスデューサを駆動するために共振電源又はアナログ増幅器に頼っていた。本発明のいくつかの実施形態では、Ｄ級又はＥ級増幅器を使用して、デジタル制御されたＡＣ源の出力を増幅する。この技術により、製造業者及びユーザが、特定のトランスデューサの周囲に共振系を設計する必要がなくなる。代りに、このシステムは、広範囲の周波数にわたって任意のトランスデューサに使用可能である。

以前のＤ級増幅器及びＥ級増幅器は、従来のＬＣフィルタ又はカスケードＬＣフィルタを使用して、信号周波数に対するＤ級又はＥ級キャリア周波数の影響を大幅に低減していた。本発明のいくつかの実施形態では、２相出力信号を結合変圧器とともに使用して、従来のＬＣ型フィルタにより同様の寸法及びコストの構成要素で行うことができる場合より、キャリア周波数の影響を数倍低い程度まで低減する。

本発明のいくつかの実施形態では、ソフトウェアは、低コストの１６ビットの整数のみのマイクロコントローラで完全に実行することができる。従来技術において一般に必要なより強力なＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）モジュールは、本発明では不要であるが、実施形態によってはＤＳＰモジュールを使用することができる。

高精度且つ非常に高い周波数シフト速度で広範囲の周波数を生成する方法が必要である。超音波システムにおいてデジタルシンセサイザを使用して、周波数発生器の出力に対して迅速且つ柔軟な周波数制御を可能にすることができる。

実施形態によっては、トランスデューサへの出力インピーダンスを最小限にするために、スイッチング回路においてデッドタイムを最小限にする。「デッドタイム」という語句は、電源スイッチング回路において、交差伝導を防止するためにすべてのスイッチング素子がオフである時を指す。共振周波数を確定する時、最小又は最大アドミタンスが使用される。測定されるアドミタンスは、高Ｑシステムより低Ｑシステムにおける方が、共振時と非共振時との間の変化がはるかに小さい。無次元パラメータ「Ｑ」は、工学において一般に「Ｑファクタ」として又は「クオリティファクタ」と呼ばれるものを指す。Ｑは、駆動回路のインピーダンスに直接影響を受けるため、このインピーダンスを非常に低く維持しなければならない。出力変圧器、駆動半導体、ＰＣＢ（プリント回路基板）の一般に考慮されるインピーダンス及び他の直接測定可能なインピーダンスに加えて、本発明者等は、デッドタイムが、駆動回路の出力インピーダンスに非常に強い影響を与えることに気付いた。したがって、スイッチング回路は、デッドタイムが非常に小さい（およそ５０ナノ秒）ように構成される。実施形態によっては、スイッチング回路は、デッドタイムが５０ナノ秒を上回るか又は下回る。

最適な動作のために、トランスデューサは、その共振周波数点で又はその近くで動作することが重要である。トランスデューサの共振周波数点は、実際の最大出力が駆動増幅器からトランスデューサに伝達される周波数として定義される。トランスデューサが共振時又は略共振時である時を測定する最良の方法を確定するために多くの研究がなされてきた。

本出願人等は、トランスデューサアドミタンスが、トランスデューサがその共振周波数点に近接していることを確実に示すことが分かった。アドミタンスは、トランスデューサ駆動電流のＲＭＳ（二乗平均平方根）振幅をトランスデューサ駆動電圧のＲＳＭ振幅で割った値として定義される。図１に示す回路１０は、駆動されたトランスデューサのアドミタンス２０のＲＭＳ（二乗平均平方根）値をリアルタイムで確定する。アドミタンスのＲＭＳ値は、ハードウェアによって含まれ且つ実行されるソフトウェアによって分析されるために使用される。アドミタンス２０のＲＭＳ値は、トランスデューサにかかるＲＭＳ電圧１４と、トランスデューサに供給されるＲＭＳ電流１５とから取得される。

図１の回路は、負荷のリアルタイムアドミタンスを測定する回路の一例である。ＲＭＳ電圧１４及びＲＭＳ電流１５はフィルタリングされる。電圧のフィルタリングされた信号１６及び電流のフィルタリングされた信号１７は、アナログ除算器１８に供給され、結果としての出力１９はＲＭＳコンバータに供給される。最終的な出力２０はＲＭＳアドミタンスである。これは、アドミタンスを測定する既知の手段である。

本出願人等は、トランスデューサの位相もまた、トランスデューサがその共振周波数点に近接していることを確実に示すことが分かった。位相は、トランスデューサ駆動電圧とトランスデューサ駆動電流との間の位相角として定義される。

図２に示す回路は、２つの入力信号の位相関係を導出する回路の一例である。発生器５５からの電圧駆動信号は、増幅器５８によってバッファリングされ且つフィルタリングされる。発生器信号の電流は、発生器出力を変流器５７に通し、その後この信号を、増幅器５９を通してバッファリングし且つフィルタリングすることによって見つけられる。各出力（電流及び電圧）は比較器に入れられる。比較器の出力は、それぞれの信号がゼロボルトを上回る時にハイとなり、ゼロボルトを下回る時にローとなる。したがって、比較器の出力は、入力信号がゼロを横切る時に遷移する。各信号がゼロを横切る点が比較される場合、位相関係の指示が既知となる。この位相関係を見つけそれをアナログ電圧に変換するために、排他的論理和ゲート６２が使用され、その出力が単純なＲＣフィルタに通される。図２ａに、排他的論理和ゲートに入る波形及びそこから出る波形を示す。この例では、信号６３は、電圧に対する比較器の出力を表わし、信号６４は、電流信号に対する比較器の出力を表わしている。読者は、２つの信号の位相がずれており、位相関係が時刻６６で変化していることを観察することができる。当業者は、排他的論理和ゲートの出力が、入力信号が異なる時にハイとなり、同じである時にローとなることを認識するであろう。したがって、信号６５は、排他的論理和ゲートの出力を示す。ＲＣフィルタは、波形６５を有効に積分し、信号６７をもたらす。図示するように、その結果は、２つの入力波形６３、６４の位相関係に比例するアナログ電圧６７である。そして、このアナログ信号６７がプロセッサに入力される。

図３は、超音波トランスデューサを駆動するシステム及び方法を示す。本方法を、トランスデューサに提供される電気エネルギーのトランスデューサ素子の動きへの最適な変換を維持するように、適応フィードバック制御を提供するように結合されたハードウェア及びソフトウェアによって実装することができる。

図３では、システム２００は２つのコントローラ、すなわち一定の指令トランスデューサ電流を維持する電流コントローラ２０２と、動作周波数を探索し且つ追跡する周波数コントローラ２０６とを有している。コントローラスケジューラ２０４は、２つのコントローラ２０２、２０６の動作をインタリーブして、他方のコントローラの動作に悪影響を与える一方のコントローラの動作を低減する。

駆動回路２０８は、制御された電圧及び制御された周波数の駆動信号をトランスデューサ２１０に与える。出力パラメータ検知回路２１２は、トランスデューサ駆動電圧及びトランスデューサ駆動電流を検知し、基準となる電流２１８、アドミタンス２２０及び周波数制御パラメータを生成する。実施形態が異なると、周波数制御パラメータは異なる。

電流２１８は、電流コントローラ２０２への入力として付与され、電流コントローラ２０２は、駆動回路２０８に付与される電圧２１４を生成する。電流コントローラ２０２は、その所与の応用においてトランスデューサ２１０の正確な動作に必要な電流を維持するように電圧２１４を設定する。

周波数コントローラ２０６は２つの機能、すなわち周波数走査及び周波数追跡を実行する。周波数走査機能は、トランスデューサの共振周波数であるか又はそれに近い周波数を探索する。周波数追跡機能は、トランスデューサの共振周波数又はその近くの動作周波数を維持する。

周波数コントローラ２０６が周波数走査を行っている時、周波数コントローラ２０６には入力としてアドミタンス２２０が付与される。周波数コントローラは、トランスデューサ及び応用に適切な周波数の範囲にわたって駆動周波数を掃引し、共振周波数を探索する。

周波数コントローラ２０６が周波数追跡を行っている時、周波数コントローラ２０６には入力として周波数制御パラメータ２２２が付与される。周波数コントローラは、その所与の応用においてトランスデューサの正確な動作に必要な周波数を設定する。

周波数コントローラ２０６は、周波数走査又は周波数追跡のいずれかを実行する時、計算された周波数２１６を駆動回路２０８に与える。

駆動回路２０８は、上述したスイッチング増幅器及びスイッチング回路を有することができる。周波数コントローラ２０６は、上述したデジタルシンセサイザを有することができる。

周波数コントローラ
上述したように、周波数コントローラ２０６は２つの機能、すなわち周波数走査及び周波数追跡を実行する。

多くの応用では、トランスデューサに対してその共振周波数で最初に駆動を与えることが重要である。トランスデューサ特性、付与される電力レベル、及びトランスデューサが接続される機械的負荷の変動のために、共振周波数が事前に既知でない場合、周波数コントローラは、周波数走査を実行して、共振周波数又はその近くの駆動周波数を確立することができる。

周波数走査を実行している時、周波数コントローラは、トランスデューサのアドミタンスが最大である周波数を求めて事前定義された周波数の範囲を探索する。図４に示すように、周波数スキャナ３００は、３つの掃引走査、すなわち、広い走査３０２と、その直後に続く中間の走査３０４と、その直後に続く狭い走査３０６とからなる。広い走査は、４Ｈｚステップで、事前定義された周波数を中心とする±１ｋＨｚ掃引を含み、各ステップの後に１０ミリ秒の整定時間があり、各整定時間の後にアドミタンスを検出する。中間の走査は、２Ｈｚステップで、広い走査で検出された最大アドミタンスの周波数を中心とする±１００Ｈｚ掃引を含み、各ステップの後に２５ミリ秒の整定時間があり、各整定時間の後にアドミタンスを検出する。狭い走査は、１Ｈｚステップで、中間の走査で検出された最大アドミタンスの周波数を中心とする±１０Ｈｚ掃引を含み、各ステップの後に５０ミリ秒の整定時間がある。

実施形態によっては、アドミタンスが、狭い走査の整定時間の各々の後に検出され、狭い走査の完了時に、駆動周波数は、検出された最大アドミタンスの周波数に設定される。

実施形態によっては、位相が、狭い走査整定時間の各々の後に検出され、狭い走査の完了時に、駆動周波数が、トランスデューサのその所与の応用における正確な動作に対して必要な位相に最も近い検出された位相の周波数に設定される。

超音波トランスデューサは、指令された位相が測定される、複数の周波数を有することが多い。最大アドミタンスの周波数は、常に共振周波数、すなわち最大の実際の出力伝達の周波数か又はそれに近くなる。この理由で、狭い走査で使用される方法に関らず、動作点に対する広い走査及び中間の走査に対して最大アドミタンスが使用される。

周波数スキャナ３００を、（ユーザによって定義される）全出力で、又はトランスデューサ共振時に測定される５ワットを下回る事前定義された低出力で実行することができる。

周波数コントローラ２０６は、周波数追跡アルゴリズムの開始の直前に、その動作の一部として高速走査３０８を任意に実行することができる。高速走査は、２Ｈｚステップで、現周波数を中心とする±１０Ｈｚ掃引を含み、各ステップの後に１０ミリ秒の整定時間がある。

実施形態によっては、アドミタンスが、高速走査の整定時間の各々の後に検出され、高速走査の完了時に、駆動周波数は、検出された最大アドミタンスの周波数に設定される。

実施形態によっては、位相が、高速走査の整定時間の各々の後に検出され、高速走査の完了時に、駆動周波数は、トランスデューサのその所与の応用における正確な動作に必要な位相に最も近い検出された位相の周波数に設定される。高速走査３０８を、全出力で又は５ワットを下回る出力で実行することができる。

トランスデューサ共振周波数は、通常の動作中に変動する可能性がある。この変動は、トランスデューサの温度の変化及びトランスデューサに対する機械的負荷の変化等、トランスデューサの動作状態の変化によって発生する可能性がある。周波数追跡を、共振周波数のこの変動を補償するように実行することができる。

図５は、周波数トラッカの実施形態を示す。周波数トラッカ４００は、２つの構成要素、すなわちピーク検出器４０２及び周波数ステッパ４０４を備えている。ピーク検出器は、トランスデューサアドミタンス４２２をサンプリングする。そして、ピーク検出器は、周波数ステッパ４０４に対し、１Ｈｚ〜１０Ｈｚで、ランダムな方向において上方又は下方にランダムサイズのステップをとるように命令する。周波数ステッパは、ランダムなステップサイズ及び方向を計算し、周波数ステップ、すなわち△周波数４１８を周波数発生器４０６に送出し、周波数発生器４０６は、新たな駆動周波数４２０を生成し、それを駆動回路４０８（図３の２０８）に与える。周波数トラッカは、周波数ステップのサイズに基づいて短い時間（公称１０〜５０ミリ秒）遅延して、トランスデューサが新たに指令された周波数で整定するようにする。トランスデューサ４１０の駆動電流及びトランスデューサの駆動電圧は、それぞれＲＭＳコンバータ４１２及び４１４によって、連続的に監視され且つそれらのＲＭＳ等価値に変換される。除算器４１６は、ＲＭＳ電流をＲＭＳ電圧で除算することによりアドミタンス４２２を計算し、それはピーク検出器４０２に付与される。このアドミタンスを用いて、ピーク検出器は、周波数のステップからもたらされた、検出されたアドミタンスの変化を計算する。

検出されたアドミタンスが事前定義された量を上回って増大した場合、次のステップ４１８は、先のステップと同じ方向にとられ、ステップサイズは、アドミタンスの増大の大きさに基づく。たとえば、ステップの大きさは、検出されたアドミタンスの増大に比例することができる。検出されたアドミタンスが事前定義された量を上回って低減した場合、次のステップ４１８は反対方向にとられ、ステップの大きさはアドミタンスの増大の大きさに基づく。検出されたアドミタンスが事前定義された量を上回って増大せず、且つ事前定義された量を上回って低減しなかった場合、アドミタンスはそのピークにあるものと想定され、ゼロの大きさの「ステップ」がとられる。周波数トラッカは、短い時間遅延して、トランスデューサが整定するようにし、ピーク検出及びステップシーケンスが繰り返される。

トランスデューサの最大アドミタンスは、トランスデューサの動作状態の変化に応じて、増大するか、変化しないままであるか、又は低減する可能性がある。増大し且つ変化しない最大アドミタンス値に対する周波数追跡は、上述した周波数追跡方法によって実行される。低減するアドミタンス最大値に関連する共振周波数の追跡は、アドミタンスの低減が停止し、増大するアドミタンス値が再び検出されるまで、現周波数を中心に両方向に等しい大きさのステップで迅速に段階的に実行される。そして、周波数コントローラは、最大アドミタンス点で再び固定されるように周波数を変化させる。

上述した周波数追跡方法を、システム２００のハードウェアによって実行されているソフトウェア内のアルゴリズムで実装することができる。

図６に示す周波数トラッカの別の実施形態は、トランスデューサ駆動電圧とトランスデューサ駆動電流との間の位相角５１６を使用して、共振周波数を維持する。超音波トランスデューサによっては、共振周波数はゼロ位相で発生する。トランスデューサによっては、トランスデューサ動作状態に関連して、共振周波数は、負の位相値で発生する。指令された位相５１８は、所与の動作状態のセットの所与のトランスデューサに対して経験的に選択される。

周波数トラッカ５００は、５〜２０ミリ秒の規則的なサンプリング間隔で、比例・微分（ＰＤ）コントローラ５０２に位相角誤差項５２０を付与することにより周波数追跡を実行する。位相角誤差項は、位相追跡指令５１８と測定されたトランスデューサ位相５１６との差であるように計算される。ＰＤコントローラ５０２は、微分器δ５０２ａと、比例ゲイン、ＫＦＰ５０２ｂと、微分ゲイン、ＫＦＤ５０２ｃと、出力ゲイン、ＫＦＯ５０２ｄとを有している。位相誤差５２０に応答するＰＤコントローラ５０２からの出力は、位相誤差５２０をゼロに向かって駆動するために必要な大きさ及び符号の周波数のステップ、すなわち△周波数５１２である。周波数のステップ５１２は周波数発生器５０４に付与され、周波数発生器５０４は、新たな周波数５１４を計算する。駆動回路は、トランスデューサ５０８を周波数発生器５０４からの周波数５１４で駆動する。

電流コントローラ
図７は、図３の電流コントローラ２０２の実施形態を示す。電流コントローラ６００は、トランスデューサを通る電流を、一定のユーザ指令レベル６１４で維持する。ユーザ指令レベル６１４は、トランスデューサを含むデバイスの所望の動作レベルに対応することができる。たとえば、ユーザ指令レベルは、圧電トランスデューサを含む外科的切開装置の所望のエネルギーレベルに対応することができる。

電流コントローラ６００は、トランスデューサに印可される駆動電圧を変更することにより、トランスデューサを通る電流を変更する。駆動電圧を増大させることによりトランスデューサ電流が増大し、駆動電圧を低減させることによりトランスデューサ電流が低減する。実施形態によっては、電流コントローラ６００は、駆動回路６０４に電圧６１０を提供し、この電圧は、駆動回路６０４によってトランスデューサ６０６に提供される。

５〜２０ミリ秒の範囲である規則的なサンプリング間隔で、電流コントローラ６００はトランスデューサ電流をサンプリングし、それを、ＲＭＳコンバータ６０８によってＲＭＳ電流値６１２に変換する。各サンプリング間隔において、電流コントローラ６００は、指令された電流６１４から出力ＲＭＳ電流６１２のサンプルを減算することによって電流誤差項６１６を計算する。

電流コントローラ６００は、比例・積分・微分（ＰＩＤ）コントローラ６０２に電流誤差項６１６を付与し、ＰＩＤコントローラ６０２は誤差６１６に対する応答６１０を生成する。誤差６１６は、積分器６０２ａによって積分され、微分器６０２ｂによって微分される。誤差６１６並びにその積分及び微分は、ＰＩＤコントローラの内部のＰゲイン６０２ｃ、Ｉゲイン６０２ｄ、Ｄゲイン６０２ｅによってそれぞれ乗算され、合計され、それらの合計にコントローラ出力インピーダンス係数ＫＣＯ６０２ｆが乗算されることにより、コントローラ出力電圧６１０が形成される。コントローラゲイン６０２ｃ、６０２ｄ、６０２ｅ、６０２ｆは、入力のステップに対する出力応答においておよそ１０％のオーバーシュートで最大立上り時間に達するように設定される。出力インピーダンス係数６０２ｆは、電流から電圧へのスケーリング及び遷移をともに提供する。コントローラ出力電圧６１０は、駆動回路６０４に付与され、トランスデューサ駆動電圧となるように増幅される。

実施形態によっては、電流コントローラ６００は、２つの出力インピーダンス係数６０２ｆを採用する。第１の期間（公称５００ミリ秒）に大きい方の出力インピーダンス係数を使用することにより、トランスデューサが、可能な限り迅速に所与の駆動電力、物理的負荷及び温度でその定常状態挙動に達することを確実にすることができる。トランスデューサがその定常状態挙動に達すると、小さい方の出力インピーダンス係数を使用することができる。第１の出力インピーダンス係数から第２の出力インピーダンス係数への切換えが発生すると、ＰＩＤコントローラによって維持される電流誤差の積分が、トランスデューサ駆動電圧における望ましくない遷移を防止するように変更される。

コントローラスケジューラ
図３において、周波数コントローラ２０６が、周波数制御パラメータ２２２の変化をもたらす駆動周波数を設定すると、トランスデューサ電流もまた変化するため、電流コントローラ２０２はこの変化に反対するように試みる。周波数コントローラ及び電流コントローラが同時に動作することができる場合、周波数コントローラ及び電流コントローラの動作は対立する可能性がある。周波数コントローラ２０６の影響の方が強い場合、周波数追跡が一定の出力電流に対して優位となり、出力電流が指令値からゆらぐ可能性がある。逆に、電流コントローラ２０６の影響の方が強い場合、一定の出力電流が周波数追跡に対して優位となり、駆動周波数がトランスデューサ共振周波数からゆらぐ可能性がある。

平衡した動作を達成するために、コントローラスケジューラ２０４は、周波数コントローラ２０６及び電流コントローラ２０２の動作をインタリーブする。

周波数コントローラが走査又は探索動作を実行している時、コントローラスケジューラは、電流コントローラを使用不能にする。

周波数コントローラが周波数を追跡している時、実施形態によっては、コントローラスケジューラは、２つのコントローラの動作を交互にする。すなわち、コントローラは、５Ｎミリ秒毎に実行し、電流コントローラが奇数Ｎに実行し、周波数コントローラが偶数Ｎに実行する。

実施形態によっては、両コントローラは、周波数ステップの直後を除き、同時に動作することができる。周波数コントローラが周波数を追跡している時、コントローラスケジューラは、周波数ステップの後の最初のＭ５ミリ秒期間、電流コントローラを使用不能にする。期間の数Ｍは、通常２であるが、２より大きいか又は小さいことも可能である。Ｍ期間の最後に、周波数制御パラメータは、その時点で単に周波数のステップの結果であり、電流コントローラによって実行される制御の結果ではない。周波数制御パラメータは、この時点でサンプリングされ、次の周波数コントローラ計算のために格納され、コントローラスケジューラは、電流コントローラを再度使用可能にする。

出力増幅器及びフィルタリング
上述したコードを実行しているプロセッサの出力は、振幅を除き超音波トランスデューサを駆動するのに必要な特性のすべてを有する小さい信号である。図８に示すように、駆動回路２０８、４０８、５０６を２つの部分に分解することができる。図８では、駆動部分７１は、Ｄ級又はＥ級の増幅器と出力フィルタとを有している。

従来技術は、この駆動部分に対して線形増幅器を使用していた。これらには、大型で、非効率で且つコストがかかるという不都合がある。図８の図示する実施形態は、場合によってはＤ級又はＥ級であり得るスイッチング増幅器を使用する。スイッチング増幅器の使用は、音声応用では一般的であるが、超音波の分野には新しい。

実施形態によっては、駆動回路２０８、４０８、５０６はフィルタ回路を有している。トランスデューサ動作範囲が２０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚである実施形態によっては、フィルタ回路は、過度な共振ピークを回避するためにコーナー周波数が６０ｋＨＧｚを上回るように構成される。トランスデューサのタイプ及びその意図される用途に応じて、トランスデューサ動作範囲は２０ｋＨｚを下回る及び／又は６０ｋＨｚを上回る可能性があり、フィルタ回路を、コーナー周波数がトランスデューサ動作範囲を上回るように構成することができることが理解されよう。使用されるキャリア周波数は、トランスデューサ共振周波数の約１０倍であり得る。

実施形態によっては、フィルタ回路は、駆動回路２０８、４０８、５０６のスイッチング増幅器からのキャリア周波数（Ｆｓ）の伝送を低減するように構成される。フィルタ回路の限定しない例は後述する。

従来技術では、スイッチング増幅器の出力フィルタは、通常、ＬＣフィルタ又はカスケードＬＣフィルタで実装されている。カスケードＬＣフィルタの例を図９に示す。図９は、必要な素子（Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２、Ｃ２、Ｌ３、Ｃ３、Ｌ４、Ｃ４）及び負荷（ＲＬＯＡＤ）を示す。

本発明の一部は、出力フィルタの一部としての結合インダクタを含む出力フィルタの新たな形態である。この新たな結合ＬＣＬＣフィルタの概略図例を図１０に示す。図１０は、必要な素子（Ｌ１〜Ｌ３、Ｃ１、Ｃ３、Ｌ２、Ｃ２、Ｌ４、Ｃ４）及び負荷（ＲＬＯＡＤ）を示す。結合インダクタは、比較的大きい漏れインダクタンスを有するように設計されている。漏れインダクタンスは、変圧器（又は結合インダクタ）の巻線において未測定の巻線が短絡した時に測定された残留インダクタンスとして定義される。巻線が短絡する時、２つの巻線に関連する励磁インダクタンスがなくなり、残留インダクタンスが、両巻線の漏れインダクタンスの直列接続である。両巻線に対する対称設計の場合、漏れインダクタンスは値が近く、それを、測定によって、測定された漏れ全体を２で除算することにより見つけることができる。この漏れインダクタンスは、図９に示す別個のインダクタＬ１及びＬ３の代りに作用し、実際に、同じインダクタンス値がシステム、すなわち別個のインダクタを有するか又は磁気結合されたインダクタを有するシステムの同じ周波数応答を保証することを確実にする。結合インダクタの漏れインダクタンスに加えて、一方の巻線からの信号の一部は他方の巻線に結合される。

結合インダクタを利用するために、システムに第２の変更が加えられる。図８のＤ級又はＥ級増幅器は、２チャネル増幅器であることが多く、負荷に対し差動出力を提供する。通常、単一出力に対して同じ信号が増幅されるため、１つのＰＷＭ変調器を使用して、両増幅器チャネルに対してパルスが導出され、１つのチャネルの出力が、別のチャネルが出力電圧を低減する時に電圧を増大させ、且つその逆であるような接続が保証される。これは、こうした増幅器に対して差動出力を提供する一般的な方式である。たとえば図１１に示すように、すべての信号に対するスイッチング周期が整列しているため、増幅器の両チャネルにおいてスイッチングデバイスを駆動するために同じＰＷＭ信号及びその反転信号を使用することも簡単である。一方、提案する方式は、図１２に示すように、２つのチャネルに対するＰＷＭ信号間に位相シフトを挿入する。周期信号の間の提案する位相シフトは１８０度、すなわち周期の半分である。信号の間の位相シフトを、Ｔｓ／２、すなわちスイッチング周期Ｔｓの半分として示す。

２つ以上のチャネルの間の説明した位相シフトを、従来技術において、たとえば多相降圧型コンバータの応用で、又は「Ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｃｏｕｐｌｅｄ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｗｉｎｄｉｎｇｓ， ａｎｄ ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ ｍｅｔｈｏｄｓ」と題するＳｈｕｌｔｚ他に対する米国特許第６，３６２，９８６号に見つけることができる。米国特許第６，３６２，９８６号は、本発明に近い従来技術を表わし、それは、多相降圧型コンバータの２つの位相のみを示す図１３に示すように、インダクタの間の磁気結合とともに位相シフトを有するためである。本発明が提案する構成を図１４に示し、そのため図１３の従来技術との相違が明確に示されている。

図１４の回路の出力電圧は差動であり、図１３の出力電圧は差動でないことを留意されたい。増幅器に対してゼロ入力信号の場合、図１４のＰＷＭ１及びＰＷＭ２の両方のデューティサイクルは０．５であるため、Ｖｏ１＝Ｖｏ２＝Ｖｄｃ／２である。これは、ゼロ差動出力電圧に関連する。入力信号が変調器に付与された時、Ｖｏ１がＶｄｃ／２から正のレールＶｄｃまで上昇した場合、Ｖｏ２は同じＶｄｃ／２からゼロまで降下している。図１３の追加の電流に比較して、図１４におけるインダクタの電流もまた反対である。電流ＩＬ１が正（ソーシング）である場合、電流ＩＬ２は負（シンキング）である。また、ＩＬ１及びＩＬ２の平均値は絶対的に等しく、それは、これらの出力が直列の負荷を通して互いに対して有効に短絡するためである、ということも留意されたい。図１４の提案する構成の磁気結合もまた、増幅器チャネル又は位相の出力に接続されたピンに対して比較的、同相である。図１３の従来技術による構成は、降圧型コンバータ段の出力に対して比較的、逆の磁気結合を使用する。図１３の負荷は、通常、すべてのインダクタの共通接続から接地又は帰線に接続され、一方、図１４の回路の負荷は、２つの差動出力間に接続されるべきである。

図１４の巻線間の磁気結合は、各巻線における電流リップルの周波数を有効に２倍にし、それは、一方の巻線又はチャネルが切り換わる時、反対の巻線が（位相シフトのために）まだ切り換わっていない場合であっても、その巻線に電流リップルを誘導するためである。

図１４の結合インダクタを、理想的な磁気結合を有し、励磁インダクタンスＬｍが追加され、各巻線Ｌｋ１及びＬｋ２に漏れがある、図１５の理想的な変圧器Ｔ１としてモデル化することができる。これら漏れインダクタンスを、外部の、たとえば優れた磁気結合を有する標準的な変圧器とすることも可能であり、各巻線に直列に追加された外部の別個のインダクタンスとともに、ごくわずかな漏れを使用することができる。図１４の構成に対する一般的な結合インダクタモデルを図１５に示し、そこでは、Ｌｋ１及びＬｋ２は、一般的な構造の漏れインダクタンス、又は専用の外部インダクタであり得る。

図１６に、インダクタの間に磁気結合のない図１４の回路に対する波形を示す。インダクタは、エネルギー蓄積要素として作用し、関連するインダクタに対する印可電圧の下で電流を上下に傾斜させる。印可電圧は、インダクタが接続されている関連する電源回路のスイッチングによってのみ変化する。図１７は同じ波形であるが、図１４のインダクタが磁気結合される場合を示す。磁気結合のために、漏れインダクタンスに対する印可電圧は、インダクタが接続されている関連する電源回路のスイッチングのみではなく、別の電源回路が切り換わる時にも変更される。これにより、２つのインダクタが磁気結合される図示する場合に対し、各結合インダクタの電流リップルの周波数が有効に２倍になり、２つの駆動信号の間の位相シフトは１８０度である。この結合効果により、各インダクタの電流リップル振幅が低減する。図１８は、特定の例に対するインダクタの電流リップルの低減を示す。２０ＫＨｚ周波数の正弦波信号は、増幅器の差動出力において伝達され、そこでは、２つのチャネルは、２００ＫＨｚの主ＰＷＭ周波数のスイッチング信号に対して位相シフトを有している。下部のトレースは、磁気結合のある場合とない場合とのインダクタ電流を示し、電流リップルが低減することを明確に示している。

電流リップルの低減は、回路及びその性能に対していくつかの利点を提供する。電流リップルが低減することにより、出力フィルタが出力において低ノイズレベル及び低出力電圧リップルを達成することが容易になり、言い換えれば、磁気結合のない場合に比較して、より小さい減衰を使用することができるか、又はより低いノイズレベルを達成することができる。電流リップルの振幅の低減もまた、電流波形のＲＭＳ値が低くなることを意味し、それは、伝導損が低くなることに関連する。電流リップルが低くなることは電流のピークが低くなることも意味し、それは、電源回路のスイッチングデバイスの応力が低くなることに関連する。負荷電流のＤＣ成分が両結合インダクタで同じである（出力が負荷を介して互いに接続されるため、負荷電流が等しい）ため、且つこれら電流が図１４に示す構成に対して反対の磁束をもたらすため、コアにおける磁束のＤＣ成分のキャンセルは、小さいコアサイズ及び低いコア損に対して有益である。電流リップルの低減は、概して、ＥＭＩ低減に対して好適であり、且つ規制要件に合格するのが容易になる。増幅器信号に関するフィルタの性能は漏れインダクタンス値に依存するが、コモンモードのノイズ信号（両出力ネットにおいて同じ）は、はるかに大きい励磁インダクタンスによって減衰する。これに関して、回路に存在することが多く、且つ出力接続に対する追加の高周波フィルタリングに対する必要を表わすコモンモードノイズは、図１４の磁気結合されたインダクタ構成では、磁気結合のない同じ構成に比較して、はるかに高い程度で減衰する。

図１２の第２の差動増幅器回路に対する位相シフトしたＰＷＭ２信号を、第２のＰＷＭ変調器によって形成することができ、そこでは、第２の変調器の傾斜は、第１の変調器の傾斜から位相シフトしている。しかしながら、耐ノイズ性が向上し、確実な電流リップルキャンセルを保証する、より安価且つ単純な代替物も提案され、それは、図１９に示すように、１つのＰＷＭ変調器を使用し、その信号をスイッチング周期の半分だけ遅延させることにより、第２のチャネルの信号に対して１８０度位相シフトを達成する。変調器周波数は、通常、増幅された信号の最大周波数よりはるかに高いため、導入される信号の歪みを最小限にすることができる。

図１４の磁気部品を、２つの巻線を有する単一構造に配置することができる。こうした構造を、意図的に大きい漏れがあるか又は結合が低減した変圧器と呼ぶことができる。

図２０は、漏れのある変圧器の１つのあり得る実施態様を示す。この構造は、空気通路を介して漏れをもたらすが、値は、製造環境で正確に制御することが困難である。図２１及び図２２は、漏れのある変圧器のさらなる構成を示す。図２２は、漏れの最良の制御（ギャップ値・スペーサ厚さ）を可能にする。

上述したトランスデューサは、限定なしに外科装置、切削工具、破砕工具、アブレーション工具及び超音波撮像装置を含む、任意のタイプの装置の一部であるか又はそこに含まれることが可能である。

本発明のいくつかの特定の形態を図示し説明したが、本発明の範囲から逸脱することなくさまざまな変形を行うことができることも明らかとなろう。開示した実施形態の特定の特徴及び態様のコンビネーション及びサブコンビネーションを、本発明のさまざまなモードを形成するために互いに結合するか又は置換することができることも考えられる。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲による以外は、限定されるように意図されていない。

Claims (35)

1. 超音波トランスデューサを駆動するシステムであって、
   ある電圧及びある周波数を提供するように構成されたコントローラであり、前記超音波トランスデューサを通る駆動電流から及び電流指令から導出される電流誤差信号に基づいて前記電圧を変更するように構成され、且つ前記超音波トランスデューサが共振状態又は略共振状態であるか否かを示す少なくとも１つのパラメータに基づいて前記周波数を変更するように構成されたコントローラと、
   前記コントローラから前記電圧及び前記周波数を受け取るように構成され、且つ前記コントローラから受け取られる前記電圧及び前記周波数に基づいて、駆動電圧を駆動周波数で前記超音波トランスデューサに提供するように構成された駆動回路であり、前記駆動電圧が、前記駆動電流を実質的に前記電流指令で維持するレベルとなっており、前記駆動周波数が実質的に前記超音波トランスデューサの共振周波数である、駆動回路と
   を備え、
   前記少なくとも１つのパラメータが、前記駆動電流と前記駆動電圧と間の位相角を含む、システム。
2. 前記少なくとも１つのパラメータが、前記超音波トランスデューサのアドミタンスをさらに含む、請求項１に記載のシステム。
3. 基準たる前記駆動電流と、前記超音波トランスデューサの、基準たるアドミタンスと、前記少なくとも１つのパラメータとを生成するように構成された検知回路をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
4. 前記コントローラが、前記電流誤差信号に基づいて前記電圧を変更するように構成された電流コントローラと、前記少なくとも１つのパラメータに基づいて前記周波数を変更するように構成された周波数コントローラと、前記電流コントローラ及び前記周波数コントローラの動作を交互にするように構成されたコントローラスケジューラとを有する、請求項１に記載のシステム。
5. 基準たる前記駆動電流を提供するように構成され、且つ前記超音波トランスデューサの、基準たるアドミタンス及び前記少なくとも１つのパラメータを生成し前記周波数コントローラに提供するように構成された検知回路をさらに備える、請求項４に記載のシステム。
6. 前記周波数コントローラが、前記超音波トランスデューサの前記共振周波数又はその近くの周波数を見つける周波数走査を実行するように構成され、且つ前記駆動周波数を前記見つけられた周波数に設定するように構成されている、請求項４に記載のシステム。
7. 前記周波数走査が、広い掃引と、前記広い掃引に続く中間の掃引と、前記中間の掃引に続く狭い掃引とを含み、
   前記広い掃引が、事前定義された周波数を中心とする第１の周波数範囲であり、そこでは、基準たるアドミタンスが、第１のステップサイズにより互いに分離される第１の複数の周波数の各々において取得され、
   前記中間の掃引が、前記第１の複数の周波数からの最大の基準たるアドミタンスを有する周波数を中心とする、前記第１の周波数範囲より狭い第２の周波数範囲であり、そこでは、基準たるアドミタンスが、前記第１のステップサイズより小さい第２のステップサイズによって互いに分離される第２の複数の周波数の各々において取得され、
   前記狭い掃引が、前記第２の複数周波数からの最大の基準たるアドミタンスを有する周波数を中心とする、前記第２の周波数範囲より狭い第３の周波数範囲であり、そこでは、基準たるアドミタンスが、前記第２のステップサイズより小さい第３のステップサイズによって互いに分離される第３の複数の周波数の各々において取得され、
   前記駆動周波数が、前記第３の複数の周波数からの最大の基準たるアドミタンスを有する周波数に設定される、請求項６に記載のシステム。
8. 前記周波数走査が、第１の掃引と前記第１の掃引に続く第２の掃引とを含み、
   前記第１の掃引が、事前定義された周波数を中心とする第１の周波数範囲であり、そこでは、基準たるアドミタンスが、第１のステップサイズにより互いに分離される第１の複数の周波数の各々において取得され、
   前記第２の掃引が、前記第１の複数の周波数からの最大の基準たるアドミタンスを有する周波数を中心とする、前記第１の周波数範囲より狭い第２の周波数範囲であり、そこでは、位相角の測度が、前記第１のステップサイズより小さい第２のステップサイズによって互いに分離される第２の複数の周波数の各々において取得され、
   前記駆動周波数が、前記第３の複数の周波数からの所望の位相角に最も近い位相角の測度を有する周波数に設定される、請求項６に記載のシステム。
9. 前記周波数コントローラが、前記駆動周波数を前記共振周波数の変動を補償するように調整する周波数追跡機能を実行するように構成された周波数トラッカを有する、請求項４に記載のシステム。
10. 周波数発生器をさらに具備し、前記周波数トラッカが、ピーク検出器と、第１の周波数ステップを確定するように前記ピーク検出器によって指令される周波数ステッパとを有し、前記第１の周波数ステップが、所定周波数範囲の間のランダムステップサイズを有し、上方又は下方のいずれかであるランダムステップ方向を有し、前記周波数ステッパが、前記周波数発生器に前記周波数ステップを提供するように構成され、前記周波数発生器が前記周波数ステップに基づいて新たな周波数を生成し、前記周波数発生器が、前記駆動回路に前記新たな周波数を提供するように構成され、
    前記超音波トランスデューサのアドミタンスが、前記新たな周波数の結果として所定量を上回る量増大した場合、前記周波数ステッパが、前記第１の周波数ステップと同じステップ方向を有し、且つ前記アドミタンスの増大の量に基づくステップサイズを有する、次の周波数ステップを確定し、
    前記超音波トランスデューサのアドミタンスが、前記新たな周波数の結果として前記所定量を上回る量低減した場合、前記周波数ステッパが、前記第１の周波数ステップとは反対のステップ方向を有し、且つ前記アドミタンスの低減の量に基づくステップサイズを有する、次の周波数ステップを確定する、請求項９に記載のシステム。
11. 周波数発生器をさらに備え、
    前記周波数トラッカが、入力として位相角誤差項を受け取るように構成されたフィードバックコントローラであって、前記位相角誤差項をゼロに向かって駆動する大きさ及び方向を有する周波数ステップを出力するように構成されたフィードバックコントローラを有し、前記位相角誤差が、指令位相項と前記位相角との差であり、
    前記周波数発生器が、前記周波数ステップに基づいて新たな周波数を生成し、且つ前記駆動回路に前記新たな周波数を提供するように構成された、請求項９に記載のシステム。
12. 前記フィードバックコントローラが比例・微分コントローラである、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記コントローラが、入力として電流誤差信号を受け取るように構成されたフィードバックコントローラであって、前記電流誤差信号をゼロに駆動する電圧を出力するように構成されたフィードバックコントローラを有し、前記電流誤差信号が、前記電流指令と前記駆動電流との差であり、
    前記駆動回路が、前記出力電圧を増幅することにより前記駆動電圧を生成するように構成された、請求項１に記載のシステム。
14. 前記フィードバックコントローラが比例・積分・微分コントローラである、請求項１３に記載のシステム。
15. 前記駆動回路がスイッチング増幅器を有する、請求項１に記載のシステム。
16. 前記駆動回路が線形増幅器を有していない、請求項１５に記載のシステム。
17. 前記スイッチングがＤ級又はＥ級である、請求項１５に記載のシステム。
18. 前記スイッチング増幅器が出力フィルタを有し、前記出力フィルタが一対の同相磁気結合インダクタを含む、請求項１５に記載のシステム。
19. 前記スイッチング増幅器が、２つの差動出力を提供するように構成された２チャネル増幅器であり、そこでは、第１のチャネルの出力及び第２のチャネルの出力が、互いに１８０度位相シフトしている、請求項１８に記載のシステム。
20. 前記同相磁気結合インダクタが、前記周波数を２倍にし、且つ前記同相磁気結合インダクタの各々における電流リップルの振幅を低減するように構成された、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記２チャネル増幅器が、第１のＰＷＭ信号を生成するように構成された第１のＰＷＭ変調器と、前記第１のＰＷＭ信号から１８０度位相シフトした第２のＰＷＭ信号を生成するように構成された第２のＰＷＭ変調器とを有する、請求項１９に記載のシステム。
22. 前記２チャネル増幅器が、第１のＰＷＭ信号と、前記ＰＷＭ変調器のスイッチング周期の半分、前記第１のＰＷＭ信号から遅延する第２のＰＷＭ信号とを生成するように構成されたＰＷＭ変調器を含む、請求項１９に記載のシステム。
23. 前記同相磁気結合インダクタが、漏れインダクタンスを有する変圧器を形成するように、２つの巻線を有する共通構造に含まれている、請求項１８に記載のシステム。
24. 前記コントローラ及び前記駆動回路が、前記超音波トランスデューサを含む装置に接続され、前記装置が、外科装置、切削工具、破砕工具、アブレーション工具及び超音波撮像装置からなる群から選択される、請求項１に記載のシステム。
25. 超音波トランスデューサを駆動する方法であって、
    前記超音波トランスデューサに駆動電圧を駆動周波数にて提供するステップであって、前記駆動電圧が前記超音波トランスデューサを通る駆動電流をもたらす、ステップと、
    前記駆動電流を検知するステップと、
    前記検知された駆動電流から且つ電流指令から電流誤差を確定するステップと、
    前記電流誤差に基づいて前記駆動電圧を調整するステップと、
    前記検知された駆動電流から、且つ前記電圧レベルから少なくとも１つのパラメータを確定するステップであって、前記少なくとも１つのパラメータが、前記超音波トランスデューサが共振状態又は略共振状態であるか否かを示し、前記少なくとも１つのパラメータが、前記駆動電流と前記駆動電圧との間の位相角を含む、ステップと、
    前記少なくとも１つのパラメータに基づいて前記駆動周波数を調整するステップであって、前記駆動周波数を、前記超音波トランスデューサの共振周波数又は実質的に共振周波数で維持するサブステップを含む、ステップと、
    を含む方法。
26. 前記駆動周波数を調整する前記ステップが、比例・微分コントローラに位相誤差項を与えるサブステップを含み、前記位相誤差項が、指令位相項と、前記駆動電流と前記駆動電圧との間の前記位相角との差である、請求項２５に記載の方法。
27. 前記駆動周波数を調整する前記ステップが、
    第１のステップサイズにより互いから分離され且つ事前定義された周波数を中心とする第１の周波数範囲に含まれる第１の複数の周波数の各々で、前記超音波トランスデューサの、基準たるアドミタンスを取得するサブステップと、
    第２のステップサイズにより互いから分離され、且つ前記第１の複数の周波数から最大のアドミタンスの測度を有する周波数を中心とする第２の周波数範囲に含まれる第２の複数の周波数の各々で、前記超音波トランスデューサの、基準たるアドミタンスを取得するサブステップであって、前記第２の周波数範囲が前記第１の周波数範囲より狭く、前記第２のステップサイズが前記第１のステップサイズより小さい、サブステップと、
    前記第２の複数の周波数範囲から最大の基準たるアドミタンスを有する周波数に、前記駆動周波数を設定するサブステップと、
    を含む、請求項２５に記載の方法。
28. 前記駆動周波数の前記調整ステップが、
    第１のステップサイズにより互いから分離され且つ事前定義された周波数を中心とする第１の周波数範囲に含まれる第１の複数の周波数の各々で、前記超音波トランスデューサの、基準たるアドミタンスを取得するサブステップと、
    第２のステップサイズにより互いから分離され、且つ前記第１の複数の周波数から最大の基準たるアドミタンスを有する周波数を中心とする第２の周波数範囲に含まれる第２の複数の周波数の各々で、前記位相角の測度を取得するサブステップであって、前記第２の周波数範囲が前記第１の周波数範囲より狭く、前記第２のステップサイズが前記第１のステップサイズより小さい、サブステップと、
    前記第２の複数の周波数から所望の位相角に最も近い位相角の測度を有する周波数に、前記駆動周波数を設定するサブステップと、
    を含む、請求項２５に記載の方法。
29. 前記駆動電圧を調整する前記ステップが、前記電流誤差を比例・積分・微分コントローラに付与するサブステップを含む、請求項２５に記載の方法。
30. 前記超音波トランスデューサに前記駆動電圧を前記駆動周波数にて提供する前記ステップが、２チャネルスイッチング増幅器の差動出力をフィルタリングするサブステップを含み、前記フィルタリングが、少なくとも部分的に、一対の同相磁気結合インダクタを使用することによって実行される、請求項２５に記載の方法。
31. 前記フィルタリングする前記サブステップが、前記スイッチング増幅器の第２のチャネルの出力から、前記スイッチング増幅器の第１のチャネルの出力を１８０度位相シフトさせることを含む、請求項３０に記載の方法。
32. 前記フィルタリングする前記サブステップが、前記周波数を同時に２倍にすることと、前記同相磁気結合インダクタの各々における電流リップルの振幅を低減することとをさらに含む、請求項３１に記載の方法。
33. 前記第１のチャネルの前記出力が、第１のＰＷＭ変調器からの第１のＰＷＭ信号であり、前記第２のチャネルの前記出力が、第２のＰＷＭ変調器からの第２のＰＷＭ信号である、請求項３１に記載の方法。
34. 前記第１のチャネルの前記出力がＰＷＭ変調器からの第１のＰＷＭ信号であり、前記第２のチャネルの前記出力が、前記ＰＷＭ変調器の周期の半分、前記第１のＰＷＭ信号を遅延させることによって得られる第２のＰＷＭ信号である、請求項３１に記載の方法。
35. 前記超音波トランスデューサが、外科装置、切削工具、破砕工具、アブレーション工具及び超音波撮像装置からなる群から選択される装置に含まれる、請求項２５に記載の方法。

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