JP2008092649A - Ｉｐｍモータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電機子鎖交磁束のモデル誤差を抑制できるＩＰＭ制御装置を得る。
【解決手段】ｎ点近似関数を用いてｑ軸インダクタンスのモデルLqM を求めるｑ軸インダクタンスモデル演算器６３と、演算条件を満足しているかを演算する電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４と、演算可能信号が出力している場合のみ、電機子鎖交磁束モデルφaMを演算する電機子鎖交磁束モデル演算器６１と、電機子巻線温度モデルTPSM から求めた電機子巻線抵抗モデルRaMに予め設定したIPMモデルの主回路ケーブル抵抗Rlを加えた電機子抵抗モテ゛ルRSMを演算する電機子抵抗モデル演算器６２と、により構成した、回転子の磁極位置モデル信号θφMと回転子速度モデル信号ωRM の演算用のモータ定数を補正演算するモータ定数推定部６０を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機IPM(Interior Permanent Magnet)モータの速度と電機子回転磁界の制御に関する。

従来の回転子内部に永久磁石を埋め込んだ同期電動機としては、例えば、実開平４−２８７４５号公報や、実開平３−９７３５４号公報などにおいて知られている。
図４は、速度と回転子磁極位置の検出器を用いずに、このようなIPMモータ速度と電機子回転磁界を制御する従来の駆動制御装置(特許文献１参照)を示す構成ブロック図である。
図４は、負荷３に接続されたIPMモータと、IPMモータ1の駆動を制御する駆動制御装置２と、IPMモータ１と駆動制御装置２とを接続する信号ケーブル４とから構成されている。駆動制御装置２内にはIPMモータ１の速度とトルクを制御するアプリケーション制御部１０と、IPMモータ１の電機子に流れる電流及び回転磁界を制御する電流制御部２０と、IPMモータ１の速度と回転子極位置を推定演算する速度・磁極位置推定演算部３０と、IPMモータ定数推定演算部５０と、制御信号をIPMモータ１を駆動する電力に変換する電力変換部４０とが設けられている。
このような構成の駆動装置（制御装置）２においては、電力変換部４０から出力されたケーブル４を介してIPMモータ１に供給された電力がIPMモータ１において回転子のトルクに変換されて、その回転トルクによって負荷３が駆動される。次に、このようなIPMモータ１の駆動方法について説明する。図５は従来のIPMモータの制御方法に扱われている座標系を説明するための図であり、図６は、制御ブロックである。
図５の直交座標α-β軸は、IPMモータが運転開始される以前の停止状態における電機子回転磁界の位置を示す静止座標軸であり、この電機子回転磁界の中心はα軸上に存在していることを示している。直交座標ｄ-ｑ軸は回転子の磁極の位置と大きさを示す座標軸であり、回転子の磁極はｄ軸上に大きさφaで示されている。この座標系は回転子の回転方向に角速度ωR回転している。また、θφは静止座標系α-β軸からの回転角を電気角で表した角度である。直交座標系γ-δ軸は電機子回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系は電機子回転磁界に同期して角速度ωaで回転している。また、θa は静止座標系α-β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標系dM-qM 軸はモデルの回転子磁極位置と大きさを示す座標軸であって、モデルの回転子磁極はdM軸上大きさφaM で示されている。この座標系はモデルの回転子に同期して角速度ω_aMで回転している。また、θ_φM は静止座標系α-β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標系γM-δM 軸は、モデルの電機子回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系はモデルの電機子回転磁界に同期して角速度ωaで回転している。また、θφMは静止座標系α-β軸からの回転角を電気角で表わした角度である。

図６は制御ブロック図であり、座標変換器２４では電流検出器４２で検出されたIPMモータに流れる３相の電流のうちu相とw相に流れる電流iu、iwが、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される磁極の回転角度信号θ_φMを用いて、２相d-q 軸座標の信号であるγ軸電流iｒとδ軸電流iδに変換される。
次に、このγ軸電流iγとδ軸電流iδをアプリケーション制御部１０において演算されたγ軸電流指令iγ*とδ軸電流指令iδ^*に帰還することによって、γ軸電流偏差信号とδ軸電流偏差信号が得られる。
このようにして得られたγ軸電流偏差信号はγ軸電流制御器２２に、δ軸電流偏差信号はδ軸電流制御器２１にそれぞれ入力される。そして、γ軸電流偏差信号は比例積分演算器を備えたγ軸電流制御器２２において増幅されて、γ軸電圧指令Vγ^*としてV^*・θV演算器２３に入力される。同様に、δ軸電流偏差信号は比例積分演算器を備えたδ軸電流制御器２２において増幅されて、δ軸電圧指令Vδ^*としてV^*・θV演算器２３に入力される。
次に、V^*・θV演算器２３において、γ軸電圧指令Vγ^*とδ軸電圧指令Vδ^*を合成した電圧指令値の大きさV*と、更にV^*のVγ*に対する電気角θVとを求めてPWM制御器２５に出力される。PWM制御器２５では、速度・磁極位置推定演算部３０より出力されたモデルの磁極位置演算値θφMと、前記V^*・θV演算器２３より出力される電圧指令値V^*とのVγ*に対する電気位相角θVとからVu、Vv、Vwの３相の電圧を電力変換部より出力するための電力変換のスイッチング信号を電力変換器４１に出力する。
電力変換器４１では、PWM制御器２５より出力された電力変換機のスイッチング信号に従って、電力変換器４１はIPMモータ１の駆動に必要となる周波数で電圧が制御され、IPMモータの各相にIu、Iv、Iwの電流が流れる。
次に、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される回転子速度モテ゛ル信号ωRMをアプリケーション制御部１０へ帰還して、速度指令器１１より出力された速度指令ωRM*との差を求め、その偏差信号を速度制御器１２に入力し増幅して、トルク指令T*として速度制御器１２はγ-δ軸電流指令演算器１３に出力する。そして、γ-δ軸電流指令器１３では、トルク指令T*の関数としてδ軸電流指令iδ*とγ軸電流指令iγ^*を演算して電流制御部２０に出力する。

次に、速度・磁極位置推定演算部３０の動作について説明する。
電流制御部２０にて周期tsにて繰り返し演算されているγ-δ軸電圧指令Vγ^*とVδ^*、γ-δ軸電流iγとiδと、同じ演算サイクルにて演算されている速度・磁極位置推定演算部３０の回転子速度モテ゛ル演算値ωRMを、速度・磁極位置推定演算部３０の内部の信号γ-δ軸電圧指令Vγ^*とVδ*、γ-δ軸電流iγとiδ、回転子速度モテ゛ルωRMとを電流モデル演算器３１に入力する。
電流モデル演算器３１では、γM軸モデル電流iγMと、δM軸i^δMを演算し出力する。
次に、γ-δ軸電流iγとiδ、またγM-δM軸電流i_γMとi_δMの差をそれぞれとり、モデル電流の誤差Δi_γMとΔi_δMを求める。
速度・磁極位置推定演算器３５は、モデル電流誤差信号ΔiγMとΔiδM、より回転子磁極位置のモデルθφMを演算し、座標変換器に出力するとともに回転子角速度モデルωRMを演算し、速度制御器１２への速度帰還信号として出力する。 次に、IPMモータ定数の修正方法に関する従来技術の方法を説明する。
先ず、ｑ軸インダクタンスのモデル値LqMのｑ軸インダクタンスの実値Lqに対する誤差を小さくする方法を説明する。
IPMモータのｑ軸インダクタンスの値は、δ軸電流値が大きくなりｑ軸の磁束密度が高くなると、ｑ軸の磁路の磁気飽和が進むにつれて、減少する特性を示す。 このｑ軸インダクタンスのモデル値LqMを、ｑ軸電流I_qM1、I_qM2に対するｑ軸インダクタンスL_qM1、L_qM2による２点の直線近似の数式を用いて表わし、誤差の低減を図る。

次に、電機子鎖交磁束モデルφ_aMを一定周期ts毎の繰り返し演算を行うことによって推定する方法について説明する。
第(n)回目の演算サイクルの電機子鎖交磁束のモデルφ_aM(n)を、常温２０℃における電機子鎖交磁束φ_a0、関数KaMを用いて補正する式を次式にて定義する。

電機子鎖交磁束モデルφ_aMの実値φaに対する誤差Δφ_aMを時定数tRで緩やかに修正し、(n)サイクル目の演算でφaM(n)＝φaM(n-1)となるように関数KaMを構成した式を次式に示す。

数式(12)のSign{ΔφaMX(n-1)} は、ΔφaMX(n-1)の符号のみを表わす関数である。

次に、電機子抵抗のモデルRaMの演算方法を説明する。
数式(21)の電機子鎖交磁束モデルφaMより、回転子温度上昇TPRMを求めると、

次に、電機子巻線温度モデルTPSMが上限温度TPS1まで上昇したときに、回転子永久磁石温度TPRMは電機子巻線温度モデルTPSMよりTP0Mだけ低くなる次のモデル式にて表わす。

次に、数式(15)の電機子巻線温度のモデルTPSMを用いて電機子巻線抵抗のモデルRaMを表わす、

IPMモータの電機子巻線線抵抗温度のモデルR_aMは、数式(16)の演算によって得られるが、制御装置によって行うγM-δM軸電流モテ゛ルの演算は、次式に示すように主回路ケーブル抵抗Rlを加えた値を、電機子抵抗のモデルRsMとして行われる。

IPMモータの電機子δ軸電流モデルの実電流に対する誤差の関数として求めた電機子鎖交磁束のモデル誤差が0となるように前記電機子鎖交磁束モデルφ_aM の値を補正する演算方法によって求めた前記電機子鎖交磁束モデルφaMと、前記電機子鎖交磁束モデルφaMの値から求めた回転子永久磁石温度モデルTPRMと電機子巻線温度モデルTPSMを用いて求めた電機子巻線抵抗モデルRaMと、IPMモータのｑ軸インダクタンスの特性を２点の直線近似により求めたｑ軸インダクタンスモデルLqMとによってIPMモータのモータ定数を補正しIPMモータのセンサレス速度制御の安定性を向上させている。(例えば特許文献１参照)
以上説明した数式を用いて一定周期毎の繰り返し演算を行うことによって、推定したｑ軸インダクタンスのモデルLqM、電機子鎖交磁束のモデルφ_aM及び電機子抵抗のモデルRaMを用いてγM-δM軸電流のモデル誤差が極小化されて磁極の位置ずれが小さく安定なIPMモータの制御ができる。

特開２００４−１３５４５８号公報（第９−２１頁、図１〜図４）

しかしながら、従来のIPMモータの制御方法では、IPMモータの電機子δ軸電流モデルの実電流に対する誤差の関数として求めた電機子鎖交磁束のモデル誤差Δφ_aMが0となるように前記電機子鎖交磁束モデルφaMを演算補正する方法を採用していた。容量が小さく電機子巻線抵抗値が大きいIPMモータの場合は、低速度領域においては前記電機子鎖交磁束のモデル誤差Δφ_aMが非常に大きくなることから前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMの演算誤差が著しく拡大され、IPMモータのモータ定数を正しく補正することが出来なくなるためIPMモータのセンサレス速度制御の安定性が低下する問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、低速度領域における前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMの演算誤差急拡大を防ぐ演算条件を設けるとともに低速度領域においても前記電機子鎖交磁束のモデルφ_aMをより高い精度にて演算し、センサレス速度制御の安定性を向上させるＩＰＭモータの制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、請求項１記載の発明は、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるIPMモータの制御装置によりIPMモータの電機子に流れる電流をγ-δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流iγ、δ軸電機子電流iδと制御装置によりIPMモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Vγ_＊、δ軸電圧Vδ_＊及び前記IPMモータの特性を示すモデル定数としてd軸インダクタンスLdM と、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた近似関数を用いて求めたｑ軸インダクタンスのモデルL_qM と、IPMモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石との温度差を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた電機子鎖交磁束モデルφ_aMと電機子抵抗モデルRSとにより構成したIPMモータの電機子に流れる電流のモデルの演算によって得らたγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から演算推定した回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ω_RMを用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するIPMモータの制御装置において、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させたｎ点近似関数を用いてｑ軸インダクタンスのモデルL_qM を求めるｑ軸インダクタンスモデル演算器と、前記δ軸実電流ｉδと回転子速度モデル信号ω_ＲＭより電機子鎖交磁束モデルの演算条件を満足しているかを演算する電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器と、前記電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器より演算可能信号が出力している場合に、回転子永久磁石により電機子巻線に発生する誘起電圧のγ軸成分の電圧モテ゛ルV_γyMとδ軸成分の電圧モテ゛ルV_δyMから電機子鎖交磁束モデルφaMを演算する電機子鎖交磁束モデル演算器と、電機子巻線温度上昇値が前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMと予め設定されたIPMモータの環境温度より求めた回転子磁石温度上昇値に比例して変化する特性を利用して演算した電機子巻線温度モデルTPSM から求めた電機子巻線抵抗モデルR_aMに予め設定したIPMモデルの主回路ケーブル抵抗Rlを加えた電機子抵抗モテ゛ルR_SMを演算する電機子抵抗モデル演算器と、により構成した、IPMモータの電機子に流れる電流のγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から順に一定周期毎に繰り返し演算を行って速度・磁極位置推定演算部で推定するIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度の制御に用いられる回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ω_RM の演算用の前記モータ定数を補正演算するモータ定数推定部を備えたことを特徴としている。
また、請求項２記載の発明は、前記ｑ軸インダクタンスのモデルL_qMが、少なくとも３点以上ｎ点のｑ軸電流I_qM1、I_qM2、I_qM3、…I_qMnに対するｑ軸インダクタンスL_qM1、L_qM2、L_QM3、…LqMnによるｎ点の直線近似によって次式で表されることを特徴としている。

また、請求項３記載の発明は、前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMが、次式で表されることを特徴としている。

また、請求項４記載の発明は、前記電機子抵抗のモデルR_SMが次式で表されることを特徴としている。

また、請求項５記載の発明は、請求項３記載の電機子鎖交磁束のモデルφ_aMの演算が、δ軸電流iδ が次式の条件を満足する場合にのみ実行され、次式の条件が満足されなくなると前回演算サイクルの値を保持して電流モテ゛ルの演算に使用するとともに電機子鎖交磁束モテ゛ルφ_aMの演算を次式の条件を満足するようになるまで中断するように制御することを特徴としている。

また、請求項６記載の発明は、請求項２記載のｑ軸インダクタンスモデルと請求項５記載の電機子鎖交磁束モデルの演算条件の演算に使用されている電機子δ軸実電流信号iδに代わってγ-δ軸電流指令器より出力されるδ電流指令iδ^*に置き換えてｑ軸インダクタンスモデルと電機子鎖交磁束モデルの演算条件を演算することを特徴としている。

また、請求項７記載の発明は、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるIPMモータの制御装置によりIPMモータの電機子に流れる電流をγ-δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流iγ、δ軸電機子電流iδと制御装置によりIPMモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Vγ^＊、δ軸電圧Vδ^＊及び前記IPMモータの特性を示すモデル定数としてd軸インダクタンスLdM と、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた近似関数を用いて求めたｑ軸インダクタンスのモデルL_qMと、IPMモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石との温度差を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた電機子鎖交磁束モデルφ_aMと電機子抵抗モデルRSとにより構成したIPMモータの電機子に流れる電流のモデルの演算によって得らたγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から演算推定した回転子の磁極位置モデル信号θφMと回転子速度モデル信号ωRMを用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するIPMモータの制御方法において、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させたｎ点近似関数を用いて求めるｑ軸インダクタンスのモデルL_qM と、回転子永久磁石により電機子巻線に発生する誘起電圧のγ軸成分の電圧モテ゛ルV_γyM とδ軸成分の電圧モテ゛ルV_δyMから求める電機子鎖交磁束モデルφaMと、電機子巻線温度上昇値が前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMと予め設定されたIPMモータの環境温度より求めた回転子磁石温度上昇値に比例して変化する特性を利用して演算した電機子巻線温度モデルTPSM から求めた電機子巻線抵抗モデルR_aMに予め設定したIPMモデルの主回路ケーブル抵抗Rlを加えた電機子抵抗モテ゛ルRSMと、により構成した、IPMモータの電機子に流れる電流のγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から順に一定周期毎に繰り返し演算を行って推定する回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ω_RMを用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御することを特徴としている。
また、請求項８記載の発明は、前記ｑ軸インダクタンスのモデルL_qMが、少なくとも３点以上ｎ点のｑ軸電流I_qM1、I_qM2、I_qM3、…I_qMnに対するｑ軸インダクタンスL_qM1、L_qM2、L_QM3、…LqMnによるｎ点の直線近似によって次式で表される、制御方法であることを特徴としている。

また、請求項９記載の発明は、前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMが、次式で表される、制御方法であることを特徴としている。

また、請求項１０記載の発明は、前記電機子抵抗のモデルR_SMが次式で表される、制御方法であることを特徴としている。

また、請求項１１記載の発明は、請求項９記載の電機子鎖交磁束のモデルφaMの演算は、δ軸電流iδ が次式の条件を満足する場合にのみ実行され、次式の条件が満足されなくなると前回演算サイクルの値を保持して電流モテ゛ルの演算に使用するとともに電機子鎖交磁束モテ゛ルφaMの演算を次式の条件を満足するようになるまで中断するように制御する、制御方法であることを特徴としている。

また、請求項１２記載の発明は、請求項８記載のｑ軸インダクタンスモデルと請求項１１記載の電機子鎖交磁束モデルの演算条件の演算に使用されている電機子δ軸実電流信号iδに代わってγ-δ軸電流指令器より出力されるδ電流指令iδ^*に置き換えてｑ軸インダクタンスモデルと電機子鎖交磁束モデルの演算条件を演算する、制御方法であることを特徴としている。

本発明によれば、小容量で電機子巻線抵抗値が大きいIPMモータの低速運転領域においても電機子鎖交磁束モデルをより高精度に演算することができ、モータ定数をより正しく補正することができ、IPMモータのセンサレス速度制御の安定性を向上することができる。
また、小容量で電機子巻線抵抗値が大きいIPMモータを低速領域にて制御する場合においても安定な制御が可能な電機子δ軸電流値の境界条件をモータ定数から演算して求め、その境界条件を満足するときには電機子鎖交磁束モデル演算を実行し、その境界条件が満足されない場合には電機子鎖交磁束モデル演算を中断するように制御することにより電機子鎖交磁束モデル誤差が急拡大することなくIPMモータのセンサレス速度制御の安定性を向上することができる。
以上の効果については、小容量で電機子抵抗値が大きいIPMモータの低速運転領域における制御の安定性向上の効果を示すシミュレーション結果を示す。
図7（ａ）〜（ｆ）は、速度検出器を使用せずにIPMモータの速度を制御する従来技術の制御方式によって、IPMモータの電機子巻線温度TPSが0℃の状態から回転子モデル速度ωRMが0.15(pu)の速度になるまで加速した後、更に温度を150℃まで急激に変化させた場合のセンサレス速度制御特性を示している。温度の変化に伴って電機子鎖交磁束モデルの誤差ΔφaMと電機子抵抗モデル誤差ΔRSMが拡大していく結果、θE(電機子回転磁界の回転子磁極位置ずれの角度)が大きくなって不安定な制御特性であることを示している。
一方、図3（ａ）〜（ｆ）に示す本発明の同項目のIPMモータセンサレス速度制御特性と比較すれば、電機子鎖交磁束モデルの誤差ΔφaMがより小さく電機子回転磁界の磁極位置ずれ角θEが約1/2.3に縮小してセンサレス速度制御の安定性が向上する効果が出ていることが実証できる。

以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
本発明が従来技術と異なる部分は、図６の従来図に示すブロック５０「IPMモータ定数推定部」の電機子鎖交磁束・抵抗推定演算部５１、ｑ軸インダクタンス推定演算器５３が、本発明では図１のブロック６０「IPMモータ定数推定演算部」の電機子鎖交磁束モデル演算器６１、電機子抵抗モデル演算器６２、ｑ軸インダクタンスモデル演算器６３、電機子鎖交磁束モデル演算条件演算部６４、と言う構成に置き換えている。
実施例の説明は、構成上従来技術と重複するところは、説明を省略する。

図１は、本発明を実施するIPMモータの制御装置の制御ブロック図を示す。
まず、IPMモータ定数推定演算部６０は、電流制御部２０のδ軸電流制御器２１より出力されるδ軸電圧指令Vδ*と電流制御部２０のγ軸電流制御器２２より出力されるγ軸電圧指令Vγ*、IPMモータの電機子巻線のu相とw相に流れる電流をγ-δ変換して得られるγ軸実電流iγ、δ軸実電流iδ及び速度・磁極位置演算部３０の速度・磁極位置演算器３５より出力される速度モデル信号ω_RMからIPMモータのモータ定数である電機子鎖交磁束モデルφaM、電機子抵抗モデルR_aM及びｑ軸インダクタンスモデルLqMを演算推定する。
IPMモータ定数推定演算部６０は、演算推定した前記IPMモータ定数を速度・磁極位置演算部３０のγ-δ軸電流モデル演算器３１に出力する。
γδ軸電流モデル演算器３１では、IPMモータ定数推定演算部６０より出力されてより正しく補正されたIPMモータ定数のモデル値を用いてγ-δ軸電流モデルの演算を実行し、γ軸電流モデルi_γMとδ軸電流モデルi_δMを出力する。
速度・磁極位置演算器３５は、γ-δ軸実電流iγ、iδと前記γ-δ軸モデル電流i_γM、iδMとの差の値を演算したモデル電流誤差Δi_γM、Δi_δMからより正しい磁極位置モデルθφMと速度モデルω_RMを演算する。
このようにして順次繰り返して演算することにより、電機子回転磁界に対する回転子磁極位置のずれが補正されIPMモータのセンサレス制御の安定性が向上する。

次に、IPMモータ定数推定演算部内部６０のブロックについて詳細な説明を行う。
まず、ｑ軸インダクタンスモデル演算器６３は、ｑ軸インダクタンスの特性を予め測定して記憶した、例えば、δ軸電流３点I_qM1、I_qM、I_qM3に対応したｑ軸インダクタンス３点L_qM1、L_qM2、L_qM3とした時、前記δ軸実電流Iδが流れるときのｑ軸インダクタンスモデルLqMを次式を用いて演算出力する。

次に、電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４は、前記δ軸実電流iδと速度・磁極位置演算器３５にて演算され出力される回転子速度モデル信号ω_RMから次式の演算を行って電機子鎖交磁束モデルの演算条件を満足している場合は、演算可能信号を電機子鎖交磁束モデル演算器６１に出力する。

次に電機子鎖交磁束モデル演算器６１について説明する。
電機子鎖交磁束モデル演算器６１は、電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４より前記電機子鎖交磁束モデルの演算可能信号が出力されているときに、電流制御部２０のδ軸電流制御器２１より出力されるδ軸電圧指令Vδ_*と電流制御部のγ軸電流制御器２２より出力されるγ軸電圧指令Vγ_*、IPMモータの電機子巻線のu相とw相に流れる電流をγ-δ変換して得られるγ軸実電流Iγ、δ軸実電流iδ及び速度・磁極位置演算部３０の速度・磁極位置演算器３５より出力される速度モデル信号ωRMから電機子鎖交磁束モデルφaMを次式を用いて演算出力する。

次に、電機子抵抗モデル演算器６２は、前記電機子鎖交磁束のモデルφ_aMから次式を用いて電機子抵抗モデルRSMを演算出力する。

IPMモータ定数推定演算部６０では、以上の演算を順次繰り返し実行することにより、IPMモータ定数のモデル値より正しい値に補正され、電機子抵抗値が大きいIPMモータの低速運転においてもより安定なセンサレス速度制御特性が得られる。

次に、本発明の第２の実施例を図２の制御ブロックを用いて説明する。
実施例１では、ｑ軸インダクタンスモデル演算器６３と電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４には、δ軸実電流iδが入力されているのに対し、実施例２では、γ-δ軸電流指令演算器１３より出力されたδ軸電流指令iδ^* をｑ軸インダクタンスモデル演算器６３に入力して、ｑ軸インダクタンスモデルL_qMを演算し、前記δ軸電流指令iδ_*を電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４に入力し、前記電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器６４は、電機子鎖交磁束モデル演算条件を演算して出力する。
この相違点以外は、第2の実施例は、第1の実施例と同じであり、ほぼ同等の制御特性が得られる。

本発明の実施例１に係るIPMモータの制御装置の制御ブロック図である。 本発明の実施例２に係るIPMモータの制御装置の制御ブロック図である。 図１に示すIPMモータの制御装置のモータ温度変化に対する制御特性を示す図である。 一般的なIPMモータの駆動制御装置の構成を示す図である。 従来のIPMモータの制御方法における座標系を示す図である。 従来のIPMモータの制御装置の制御ブロック図である。 図６に示す従来のIPMモータの制御装置のモータ温度変化に対する制御特性を示す図である。

符号の説明

１ IPMモータ
２ 駆動制御装置
３ 負荷
４ 電動機主回路ケーブル
１０ アプリケーション制御部
１１ 速度指令器
１２ 速度制御器
１３ γ-δ軸電流指令演算器
２０ 電流制御部
２１ δ軸電流制御器
２２ γ軸電流制御器
２３ V^*・θ_V 演算器
２４ 座標変換器
２５ PWM制御器
３０ 速度・磁極位置推定演算部
３１ γ-δ軸電流モデル演算器
３５ 速度・磁極位置推定演算器
４０ 電力変換部
４１ 電力変換器
４２ 電流検出器
６０ IPMモータ定数推定演算部
６１ 電機子鎖交磁束モデル演算器
６２ 電機子抵抗モデル演算器
６３ ｑ軸インダクタンスモデル演算器
６４ 電機子鎖交磁束モデル演算条件演算部

Claims (12)

1. 回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるIPMモータの制御装置によりIPMモータの電機子に流れる電流をγ-δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流iγ、δ軸電機子電流iδと制御装置によりIPMモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Vγ^＊、δ軸電圧Vδ^＊及び前記IPMモータの特性を示すモデル定数としてd軸インダクタンスLdM と、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた近似関数を用いて求めたｑ軸インダクタンスのモデルLqM と、
   IPMモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石との温度差を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた電機子鎖交磁束モデルφ_aMと電機子抵抗モデルRSとにより構成したIPMモータの電機子に流れる電流のモデルの演算によって得られたγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から演算推定した回転子の磁極位置モデル信号θφMと回転子速度モデル信号ω_RMを用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するIPMモータの制御装置において、
   予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させたｎ点近似関数を用いてｑ軸インダクタンスのモデルL_qMを求めるｑ軸インダクタンスモデル演算器と、
   前記δ軸実電流ｉδと回転子速度モデル信号ω_ＲＭより電機子鎖交磁束モデルの演算条件を満足しているかを演算する電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器と、前記電機子鎖交磁束モデル演算条件演算器より演算可能信号が出力している場合に、回転子永久磁石により電機子巻線に発生する誘起電圧のγ軸成分の電圧モテ゛ルV_γyM とδ軸成分の電圧モテ゛ルV_δyMから電機子鎖交磁束モデルφ_aMを演算する電機子鎖交磁束モデル演算器と、
   電機子巻線温度上昇値が前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMと予め設定されたIPMモータの環境温度より求めた回転子磁石温度上昇値に比例して変化する特性を利用して演算した電機子巻線温度モデルTPSM から求めた電機子巻線抵抗モデルR_aMに予め設定したIPMモデルの主回路ケーブル抵抗Rlを加えた電機子抵抗モテ゛ルR_SMを演算する電機子抵抗モデル演算器と、
   により構成した、IPMモータの電機子に流れる電流のγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から順に一定周期毎に繰り返し演算を行って速度・磁極位置推定演算部で推定するIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度の制御に用いられる回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ω_RM の演算用の前記モータ定数を補正演算するモータ定数推定部を備えたことを特徴とするIPMモータの制御装置。
2. 前記ｑ軸インダクタンスのモデルL_qMが、少なくとも３点以上ｎ点のｑ軸電流I_qM1、I_qM2、I_qM3、…I_qMnに対するｑ軸インダクタンスL_qM1、L_qM2、L_QM3、…L_qMnによるｎ点の直線近似によって次式で表されることを特徴とする請求項１記載のIPMモータの制御装置。
   

   

   
3. 前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMが、次式で表されることを特徴とする請求項２記載のIPMモータの制御装置。
   

   

   

   
4. 前記電機子抵抗のモデルR_SMが次式で表されることを特徴とする請求項１記載のIPMモータの制御装置。
   

   

   

   

   
5. 前記電機子鎖交磁束のモデルφ_aMの演算は、δ軸電流iδ が次式の条件を満足する場合にのみ実行され、次式の条件が満足されなくなると前回演算サイクルの値を保持して電流モテ゛ルの演算に使用するとともに電機子鎖交磁束モテ゛ルφaMの演算を次式の条件を満足するようになるまで中断するように制御することを特徴とする請求項３記載のIPMモータの制御装置。
   

   
6. 請求項２記載のｑ軸インダクタンスモデルと請求項５記載の電機子鎖交磁束モデルの演算条件の演算に使用されている電機子δ軸実電流信号iδに代わってγ-δ軸電流指令器より出力されるδ電流指令iδ^*に置き換えてｑ軸インダクタンスモデルと電機子鎖交磁束モデルの演算条件を演算することを特徴とする請求項５記載のIPMモータの制御装置。
7. 回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるIPMモータの制御装置によりIPMモータの電機子に流れる電流をγ-δ軸座標変換して得られるγ軸電機子電流iγ、δ軸電機子電流iδと制御装置によりIPMモータの電機子に印加される電圧に比例する制御装置の内部信号のγ軸電圧Vγ^＊、δ軸電圧Vδ^＊及び前記IPMモータの特性を示すモデル定数としてd軸インダクタンスL_dMと、予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させた近似関数を用いて求めたｑ軸インダクタンスのモデルL_qMと、IPMモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式とモータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石との温度差を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた電機子鎖交磁束モデルφ_aMと電機子抵抗モデルRSとにより構成したIPMモータの電機子に流れる電流のモデルの演算によって得られたγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から演算推定した回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ωRMを用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御するIPMモータの制御方法において、
   予め測定したIPMモータのｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として制御装置に記憶させたｎ点近似関数を用いて求めるｑ軸インダクタンスのモデルL_qM と、
   回転子永久磁石により電機子巻線に発生する誘起電圧の_γ軸成分の電圧モテ゛ルVγyM とδ軸成分の電圧モテ゛ルVδyMから求める電機子鎖交磁束モデルφaMと、
   電機子巻線温度上昇値が前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMと予め設定されたIPMモータの環境温度より求めた回転子磁石温度上昇値に比例して変化する特性を利用して演算した電機子巻線温度モデルTPSM から求めた電機子巻線抵抗モデルR_aMに予め設定したIPMモデルの主回路ケーブル抵抗Rlを加えた電機子抵抗モテ゛ルR_SMと、
   により構成した、IPMモータの電機子に流れる電流のγ-δ軸電流モデルのγ-δ軸実電流に対するγ-δ軸誤差信号から順に一定周期毎に繰り返し演算を行って推定する回転子の磁極位置モデル信号θ_φMと回転子速度モデル信号ωRM を用いてIPMモータの電機子回転磁界及び回転子速度を制御することを特徴とするIPMモータの制御方法。
8. 前記ｑ軸インダクタンスのモデルL_qMが、少なくとも３点以上ｎ点のｑ軸電流I_qM1、I_qM2、I_qM3、…I_qMnに対するｑ軸インダクタンスL_qM1、L_qM2、L_QM3、…L_qMnによるｎ点の直線近似によって次式で表されることを特徴とする請求項７記載のIPMモータの制御方法。
   

   

   
9. 前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMが、次式で表されることを特徴とする請求項８記載のIPMモータの制御方法。
   

   

   

   
10. 前記電機子抵抗のモデルR_SMが次式で表されることを特徴とする請求項７記載のIPMモータの制御方法。
    

    

    

    

    
11. 前記電機子鎖交磁束のモデルφ_aMの演算は、δ軸電流iδ が次式の条件を満足する場合にのみ実行され、次式の条件が満足されなくなると前回演算サイクルの値を保持して電流モテ゛ルの演算に使用するとともに電機子鎖交磁束モテ゛ルφ_aMの演算を次式の条件を満足するようになるまで中断するように制御することを特徴とする請求項９記載のIPMモータの制御方法。
    

    
12. 請求項８記載のｑ軸インダクタンスモデルと請求項１１記載の電機子鎖交磁束モデルの演算条件の演算に使用されている電機子δ軸実電流信号iδに代わってγ-δ軸電流指令器より出力されるδ電流指令iδ^*に置き換えてｑ軸インダクタンスモデルと電機子鎖交磁束モデルの演算条件を演算することを特徴とする請求項１１記載のIPMモータの制御方法。

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