JP2012215558A - 電圧検出装置および結合回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧検出に用いるコンデンサの短絡故障に備えるとともに、コンデンサの短絡故障を自己診断する。
【解決手段】コンデンサＣ１、Ｃ２を複数のコンデンサの直列接続により構成する。電圧検出モードでは、基準電圧選択回路５により第１基準電圧ＶREFを選択し、スイッチＳＷ３、ＳＷＢ４をオンして第１コンデンサＣ１に電荷を設定した後、スイッチＳＷ３、ＳＷＢ４をオフ、スイッチＳＷＢ３をオンしてセル電圧を検出する。自己診断モードでは、基準電圧選択回路５により第１基準電圧ＶREFを選択し、スイッチＳＷ３、ＳＷＢ４をオンして第１コンデンサＣ１に電荷を設定した後、スイッチＳＷ３をオフし、基準電圧選択回路５により第２基準電圧ＶSLFを選択した後のオペアンプ４の出力電圧に基づいて故障診断を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、故障診断機能を備えた電圧検出装置および結合回路に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車には、複数の２次電池（単位電池）を直列に接続して構成される組電池が搭載されている。このような組電池においては、各２次電池の容量計算や保護管理のため、各２次電池の電圧を個別に検出する必要がある。しかし、上記用途において組電池を構成する２次電池の直列接続数は非常に多いため、組電池における接続位置に応じて２次電池の電位が高くなり、２次電池の電圧検出装置に高い電圧が印加される。

特許文献１には、オペアンプ、一端がオペアンプの反転入力端子に接続された第１コンデンサ、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第２コンデンサと放電回路、および単位電池の各端子と第１コンデンサの他端との間にそれぞれ接続されたスイッチから構成された電圧検出回路が開示されている。単位電池のプラス端子と第１コンデンサとの間のスイッチおよび放電回路をオンして第１コンデンサを充電し、その後、放電回路をオフした状態で当該スイッチに替えて単位電池のマイナス端子と第１コンデンサとの間のスイッチをオンすることにより単位電池の電圧を検出する。

特許文献２には、差動ドライバと差動アンプとの間を第１コンデンサで結合したデジタルアイソレータが開示されている。

特開２００８−１４５１８０号公報 米国特許第４７４８４１９号明細書

上記特許文献１に記載された電圧検出回路では、経年劣化、耐圧不足等により第１コンデンサが短絡故障すると、高電圧の電池電圧が低耐圧のオペアンプに直接印加される虞がある。また、出力電圧を観測しても、コンデンサが短絡故障したのか或いは電池電圧が変化したのか判別することができない。

上記特許文献２に記載されたアイソレータでは、経年劣化、耐圧不足等により第１コンデンサが短絡故障すると、信号の伝送が困難になり、低電圧回路に高電圧が印加される虞がある。また、伝送された信号を観測しても、コンデンサが短絡故障したのか或いは伝送信号が変化したのか判別することができない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電圧検出、信号伝送に用いるコンデンサの短絡故障に備えるとともに、当該コンデンサの短絡故障を自己診断可能な電圧検出装置および結合回路を提供することにある。

請求項１に記載した電圧検出装置は、オペアンプと、検出対象電圧源の高電位側および低電位側の各端子と共通ノードとの間にそれぞれ接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、共通ノードとオペアンプの反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１コンデンサと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第３スイッチと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２コンデンサと、オペアンプの非反転入力端子に相異なる第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択して付与する基準電圧選択回路と、制御手段を備えている。

制御手段は、検出対象電圧源の電圧を検出する電圧検出モードと、コンデンサの短絡故障を検出する自己診断モードを実行できる。電圧検出モードにあっては、基準電圧選択回路により第１基準電圧を選択し、第３スイッチを閉じるとともに第１スイッチを閉じて第１コンデンサに電荷を設定する。その後、第３スイッチを開き、第１スイッチに替えて第２スイッチを閉じることにより電荷が再分配される。第１、第２コンデンサの容量値をＣ１、Ｃ２とし、第１基準電圧をＶREFとすれば、電荷再分配によるオペアンプの出力電圧は（Ｃ１／Ｃ２×検出対象電圧源の電圧＋ＶREF）となるので、当該出力電圧に基づいて検出対象電圧源の端子間電圧を検出できる。

一方、自己診断モードにあっては、基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択し、第３スイッチを閉じるとともに第１スイッチおよび第２スイッチの何れか一方を閉じて第１コンデンサに電荷を設定する。その後、第３スイッチを開き、基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか他方を選択することにより電荷が再分配される。第２基準電圧をＶSLFとすれば、最初に第１基準電圧を選択する場合の電荷再分配によるオペアンプの出力電圧は（Ｃ１／Ｃ２×（ＶSLF−ＶREF）＋ＶSLF）となる。この出力電圧は検出対象電圧源の電圧に依存しないので、第１、第２基準電圧が正しい限り、第１コンデンサと第２コンデンサとの容量比の変化すなわちコンデンサの短絡故障を診断できる。

本手段によれば、第１および第２コンデンサは複数のコンデンサが直列に接続されて構成されているので、その一部が短絡故障しても検出対象電圧源の端子電圧が直接オペアンプに印加されることがない。また、コンデンサの短絡故障を自己診断可能である。従って、電圧検出装置自体の信頼性および検出電圧に対する信頼性を高められる。

請求項２に記載した手段において、検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池である。各単位電池の電圧を検出するには各単位電池に対し第１、第２スイッチが必要であるが、隣り合う単位電池同士の共通接続ノードに繋がる第１、第２スイッチは同一ノード間に接続されるので共通化できる。そこで、第１、第２スイッチは、各単位電池ごとに、隣接する単位電池の第２、第１スイッチとの共通化を図りながら設けられている。本手段によれば、組電池を構成する各単位電池の電圧を低耐圧のオペアンプを用いて検出できる。

請求項３に記載した電圧検出装置は、第１および第２コンデンサのうち少なくとも第２コンデンサを構成する複数の直列接続されたコンデンサのそれぞれに対し並列に、指令された補償信号に応じて開閉する短絡スイッチを備えている。制御手段は、自己診断モードにより第１コンデンサに短絡故障が生じたと診断した場合、故障前後における第１コンデンサと第２コンデンサとの容量比を求め、その故障前後における容量比が不変となるように補償信号を決定し、それを電圧検出モードにおいて短絡スイッチに指令する。

上述したように、電圧検出モードにおける電荷再分配後のオペアンプの出力電圧は容量比Ｃ１／Ｃ２に比例する。従って、第１コンデンサの短絡故障の程度に応じて第２コンデンサを構成するコンデンサの一部を短絡すれば、容量比Ｃ１／Ｃ２を一定に保持することができ、故障後においても故障前と同様に正常に電圧を検出することができる。

請求項４に記載した手段において、第２コンデンサは、直列接続された複数のコンデンサに替えて１つのコンデンサから構成されている。第２コンデンサに印加される電圧は、オペアンプを動作させる電源電圧或いは基準電圧であるため、絶縁膜の短絡等の故障が生じにくいと考えられる。従って、第２コンデンサを１つのコンデンサから構成しても信頼性を維持でき、レイアウト面積を低減できる。

請求項５に記載した電圧検出装置は、請求項１に記載した電圧検出装置の構成を全差動構成としたものである。すなわち、差動出力構成を持つオペアンプと、検出対象電圧源の一端子と第１共通ノードとの間に接続された第１スイッチと、検出対象電圧源の他端子と第２共通ノードとの間に接続された第２スイッチと、第１共通ノードとオペアンプの反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ａコンデンサと、第２共通ノードとオペアンプの非反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ｂコンデンサと、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第３Ａスイッチと、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第３Ｂスイッチと、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２Ａコンデンサおよび第４Ａスイッチと、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２Ｂコンデンサおよび第４Ｂスイッチと、第１共通ノードと第２共通ノードとの間に接続された第５スイッチと、第２Ａコンデンサと第４Ａスイッチとの共通接続点に第１Ａ基準電圧または第２Ａ基準電圧を付与可能な第１基準電圧選択回路と、第２Ｂコンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点に第１Ｂ基準電圧および第２Ｂ基準電圧を付与可能な第２基準電圧選択回路と、制御手段を備えている。

制御手段は、検出対象電圧源の電圧を検出する電圧検出モードと、コンデンサの短絡故障を検出する自己診断モードを実行できる。電圧検出モードにあっては、第４Ａ、第４Ｂ、第５スイッチを開き、第１、第２基準電圧選択回路により第１Ａ、第１Ｂ基準電圧を付与し、第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じるとともに第１、第２スイッチを閉じて第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定する。その後、第１、第２、第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、第４Ａ、第４Ｂ、第５スイッチを閉じることにより電荷が再分配される。

第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサの容量値をＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂとし、第１Ａ、第１Ｂ基準電圧をＶ１Ａ、Ｖ１Ｂとすれば、電荷再分配によるオペアンプの差動出力電圧ＶOP−ＶOMは（Ｃ１ＡとＣ１Ｂの直列容量値／Ｃ２ＡとＣ２Ｂの直列容量値）×検出対象電圧源の電圧＋（Ｖ１Ａ−Ｖ１Ｂ）となるので、当該出力電圧に基づいて検出対象電圧源の端子間電圧を検出できる。

一方、自己診断モードにあっては、第１、第２スイッチの少なくとも一方を開いた上で第５スイッチを閉じ、第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じ、第４Ａ、第４Ｂスイッチを開き、第１、第２基準電圧選択回路により第２Ａ、第２Ｂ基準電圧を付与して第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定する。その後、第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、第４Ａ、第４Ｂスイッチを閉じることにより電荷が再分配される。

第２Ａ、第２Ｂ基準電圧をＶ２Ａ、Ｖ２Ｂとすれば、電荷再分配によるオペアンプの差動出力電圧ＶOP−ＶOMは、Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ、Ｖ２Ａ、Ｖ２Ｂ、コモンモード電圧ＶCOMの関数として定まる。この差動出力電圧は検出対象電圧源の電圧に依存せず、上記各コンデンサの一部が短絡故障した場合の差動出力電圧値を互いに異なるようにすることができるので、第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂ基準電圧が正しい限り、コンデンサの短絡故障を診断できる。

本手段によれば、上記各コンデンサは複数のコンデンサが直列に接続されて構成されているので、請求項１と同様に電圧検出装置自体の信頼性および検出電圧に対する信頼性を高められる。また、全差動構成にすることで、電圧検出モードおよび自己診断モードにおけるコンデンサの電荷設定時および電荷再分配時の何れの場合にコモンモードノイズが重畳しても、オペアンプの出力電圧から当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の検出電圧を得ることができる。

請求項６に記載した手段において、検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池である。隣り合う単位電池は、その一端子同士または他端子同士が接続されて直列接続をなしている。これにより、第１スイッチは、各単位電池の一端子と第１共通ノードとの間に、隣接する単位電池の第１スイッチとの共通化を図りながら設けられ、第２スイッチは、各単位電池の他端子と第２共通ノードとの間に、隣接する単位電池の第２スイッチとの共通化を図りながら設けられる。本手段によれば、組電池を構成する各単位電池の電圧を低耐圧の全差動オペアンプを用いて検出できる。

上記共通化により、第１スイッチと第２スイッチの総数を半減することができるので、組電池を構成する単位電池の数が多いほどスイッチの削減効果が大きくなる。ただし、隣接する単位電池の電圧検出装置に対する接続極性が逆になるので、オペアンプから出力される差動出力電圧の極性を反転させる反転回路を備えている。制御手段は、高電位側端子が一端子となる単位電池の端子間電圧を検出するときには反転回路を非反転動作とし、高電位側端子が他端子となる単位電池の端子間電圧を検出するときには反転回路を反転動作とする。

請求項７に記載した手段において、検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池である。第１スイッチは、各単位電池の高電位側端子と第１共通ノードとの間にそれぞれ設けられ、第２スイッチは、各単位電池の低電位側端子と第２共通ノードとの間にそれぞれ設けられている。本手段によれば、組電池を構成する各単位電池の電圧を低耐圧の全差動オペアンプを用いて検出できる。また、単位電池ごとに第１スイッチと第２スイッチが必要になるが、上述した反転回路は不要となる。

請求項８に記載した手段において、第２Ａコンデンサおよび第２Ｂコンデンサは、それぞれ上記直列接続された複数のコンデンサに替えて１つのコンデンサから構成されている。第２Ａ、第２Ｂコンデンサに印加される電圧は、オペアンプを動作させる電源電圧或いは基準電圧であるため、絶縁膜の短絡等の故障が生じにくいと考えられる。従って、第２Ａ、第２Ｂコンデンサをそれぞれ１つのコンデンサから構成しても信頼性を維持でき、レイアウト面積を低減できる。

請求項９に記載した電圧検出装置は、オペアンプの出力電圧に指令された補正ゲインを乗じて出力する補正回路を備えている。制御手段は、自己診断モードにより何れかのコンデンサに短絡故障が生じたと診断した場合、故障が生じたコンデンサと故障後の容量値を特定し、その結果に基づいてオペアンプの出力電圧を短絡故障がない状態における出力電圧に補正する補正ゲインを決定し、それを電圧検出モードにおいて補正回路に指令する。これにより、各コンデンサに部分的な短絡故障が生じても、電圧検出モードにおける出力電圧を故障前の正常な値に補正することができる。

請求項１０に記載した手段によれば、補正回路は、オペアンプの出力電圧を入力とするＡ／Ｄ変換器と、指令された補正ゲインに応じてＡ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値を補正するデジタル演算回路とから構成されている。

請求項１１に記載した結合回路は、第１電源系統で動作する第１回路の信号出力ノードと第２電源系統で動作する第２回路の信号入力ノードとの間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１コンデンサと、オペアンプと、信号入力ノードとオペアンプの反転入力端子との間に接続された診断スイッチと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第３スイッチと、オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された１のコンデンサまたは直列接続された複数のコンデンサからなる第２コンデンサと、オペアンプの非反転入力端子に相異なる第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択して付与する基準電圧選択回路と、制御手段を備えている。コンデンサとスイッチと基準電圧の名称は、理解し易いように、請求項１に記載した電圧検出装置と対応させて付している。

制御手段は、信号出力ノードから信号入力ノードに信号を伝送する信号伝送モードと、コンデンサの短絡故障を検出する自己診断モードを実行できる。信号伝送モードにあっては診断スイッチを開く。自己診断モードにあっては、第１回路から信号出力ノードに定電圧を出力し、基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択し、診断スイッチと第３スイッチを閉じて第１コンデンサに電荷を設定する。その後、第３スイッチを開き、基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか他方を選択することにより電荷が再分配される。第１、第２コンデンサの容量値をＣ１、Ｃ２とし、第１基準電圧をＶREFとし、第２基準電圧をＶSLFとすれば、最初に第１基準電圧を選択する場合の電荷再分配によるオペアンプの出力電圧は（Ｃ１／Ｃ２×（ＶSLF−ＶREF）＋ＶSLF）となる。この出力電圧は、信号出力ノードに出力する定電圧に依存しないので、第１、第２基準電圧が正しい限り、第１コンデンサと第２コンデンサとの容量比の変化すなわちコンデンサの短絡故障を診断できる。

本手段によれば、第１コンデンサは複数のコンデンサが直列に接続されて構成されているので、その一部が短絡故障しても信号の伝送を維持でき、低電圧回路に高電圧回路から高電圧が印加されることがない。また、コンデンサの短絡故障を自己診断可能である。従って、結合回路自体の信頼性および信号伝送に対する信頼性を高められる。

請求項１２に記載した結合回路は、請求項１１に記載した結合回路の構成を全差動構成としたものである。すなわち、第１電源系統で動作する第１回路の差動信号出力ノードと第２電源系統で動作する第２回路の差動信号入力ノードとの間にそれぞれ直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ａコンデンサおよび第１Ｂコンデンサと、差動出力構成を持つオペアンプと、差動信号入力ノードの一方とオペアンプの反転入力端子との間に接続された第１診断スイッチと、差動信号入力ノードの他方とオペアンプの非反転入力端子との間に接続された第２診断スイッチと、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第３Ａスイッチと、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第３Ｂスイッチと、オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された１または複数直列のコンデンサからなる第２Ａコンデンサおよび第４Ａスイッチと、オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された１または複数直列のコンデンサからなる第２Ｂコンデンサおよび第４Ｂスイッチと、第２Ａコンデンサと第４Ａスイッチとの共通接続点に第２Ａ基準電圧を付与可能な第１基準電圧選択回路と、第２Ｂコンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点に第２Ｂ基準電圧を付与可能な第２基準電圧選択回路と、制御手段を備えている。コンデンサとスイッチと基準電圧の名称は、理解し易いように、請求項５に記載した電圧検出装置と対応させて付している。

制御手段は、信号出力ノードから信号入力ノードに信号を伝送する信号伝送モードと、コンデンサの短絡故障を検出する自己診断モードを実行できる。信号伝送モードにあっては第１、第２診断スイッチを開く。自己診断モードにあっては、第１回路から差動信号出力ノードに定電圧を出力し、第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じ、第４Ａ、第４Ｂスイッチを開き、第１、第２基準電圧選択回路により第２Ａ、第２Ｂ基準電圧を付与して第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定する。その後、第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、第４Ａ、第４Ｂスイッチを閉じることにより電荷が再分配される。

第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサの容量値をＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂとし、第２Ａ、第２Ｂ基準電圧をＶ２Ａ、Ｖ２Ｂとすれば、一対の差動信号出力ノードに同じ定電圧を出力したときの電荷再分配によるオペアンプの差動出力電圧ＶOP−ＶOMは、Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ、Ｖ２Ａ、Ｖ２Ｂ、コモンモード電圧ＶCOMの関数として定まる。この差動出力電圧は、信号出力ノードに出力する定電圧に依存せず、上記各コンデンサの一部が短絡故障した場合の差動出力電圧値を互いに異なるようにすることができるので、第２Ａ、第２Ｂ基準電圧が正しい限り、コンデンサの短絡故障を診断できる。なお、一対の差動信号出力ノードに異なる定電圧を出力したときには、差動出力電圧は、信号出力ノードに出力する定電圧に依存する。

本手段によれば、第１Ａ、第２Ａコンデンサは複数のコンデンサが直列に接続されて構成されているので、請求項１１と同様に結合回路自体の信頼性および信号伝送に対する信頼性を高められる。また、全差動構成にすることで、自己診断モードにおけるコンデンサの電荷設定時および電荷再分配時の何れの場合にコモンモードノイズが重畳しても、オペアンプの出力電圧から当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の検出電圧を得ることができる。

本発明の第１の実施形態を示す電圧検出装置の構成図 電圧検出モードにおけるスイッチのオンオフ状態および出力電圧の波形を示す図 自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態および出力電圧の波形を示す図 自己診断モードにおける第１、第２コンデンサの短絡故障と出力電圧との関係を示す図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図３相当図 図４相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図３相当図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 正常時および第１コンデンサの短絡故障時の検出電圧特性を示す図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図 本発明の第６の実施形態を示す図１相当図 図３相当図 本発明の第７の実施形態を示す図１相当図 図３相当図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、組電池の電圧検出装置の構成を示している。組電池１は、ハイブリッド自動車や電気自動車に搭載され、インバータを介して電動機に電力を供給するものである。実際の組電池１は、多数のリチウムイオン２次電池、ニッケル水素２次電池等を同極性で直列に接続した構成を有しているが、ここでは説明の都合上低電位側の電池セルＢ１から高電位側の電池セルＢ４までを示している。

リチウムイオン２次電池は、電池セルごとの容量の個体差や自己放電特性の差等によって、各電池セルの充電状態（ＳＯＣ：State Of Charge）ひいてはセル電圧がばらつく。このような組電池１においては、各２次電池の容量計算や保護管理（例えば電池電圧の均等化）のため、各２次電池の電圧を個別に検出する必要がある。

組電池１の電圧検出装置２の端子ＴＢ０〜ＴＢ４には、それぞれ電池セルＢ１〜Ｂ４（検出対象電圧源、単位電池）の各端子が接続されている。端子ＴＢ０〜ＴＢ４の電圧は、それぞれＶ０〜Ｖ４である。電圧検出装置２は、組電池１を構成する各電池セルＢｎ（ｎ＝１、２、３、４）の電圧ＶＢｎを検出し、その検出電圧をＶOUTとして出力端子ＴＰからＡ／Ｄ変換器３に対し出力する電圧検出モードと、後述するコンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障を診断する自己診断モードとで動作する。

電圧検出装置２は、Ａ／Ｄ変換器３などの回路とともにＩＣとして構成されている。電圧検出装置２は、グランド電位ＶSSを基準とする電源電圧ＶDDの供給を受けて動作するオペアンプ４を備えている。基準電圧選択回路５は、第１基準電圧ＶREFを生成する基準電圧生成回路５ａ、第２基準電圧ＶSLFを生成する基準電圧生成回路５ｂ、および基準電圧ＶREFとＶSLFの何れか一方を選択してオペアンプ４の非反転入力端子に与えるスイッチＳＷ５ｃ、ＳＷ５ｄを備えている。第１基準電圧ＶREFと第２基準電圧ＶSLFは、相異なる電圧値である。

端子ＴＢｎ（ｎ＝０、１、２、３、４）とコモンラインＣＬ（共通ノード）との間には、それぞれスイッチＳＷＢｎが接続されている。各電池セルＢｎにとって高電位側の端子ＴＢｎに接続されるスイッチＳＷＢｎは第１スイッチに相当し、低電位側の端子ＴＢn-1に接続されるスイッチＳＷＢn-1は第２スイッチに相当する。すなわち、電池セルＢｎが直列接続された組電池１では、電池セルＢｎごとに必要な第１、第２スイッチは、隣接する電池セルＢn+1、Ｂn-1の第２、第１スイッチとの共通化が図られている。

コモンラインＣＬとオペアンプ４の反転入力端子との間には、第１コンデンサＣ１が接続されている。また、オペアンプ４の反転入力端子と出力端子との間には、第２コンデンサＣ２と第３スイッチＳＷ３とが並列に接続されている。これらの第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２は、端子間が全て短絡する全短絡故障を防ぐため、複数のコンデンサを直列に接続して構成されている。上述した各スイッチはＭＯＳトランジスタから構成されており、これらのスイッチの切り換えは、制御手段としての制御回路６によって行われる。

次に、図２ないし図４を参照しながら本実施形態の作用および効果を説明する。図２、図３は、それぞれ電圧検出モード、自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態（Ｈレベルがオン状態、Ｌレベルがオフ状態を示す）および出力電圧ＶOUTの波形を示している。

［電圧検出モード（図２）］
制御回路６は、各スイッチを切り替えながらセル電圧ＶＢ１〜ＶＢ４を降順に繰り返し検出しＡ／Ｄ変換器３に出力する。本モードでは、制御回路６は、基準電圧選択回路５のスイッチＳＷ５ｃをオン、スイッチＳＷ５ｄをオフに固定し、第１基準電圧ＶREFを選択して出力させる。

電池セルＢ４の電圧ＶＢ４を検出する場合、制御回路６は、第３スイッチＳＷ３をオンするとともに、電池セルＢ４にとっての第１スイッチＳＷＢ４をオンして第１コンデンサＣ１に電荷を設定する（期間１）。その後、スイッチＳＷＢ４と第３スイッチＳＷ３をオフし（ノンオーバーラップ期間２）、電池セルＢ４にとっての第２スイッチＳＷＢ３をオンして電荷の再分配を行う（期間３）。

期間２と期間３との間の電荷保存の一般式は、第１コンデンサの容量をＣ１、第２コンデンサの容量をＣ２とすれば（１）式となる。例えば電池セルＢ４の検出時には、Ｖn＝Ｖ４、Ｖn-1＝Ｖ３、Ｖn−Ｖn-1＝ＶＢ４となる。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF）＝Ｃ１（Ｖn-1−ＶREF）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶREF） …（１）
これを解くと（２）式が得られる。
ＶOUT＝Ｃ１／Ｃ２（Ｖn−Ｖn-1）＋ＶREF …（２）

Ａ／Ｄ変換器３は、期間３への切り替え後、（２）式で表される整定したオペアンプ４の出力電圧ＶOUTをＡ／Ｄ変換する。制御回路６は、このＡ／Ｄ変換値に基づいてセル電圧ＶＢ４を検出できる。制御回路６は、続く期間４、５、６においても同様にして電池セルＢ３の電圧ＶＢ３を検出する。

［自己診断モード（図３）］
本モードでは、制御回路６は、はじめに基準電圧選択回路５のスイッチＳＷ５ｃをオン、スイッチＳＷ５ｄをオフにして第１基準電圧ＶREFを選択して出力させる。制御回路６は、第３スイッチＳＷ３をオンするとともに、スイッチＳＷＢ０〜ＳＷＢ４の何れか１つ例えばスイッチＳＷＢ４をオンして第１コンデンサＣ１に電荷を設定する（期間１１）。その後、スイッチＳＷ５ｃと第３スイッチＳＷ３をオフし（ノンオーバーラップ期間１２）、スイッチＳＷ５ｄをオンにして第２基準電圧ＶSLFを選択し電荷の再分配を行う（期間１３）。

期間１２と期間１３との間の電荷保存の一般式は（３）式となる。スイッチＳＷＢ４をオンしたときにはＶn＝Ｖ４となるが、Ｃ１Ｖnの項は両辺で相殺される。
Ｃ１（Ｖn−ＶREF）＝Ｃ１（Ｖn−ＶSLF）＋Ｃ２（ＶOUT−ＶSLF） …（３）
これを解くと（４）式が得られる。
ＶOUT＝Ｃ１／Ｃ２（ＶSLF−ＶREF）＋ＶSLF …（４）

Ａ／Ｄ変換器３は、期間１３への切り替え後、（４）式で表される整定したオペアンプ４の出力電圧ＶOUTをＡ／Ｄ変換する。制御回路６は、このＡ／Ｄ変換値に基づいて故障診断を行う。図４は、コンデンサＣ１、Ｃ２ともに３ｐＦのコンデンサを３直列にして１ｐＦに構成し、第１基準電圧ＶREFを０．５Ｖ、第２基準電圧ＶSLFを１Ｖとした場合の自己診断モードにおける故障後の容量値と出力電圧ＶOUTを示している。

図４に示すケースは、上から順にコンデンサＣ１、Ｃ２に故障がない場合、コンデンサＣ１を構成する直列コンデンサの１つが短絡故障した場合、コンデンサＣ１を構成する直列コンデンサの２つが短絡故障した場合、コンデンサＣ２を構成する直列コンデンサの１つが短絡故障した場合、コンデンサＣ２を構成する直列コンデンサの２つが短絡故障した場合である。

故障後の容量比Ｃ１／Ｃ２は全てのケースで相違する。このため、（４）式から導かれるように、第１基準電圧ＶREFと第２基準電圧ＶSLFを異なる電圧値に設定する限り、各ケースの出力電圧ＶOUTは必ず相違する。従って、制御回路６は、表４に示す各電圧値に対応したＡ／Ｄ変換値（指標値）を予め記憶し、自己診断モードで得られたＡ／Ｄ変換値を指標値と比較することにより、どのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。また、制御回路６は、図４に示す各故障時の電圧値と故障のないときの電圧値との比率（指標比率）を予め記憶し、前回の自己診断時のＡ／Ｄ変換値と今回の自己診断時のＡ／Ｄ変換値との比率を指標比率と比較することにより、どのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。

さらに、制御回路６は、電圧検出モードと自己診断モードの実行順序を制御する。例えば、電圧検出モードで電池セルＢ４、Ｂ３、Ｂ２、Ｂ１の電圧ＶＢｎを検出した後に自己診断モードに切り替え、自己診断後は再び電圧検出モードに切り替える方法がある。この切り替え制御では、自己診断間隔が長いのでセル電圧ＶＢｎの平均検出間隔は短くなる。ただし、自己診断モードで故障が検出されたときには、その前に検出した電圧ＶＢ４〜ＶＢ１を破棄する必要がある。これに対し、１つのセル電圧ＶＢｎの検出ごとに自己診断を行う方法もある。この切り替え制御では、セル電圧ＶＢｎの平均検出間隔は長くなるが、自己診断モードで故障が検出されたときには直前に検出した電圧ＶＢｎだけを破棄すればよい。

以上説明したように、本実施形態によれば複数のコンデンサを直列接続して第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を構成したので、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間が全て短絡する全短絡故障が生じにくくなり、電圧検出装置２の信頼性を高めることができる。電圧検出装置２は、組電池１を構成する各電池セルＢｎの電圧を検出する電圧検出モードの他、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障を検出する自己診断モードを備えている。この自己診断モードでは、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２に生じた具体的な故障態様まで診断できるので、検出電圧に対する高い信頼性が得られる。

（第２の実施形態）
次に、図５ないし図８を参照しながら第２の実施形態について説明する。
本実施形態の電圧検出装置１１は、差動出力形式のオペアンプ１２を用いて第１の実施形態の電圧検出装置２を全差動形式としたものである。オペアンプ１２は、その非反転出力端子、反転出力端子からそれぞれ差動電圧ＶOP、ＶOMを出力する。出力端子ＴＰ、ＴＭから出力される差動電圧ＶOP、ＶOMは、差動入力形式のＡ／Ｄ変換器１３によりデジタルデータに変換される。

本実施形態における組電池１の電池セルＢｎ（ｎ＝１、２、３、４）は、その一端子同士または他端子同士が接続されて直列接続されている。例えば電池セルＢ２、Ｂ４の高電位側端子は一端子、低電位側端子は他端子とされ、電池セルＢ１、Ｂ３の高電位側端子は他端子、低電位側端子は一端子とされている。この端子の区別は、スイッチＳＷＢｎ（ｎ＝０、１、２、３、４）のコモンラインＣＬ１、ＣＬ２（第１、第２共通ノード）との接続およびオペアンプ１２の電圧出力極性に関係して必要となる。

端子ＴＢ０、ＴＢ２、ＴＢ４とコモンラインＣＬ１との間には、それぞれスイッチＳＷＢ０、ＳＷＢ２、ＳＷＢ４が接続されている。一方、端子ＴＢ１、ＴＢ３とコモンラインＣＬ２との間には、それぞれスイッチＳＷＢ１、ＳＷＢ３が接続されている。各電池セルＢｎにとって一端子側に接続されるスイッチＳＷＢｘ（ｘは０、２、４の何れか）は第１スイッチに相当し、他端子側に接続されるスイッチＳＷＢｘ（ｘは１、３の何れか）は第２スイッチに相当する。つまり、第１スイッチは各電池セルＢｎの一端子とコモンラインＣＬ１との間に接続されており、第２スイッチは電池セルＢｎの他端子とコモンラインＣＬ２との間に接続されている。

このようにしてスイッチＳＷＢｎを設けると、電池セルＢｎの第１スイッチと、隣接する電池セルＢn+1またはＢn-1の第１スイッチとを共通化でき、電池セルＢｎの第２スイッチと、隣接する電池セルＢn+1またはＢn-1の第２スイッチとを共通化できる。このため、第１、第２スイッチの数をほぼ半減することができる。

コモンラインＣＬ１とオペアンプ１２の反転入力端子との間には、第１ＡコンデンサＣ１Ａが接続されている。コモンラインＣＬ２とオペアンプ１２の非反転入力端子との間には、第１ＢコンデンサＣ１Ｂが接続されている。オペアンプ１２の反転入力端子と非反転出力端子との間には、第２ＡコンデンサＣ２Ａと第４ＡスイッチＳＷ４Ａとが直列に接続されており、この直列回路に対し第３ＡスイッチＳＷ３Ａが並列に接続されている。オペアンプ１２の非反転入力端子と反転出力端子との間には、第２ＢコンデンサＣ２Ｂと第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとが直列に接続されており、この直列回路に対し第３ＢスイッチＳＷ３Ｂが並列に接続されている。コモンラインＣＬ１とＣＬ２との間には第５スイッチＳＷ５が接続されている。

第１基準電圧選択回路５Ａは、第２ＡコンデンサＣ２Ａと第４ＡスイッチＳＷ４Ａとの接続点に対し、スイッチＳＷ５１、ＳＷ５３を介して第１Ａ基準電圧ＶＡ、第２Ａ基準電圧ＶＣを出力可能に構成されている。第２基準電圧選択回路５Ｂは、第２ＢコンデンサＣ２Ｂと第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとの接続点に対し、スイッチＳＷ５２、ＳＷ５４を介して第１Ｂ基準電圧ＶＢ、第２Ｂ基準電圧ＶＤを出力可能に構成されている。

オペアンプ１２と出力端子ＴＰ、ＴＭとの間には、オペアンプ１２の非反転出力端子および反転出力端子から出力される差動出力電圧の極性を反転させる反転回路１４が設けられている。すなわち、オペアンプ１２の非反転出力端子は、スイッチＳＷ１４１、ＳＷ１４３を介して出力端子ＴＰ、ＴＭと接続され、オペアンプ１２の反転出力端子は、スイッチＳＷ１４２、ＳＷ１４４を介して出力端子ＴＭ、ＴＰと接続されている。

高電位側端子が上記一端子となる電池セルＢ２、Ｂ４の端子間電圧を検出するときにはスイッチＳＷ１４１、ＳＷ１４２をオンして非反転動作とされ、高電位側端子が上記他端子となる電池セルＢ１、Ｂ３の端子間電圧を検出するときにはスイッチＳＷ１４３、ＳＷ１４４をオンして反転動作とされる。上述した各スイッチはＭＯＳトランジスタから構成されており、これらのスイッチの切り換えは制御回路６によって行われる。

次に、図６ないし図８を参照しながら本実施形態の作用および効果を説明する。図６、図７は、それぞれ電圧検出モード、自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態および出力電圧ＶOUT（＝ＶOP−ＶOM）の波形を示している。図中に記載のないスイッチはオフである。

［電圧検出モード（図６）］
制御回路６は、各スイッチを切り替えながらセル電圧ＶＢ１〜ＶＢ４を降順に繰り返し検出しＡ／Ｄ変換器１３に出力する。本モードでは第２Ａ基準電圧ＶＣと第２Ｂ基準電圧ＶＤを使用しないので、スイッチＳＷ５３とＳＷ５４はオフ状態に保持される。

電池セルＢ４の電圧ＶＢ４を検出する場合、制御回路６は、ＳＷ１４１〜ＳＷ１４４を切り替えて反転回路１４を非反転動作とし、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂ、ＳＷ５をオフ、スイッチＳＷ５１、ＳＷ５２、ＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂ、ＳＷＢ３、ＳＷＢ４をオンして第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２ＢコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂに電荷を設定する（期間２１）。その後、スイッチＳＷ５１、ＳＷ５２をオフして第１Ａ、第１Ｂ基準電圧ＶＡ、ＶＢの付与を停止するとともにスイッチＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂ、ＳＷＢ３、ＳＷＢ４をオフし（ノンオーバーラップ期間２２）、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂ、ＳＷ５をオンする（期間２３）。

期間２２と期間２３との間の電荷保存の一般式は、第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサの容量をＣ1A、Ｃ1B、Ｃ2A、Ｃ2B、オペアンプ１２のコモンモード電圧をＶCOM、スイッチＳＷ５をオンしたときのコモンラインＣＬ１、ＣＬ２の電圧をＶY、オペアンプ１２の入力端子の電圧をＶXとすれば（５）式、（６）式、（７）式となる。例えば電池セルＢ４の検出時にはＶn＝Ｖ４、Ｖn-1＝Ｖ３、Ｖn−Ｖn-1＝ＶＢ４となる。

Ｃ1A（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ2A（ＶＡ−ＶCOM）＝Ｃ1A（ＶY−ＶX）＋Ｃ2A（ＶOP−ＶX） …（５）
Ｃ1B（Ｖn-1−ＶCOM）＋Ｃ2B（ＶＢ−ＶCOM）＝Ｃ1B（ＶY−ＶX）＋Ｃ2B（ＶOM−ＶX） …（６）
Ｃ1A（ＶCOM−Ｖn）＋Ｃ1B（ＶCOM−Ｖn-1）＝（Ｃ1A＋Ｃ1B）（ＶX−ＶY） …（７）

これを解くと（８）式が得られる。

Ａ／Ｄ変換器１３は、期間２３への切り替え後、（８）式で表される整定したオペアンプ１２の出力電圧ＶOUTをＡ／Ｄ変換する。制御回路６は、このＡ／Ｄ変換値に基づいてセル電圧ＶＢ４を検出できる。制御回路６は、続いてスイッチＳＷ１４１、ＳＷ１４２、ＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂ、ＳＷ５をオフ、スイッチＳＷ１４３、ＳＷ１４４、ＳＷ５１、ＳＷ５２、ＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂをオンし（ノンオーバーラップ期間２４）、その後の期間２５、２６、２７においても同様にして電池セルＢ３の電圧ＶＢ３を検出する。

［自己診断モード（図７）］
本モードでは第１Ａ基準電圧ＶＡと第１Ｂ基準電圧ＶＢを使用しないので、制御回路６はスイッチＳＷ５１とＳＷ５２をオフ状態に保持する。また、スイッチＳＷ５をオンしてコモンラインＣＬ１とＣＬ２を接続するとともに、このコモンラインの電位を固定するためスイッチＳＷＢ０〜ＳＷＢ４のうち１つ（ここではＳＷＢ４）をオンする。さらに、ＳＷ１４１〜ＳＷ１４４を切り替えて反転回路１４を非反転動作とする。

制御回路６は、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂをオフ、スイッチＳＷ５３、ＳＷ５４、ＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂをオンして第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２ＢコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂに電荷を設定する（期間３１）。その後、スイッチＳＷ５３、ＳＷ５４をオフして第２Ａ、第２Ｂ基準電圧ＶＣ、ＶＤの付与を停止するとともにＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂをオフし（ノンオーバーラップ期間３２）、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂをオンする（期間３３）。

期間３２と期間３３との間の電荷保存の一般式は、コモンラインＣＬ１、ＣＬ２の電圧をＶY、オペアンプ１２の入力端子の電圧をＶXとすれば（９）式、（１０）式となる。また、差動出力に対し（１１）式が成り立つ。

Ｃ1A（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ2A（ＶＣ−ＶCOM）＝Ｃ1A（Ｖn−ＶX）＋Ｃ2A（ＶOP−ＶX） …（９）
Ｃ1B（Ｖn−ＶCOM）＋Ｃ2B（ＶＤ−ＶCOM）＝Ｃ1B（Ｖn−ＶX）＋Ｃ2B（ＶOM−ＶX） …（１０）
ＶOP＋ＶOM＝２ＶCOM …（１１）

これを解くと（１２）式が得られる。

Ａ／Ｄ変換器１３は、期間３３への切り替え後、（１２）式で表される整定したオペアンプ４の出力電圧ＶOUTをＡ／Ｄ変換する。制御回路６は、このＡ／Ｄ変換値に基づいて故障診断を行う。図８は、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂともに３ｐＦのコンデンサを３直列にして１ｐＦに構成し、（ａ）ＶＣ＝０Ｖ、ＶＤ＝ＶCOM＝２．５Ｖ、（ｂ）ＶＣ＝０Ｖ、ＶＤ＝１．２５Ｖ、ＶCOM＝２．５Ｖとした場合の自己診断モードにおける（１２）式に基づく出力電圧ＶOUT（＝ＶOP−ＶOM）を示している。

ここでは、故障がない正常なケースと、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂの何れかに短絡故障が生じた６つのケースとを示している。例えば図中に記載された「Ｃ１Ａ １個」とは、コンデンサＣ１Ａを構成する３つの直列コンデンサのうち１つが短絡故障したことを示す。また、表の「１ｐＦ」、「１．５ｐＦ」、「３ｐＦ」は、各ケースにおけるコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂの容量値を示している。

この図８によれば、（ａ）（ｂ）何れの場合も故障態様に応じて出力電圧ＶOUTの値が相違することが分かる。従って、制御回路６は、第１の実施形態と同様にして、Ａ／Ｄ変換値（指標値）または比率（指標比率）との比較に基づいてどのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。

以上説明したように、本実施形態の電圧検出装置１１は全差動構成を有するので、電圧検出モードおよび自己診断モードにおいて、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂの電荷設定時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合のみならず、電荷再分配の時に組電池１にコモンモードノイズが重畳した場合でも、オペアンプ１２の差動出力電圧ＶOUTから当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の電圧検出および故障診断を行うことができる。

電池セルＢｎの第１スイッチと隣接する電池セルの第１スイッチとを共通化し、電池セルＢｎの第２スイッチと隣接する電池セルの第２スイッチとを共通化したので、第１、第２スイッチの数をほぼ半減することができる。削減できるスイッチの数は、組電池１を構成するセル数が多いほど大きくなる。ただし、オペアンプ１２から出力される差動出力電圧ＶOP−ＶOMの極性を反転させる反転回路１４が必要となる。その他、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第３の実施形態）
次に、図９ないし図１１を参照しながら第３の実施形態について説明する。
本実施形態の電圧検出装置２１は、図５に示す電圧検出装置１１に対し第１スイッチと第２スイッチの接続構成を変更し、反転回路１４を不要としたものである。以下異なる部分について説明する。

本実施形態では、組電池１の電池セルＢｎ（ｎ＝１、２、３、４）の高電位側が一端子、低電位側端子が他端子とされている。端子ＴＢｘ（ｘ＝１、２、３、４）とコモンラインＣＬ１との間にはそれぞれ第１スイッチＳＷＢｘ１が接続され、端子ＴＢｘ（ｘ＝０、１、２、３）とコモンラインＣＬ２との間にはそれぞれ第２スイッチＳＷＢｙ２（ｙ＝１、２、３、４）が接続されている。

つまり、第２の実施形態と同様に、第１スイッチは電池セルＢｎの一端子とコモンラインＣＬ１との間に接続され、第２スイッチは電池セルＢｎの他端子とコモンラインＣＬ２との間に接続される。ただし、隣接する電池セルＢｎ同士での第１、第２スイッチの共通化はされないので、第１および第２スイッチの数はそれぞれセル数に等しい数だけ必要になる。電池セルＢｎにかかわらずオペアンプ１２の出力電圧ＶOUTの極性は等しいため、反転回路１４は不要となる。

図１０、図１１は、それぞれ電圧検出モード、自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態および出力電圧ＶOUT（＝ＶOP−ＶOM）の波形を示している。図中に記載のないスイッチはオフである。

［電圧検出モード（図１０）］
制御回路６は、電池セルＢ４の電圧ＶＢ４を検出するときに第１スイッチＳＷＢ４１、第２スイッチＳＷＢ４２をオンして電荷設定を行い（期間４１）、電池セルＢ３の電圧ＶＢ３を検出するときに第１スイッチＳＷＢ３１、第２スイッチＳＷＢ３２をオンして電荷設定を行う（期間４５）。それ以外の動作（反転回路１４を除く）は、図６に示す動作と同様となる。

［自己診断モード（図１１）］
コモンラインＣＬ１、ＣＬ２の電位を固定するため、スイッチＳＷＢ１１〜ＳＷＢ４２のうち１つ（ここではＳＷＢ４１）をオンする。それ以外の動作（反転回路１４を除く）は、図７に示す動作と同様となる。

本実施形態によっても第２の実施形態と同様の作用および効果が得られる。本実施形態では電池セルＢｎごとに第１スイッチ、第２スイッチが必要となるが、反転回路１４は不要となる。

（第４の実施形態）
次に、図１２および図１３を参照しながら第４の実施形態について説明する。
本実施形態の電圧検出装置３１は、図１に示す電圧検出装置２に対し、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障時における検出電圧の補正回路３２を備えている。補正回路３２は、オペアンプ４の出力電圧ＶOUTを入力とするＡ／Ｄ変換器３と、制御回路６から指令された補正ゲインに応じてＡ／Ｄ変換値を補正するデジタル演算回路３３とから構成されている。

制御回路６は、自己診断モードによりコンデンサＣ１またはＣ２に短絡故障が生じたと診断した場合、上述したように故障が生じたコンデンサと故障後の容量値を求める。電圧検出モードにおける入出力特性は（２）式で示すとおりである。図１３は、コンデンサＣ１、Ｃ２ともに３ｐＦのコンデンサを３直列にして１ｐＦに構成し、第１基準電圧ＶREFを０Ｖとした場合の検出電圧特性を示している。図中の直線Ｐは正常時であり、直線Ｑは第１コンデンサＣ１を構成する直列コンデンサの１つが短絡故障した場合である。

このケースでは、故障によりセル電圧ＶＢｎに対する出力電圧ＶOUTの傾きすなわちゲインが正常時の３／２倍に増加する。そこで、制御回路６は、自己診断の結果に基づいて、オペアンプ４の出力電圧ＶOUTを短絡故障がない正常状態における出力電圧に補正する補正ゲインを決定し、それを電圧検出モードにおいて補正回路３２のデジタル演算回路３３に指令する。上述の例では２／３倍の補正ゲインを指令する。本実施形態によれば、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２に部分的な短絡故障が生じても、電圧検出モードにおける出力電圧を故障前の正常な値に補正することができる。

（第５の実施形態）
次に、図１４を参照しながら第５の実施形態について説明する。
本実施形態の電圧検出装置４１は、図１に示す電圧検出装置２に対し、第２コンデンサＣ２を構成する直列コンデンサＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３のそれぞれに対し並列に短絡スイッチＳＷ６１、ＳＷ６２、ＳＷ６３を備えている。これらのスイッチＳＷ６１、ＳＷ６２、ＳＷ６３は、制御回路６から指令された補償信号に応じて開閉動作する。

制御回路６は、自己診断モードにより第１コンデンサＣ１の一部に短絡故障が生じたと診断した場合、故障前後における第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２との容量比を求め、その故障前後における容量比が不変となるように補償信号を決定する。例えば、コンデンサＣ１を構成する３つの同一容量値を持つ直列コンデンサＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３のうち１つに短絡故障が生じたと診断した場合、第１コンデンサＣ１の容量値は正常時の３／２倍になる。そこで、制御回路６は、スイッチＳＷ６１、ＳＷ６２、ＳＷ６３の何れか１つに対しオン指令を与え、第２コンデンサＣ２の容量値も正常時の３／２倍に変更する。

（２）式に示すように、セル電圧ＶＢｎを検出するときのオペアンプ４の出力電圧ＶOUTはＣ１／Ｃ２に比例する。従って、第１コンデンサＣ１の短絡故障の程度に応じて第２コンデンサＣ２を構成するコンデンサＣ２１、Ｃ２２、Ｃ２３の一部を短絡すれば、容量比Ｃ１／Ｃ２を一定に保持することができ、故障後においても故障前と同様に正常に電圧を検出することができる。

（第６の実施形態）
第６の実施形態について図１５および図１６を参照しながら説明する。
図１５は、レベルシフト回路の構成を示している。レベルシフト回路５１は、ＩＣチップ内において、低電圧電源系統（第１電源系統）で動作する第１回路５２の信号出力ノードＮ１から、高電圧電源系統（第２電源系統）で動作する第２回路５３の信号入力ノードＮ２にデジタルデータを伝送する結合回路である。信号出力ノードＮ１と信号入力ノードＮ２との間には、第１コンデンサＣ１が接続されている。この第１コンデンサＣ１は、端子間が全て短絡する全短絡故障を防ぐため、複数のコンデンサを直列に接続して構成されている。

第１回路５２のドライバ５４は、グランド電位ＶSS1を基準とする電源電圧ＶDD1により動作する。ドライバ５４は、データＤINを入力し、信号出力ノードＮ１にＶSS1（Ｌレベル）またはＶDD1（Ｈレベル）のレベルを持つ電圧を出力する。第２回路５３のアンプ５５は、グランド電位ＶSS2を基準とする電源電圧ＶDD2により動作する。図示しないが、アンプ５５は、信号入力ノードＮ２の電圧を増幅する増幅器、増幅電圧をアップエッジ検出用のしきい値およびダウンエッジ検出用のしきい値とそれぞれ比較する一対のコンパレータ、および各コンパレータの出力信号によりセットまたはリセットされるＲＳフリップフロップを備えている。このアンプ５５は、ＶSS2（Ｌレベル）またはＶDD2（Ｈレベル）の電圧レベルを持つデータＤOUTを出力する。

レベルシフト回路５１は、信号出力ノードＮ１から信号入力ノードＮ２に信号を伝送する信号伝送モードと、コンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障を診断する自己診断モードとで動作する。自己診断モードに用いる回路は、グランド電位ＶSS2を基準として電源電圧ＶDDの供給を受けて動作するオペアンプ４、Ａ／Ｄ変換器３および制御回路５６を備えている。なお、この回路のグランド電位はＶSS2に限られない。

基準電圧選択回路５は、第１基準電圧ＶREFを生成する基準電圧生成回路５ａ、第２基準電圧ＶSLFを生成する基準電圧生成回路５ｂ、および基準電圧ＶREFとＶSLFの何れか一方を選択してオペアンプ４の非反転入力端子に与えるスイッチＳＷ５ｃ、ＳＷ５ｄを備えている。第１基準電圧ＶREFと第２基準電圧ＶSLFは、相異なる電圧値である。

信号入力ノードＮ２とオペアンプ４の反転入力端子との間には、診断スイッチＳＷ７が接続されている。オペアンプ４の反転入力端子と出力端子との間には、第２コンデンサＣ２と第３スイッチＳＷ３とが並列に接続されている。第２コンデンサＣ２も、複数のコンデンサを直列に接続して構成されている。上述した各スイッチはＭＯＳトランジスタから構成されており、これらのスイッチの切り換えは、制御手段としての制御回路５６によって行われる。

次に、図１６を参照しながら本実施形態の作用および効果を説明する。制御回路５６は、信号伝送モードのときに診断スイッチＳＷ７をオフする。このモードでは、デジタルデータがレベルシフトされて第１回路５２から第２回路５３に伝送される。一方、制御回路５６は、デジタルデータが伝送されていない期間、電源投入直後であってデジタルデータの伝送が開始される前などに自己診断モードに移行する。

図１６は、自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態（Ｈレベルがオン状態、Ｌレベルがオフ状態を示す）および出力電圧ＶOUTの波形を示している。制御回路５６は、第１回路５２から信号出力ノードＮ１に定電圧（例えばＶSS1またはＶDD1）を出力させるとともに、基準電圧選択回路５のスイッチＳＷ５ｃをオン、スイッチＳＷ５ｄをオフにして第１基準電圧ＶREFを選択して出力させる。制御回路５６は、診断スイッチＳＷ７と第３スイッチＳＷ３をオンして第１コンデンサＣ１に電荷を設定する（期間６１）。その後、スイッチＳＷ５ｃと第３スイッチＳＷ３をオフし（ノンオーバーラップ期間６２）、スイッチＳＷ５ｄをオンにして第２基準電圧ＶSLFを選択し電荷の再分配を行う（期間６３）。

期間６２と期間６３との間の電荷保存の一般式は、上述した（３）式になり、出力電圧ＶOUTは（４）式になる。制御回路５６は、出力電圧ＶOUTのＡ／Ｄ変換値に基づいて故障診断を行う。第１の実施形態において図４を用いて説明したコンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障と出力電圧ＶOUTとの関係は、本実施形態でも同じ結果になる。すなわち、第１基準電圧ＶREFと第２基準電圧ＶSLFを異なる電圧値に設定する限り、各ケースの出力電圧ＶOUTは必ず相違する。

従って、第１の実施形態と同様に、自己診断モードで得られたＡ／Ｄ変換値を予め記憶した指標値と比較することにより、どのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。また、前回の自己診断時のＡ／Ｄ変換値と今回の自己診断時のＡ／Ｄ変換値との比率を予め記憶された指標比率と比較することにより、どのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば複数のコンデンサを直列接続して第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を構成したので、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間が全て短絡する全短絡故障が生じにくくなる。その結果、データ伝送機能を維持し易くなり、第１回路５２に高電圧電源系統の電圧が印加されにくくなる。従って、レベルシフト回路５１の信頼性を高めることができる。

レベルシフト回路５１は、デジタルデータをレベルシフトして伝送する信号伝送モードの他、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の短絡故障を検出する自己診断モードを備えている。この自己診断モードでは、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２に生じた具体的な故障態様まで診断できるので、レベルシフト回路５１自体の信頼性および信号伝送に対する信頼性を高められる。

（第７の実施形態）
次に、図１７および図１８を参照しながら第７の実施形態について説明する。
本実施形態のレベルシフト回路６１は、第６の実施形態のレベルシフト回路５１を全差動形式とした結合回路である。第１回路６２の信号出力ノードＮ１Ａ、Ｎ１Ｂと第２回路６３の信号入力ノードＮ２Ａ、Ｎ２Ｂとの間には、第１コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂが接続されている。これら第１コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂは、複数のコンデンサを直列に接続して構成されている。

第１回路６２のドライバ６４は、グランド電位ＶSS1を基準とする電源電圧ＶDD1により動作する。ドライバ６４は、差動データＤINA、ＤINBを入力し、信号出力ノードＮ１Ａ、Ｎ１ＢにＶSS1またはＶDD1のレベルを持つ電圧を出力する。第２回路６３のアンプ６５は、グランド電位ＶSS2を基準とする電源電圧ＶDD2により動作する。アンプ６５は、上述したアンプ５５と同様に、差動増幅器、コンパレータおよびＲＳフリップフロップを備えている。このアンプ６５は、ＶSS2またはＶDD2の電圧レベルを持つ差動データＤOUTA、ＤOUTBを出力する。

信号入力ノードＮ２Ａ、Ｎ２Ｂとオペアンプ１２の反転入力端子、非反転入力端子との間には、それぞれ診断スイッチＳＷ７Ａ、ＳＷ７Ｂが接続されている。オペアンプ１２の反転入力端子と非反転出力端子との間には、第２ＡコンデンサＣ２Ａと第４ＡスイッチＳＷ４Ａとが直列に接続されており、この直列回路に対し第３ＡスイッチＳＷ３Ａが並列に接続されている。オペアンプ１２の非反転入力端子と反転出力端子との間には、第２ＢコンデンサＣ２Ｂと第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとが直列に接続されており、この直列回路に対し第３ＢスイッチＳＷ３Ｂが並列に接続されている。第２Ａ、第２ＢコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂも、複数のコンデンサを直列に接続して構成されている。

第１基準電圧選択回路５Ａは、第２ＡコンデンサＣ２Ａと第４ＡスイッチＳＷ４Ａとの接続点に対し、スイッチＳＷ５３を介して第２Ａ基準電圧ＶＣを出力可能に構成されている。第２基準電圧選択回路５Ｂは、第２ＢコンデンサＣ２Ｂと第４ＢスイッチＳＷ４Ｂとの接続点に対し、スイッチＳＷ５４を介して第２Ｂ基準電圧ＶＤを出力可能に構成されている。上述した各スイッチはＭＯＳトランジスタから構成されており、これらのスイッチの切り換えは制御回路６６によって行われる。

次に、図１８を参照しながら本実施形態の作用および効果を説明する。制御回路６６は、信号伝送モードのときに診断スイッチＳＷ７Ａ、ＳＷ７Ｂをオフする。このモードでは、差動デジタルデータがレベルシフトされて第１回路６２から第２回路６３に伝送される。一方、制御回路６６は、差動デジタルデータが伝送されていない期間、電源投入直後であって差動デジタルデータの伝送が開始される前などに自己診断モードに移行する。

図１８は、自己診断モードにおけるスイッチのオンオフ状態および出力電圧ＶOUT（＝ＶOP−ＶOM）の波形を示している。制御回路６６は、第１回路６２から信号出力ノードＮ１Ａ、Ｎ１Ｂに同じ定電圧（例えばＶSS1またはＶDD1）を出力させるとともに、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂをオフ、スイッチＳＷ７Ａ、ＳＷ７Ｂ、ＳＷ５３、ＳＷ５４、ＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂをオンして第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２ＢコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂに電荷を設定する（期間７１）。その後、スイッチＳＷ５３、ＳＷ５４をオフして第２Ａ、第２Ｂ基準電圧ＶＣ、ＶＤの付与を停止するとともにＳＷ３Ａ、ＳＷ３Ｂをオフし（ノンオーバーラップ期間７２）、スイッチＳＷ４Ａ、ＳＷ４Ｂをオンする（期間７３）。

期間７２と期間７３との間の電荷保存の一般式は、上述した（９）式、（１０）式になり、出力電圧ＶOUT（＝ＶOP−ＶOM）は（１２）式になる。ここでのＶｎは、信号出力ノードＮ１Ａ、Ｎ１Ｂの電圧である。制御回路６６は、出力電圧ＶOUTのＡ／Ｄ変換値に基づいて故障診断を行う。第２の実施形態において図８を用いて説明したコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂの短絡故障と出力電圧ＶOUTとの関係は、本実施形態でも同じ結果になる。従って、制御回路６６は、第６の実施形態と同様にして、Ａ／Ｄ変換値（指標値）または比率（指標比率）との比較に基づいてどのコンデンサにどの程度の短絡故障が生じたかを検出することができる。

以上説明したように、本実施形態のレベルシフト回路６１は全差動構成を有するので、自己診断モードにおいて、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂの電荷設定時にコモンモードノイズが重畳した場合のみならず、電荷再分配の時にコモンモードノイズが重畳した場合でも、オペアンプ１２の差動出力電圧ＶOUTから当該コモンモードノイズを除去することができる。さらに、回路構成が対称となっているので、各スイッチの切り替え時に発生するフィードスルーなどによる誤差を相殺でき、より高い精度の信号伝送および故障診断を行うことができる。その他、第６の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

第１の実施形態の自己診断モードでは、図３に示す期間１１に第２基準電圧ＶSLFを選択して第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２に電荷を設定し、その後の期間１３に第１基準電圧ＶREFを選択して電荷の再分配を行ってもよい。すなわち、電荷設定時と電荷再分配時とで異なる基準電圧を用いればよい。第６の実施形態も同様の変形が可能である。

第２、第３の実施形態では、電圧検出モードにおいて第１Ａ、第１Ｂ基準電圧ＶＡ、ＶＢを用いて電荷を設定し、自己診断モードでは第２Ａ、第２Ｂ基準電圧ＶＣ、ＶＤを用いて電荷を設定した。これに対し、第１Ａ基準電圧ＶＡと第２Ａ基準電圧ＶＣとを共通化し、第１Ｂ基準電圧ＶＢと第２Ｂ基準電圧ＶＤとを共通化することも考えられる。例えば、ＶＡ＝ＶＣ＝０Ｖ、ＶＢ＝ＶＤ＝２．５Ｖとした場合、第１基準電圧選択回路５Ａと第２基準電圧選択回路５Ｂをそれぞれ１つの基準電圧生成回路と１つのスイッチとから構成できる。

第２、第３の実施形態に対して第４の実施形態で説明した補正回路３２を設けることにより、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂに部分的な短絡故障が生じても、電圧検出モードにおける出力電圧を故障前の正常な値に補正することができる。
第４の実施形態で用いる補正回路は、オペアンプ４の出力電圧ＶOUTを入力し、制御回路６から指令された補正ゲインを乗じて出力するものであれば他の回路構成を備えていてもよい。

第５の実施形態において、スイッチＳＷ３を省略し、スイッチＳＷ３をオンすべきときにはスイッチＳＷ６１、ＳＷ６２、ＳＷ６３を全てオンするように構成してもよい。
第５の実施形態では、第２コンデンサＣ２を構成する直列コンデンサＣ２１〜Ｃ２３に対し並列に短絡スイッチＳＷ６１〜ＳＷ６３を設けたが、これは高電圧が印加される第１コンデンサＣ１の方が第２コンデンサＣ２よりも短絡故障が生じ易いからである。第２コンデンサＣ２の故障にも備える場合には、第１コンデンサＣ１を構成する直列コンデンサＣ１１〜Ｃ１３に対しても同様にして短絡スイッチを設けてもよい。制御回路６は、第２コンデンサＣ２を構成する直列コンデンサに短絡故障が生じたと診断した場合、Ｃ１／Ｃ２が不変となるように当該短絡スイッチにオンオフ指令を与える。なお、第２コンデンサＣ２の方が第１コンデンサＣ１よりも短絡故障を生じ易い事情があれば、第１コンデンサＣ１を構成する直列コンデンサＣ１１〜Ｃ１３に対してのみ並列に短絡スイッチを設けてもよい。

第２、第３の実施形態においても、第５の実施形態と同様にコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１ＢおよびコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂのうち少なくともコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂを構成する複数の直列接続されたコンデンサのそれぞれに対し並列に短絡スイッチを備え、第５の実施形態と同様に当該短絡スイッチの開閉を制御してもよい。
組電池以外の電圧源を検出対象電圧源としてもよい。

第１ないし第４の実施形態および第６、第７の実施形態において、第２コンデンサＣ２、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂは、直列接続された複数のコンデンサに替えて１つのコンデンサから構成してもよい。第２コンデンサＣ２、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂに印加される電圧は、オペアンプ４、１２を動作させる電源電圧或いは基準電圧であるため、絶縁膜の短絡等の故障が生じにくいからである。この変形例によっても信頼性の低下は少ない。また、レイアウト面積の低減効果が得られる。

第７の実施形態の自己診断モードにおいて、第１回路６２から信号出力ノードＮ１Ａ、Ｎ１Ｂに同じ定電圧を出力させたが、異なる定電圧を出力させてもよい。その場合には、（１２）式に当該異なる定電圧の項が付加される。
第６、第７の実施形態の構成は、レベルシフト回路の他、アイソレータなどの容量結合を持つ結合回路にも同様にして適用できる。

図面中、１は組電池、２、１１、２１、３１、４１は電圧検出装置、３、１３はＡ／Ｄ変換器、４、１２はオペアンプ、５は基準電圧選択回路、５Ａは第１基準電圧選択回路、５Ｂは第２基準電圧選択回路、６、５６、６６は制御回路（制御手段）、１４は反転回路、３２は補正回路、３３はデジタル演算回路、５１、６１はレベルシフト回路（結合回路）、５２、６２は第１回路、５３、６３は第２回路、Ｂ１〜Ｂ４は電池セル（検出対象電圧源、単位電池）、ＣＬはコモンライン（共通ノード）、ＣＬ１はコモンライン（第１共通ノード）、ＣＬ２はコモンライン（第２共通ノード）、Ｃ１は第１コンデンサ、Ｃ１Ａは第１Ａコンデンサ、Ｃ１Ｂは第１Ｂコンデンサ、Ｃ２は第２コンデンサ、Ｃ２Ａは第２Ａコンデンサ、Ｃ２Ｂは第２Ｂコンデンサ、ＳＷＢ０〜ＳＷＢ４は第１スイッチまたは第２スイッチ、ＳＷＢ１１、ＳＷＢ２１、ＳＷＢ３１、ＳＷＢ４１は第１スイッチ、ＳＷＢ１２、ＳＷＢ２２、ＳＷＢ３２、ＳＷＢ４２は第２スイッチ、ＳＷ３は第３スイッチ、ＳＷ３Ａは第３Ａスイッチ、ＳＷ３Ｂは第３Ｂスイッチ、ＳＷ４Ａは第４Ａスイッチ、ＳＷ４Ｂは第４Ｂスイッチ、ＳＷ５は第５スイッチ、ＳＷ６１、ＳＷ６２、ＳＷ６３は短絡スイッチ、ＳＷ７、ＳＷ７Ａ、ＳＷ７Ｂは診断スイッチ、Ｎ１は信号出力ノード、Ｎ１Ａ、Ｎ１Ｂは差動信号出力ノード、Ｎ２は信号入力ノード、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂは差動信号入力ノード、ＶREFは第１基準電圧、ＶSLFは第２基準電圧、ＶＡは第１Ａ基準電圧、ＶＢは第１Ｂ基準電圧、ＶＣは第２Ａ基準電圧、ＶＤは第２Ｂ基準電圧である。

Claims (12)

1. オペアンプと、
   検出対象電圧源の高電位側および低電位側の各端子と共通ノードとの間にそれぞれ接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、
   前記共通ノードと前記オペアンプの反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１コンデンサと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第３スイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２コンデンサと、
   前記オペアンプの非反転入力端子に相異なる第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択して付与する基準電圧選択回路と、
   電圧検出モードにおいて、前記基準電圧選択回路により第１基準電圧を選択し、前記第３スイッチを閉じるとともに前記第１スイッチを閉じて前記第１コンデンサに電荷を設定し、その後、前記第３スイッチを開き、前記第１スイッチに替えて前記第２スイッチを閉じた後の前記オペアンプの出力電圧に基づいて前記検出対象電圧源の端子間電圧を検出し、自己診断モードにおいて、前記基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択し、前記第３スイッチを閉じるとともに前記第１スイッチおよび第２スイッチの何れか一方を閉じて前記第１コンデンサに電荷を設定し、その後、前記第３スイッチを開き、前記基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか他方を選択した後の前記オペアンプの出力電圧に基づいて故障診断を行う制御手段とを備えたことを特徴とする電圧検出装置。
2. 前記検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池であり、
   前記第１、第２スイッチは、前記各単位電池ごとに、隣接する単位電池の第２、第１スイッチとの共通化を図りながら設けられていることを特徴とする請求項１記載の電圧検出装置。
3. 前記第１および第２コンデンサのうち少なくとも前記第２コンデンサを構成する複数の直列接続されたコンデンサのそれぞれに対し並列に、指令された補償信号に応じて開閉する短絡スイッチを備え、
   前記制御手段は、前記自己診断モードにより前記第１コンデンサに短絡故障が生じたと診断した場合、故障前後における前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの容量比を求め、その故障前後における容量比が不変となるように補償信号を決定し、それを前記電圧検出モードにおいて前記短絡スイッチに指令することを特徴とする請求項１または２記載の電圧検出装置。
4. 前記第２コンデンサは、前記直列接続された複数のコンデンサに替えて１つのコンデンサから構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の電圧検出装置。
5. 差動出力構成を持つオペアンプと、
   検出対象電圧源の一端子と第１共通ノードとの間に接続された第１スイッチと、
   前記検出対象電圧源の他端子と第２共通ノードとの間に接続された第２スイッチと、
   前記第１共通ノードと前記オペアンプの反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ａコンデンサと、
   前記第２共通ノードと前記オペアンプの非反転入力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ｂコンデンサと、
   前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第３Ａスイッチと、
   前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第３Ｂスイッチと、
   前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２Ａコンデンサおよび第４Ａスイッチと、
   前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に直列接続された複数のコンデンサからなる第２Ｂコンデンサおよび第４Ｂスイッチと、
   前記第１共通ノードと第２共通ノードとの間に接続された第５スイッチと、
   前記第２Ａコンデンサと第４Ａスイッチとの共通接続点に第１Ａ基準電圧または第２Ａ基準電圧を付与可能な第１基準電圧選択回路と、
   前記第２Ｂコンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点に第１Ｂ基準電圧および第２Ｂ基準電圧を付与可能な第２基準電圧選択回路と、
   電圧検出モードにおいて、前記第４Ａ、第４Ｂ、第５スイッチを開き、前記第１、第２基準電圧選択回路により第１Ａ、第１Ｂ基準電圧を付与し、前記第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じるとともに前記第１、第２スイッチを閉じて前記第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定し、その後、前記第１、第２、第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに前記第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、前記第４Ａ、第４Ｂ、第５スイッチを閉じた後の前記オペアンプの差動出力電圧に基づいて前記検出対象電圧源の端子間電圧を検出し、自己診断モードにおいて、前記第１、第２スイッチの少なくとも一方を開いた上で前記第５スイッチを閉じ、前記第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じ、前記第４Ａ、第４Ｂスイッチを開き、前記第１、第２基準電圧選択回路により第２Ａ、第２Ｂ基準電圧を付与して前記第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定し、その後、前記第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに前記第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、前記第４Ａ、第４Ｂスイッチを閉じた後の前記オペアンプの差動出力電圧に基づいて故障診断を行う制御手段とを備えたことを特徴とする電圧検出装置。
6. 前記検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池であり、隣り合う単位電池は、その一端子同士または他端子同士が接続されて直列接続をなし、
   前記オペアンプの非反転出力端子および反転出力端子から出力される差動出力電圧の極性を反転させる反転回路を備え、
   前記第１スイッチは、前記各単位電池の一端子と前記第１共通ノードとの間に、隣接する単位電池の第１スイッチとの共通化を図りながら設けられ、
   前記第２スイッチは、前記各単位電池の他端子と前記第２共通ノードとの間に、隣接する単位電池の第２スイッチとの共通化を図りながら設けられ、
   前記制御手段は、高電位側端子が前記一端子となる単位電池の端子間電圧を検出するときには前記反転回路を非反転動作とし、高電位側端子が前記他端子となる単位電池の端子間電圧を検出するときには前記反転回路を反転動作とすることを特徴とする請求項５記載の電圧検出装置。
7. 前記検出対象電圧源は、同極性で直列接続されて組電池を構成する単位電池であり、
   前記第１スイッチは、前記各単位電池の高電位側端子と前記第１共通ノードとの間にそれぞれ設けられ、
   前記第２スイッチは、前記各単位電池の低電位側端子と前記第２共通ノードとの間にそれぞれ設けられていることを特徴とする請求項５記載の電圧検出装置。
8. 前記第２Ａコンデンサおよび前記第２Ｂコンデンサは、それぞれ前記直列接続された複数のコンデンサに替えて１つのコンデンサから構成されていることを特徴とする請求項５ないし７の何れかに記載の電圧検出装置。
9. 前記オペアンプの出力電圧を入力し、指令された補正ゲインを乗じて出力する補正回路を備え、
   前記制御手段は、前記自己診断モードにより前記何れかのコンデンサに短絡故障が生じたと診断した場合、前記故障が生じたコンデンサと故障後の容量値を求め、その結果に基づいて前記オペアンプの出力電圧を前記短絡故障がない状態における出力電圧に補正する補正ゲインを決定し、それを前記電圧検出モードにおいて前記補正回路に指令することを特徴とする請求項１、２、４、５、６、７、８の何れかに記載の電圧検出装置。
10. 前記補正回路は、前記オペアンプの出力電圧を入力とするＡ／Ｄ変換器と、前記指令された補正ゲインに応じて前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル値を補正するデジタル演算回路とから構成されていることを特徴とする請求項９記載の電圧検出装置。
11. 第１電源系統で動作する第１回路の信号出力ノードと第２電源系統で動作する第２回路の信号入力ノードとの間に直列接続された複数のコンデンサからなる第１コンデンサと、
    オペアンプと、
    前記信号入力ノードと前記オペアンプの反転入力端子との間に接続された診断スイッチと、
    前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された第３スイッチと、
    前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された１のコンデンサまたは直列接続された複数のコンデンサからなる第２コンデンサと、
    前記オペアンプの非反転入力端子に相異なる第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択して付与する基準電圧選択回路と、
    信号伝送モードにおいて、前記診断スイッチを開いて前記信号出力ノードから前記信号入力ノードに信号を伝送し、自己診断モードにおいて、前記第１回路から前記信号出力ノードに定電圧を出力し、前記基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか一方を選択し、前記診断スイッチと前記第３スイッチを閉じて前記第１コンデンサに電荷を設定し、その後、前記第３スイッチを開き、前記基準電圧選択回路により第１基準電圧および第２基準電圧の何れか他方を選択した後の前記オペアンプの出力電圧に基づいて故障診断を行う制御手段とを備えたことを特徴とする結合回路。
12. 第１電源系統で動作する第１回路の差動信号出力ノードと第２電源系統で動作する第２回路の差動信号入力ノードとの間にそれぞれ直列接続された複数のコンデンサからなる第１Ａコンデンサおよび第１Ｂコンデンサと、
    差動出力構成を持つオペアンプと、
    前記差動信号入力ノードの一方と前記オペアンプの反転入力端子との間に接続された第１診断スイッチと、
    前記差動信号入力ノードの他方と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続された第２診断スイッチと、
    前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された第３Ａスイッチと、
    前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された第３Ｂスイッチと、
    前記オペアンプの反転入力端子と非反転出力端子との間に接続された１または複数直列のコンデンサからなる第２Ａコンデンサおよび第４Ａスイッチと、
    前記オペアンプの非反転入力端子と反転出力端子との間に接続された１または複数直列のコンデンサからなる第２Ｂコンデンサおよび第４Ｂスイッチと、
    前記第２Ａコンデンサと第４Ａスイッチとの共通接続点に第２Ａ基準電圧を付与可能な第１基準電圧選択回路と、
    前記第２Ｂコンデンサと第４Ｂスイッチとの共通接続点に第２Ｂ基準電圧を付与可能な第２基準電圧選択回路と、
    信号伝送モードにおいて、前記第１、第２診断スイッチを開いて前記差動信号出力ノードから前記差動信号入力ノードに信号を伝送し、自己診断モードにおいて、前記第１回路から前記差動信号出力ノードに定電圧を出力し、前記第３Ａ、第３Ｂスイッチを閉じ、前記第４Ａ、第４Ｂスイッチを開き、前記第１、第２基準電圧選択回路により第２Ａ、第２Ｂ基準電圧を付与して前記第１Ａ、第１Ｂ、第２Ａ、第２Ｂコンデンサに電荷を設定し、その後、前記第３Ａ、第３Ｂスイッチを開くとともに前記第１、第２基準電圧選択回路による電圧付与を停止し、前記第４Ａ、第４Ｂスイッチを閉じた後の前記オペアンプの差動出力電圧に基づいて故障診断を行う制御手段とを備えたことを特徴とする結合回路。

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