JP2012228083A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 運転状態によって電動機特性が大きく変動してもロバストで高効率な位置センサレス駆動を可能とする交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】 トルク指令Ｔ＊を制御位相θ∧を用いて分解し、交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸電流指令、寄与しない成分をγ軸電流指令として出力する電流分配器３Ａと、前記δ軸、γ軸電流指令とδ軸、γ軸電流検出のそれぞれが一致するように制御する電流制御器５と、前記電流制御器の出力と前記交流電動機のインダクタンスでの電圧降下量との加算量のγ軸成分がゼロとなる位相を算出し、前記制御位相θ∧として出力する位相推定器８と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

同期機、リラクタンス機、誘導機、または誘導同期機といった交流電動機を位置センサレスで駆動する装置の一例として、特許文献１に記載の電力変換制御装置が挙げられる。この特許文献１の電力変換制御装置は、電力変換器と、電流検出器と、電力変換器の運転周波数を決定する周波数演算部と、周波数演算部の出力から積分により位相角信号を求めて出力する積分演算部と、直交二軸変換部と、二軸電流調節部と、ＰＷＭ信号発生部と、ＰＷＭ信号により電力変換器を制御するＰＷＭ制御器とを備えている。

直交二軸変換部は、電流検出器の検出信号及び積分演算部の位相角信号に基づいて、直交二軸変換により有効成分及び無効成分の二軸電流を演算して出力する。二軸電流設定部は、二軸電流の有効成分の指令値と無効成分の電流指令値とを出力する。二軸電流調節部は、直交二軸変換部の出力と二軸電流設定部の出力との差から誤差量を演算して二軸成分ごとに誤差量に応じた電圧振幅指令値を出力する。ＰＷＭ信号発生部は、二軸電流調節部の出力及び積分演算部の位相角信号に基づいて、電力変換器を制御するＰＷＭ信号を生成する。そして、位置センサレス化のために、周波数演算部が、二軸電流調節部の出力である電圧振幅指令値のうち無効成分軸の電圧振幅指令値をゼロに導くように電力変換器の運転周波数を決定する。

特許文献１では、このような構成により位置速度センサを用いずに、簡易な指令演算で高効率運転を実現している。

特開２００７−３００７８０号公報

特許文献１に示された電力変換制御装置は、高効率制御するのに必要な制御パラメータが少ないとされてはいる。しかしながら、例えば、二軸電流調節部の出力である有効成分軸の電圧振幅指令値は、無効成分軸の電圧振幅指令値から求めた誘起電圧定数の逆数からなるゲイン値ＫＧでゲイン倍した値である。しかも、そのゲイン値ＫＧは電力変換器の運転周波数として決定される必要がある。特許文献１には、巻線抵抗やインダクタンスによる電圧降下分を考慮した速度推定方法も示されてはいるが、電動機定数を直接用いたり、単に電動機定数をゲイン値Ｋγとして置き換えたりしたものとなっている。

さらに、二軸電流設定部では、基本的に誘起電圧が巻線抵抗やインダクタンスによる電圧降下分よりも十分大きく、そのため電圧ベクトルが磁束成分軸（ｄ軸）に対し直交するｑ軸となす角（相差角β）が小さくなるような電動機、つまり基本的に力率１となるように指令値が決定可能な、無効電力が無視できる電動機を制御対象として想定している。電動機定数と力率角βを直接用いたγ軸電流Ｉγの設定方法が示されてはいるが、その設定方法では、運転状態に応じて制御ゲインを可変する必要があったり、電流指令の算出方法が複雑になったりする。

このように、特許文献１は、基本的に永久磁石を用いた電動機を制御対象に想定していて、同期リラクタンス電動機のような力率１での運転が難しい電動機や、電動機特性の変動が大きな電動機を制御対象とする場合は、位置センサレス運転と簡易な高効率運転の二つの運転が両立できているとは言い難いものであった。

そこで、本発明は、運転状態によって電動機特性が大きく変動してもロバストで高効率な位置センサレス駆動を可能とする交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、交流電動機へのトルク指令Ｔ＊を制御位相θ∧を用いて分解し、交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸電流指令、寄与しない成分をγ軸電流指令として出力する電流分配器と、δ軸電流指令、γ軸電流指令と交流電動機に流れるδ軸電流検出、γ軸電流検出のそれぞれが一致するように制御する電流制御器と、交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を演算する電圧降下演算器と、電流制御器の出力と電圧降下演算器の出力に基づいて交流電動機への電圧指令を出力する電圧指令器と、電流制御器の出力と交流電動機のインダクタンスでの電圧降下量との加算量におけるγ軸成分がゼロとなる位相と上述の加算量の積分値におけるδ軸成分がゼロとなる位相との少なくとも一方の位相を算出し、制御位相θ∧として出力する位相推定器と、電圧指令に基づく電圧を交流電動機に印加するインバータ回路と、を備える交流電動機の制御装置が適用される。

本発明によれば、力率１での運転が難しい電動機や、電動機特性の変動が大きな電動機であっても，電動機特性変動に対しロバストで高効率に位置センサレス運転することができる。

本発明の第１実施形態に係る交流電動機の制御装置の全体制御ブロック図である。 第１実施形態に係る電流分配器の制御ブロック図である。 第１実施形態に係る電圧指令器の制御ブロック図である。 第１実施形態に係る電圧誤差補償器の制御ブロック図である。 第１実施形態に係る位相推定器の制御ブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る電流分配器の制御ブロック図である。 第２実施形態に係る探査信号作成器の制御ブロック図である。 位相推定器の第１の変形例を説明する制御ブロック図である。 位相推定器の第２の変形例を説明する制御ブロック図である。 位相推定器の第３の変形例を説明する制御ブロック図である。 位相推定器の第４の変形例を説明する制御ブロック図である。 位相推定器の第５の変形例を説明する制御ブロック図である。 最大効率運転時の負荷トルクとステータ磁束軸基準の電流ベクトル位相の関係を説明する図である。

本実施形態の具体的な動作説明の前に、本実施形態における原理的説明を行う。

（制御座標系）
本実施形態で制御対象とする交流電動機の電圧方程式は、式１で表される。

定常状態（電流微分０）において、交流電動機の逆起電力に相当する電圧ｖｏ（ｖｏｄ、ｖｏｑ）は、交流電動機への印加電圧ｖ（ｖｄ、ｖｑ）から巻線抵抗Ｒでの電圧降下量Ｒｉ（Ｒ・ｉｄ、Ｒ・ｉｑ）を減算して得られ、式２で表される。

電動機の発生トルクＴは、マグネットトルク（第１項）とリラクタンストルク（第２項）の合成で表され、式３により算出される。

なお、制御対象が同期リラクタンス電動機の場合は、永久磁石による主磁束が存在しないため、式３においてφｍ＝０とすればよい。

また、電動機の入力である皮相電力Ｓは、式４に示すように有効電力Ｐと無効電力Ｑを用いて算出される。

有効電力Ｐは、巻線抵抗による銅損（ジュール損）と機械出力Ｐｏの合成で示した式５、無効電力Ｑは式６のように表される。ただし、鉄損については考慮していない。

有効電力Ｐから銅損を減算した電力Ｐｏは式７で表され、これは機械出力Ｐｏのみの電力となる。

ここで、交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸成分、寄与しない成分をγ軸成分とする制御軸を定義し、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗Ｒでの電圧降下量を減算して得られる電圧のγ軸成分をゼロとすることを考える。これは、式２を座標変換して得られるγ軸電圧Ｖγとγ軸電流ｉγが式８の関係を満足するγ−δ軸を定義して制御することである。

本実施形態では、このように定義されたγ−δ軸を制御軸として交流電動機を運転している。

（ロバスト制御、高効率制御）
従来の、電圧ベクトルが制御軸に一致するように電流ベクトル位相を指令したり、逆に電流ベクトルが制御軸に一致するように電圧ベクトル位相を指令したりする制御は、力率制御に帰着する。制御対象とする交流電動機が、永久磁石型電動機のように誘起電圧に対し電機子反作用がほぼ無視できる電動機では、力率を略１に制御可能であるので上述の制御も比較的容易である。しかし、同期リラクタンス電動機のように誘起電圧が発生しない電動機での力率制御は容易ではない。

制御対象が同期リラクタンス電動機の場合、電動機のインダクタンス値は、負荷トルクに依存して大きく変化する。負荷トルクに関わらず最大効率運転を実現するためには、事前にインダクタンス値を負荷トルク関数で測定しておき、その特性値を例えばテーブルや近似した関数として内蔵したり、複雑な演算をしたりすることが必要であった。

ところが、電流ベクトル位相は、上述のγ‐δ軸を制御軸として表すと、負荷トルクや回転数といった運転条件に関わらず、力行・回生で符号が反転するものの、その大きさは略一定として近似できる。

したがって、γ‐δ軸を制御軸とすれば、永久磁石を用いた電動機、つまり無効電力を略ゼロに制御できる電動機を制御対象とする場合は、γ軸成分電流がゼロになるように、つまり、電流ベクトルがδ軸の方向に一致するように制御するだけで、高効率な運転が実現できるようになる。

さらに、永久磁石を用いない同期リラクタンス電動機のように、もともと力率が悪く無効電力をゼロに制御することが容易ではない電動機を制御対象とする場合は、リアクタンス電圧ωＬiに対しπ／４の位相に通電するように、つまり電流ベクトルがγ軸に対しπ／４となるように指令するだけで、高効率な運転が可能となる。これは、高効率運転を行なうための電流ベクトルの位相は、発生トルクに占める永久磁石に由来する成分と、リラクタンストルクに由来する成分の比率によって略決定されていて、この比率は永久磁石を用いない同期リラクタンス電動機の場合π／４となるからである。

また、これらの中間の特性をもつ電動機に対しては、入力電力に対する機械出力の比を電流ベクトルの位相として指令することで、高効率な運転が可能となる。

このように、式８が成立するように、つまり、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗による電圧降下分を減算した電圧指令ベクトルｖｏ＊がδ軸の方向に一致する（γ軸成分がゼロになる）ように、もしくはステータ磁束φｓがγ軸の方向に一致する（δ軸成分がゼロになる）ように制御することにより、力率制御が困難な交流電動機が制御対象であっても、電動機特性の変動に対しロバストに制御するのである。

また、以下で説明する実施形態は、入力電力に対するδ軸成分の電力が最大となるようにする最大効率制御によって、さらなる高効率運転を実現している。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、同一の構成については同一の符号を付することにより、重複説明を適宜省略する。以下の説明では、γ軸、δ軸といった２つの要素を持つ信号はベクトルと称し、図示において、ベクトルは太線で示している。

＜第１実施形態＞
まず、図１を参照しつつ、本発明の第１実施形態に係る交流電動機の制御装置の構成について説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る交流電動機の制御装置の全体制御ブロック図である。

図１に示すように、本実施形態に係る交流電動機の制御装置１００は、減算器１、４、速度制御器２、電流分配器３Ａ、電流制御器５、電圧降下演算器６、電圧指令器７、位相推定器８、座標変換器９、逆座標変換器１０、インバータ回路１１、電流検出器１２、を備え、交流電動機２０を制御対象として駆動する。

減算器１は、図示しない外部からの速度指令ω＊と位相推定器８からの速度推定ω∧との差を算出し、速度誤差として速度制御器２に出力する。

速度制御器２は、減算器１からの速度誤差がゼロになるように制御し、かかる制御出力であるトルク指令Ｔ＊を電流分配器３Ａに出力する。例えば、速度制御器２では比例・積分制御が行われる。

Ｖ 電流分配器３Ａは、速度制御器２からのトルク指令Ｔ＊を用いて電流指令ベクトルｉ＊（ｉγ＊、ｉδ＊）を算出し、減算器４と電圧降下演算器６へ出力するとともに、同じくトルク指令Ｔ＊、位相推定器８からの速度推定ω∧、電圧指令器７からの第２電圧指令ベクトルＶ＊＊（ｖγ＊＊、ｖδ＊＊）、逆座標変換器１０からの電流ベクトルｉ（ｉγ、ｉδ）を用いて後述する指令負荷角に関する量を補正する。この詳細は後述する。

減算器４は、電流分配器３Ａからの電流指令ベクトルｉ＊と逆座標変換器１０からの電流ベクトルｉとの差を算出し、電流誤差として電流制御器５へ出力する。

電流制御器５は、減算器４からの電流誤差がゼロになるようにγ、δ軸毎に制御し、かかる制御出力である電圧ベクトルΔ＊（Δγ＊、Δδ＊）を電圧指令器７に出力する。例えば、電流制御器５では比例・積分制御が行われる。

電圧降下演算器６は、電流制御器５の出力である電圧ベクトルΔ＊が小さくなるように、交流電動機２０のインダクタンスに関するωＬｉ補償分電圧と、巻線抵抗に関するＲｉ補償分電圧を算出し、電圧指令器７に出力する。これは、γ、δ軸間の相互干渉を防止する非干渉化のために行われ、ωＬｉ補償分電圧と、巻線抵抗に関するＲｉ補償分電圧は、電流分配器３Ａからの電流指令ベクトルｉ＊と、位相推定器８からの速度推定ω∧とを用いて演算される。

電圧指令器７は、電流制御器５からの電圧ベクトルΔ＊と、電圧降下演算器６からのωＬｉ補償分電圧とＲｉ補償分電圧と、逆座標変換器１０からの電流ベクトルｉが入力され、交流電動機２０への電圧指令として第２電圧指令ベクトルＶ＊＊を座標変換器９に、位相推定のための電圧ベクトルｖｏ＊（ｖｏγ＊、ｖｏδ＊）を位相推定器８に出力する。この詳細は後述する。

位相推定器８は、電圧指令器７からの電圧ベクトルｖｏ＊を用いて、制御位相θ∧及び速度推定ω∧を算出し、制御位相θ∧は座標変換器９及び逆座標変換器１０に、速度推定ω∧は減算器１、電流分配器３Ａ及び電圧降下演算器６に出力する。この詳細は後述する。

座標変換器９は、電圧指令器７からの第２電圧指令ベクトルＶ＊＊を位相推定器８からの制御位相θ∧を用い、３相のｕｖｗ座標電圧指令ベクトルｖｕｖｗ＊（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を算出し、インバータ回路１１に出力する。

逆座標変換器１０は、電流検出器１２からのｕｖｗ座標電流ベクトルｉｕｖｗ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を位相推定器８からの制御位相θ∧を用い、γ−δ座標系の電流ベクトルｉに変換し、電流分配器３Ａ、減算器４、電圧指令器７に出力する。

インバータ回路１１は、座標変換器９からのｕｖｗ座標電圧指令ベクトルｖｕｖｗ＊に基づく電圧を、交流電動機１０１に印加して駆動する。

電流検出器１２は、交流電動機２０の相電流を検出し、検出した相電流をｕｖｗ座標電流ベクトルｉｕｖｗとして逆座標変換器１０に出力する。

次に、電流分配器３Ａ、電圧指令器７、位相推定器８について図を用いて順次詳述する。

（電流分配器３Ａの説明）
図２は、電流分配器３Ａの構成を示す制御ブロック図である。図２に示すように電流分配器３Ａは、分配部３１Ａと補正部３２Ａを備える。

分配部３１Ａは、除算器３０１と、絶対値演算器３０２と、平方根演算器３０３と、Ｔ−ρテーブル３０４と、余弦演算器３０５と、正弦演算器３０６と、乗算器３０７、３０８と、加算器３０９と、下限リミッタ３１０を備え、補正部３２Ａは、有効電力演算器３１１と、乗算器３１２と、減算器３１３と、ハイパスフィルタ３１４と、減算器３１５と、比例積分制御器３１６を備えている。

除算器３０１は、速度制御器２からのトルク指令Ｔ＊を所定値（トルク定数）で除算し、電流指令を算出し、絶対値演算器３０２は、この電流指令の絶対値を演算し、平方根演算器３０３は、この絶対値の平方根を電流指令振幅Ｉｍとして算出する。

除算器３０１、絶対値演算器３０２、平方根演算器３０３における処理は、同期リラクタンス電動機におけるトルク指令Ｔ＊から電流指令振幅Ｉｍを算出する式に基づいている。

Ｔ−ρテーブル３０４は、トルク指令Ｔ＊に対する指令負荷角ρ＊を事前に準備されたテーブルを参照して算出する。このＴ−ρテーブル３０４は、例えば、図９に示した特性を有している。

図９は、同期リラクタンス電動機がγ‐δ軸上で最大効率運転している条件での、負荷トルク（横軸）とステータ磁束軸基準の電流ベクトル位相（縦軸）の関係を説明する図である。図９には、運転周波数５０Ｈｚ、１Ｈｚそれぞれについて示している。図９からもわかるように、トルク指令Ｔ＊に対する指令負荷角ρ＊の関係は、同期リラクタンス電動機を制御対象とする場合には、運転周波数、つまり回転数に関わらず、電流ベクトル位相は、無負荷時にゼロクロスし、力行・回生で符号が反転し、その大きさは略一定（π／４）に近似しても、本実施形態は実施できる。

特に、より厳密に最大効率制御をすることを必要とするならば、補正部３２Ａからのγ軸電流指令補正量Δｉγ＊や位相補正角Δρ＊を用い補正するように構成すればよい。

図２に戻り、余弦演算器３０５及び正弦演算器３０６は、指令負荷角ρ＊に対する余弦値、正弦値をそれぞれ算出する。

乗算器３０７及び乗算器３０８は、それぞれ該余弦値、該正弦値と指令振幅Ｉｍと乗算し、電流指令ベクトルｉ＊のγ軸成分ｉγ＊、δ軸成分ｉδ＊を算出する。

加算器３０９は、後述の補正部３２Ａからのγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を電流指令ベクトルｉ＊のγ軸成分ｉγ＊に加算して補正する。

下限リミッタ３１０は、交流電動機２０が同期リラクタンス電動機の場合はγ軸電流指令ｉγ＊がゼロでは磁束が発生せずトルクが発生しないため、これを防止するために設けられたリミッタであって、このリミット処理の出力を最終的なγ軸電流指令ｉγ＊として算出する。こうして、分配部３１Ａは電流指令ベクトルｉ＊を算出している。

有効電力演算器３１１は、電圧指令器７からの第２電圧指令ベクトルＶ＊＊と、逆座標変換１０からの電流ベクトルｉとを用いて、例えば上述の式５を用いて、有効電力Ｐを算出する。

乗算器３１２は、速度制御器２からのトルク指令Ｔ＊と位相推定器８からの速度推定ω∧との積により機械出力Ｐｏを算出する。

減算器３１３は、有効電力Ｐから機械出力Ｐｏを減算し、電力差分ΔＰとして算出する。この電力差分ΔＰは、交流電動機２０の銅損を含んだものとなっている。

ハイパスフィルタ３１４は、電力差分ΔＰから低周波帯域をカットした振動成分信号を抽出し、減算器３１５は、所定値（ゼロ）から該振動成分信号を減算して、該振動成分信号の符号を反転して出力する。

比例積分制御器３１６は、符号が反転された振動成分信号がゼロになるように、例えば比例積分制御して、かかる制御出力をγ軸電流指令補正量Δｉγ＊として出力する。こうして、補正部３２Ａはγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を算出し、分配部３１Ａの加算器３０９に出力する。なお、前述のように加算器３０９は、γ軸電流指令ｉγ＊にγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を加算して補正している。

このように、γ軸電流指令ｉγ＊は、交流電動機２０を運転する際の振動成分、つまり負荷角変動に対する電力差分ΔＰの変化量を利用して、電力差分ΔＰが極小となるように演算されたγ軸電流指令補正量Δｉγ＊により補正される構成となっている。この構成は補正量を電流次元としているので、分配部３１Ａの出力信号と次元が一致し、下限リミッタ３１１におけるリミット値の設定が容易となるので都合がよい。

γ軸電流指令補正量Δｉγ＊は、γ軸電流指令ｉγ＊に補正されているが、入力電力に対するδ軸成分電力が最大となるように指令負荷角ρ＊を操作することと等価な動作をしている。補正部３２Ａは、指令負荷角ρ＊に対する補正角Δρとして演算し、指令負荷角を直接補正するように構成してもよい。この場合は補正部３２Ａの構成は変更する必要はなく、電流次元から位相角を表す次元への単位変換係数を追加で備え、Ｔ−ρテーブル３０４が出力する指令負荷角ρ＊に加算するように構成すればよい。

ここでは、電流分配器３Ａの構成について、図２を用い説明した。この構成は、制御対象として同期リラクタンス電動機に最適化した構成となっているが、制御対象が永久磁石電動機や、誘導電動機であっても、上述の動作内容を逸脱しない範囲で簡易化、変更することは可能である。

例えば、γ‐δ軸を制御軸とした電流ベクトル位相は、同期リラクタンス電動機ではπ／４に近似してもよいと上述したが、永久磁石型電動機のような電動機を制御対象とする場合、無負荷時にゼロクロスの指令負荷角を算出する必要がない。このため、Ｔ−ρテーブル３０４を用いずに、指令負荷角をπ／２とし、電流振幅値Ｉｍを算出する際の絶対値演算器３０２、平方根演算器３０３を省略することが可能である。さらに、永久磁石型電動機は、γ軸電流指令がゼロの場合でも磁束が発生するため、下限リミッタ３１０も省略可能である。

また、位相変動の周波数が、運転条件によって変化する場合、ハイパスフィルタ３１４のカットオフ周波数や、比例積分制御器３１６の制御ゲインを可変するように構成すれば、高効率とする最適位相の推定精度が向上できるので更に効果的である。

このように、電流分配器３Ａは構成され、交流電動機２０の巻線抵抗の設定誤差等に起因する制御軸の推定誤差や、負荷条件による電動機特性の変動に対しても、高効率運転可能な指令負荷角を推定することができるので、高効率運転の効果をより一層高めることができる。

（電圧指令器７の説明）
図３は、電圧指令器７の構成を示す制御ブロック図、図４は、電圧指令部７が備える電圧誤差補償器７５の制御ブロック図である。図３に示すように電圧指令器７は、加算器７１、７２、減算器７３、７４、電圧誤差補償器７５を備え、図４に示すように電圧誤差補償器７５は、加算器７０１と、第１係数器７０２と、加算器７０３と、積分器７０４と、減算器７０５と、第３係数器７０６と、第２係数器７０７と、第４係数器７０８と、積分器７０９を備える。

加算器７１は、電流制御器５からの電圧ベクトルΔ＊と電圧降下演算器６からのωＬｉ補償分電圧を加算して電圧ベクトルｖｏ＊を算出し、加算器７２に出力する。

加算器７２は、加算器７１からの電圧ベクトルｖｏ＊と電圧降下演算器６からのＲｉ補償分電圧を加算して電圧ベクトルｖ＊を算出し、減算器７３に出力する。

減算器７３は、加算器７２からの電圧指令ベクトルＶ＊と電圧誤差補償器７５からの電圧誤差Δｖとの差を算出し、第２電圧指令ベクトルＶ＊＊として減算器７４及び電流分配器３Ａ及び座標変換器９に出力する。

減算器７４は、減算器７３からの第２電圧指令ベクトルＶ＊＊に対して電圧降下演算器６からのωＬｉ補償分電圧とＲｉ補償分電圧を減算し、電圧ベクトルΔ＊＊として電圧誤差補償器７５に出力する。この電圧ベクトルΔ＊＊は、電流制御器５からの電圧ベクトルΔ＊から電圧誤差補償器７５からの電圧誤差Δｖを減算して算出するようにしてもよい。

次に、図４を用いて電圧誤差補償器７５を説明する。

加算器７０１は、減算器７４からの電圧ベクトルΔ＊＊と電圧誤差補償器７５における積分器７０９の前回演算値（電圧誤差Δｖの前回値）とを加算してｖｃ１として出力し、第１係数器７０２は、ｖｃ１と所定値（第１ゲインＫ１に相当した係数）とを乗算してｖｃ２として出力する。

加算器７０３は、ｖｃ２と後述のｖｃ６の前回値を加算、さらに後述のｖｃ７の前回値を減算してｖｃ３として出力し、積分器７０４は、ｖｃ３を積分してｖｃ４として出力し、第２係数器７０７は、ｖｃ４と所定値（第２ゲインＫ２に相当した係数）とを乗算してｖｃ７として出力する。

減算器７０５は、逆座標変換器１０からの電流ベクトルｉからｖｃ４を減算してｖｃ５として出力し、第３係数器７０６は、ｖｃ５と所定値（第３ゲインＫ３に相当した係数）とを乗算してｖｃ６を出力し、第４係数器７０８は、ｖｃ５と所定値（第４ゲインＫ４に相当した係数）とを乗算してｖｃ８を出力する。

積分器７０９は、ｖｃ８を積分して電圧誤差Δｖを算出する。

なお、第１〜第４ゲイン（Ｋ１〜Ｋ４）は、それぞれ式９乃至式１２に基づいた２×２の行列である。なお、式中の応答周波数ωｖ、減衰係数ζは、電圧誤差補償器７５の応答を決める設計値、Ｌｄｑはｄ軸インダクタンスＬｄ値、ｑ軸インダクタンスＬｑ値を要素にもつ対角行列、Ｒは巻線抵抗値を要素にもつスカラー行列である。なお、γ軸成分の補償ゲインはＬｄ値、δ軸成分の補償ゲインはLｑ値が用いられる。

このように、電圧誤差補償器７５は、電流制御器５が設計値通りの応答（ωｖ：応答周波数、ζ：減衰係数）を実現するのに必要な電圧は、交流電動機２０のインダクタンスと巻線抵抗からなる電気的モデルによる算出した推定電流ベクトル（ｖｃ４に相当）と逆座標変換器１０からの電流ベクトルｉの誤差電流ベクトル（ｖｃ５に相当）が一致するように電圧誤差Δｖを算出している。なお、この電気的モデルは二次式に近似したものを用いているが、二次式に限定されるものではない。

これにより、電圧誤差補償器７５は、制御対象とする交流電動機２０の電動機特性が大きく変動し、γ、δ軸間のインダクタンスによる相互干渉が生じても、電圧降下演算器６のγ、δ軸間の非干渉化の機能が低下させることなく、電流制御器５の不安定化を抑制でき、設計通りの制御応答を実現させる。電圧誤差補償器７５による電圧誤差補償は、交流電動機２０の構造や制御軸の定義に関わらず効果がある。

また、電流制御器５の制御応答は、設計値どおりにできるようになるので、位相推定器８や、速度制御器２の応答を設計する際には電流制御応答の変動や位相推定器８、速度制御器２との制御器間の制御干渉を考慮する必要がなくなり、制御応答設計が高速かつ容易に設定できるようになる効果もある。

（位相推定器８の説明）
図５は、位相推定器８の構成を示す制御ブロック図である。図５に示すように位相推定器８は、逆正接関数演算器８１、減算器８２、ＰＬＬ演算器８３、積分器８４を備える。

逆正接演算器８１は、電圧指令器７からの電圧ベクトルｖｏ＊を用いて、式１３に基づいて位相誤差Δθ∧を算出する。

減算器８２は、所定値（π/２）と位相誤差Δθ∧との差を算出し、ＰＬＬ演算器８３は、この差を入力として、従前知られた、例えば比例積分制御で構成されたＰＬＬ演算により、位相誤差Δθ∧が所定値（π/２）に収束するように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧として出力する。

積分器８４は、速度推定ω∧を積分して推定位相θ∧を算出する。

このようにして、位相推定器８は、電圧指令器７からの電圧ベクトルｖｏ＊がδ軸方向に一致する（つまり、γ軸成分をゼロにする）ように、つまり、上述した式８が成立するように制御することで、交流電動機２０の位置、および速度の推定を行なっている。

こうして、位相推定器８は、上述のように交流電動機２０の電動機特性を用いていないので、運転中に電動機特性（特にインダクタンス値）が大きく変動する電動機であっても、安定して位置および速度を推定している。

＜第２実施形態＞
以上、本発明の第１実施形態に係る交流電動機の制御装置１００について説明した。次に、本発明の第２実施形態に係る制御装置１０１について説明する。

この第２実施形態に係る制御装置１０１は、電流分配器３Ａの代わりに電流分配器３Ｂを有し位相推定器８からの速度推定ω∧を電流分配器３Ｂに入力不要としている点で、第１実施形態に係る制御装置１００と異なり、他は同様に構成される。したがって、以下では、説明の便宜上、重複説明を適宜省略し、第１実施形態と異なる点を中心に説明することとする。なお、第２実施形態に係る制御装置１０１の制御ブロック図の図示は省略している。

なお、第１実施形態における電流分配器３Ａは、交流電動機２０を運転する際に発生してしまう振動成分を電流ベクトルの位相変動の周波数として高効率制御を行っていた。この場合、位相変動を敢えて重畳しないという利点はあるが、逆に、上述の位相変動の周波数が速度制御の応答周波数帯域にあると、速度制御がこの位相変動による速度変動に応答してしまい、目論見の動作ができない場合があった。そこで、第２実施形態では、これを解決するために位相変動の周波数を任意に決定できるようにしている。

（電流分配器３Ｂの説明）
次に、図６を用いて、電流分配器３Ｂの詳細動作を説明する。図６は、電流分配器３Ｂの構成を示す制御ブロック図である。図６に示すように電流分配器３Ｂは、電流分配器３Ａと同様に分配部３１Ｂと補正部３２Ｂを備える。

分配部３１Ｂは、除算器６０１と、絶対値演算器６０２と、平方根演算器６０３と、Ｔ−ρテーブル６０４と、余弦演算器６０５と、正弦演算器６０６と、乗算器６０７、６０８と、加算器６０９と、下限リミッタ６１０、探査信号作成器６１１、加算器６１２を備え、補正部３２Ｂは、有効電力演算器６１３と、バンドパスフィルタ６１４、乗算器６１５と、ローパスフィルタ６１６、減算器６１７と、比例積分制御器６１６を備えている。

さらに、図７に示すように、探査信号作成器６１１は、積分器６２１、正弦演算器６２２、乗算器６２３を備えている。

図７に示す積分器６２１は、所定値（電流ベクトルの位相変動周波数）である探査信号周波数ωｈを積分して、探査信号位相θｈを算出し、正弦演算器６２２は、探査信号位相θｈに対し、正弦演算を行なうことにより、探査信号位相の正弦波ｓｉｎθｈを算出する。

乗算器６２３は、所定値（探査信号の位相振幅）と探査信号位相の正弦波ｓｉｎθｈを乗算し、指令負荷角の位相変動Δρを算出する。

図６に戻り、分配部３１Ｂでは、第１実施形態と同様に処理されたＴ−ρテーブル６０４の出力と、探査信号作成器６１１（詳細には図７の乗算器７３）からの指令負荷角の位相変動Δρを、加算器６１２で加算し、新たに指令負荷角ρ＊として、余弦演算器６０５及び正弦演算器６０６へ出力している。以後、分配部３１Ｂは、第１の実施形態の分配部３１Ａと同様の処理により、電流指令ベクトルｉ＊を算出している。

補正部３２Ｂの有効電力演算器６１３は、第１実施形態と同様にして有効電力Ｐを算出し、バンドパスフィルタ６１４は、有効電力Ｐを入力として、探査信号作成器６１１からの探査信号に基づく周波数成分を抽出し、乗算器６１５は、この抽出された周波数成分と探査信号作成器６１１からの探査信号位相の正弦波ｓｉｎθｈとを乗算し、その乗算結果をローパスフィルタ６１６にかける信号処理により、機械出力Ｐｏの変動に依存する振動成分を抽出する。

減算器６１７は、所定値（ゼロ）から該振動成分を減算して、該振動成分の符号を反転した信号を算出し、比例積分制御器６１８は、この信号を入力とし、第１実施形態と同様にしてγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を算出している。こうして、補正部３２Ｂはγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を算出し、分配部３１Ｂの加算器６０９に出力する。なお、第１実施形態と同様に加算器６０９は、γ軸電流指令ｉγ＊にγ軸電流指令補正量Δｉγ＊を加算して補正している。

このように、γ軸電流指令ｉγ＊は、探査信号作成器６１１が重畳する探査信号の振動成分、つまり負荷角変動に対する電力差分ΔＰの変化量を利用して、電力差分ΔＰが極小となるように演算されたγ軸電流指令補正量Δｉγ＊により補正される構成となっている。

γ軸電流指令補正量Δｉγ＊は、第１実施形態と同様にγ軸電流指令ｉγ＊に補正されているが、入力電力に対するδ軸成分電力が最大となるように指令負荷角ρ＊を操作することと等価な動作をしている。補正部３２Ｂは、指令負荷角ρ＊に対する補正角Δρとして演算し、指令負荷角を直接補正するように構成してもよい。この場合は補正部３２Ｂの構成は変更する必要はなく、電流次元から位相角を表す次元への単位変換係数を追加で備え、Ｔ−ρテーブル６０４が出力する指令負荷角ρ＊に加算するように構成すればよい。

このようにして、デットタイムや電流検出のオフセットといった外乱要素が小さく理想状態に近い状態にあっても、推定位相に用いる振動成分を重畳させて、安定した高効率運転を実現するための指令負荷角が推定できる。

このように第２実施形態は実施され、第１実施形態と同様に、交流電動機２０の巻線抵抗の設定誤差等に起因する制御軸の推定誤差や、負荷条件による電動機特性の変動に対しても、高効率運転可能な指令負荷角を推定することができるので、高効率運転の効果をより一層高めることができる。

以上、本発明の実施形態について説明した。ただし、いわゆる当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で、上記実施形態から適宜変更が可能であり、また、上記実施形態と変更例による手法を適宜組み合わせて利用することも可能である。すなわち、このような変更等が施された技術であっても、本発明の技術的範囲に含まれることは言うまでもない。

例えば、上記実施形態では、位相推定器８は制御位相θ∧及び速度推定ω∧を算出し、各制御器に出力するとして説明したが、制御位相θ∧のみを出力するようにしてもよい。各制御器は、必要により制御位相θ∧の単位時間あたりの変化量として速度推定ω∧を演算すればよい。

また、電流分配器３Ａの補正部３２Ａでの機械出力Ｐｏの演算において、トルク指令Ｔ＊と速度推定ω∧の積により算出するように説明したが、速度制御器２による制御により速度指令ω＊と速度推定ω∧が略一致していれば、速度指令ω＊を用いてもよいし、速度指令ω＊に速度応答相当のローパスフィルタ処理したものを用いるようにしてもよい。

また、上記実施形態では、位相推定器８として図５に示す制御ブロック図を例に説明したが、図８Ａ〜８Ｅに示す位相推定器８Ａ〜８Ｅの構成でも実施することも可能である。

＜変形例１＞
図５に示す位相推定器８において、位相誤差Δθ∧がほぼゼロであれば、厳密な逆正接演算ではなく、演算の容易な除算に置換することもできる。つまり、位相推定器８を図８Ａに示す位相推定器８Ａのように、逆正接関数演算器８１の代わりに除算器８５を用いて実施してもよい。

＜変形例２＞
図８Ｂに示す位相推定器８Ｂは、減算器８６と、比例積分制御器８７と、積分器８４を備える。減算器８６は、所定値（ゼロ）から電圧指令器７からのγ軸電圧ｖｏγ＊を減算し、比例積分制御器８７は、該減算結果であるγ軸電圧ｖｏγ＊が直接ゼロとなるように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。

この構成では比例積分制御器８７は、入力（電圧）と出力（回転数）でそれぞれ単位の次元が異なるため、ゲイン設計に際し、電動機の逆起電力定数に相当する換算ゲインが必要となるが、このように構成しても実施してもよい。

＜変形例３＞
図８Ｃに示す位相推定器８Ｃは、図５の位相推定器８に対し、入力段に追加で積分器８８を備えている。積分器８８は、入力される電圧ベクトルｖｏ＊を積分してステータ磁束推定ベクトルφ∧を算出する。逆正接演算器８１は、該ステータ磁束推定ベクトルφ∧を用いて、式１４を実行して位相誤差Δθ∧を算出し、さらに、この位相誤差Δθ∧が所定値（ゼロ）となるようにＰＬＬ演算器８３で制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。このように構成し，ステータ磁束推定ベクトルφ∧がγ軸方向に一致する（δ軸成分がゼロになる）ようにしてもよい。

積分器８８は、電圧ベクトルｖｏ＊の位相をπ／２遅らせると同時に、高周波数帯の信号を減衰させるので、電圧ベクトルｖｏ＊のリップルやノイズによる影響を軽減することができる。

＜変形例４＞
図８Ｄに示す位相推定器８Ｄは、入力されるγ軸電圧ｖｏγ＊を入力段に追加で備えた積分器８８を用いてδ軸ステータ磁束推定値φδ∧を算出し、減算器８６は、所定値（ゼロ）からこのステータ磁束推定値φδ∧を減算し、比例積分制御器８７は該減算結果がゼロになるように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。このように構成し，実施してもよい。

＜変形例５＞
図８Ｅに示す位相推定器８Ｅのように、電圧ベクトルｖｏ＊がδ軸方向に一致する（γ軸成分がゼロになる）ように制御する構成（図８Ｂの位相推定器８Ｂ）と、ステータ磁束推定ベクトルφ∧がγ軸方向に一致する（δ軸成分がゼロになる）ように制御する構成（図８Ｃの位相推定器８Ｃ）を組み合わせ、重み付け関数８９により、運転条件に応じて該２つの構成をオンラインで滑らかに切替える構成として実施してもよい。

例えば、積分器８８の入力信号のオフセット除去のための処理などを考慮すれば、低速時は電圧ベクトルｖｏ＊をδ軸方向に一致させる（γ軸成分をゼロとする）制御、高速時はステータ磁束φｓをγ軸方向に一致させる（δ軸成分をゼロとする）制御に重みを持たせた運転条件にすると、本実施形態をより効果的に実施できる。

以上のように、本実施形態における交流電動機の制御装置は、上述のγ‐δ軸を制御軸とし、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗による電圧降下量を減算した電圧ベクトルｖｏ＊をδ軸方向に一致させる（γ軸成分をゼロとする）、もしくはステータ磁束φｓをγ軸方向に一致させる（δ軸成分をゼロとする）ように制御をしているので、電動機特性変動の大きな制御対象でも安定して位置センサレス運転をすることができる。さらに、力率制御が困難な制御対象においても、電流指令ベクトルの設定を略固定値とすることができるので、高効率でロバストな制御が可能となる。

３Ａ、３Ｂ 電流分配器
５ 電流制御器
６ 電圧降下演算器
７ 電圧指令器
８ 位相推定器
１１ インバータ回路
２０ 交流電動機

Claims (7)

1. 交流電動機へのトルク指令Ｔ＊を制御位相θ∧を用いて分解し、前記交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸電流指令、寄与しない成分をγ軸電流指令として出力する電流分配器と、
   前記δ軸電流指令、前記γ軸電流指令と前記交流電動機に流れるδ軸電流検出、γ軸電流検出のそれぞれが一致するように制御する電流制御器と、
   前記交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を演算する電圧降下演算器と、
   前記電流制御器の出力と、前記電圧降下演算器の出力に基づいて前記交流電動機への電圧指令を出力する電圧指令器と、
   前記電流制御器の出力と前記インダクタンスでの電圧降下量との加算量のγ軸成分がゼロとなる位相と、前記加算量を積分したδ軸成分がゼロとなる位相との少なくとも一方の位相を算出し、前記制御位相θ∧として出力する位相推定器と、
   前記電圧指令に基づく電圧を前記交流電動機に印加するインバータ回路と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、
   前記交流電動機の有効電力出力と前記交流電動機の機械出力との電力差分ΔＰの振動成分がゼロとなるように制御して位相補正量を算出する補正部と、を備え、
   前記位相補正量は、前記指令位相角ρに補正するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、
   前記交流電動機の有効電力出力と前記交流電動機の機械出力との電力差分ΔＰの振動成分がゼロとなるように制御してγ軸電流補正量を算出する補正部と、を備え、
   前記γ軸電流補正量は、前記γ軸電流指令に補正するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、
   高周波信号を前記指令位相角ρに重畳して位相変動を与える探査信号作成器と、
   前記交流電動機の有効電力出力の前記高周波信号の周波数成分がゼロとなるように制御して位相補正量を算出する補正部と、を備え、
   前記位相補正量は、前記指令位相角ρに補正するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、
   高周波信号を前記指令位相角ρに重畳して位相変動を与える探査信号作成器と、
   前記交流電動機の有効電力出力の前記高周波信号の周波数成分がゼロとなるように制御してγ軸電流補正量を算出する補正部と、を備え、
   γ軸電流補正量は、前記γ軸電流指令に補正するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧指令器は、前記交流電動機への電圧指令と前記交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を用いて前記交流電動機に流れる電流を電流推定として算出し、該電流推定と前記電流検出が一致するようにして算出した電圧誤差Δｖを出力する電圧誤差補償器をさらに備え、
   前記電圧誤差Δｖは、前記電圧指令に補償するように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記位相推定器は、前記制御位相θ∧の単位時間あたりの変化量を前記交流電動機の速度推定として出力し、
   前記交流電動機への速度指令と前記速度推定が一致するように制御して、前記トルク指令Ｔ＊を出力する速度制御器を、さらに備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。