JP2012047677A - 電圧検出装置用の検出回路および電圧検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度変化や経時変化に対して安定して参照信号の電圧を除去し、低コスト化を図る。
【解決手段】検出電極が反転入力端子に接続された１つの演算増幅器３１ａと、第１抵抗３１ｂ（抵抗値Ｒｘ）、第２抵抗３１ｃ（抵抗値Ｒｙ）、第３抵抗３１ｄ（抵抗値α×Ｒｘ）、および第４抵抗３１ｅ（抵抗値α×Ｒｙ）を有し、互いに接続された第１抵抗と第２抵抗の他端に電圧がＶｓで周波数がｆｓの参照信号Ｓｓが供給されると共に、第４抵抗の他端が基準電位に接続されて、検出対象交流電圧Ｖ１（周波数ｆ１）が生じている検出対象体２と検出電極１１とが容量値Ｃで容量結合している状態において、下記式で表される電圧Ｖを出力する電流電圧変換回路３１を備えている。Ｖ＝（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ−α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１。ただし、ωｓ＝２×π×ｆｓ、ω１＝２×π×ｆ１。
【選択図】図２

Description

本発明は、検出対象体の検出対象交流電圧を非接触で検出する非接触型の電圧検出装置に使用される電圧検出装置用の検出回路、およびこの検出回路を備えた電圧検出装置に関するものである。

この種の電圧検出装置として、本願発明者は、下記特許文献１に開示された電圧検出装置を既に提案している。この電圧検出装置は、検出対象体に生じている交流電圧を非接触で検出する電圧検出装置であって、検出対象体に対向して非接触な状態で配設される検出電極と、非反転入力端子が基準電圧（電圧信号の電圧）に規定された演算増幅器を有し交流電圧および基準電圧の間の交流の電位差に応じた電流値で検出対象体との間で検出電極を介して流れる電流信号を検出電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路と、検出電圧信号を積分して電位差に応じて振幅が変化する積分信号を出力する積分回路と、積分回路の後段に配設されて、入力した積分信号を電気的に絶縁して出力するフォトカプラと、上記の電位差が減少するように積分信号に基づく信号を増幅して基準電圧として電圧信号を生成する電圧生成回路とを備えている。

この電圧検出装置では、電圧生成回路の上記動作（フィードバック制御動作）により、検出対象体に生じている交流電圧と基準電圧の間の交流の電位差がほぼゼロになるように基準電圧が制御されるため、この基準電圧を測定することにより、検出対象体に生じている交流電圧を測定可能となっている。

また、本願発明者は、フィードバック制御方式以外の方式による非接触型の電圧検出装置についても開発を実施しており、既に特許出願（特願２０１０−１７１２６１）を行っている。この電圧検出装置５１は、図５に示すように、検出電極１１、検出部５２、参照信号出力部１３、振幅変更部１４、増幅部１５、加算部１６、同期検波部１７、制御部１８、処理部１９、記憶部２０および出力部２１を備え、グランド電位（基準電位の一例）Ｖｇを基準として検出対象体２に生じている交流電圧Ｖ１を非接触で検出可能に構成されている。

この電圧検出装置５１では、検出電極１１と検出対象体２とが容量結合（容量値Ｃの静電容量Ｃ０で結合）した際に検出対象体２に生じている交流電圧Ｖ１に起因した電流Ｉ１が流れる経路Ａ（一点鎖線で示す経路）に参照信号出力部１３から参照信号Ｓｓ（電圧Ｖｓの交流信号）を供給し、この経路Ａに交流電圧Ｖ１に起因した電流Ｉ１と共に、参照信号Ｓｓに起因した電流Ｉｓを流すようにする。この場合、参照信号Ｓｓは上記の静電容量に対して交流電圧Ｖ１とは逆側に供給されるため、電流Ｉ１と電流Ｉｓの合成電流は、交流電圧Ｖ１と参照信号Ｓｓの差分電圧Ｖｄｉ（＝Ｖ１−Ｖｓ）に応じた電流、すなわち電流Ｉ１と電流Ｉｓの差分に応じた電流となる。

また、この経路には検出部５２が配設されており、この検出部５２は、図６に示すように、電流電圧変換回路６１、バッファ回路６２、差動増幅回路６３および積分回路６４を含んで構成されている。この検出部５２では、抵抗値がＲ１の帰還抵抗を有する電流電圧変換回路６１が、交流電圧Ｖ１に起因した電流Ｉ１と参照信号Ｓｓに起因した電流Ｉｓとを電圧Ｖ２ａ（＝Ｖｓ−Ｒ１×（Ｉ１−Ｉｓ））に変換して差動増幅回路６３に出力する。この電圧Ｖ２ａには参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓが含まれているため、この電圧Ｖｓをバッファ回路６２を介して差動増幅回路６３に電圧Ｖ２ｂ（＝Ｖｓ）として出力する。これにより、差動増幅回路６３が、電圧Ｖ２ａから電圧Ｖｓを減算（除去）して電圧Ｖ３として出力する。この電圧Ｖ３は、交流電圧Ｖ１に起因した電流Ｉ１と参照信号Ｓｓに起因した電流Ｉｓの差分を表す電圧（−Ｒ１×（Ｉ１−Ｉｓ））であるため、積分回路６４が、この電圧Ｖ３を積分することにより、交流電圧Ｖ１と参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓとの差分に比例する積分信号Ｓ１（＝ε×（Ｖ１−Ｖｓ））を生成して出力する。ここで、εは比例定数である。

次いで、増幅部１５が、制御部１８によって制御される利得でこの積分信号Ｓ１を増幅して増幅信号Ｓ２として出力し、続いて、加算部１６が、振幅変更部１４によって振幅が規定のレベルに変更された参照信号（基準信号Ｓｒ）とこの増幅信号Ｓ２とを加算して出力信号Ｓｏとして出力する。この場合、制御部１８は、出力信号Ｓｏ内に含まれている同期検波部１７によって抽出された参照信号Ｓｒの成分（検波信号Ｖｄ）がゼロになるように、制御信号Ｓｃ２を増幅部１５に出力してその利得を制御する。したがって、処理部１９では、参照信号Ｓｓの成分がゼロになった出力信号Ｓｏ（つまり、交流電圧Ｖ１）をサンプリングして得られるデジタルデータＤ１と、このデジタルデータＤ１と交流電圧Ｖ１とが予め対応して記憶された電圧算出用データテーブルＴＢとに基づいて、交流電圧Ｖ１を検出することが可能となっている。この方式の電圧検出装置は、フィードバック制御方式の電圧検出装置と比較して、検出部５２をフローティング状態にする必要がないため、ＤＣ／ＤＣコンバータなどを用いた専用の電源、および検出部５２から出力される信号をアイソレーションして出力するアイソレータを不要にできるというメリットを有している。

特開２０１０−２５９１８号公報（第３−１０頁、第１図）

ところが、本願発明者がこの電圧検出装置５１についてさらに検討を行った結果、この電圧検出装置５１では、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを除去した電圧Ｖ３を生成する検出部５２の回路に図６に示すように３つの演算増幅器を使用しており、これらの演算増幅器は温度変化や経時変化に対して安定して上記した規定の動作を行えるように、それぞれの諸特性が揃えられている。しかしながら、諸特性を揃えるようにしたとしても、諸特性を完全に同一にするのは困難である。このため、この電圧検出装置用の検出部（検出回路）には、温度変化や経時変化などにより、上記した規定の動作を行えない状況が発生し、この結果として、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓについての除去が不完全となり、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを含む電圧Ｖ３が生成される虞があるという解決すべき課題が存在している。また、このため、この検出回路を使用した電圧検出装置において、温度変化や経時変化などにより、検出対象体２に生じている交流電圧Ｖ１を正確に検出できない虞があるという解決すべき課題が存在している。また、３つの演算増幅器を使用する構成では部品点数が多く、装置コストの低減のためには、検出回路を構成する部品点数の削減が望まれている。

本発明は、上記の課題を解決すべくなされたものであり、温度変化や経時変化に対して安定して参照信号の電圧を除去でき、しかも低コストの電圧検出装置用の検出回路を提供することを主目的とする。また、この検出回路を備えた電圧検出装置を提供することを他の主目的とする。

上記目的を達成すべく請求項１記載の電圧検出装置用の検出回路は、検出対象体と容量結合する検出電極、および基準電位を基準として周波数がｆｓで電圧がＶｓの参照信号を出力する参照信号出力部を備えて前記検出対象体に生じている周波数がｆ１の検出対象交流電圧Ｖ１を前記基準電位を基準として検出する電圧検出装置に使用される当該電圧検出装置用の検出回路であって、前記検出電極が反転入力端子に接続された１つの演算増幅器と、抵抗値がＲｘに規定されて一端が前記反転入力端子に接続された第１抵抗と、抵抗値がＲｙに規定されると共に一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、かつ他端が前記第１抵抗の他端に接続されて、当該他端に前記参照信号が供給される第２抵抗と、抵抗値が（α×Ｒｘ）に規定されると共に一端が前記反転入力端子に接続され、かつ他端が前記演算増幅器の出力端子に接続された第３抵抗と、抵抗値が（α×Ｒｙ）に規定されると共に一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、かつ他端が前記基準電位に接続された第４抵抗とを有し、前記検出対象体と前記検出電極とが容量値Ｃで容量結合している状態において、下記式（１）で表される電圧Ｖを出力する電流電圧変換回路を備えている。
Ｖ＝（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ
−α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （１）
ただし、ωｓ＝２×π×ｆｓ、ω１＝２×π×ｆ１である。

また、請求項２記載の電圧検出装置用の検出回路は、請求項１記載の電圧検出装置用の検出回路において、前記第１抵抗の前記抵抗値Ｒｘよりも前記第２抵抗の前記抵抗値Ｒｙが小さい値に規定されている。

また、請求項３記載の電圧検出装置用の検出回路は、請求項１または２記載の電圧検出装置用の検出回路において、前記αは数値１に規定されている。

また、請求項４記載の電圧検出装置は、請求項１から３のいずれかに記載の電圧検出装置用の検出回路と、前記検出電極と、前記参照信号出力部と、前記検出回路から出力される前記電圧Ｖを積分して下記式（２）で表される積分信号Ｓ１を生成する積分部と、前記積分信号Ｓ１を制御に応じた利得で増幅して増幅信号を生成しつつ、前記参照信号と当該増幅信号との加算によって当該参照信号と当該増幅信号に含まれている前記参照信号の信号成分とを相殺可能に前記利得を制御すると共に、前記検出対象交流電圧の信号成分を当該増幅信号から抽出して出力信号として出力する信号抽出部と、前記出力信号をサンプリングして得られる電圧データと前記検出対象交流電圧Ｖ１とが対応して予め記憶された記憶部と、前記出力信号をサンプリングして前記電圧データを算出すると共に、前記記憶部を参照して当該算出した電圧データに対応する前記検出対象交流電圧Ｖ１を取得して出力する処理部とを備えている。
Ｓ１＝（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ−α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （２）

また、請求項５記載の電圧検出装置は、請求項１から３のいずれかに記載の電圧検出装置用の検出回路と、前記検出電極と、波形データに基づいて前記参照信号を生成して出力する参照信号出力処理、前記電圧Ｖを電圧データに変換するＡ／Ｄ変換処理、当該電圧データに含まれている周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）と周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）とを抽出するデジタルフィルタ処理、および当該抽出された前記周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）を前記参照信号出力処理において出力される前記電圧Ｖｓに正規化する係数ｋを算出すると共に当該算出した係数ｋを前記周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）に乗算して前記検出対象交流電圧Ｖ１を算出して出力する電圧算出処理を実行する信号処理部とを備えている。

また、請求項６記載の電圧検出装置は、請求項４または５記載の電圧検出装置において、電圧値がＶｓ×α／（１＋α）に規定されたガード電圧を前記参照信号に基づいて生成する電圧生成部、および前記カード電圧が供給されるガード電極を有する電圧ガード部を備えている。

請求項１記載の電圧検出装置用の検出回路では、１つの演算増幅器を備えて構成されている。したがって、この電圧検出装置用の検出回路によれば、検出電極が検出対象体と容量結合し、かつ互いに接続された第１抵抗および第２抵抗の各他端に参照信号が供給されている状態において、１つの演算増幅器で、参照信号の電圧Ｖｓの除去と、検出対象交流電圧Ｖ１に起因して検出対象体と検出電極との間に流れる電流の電圧への変換と、参照信号の電圧Ｖｓに起因して検出対象体と検出電極との間に流れる電流の電圧への変換とを同時に行って、上記式（１）で表される電圧Ｖを出力することができる。このため、この電圧検出装置用の検出回路によれば、演算増幅器が複数の場合に温度変化時や経時変化時に発生する個々の特性のバラツキに起因した検出誤差を大幅に低減することができるため、出力する電圧Ｖから参照信号の電圧Ｖｓを安定して精度よく除去することができる。また、演算増幅器を１つとすることで、演算増幅器および抵抗の部品点数を削減することができるため、低コスト化を図ることができる。

請求項２記載の電圧検出装置用の検出回路によれば、回路インピーダンスが高くなりがちな演算増幅器の非反転入力端子側に接続されている第２抵抗および第４抵抗の抵抗値Ｒｙ，α×Ｒｙを、反転入力端子側に接続されている第１抵抗および第３抵抗の抵抗値Ｒｘ，α×Ｒｘよりも小さい値に規定した（低くした）ことにより、非反転入力端子側の回路が外部ノイズの影響を受け難くすることができるため、外部ノイズによる影響を電流電圧変換部全体として低減することができる。

請求項３記載の電圧検出装置用の検出回路によれば、αを数値１に規定したことにより、第１抵抗の抵抗値Ｒｘと第３抵抗の抵抗値（α×Ｒｘ）とを等しくし、かつ第２抵抗の抵抗値Ｒｙと第４抵抗の抵抗値（α×Ｒｙ）とを等しくできる結果、使用する抵抗の抵抗値の種類を１／２にすることができる。したがって、第１抵抗〜第４抵抗に使用する抵抗の特性の選別作業に要する時間を短縮することができる。

請求項４記載の電圧検出装置によれば、電圧検出装置用の検出回路が、温度変化や経時変化に対して、出力する電圧Ｖから参照信号の電圧Ｖｓを安定して除去することができるため、積分回路でこの電圧Ｖを積分して上記式（２）で表される積分信号Ｓ１とすることにより、この積分信号Ｓ１と参照信号とに基づいて、温度変化や経時変化に対して、より精度よく検出対象体の検出対象交流電圧Ｖ１を非接触で検出することができる。

請求項５記載の電圧検出装置によれば、温度変化や経時変化の影響を受けやすいアナログ処理の多くの部分を温度変化の影響を受けにくいデジタル処理に置き換えることができるため、電気特性のばらつきが電子部品の点数を大幅に削減できることと相まって、一層正確に交流電圧Ｖ１を検出することができる。

請求項６記載の電圧検出装置によれば、電圧値がＶｓ×α／（１＋α）に規定されたガード電圧を参照信号に基づいて生成する電圧生成部、およびカード電圧が供給されるガード電極を有する電圧ガード部を備えているため、検出対象体の近傍に存在している他の導電体をガード電極で遮蔽することにより、検出電極と他の導電体との容量結合を回避できるため、他の導電体の存在下においても、検出対象体の検出対象交流電圧Ｖ１を正確に検出することができる。

電圧検出装置１の構成図である。 図１における検出部１２の回路図である。 電圧検出装置１Ａの構成図である。 電圧ガード部４１および電圧ガード部４１に接続される電流電圧変換回路３１の構成図である。 電圧検出装置５１の構成図である。 電圧検出装置５１における検出部５２の回路図である。

以下、添付図面を参照して、電圧検出装置の実施の形態について説明する。

最初に、電圧検出装置１について、図面を参照して説明する。なお、後述する各演算増幅器は、発明の理解を容易にするため、基準電位（グランド電位）を基準（ゼロボルト）とした正負の両電圧（例えば、±１５ボルトの電圧）で作動する理想の演算増幅器（理想オペアンプ）として機能するものとする。

電圧検出装置１は、非接触型の電圧検出装置であって、図１に示すように、検出電極１１、検出部１２、参照信号出力部１３、振幅変更部１４、増幅部１５、加算部１６、同期検波部１７、制御部１８、処理部１９、記憶部２０および出力部２１を備え、基準電位（本例ではグランド電位Ｖｇ）を基準として検出対象体２に生じている交流電圧Ｖ１（検出対象交流電圧。周波数ｆ１）を非接触で検出可能に構成されている。この場合、増幅部１５、加算部１６、同期検波部１７および制御部１８は、信号抽出部ＥＸを構成する。

検出電極１１は、一例として平板状に形成されて、検出対象体２に生じている交流電圧Ｖ１の検出に際しては、図１に示すように検出対象体２と容量結合（容量値Ｃの静電容量Ｃ０を介して結合）させられる。この検出電極１１は、後述するように電流電圧変換回路３１を構成する演算増幅器３１ａの反転入力端子に接続されて、この電流電圧変換回路３１の一部を構成する。

検出部１２は、一例として図２に示すように、検出回路としての電流電圧変換回路３１および積分回路（積分部）３２を含んで構成されている。なお、積分回路３２については、必ずしも検出部１２に含める必要はなく、増幅部１５の前段回路として信号抽出部ＥＸに含める構成を採用することもできる。

電流電圧変換回路３１は、図２に示すように、１つの演算増幅器３１ａ、第１抵抗３１ｂ、第２抵抗３１ｃ、第３抵抗３１ｄおよび第４抵抗３１ｅを備えている。この場合、第１抵抗３１ｂは、抵抗値がＲｘに規定されて、一端が演算増幅器３１ａの反転入力端子に接続されている。第２抵抗３１ｃは、抵抗値がＲｙに規定されると共に、一端が演算増幅器３１ａの非反転入力端子に接続され、かつ他端が第１抵抗３１ｂの他端に接続されている。第３抵抗３１ｄは、抵抗値が（α×Ｒｘ）に規定されると共に、一端が演算増幅器３１ａの反転入力端子に接続され、かつ他端が演算増幅器３１ａの出力端子に接続されている。第４抵抗３１ｅは、抵抗値が（α×Ｒｙ）に規定されると共に、一端が演算増幅器３１ａの非反転入力端子に接続され、かつ他端がグランド電位（基準電位）Ｖｇに接続されている。なお、αは、正の数である。また、演算増幅器３１ａの反転入力端子には、検出電極１１が接続されている。

この電流電圧変換回路３１では、後述するように、互いに接続された第１抵抗３１ｂおよび第２抵抗３１ｃの各他端に参照信号出力部１３から参照信号Ｓｓ（一例として、電圧がＶｓで、周波数がｆｓの正弦波信号）が入力されるが、この入力状態において、演算増幅器３１ａの非反転入力端子および反転入力端子には、電圧Ｖｓが第２抵抗３１ｃおよび第４抵抗３１ｅによって分割された電圧Ｖ２（＝Ｖｓ×α／（１＋α））が発生する。これにより、演算増幅器３１ａの反転入力端子に接続されている検出電極１１の電位も電圧Ｖ２となる。

したがって、上記のように、検出対象体２に周波数ｆ１の交流電圧Ｖ１が発生しており、かつ第１抵抗３１ｂおよび第２抵抗３１ｃの各他端に周波数がｆｓで電圧がＶｓの参照信号Ｓｓが供給されることによって検出電極１１の電位が電圧Ｖ２となっている状態において、静電容量Ｃ０には、交流電圧Ｖ１を静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊω１×Ｃ））で除算した電流Ｉ１と、電圧Ｖ２を静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊωｓ×Ｃ））で除算した電流Ｉｓの合成電流（Ｉｓ−Ｉ１）が流れる。なお、交流電圧Ｖ１および電圧Ｖ２は、静電容量Ｃ０の異なる端部に供給される電圧であるため、こららの電圧Ｖ１，Ｖ２に起因して流れる各電流Ｉ１，Ｉｓの極性は逆になることから、合成電流は電流Ｉ１と電流Ｉｓの差として表される。また、ω１＝２×π×ｆ１であり、ωｓ＝２×π×ｆｓである。

また、途中の算出式は省略するが、電流電圧変換回路３１は、交流電圧Ｖ１に起因して流れる電流Ｉ１に基づく下記式（１ａ）で表される電圧Ｖ３ａを出力する。
Ｖ３ａ＝−α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （１ａ）

また、電流電圧変換回路３１は、電圧Ｖｓに起因して流れる電流Ｉｓに基づく下記式（１ｂ）で表される電圧Ｖ３ｂを出力する。
Ｖ３ｂ＝（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ ・・・ （１ｂ）

したがって、最終的に電流電圧変換回路３１から出力される電圧Ｖとしての電圧Ｖ３は、重ね合わせの理により、上記電圧Ｖ３ａおよび電圧Ｖ３ｂを加算したものとなり、下記式（１）で表される。
Ｖ３＝Ｖ３ａ＋Ｖ３ｂ
＝−α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１
＋（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ
＝（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ
−α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （１）

この式（１）の第１項は［（α／（１＋α））×Ｖｓ×ｊωｓ×Ｃ］×［α×Ｒｘ］というように変形することができ、電圧Ｖ２に対する静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊωｓ×Ｃ））で電圧Ｖ２を除算して得られる電流Ｉｓに、第３抵抗３１ｄの抵抗値を乗算したものであることを表している。このため、この第１項は、電流電圧変換回路３１において電圧に変換された電流Ｉｓを表している。また、式（１）の第２項は［Ｖ１×ｊω１×Ｃ］×［α×Ｒｘ］というように変形することができ、交流電圧Ｖ１に対する静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊω１×Ｃ））で交流電圧Ｖ１を除算して得られる電流Ｉ１に、第３抵抗３１ｄの抵抗値を乗算したものであることを表している。このため、この第２項は、電流電圧変換回路３１において電圧に変換された電流Ｉ１を表している。すなわち、この電流電圧変換回路３１では、図６に示す検出部５２の電流電圧変換回路６１、バッファ回路６２および差動増幅回路６３が行っていた参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを減算（除去）する減算処理（除去処理）、並びに交流電圧Ｖ１に起因して静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉ１および参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓに起因して静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉｓの電圧への変換を、１つの演算増幅器３１ａが行っている。

積分回路３２は、一例として、演算増幅器３２ａ、入力抵抗３２ｂおよび帰還コンデンサ３２ｃを備えている。この場合、演算増幅器３２ａは、非反転入力端子がグランド電位Ｖｇに接続され、反転入力端子に入力抵抗３２ｂが接続されている。また、帰還コンデンサ３２ｃは、演算増幅器３２ａの非反転入力端子と反転入力端子との間に接続されている。この構成により、積分回路３２は、電流電圧変換回路３１から出力される電圧Ｖ３を積分して、積分信号Ｓ１を出力する。この場合、電圧Ｖ３は、上記したように、交流電圧Ｖ１に起因して静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉ１、および参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓに起因して静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉｓをパラメータとして有している。また、静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉ１は交流電圧Ｖ１の微分成分に相当し、静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉｓは電圧Ｖｓの微分成分に相当する。このため、積分回路３２が電圧Ｖ３を積分して出力する積分信号Ｓ１は、下記式（２）で表される。
Ｓ１＝−β×（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ−α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）
・・・ （２）
ただし、βは、入力抵抗３２ｂの抵抗値と帰還コンデンサ３２ｃの容量値とで規定されるパラメータである。

参照信号出力部１３は、グランド電位Ｖｇを基準として電圧Ｖｓが所定の周期で変化し振幅が一定の参照信号Ｓｓ（周波数ｆｓおよび振幅Ｖｓが一定の交流信号。一例として正弦波信号）を生成して、検出部１２および振幅変更部１４に出力する。また、本例では、一例として、参照信号Ｓｓは、その周波数ｆｓが検出対象体２の交流電圧Ｖ１の周波数ｆ１よりも高い周波数に規定されているが、周波数ｆ１と異なる周波数であればよいため、周波数ｆｓを検出対象体２の交流電圧Ｖ１の周波数ｆ１よりも低い周波数に規定することもできる。振幅変更部１４は、アッテネータや増幅器で構成されて、参照信号Ｓｓ（電圧Ｖｓ）を入力すると共に、その振幅のみを変更して（γ（γは正の数）倍して）、基準信号Ｓｒ（電圧Ｖｒ＝γ×Ｖｓ）として出力する。本例では、振幅変更部１４は、発明の理解を容易にするため、参照信号Ｓｓに対して遅延のない状態で基準信号Ｓｒを出力するものとする。なお、γ＝１のときには、基準信号Ｓｒは参照信号Ｓｓそのものとなる。この場合には、振幅変更部１４を省略することができ、参照信号Ｓｓを基準信号Ｓｒとして使用することもできる。

増幅部１５は、検出部１２から出力される積分信号Ｓ１を入力すると共に、制御部１８から出力される制御信号（具体的には制御電圧）Ｓｃ２のレベル（直流電圧レベル）によって規定される増幅率（利得）δ（δは正の数であり、１以上でも１未満でもよい）で積分信号Ｓ１を増幅して、下記式（３）で表される増幅信号Ｓ２を生成して出力する。本例では一例として、増幅部１５は、入力される制御信号Ｓｃ２のレベルが増加したときにはその増幅率δを増加させ、制御信号Ｓｃ２のレベルが減少したときには増幅率δを減少させる。
Ｓ２＝δ×（−β×（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ−α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１））
・・・ （３）

加算部１６は、増幅信号Ｓ２および基準信号Ｓｒを入力して、両信号Ｓ２，Ｓｒを加算し、加算によって得られた加算信号を出力信号Ｓｏとして出力する。この場合、上記したように、増幅信号Ｓ２は、その電圧が上記式（３）で表される信号であり、また基準信号Ｓｒは、その電圧Ｖｒが（γ×Ｖｓ）で表される信号である。したがって、加算部１６は、両信号Ｓ２，Ｓｒの加算処理を実行することにより、後述するように、増幅部１５での増幅率δが制御部１８によって（γ＝δ×β×（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ）を満たすように制御されているときに、増幅信号Ｓ２を構成する参照信号Ｓｓについての電圧成分を、参照信号Ｓｓの電圧成分で構成される基準信号Ｓｒで相殺（キャンセル）する処理を実行する。つまり、加算部１６は、相殺回路として機能する。

なお、増幅部１５において、出力する増幅信号Ｓ２の極性を上記の極性に対して反転させるか、または振幅変更部１４において、加算部１６に出力する基準信号Ｓｒの極性を上記の極性に対して反転させるかすることにより、加算部１６を減算部として構成して、両信号Ｓ２，Ｓｒの減算処理を実行することにより、増幅信号Ｓ２を構成する参照信号Ｓｓについての電圧成分を、参照信号Ｓｓの電圧成分で構成される基準信号Ｓｒで相殺（キャンセル）することも可能である。

同期検波部１７は、出力信号Ｓｏおよび基準信号Ｓｒを入力すると共に、基準信号Ｓｒで出力信号Ｓｏを同期検波することにより、検波信号Ｖｄを生成して出力する。具体的には、同期検波部１７は、同期検波により、出力信号Ｓｏに含まれる参照信号Ｓｓの信号成分（具体的には、参照信号Ｓｓと同一周波数の信号成分。電圧Ｖｓの成分）の振幅の増減に応じて電圧の絶対値が増減し、かつ出力信号Ｓｏに含まれる参照信号Ｓｓの信号成分の位相が参照信号Ｓｓの位相と一致しているとき（同位相のとき）と１８０°ずれているとき（逆位相のとき）とで極性の異なる検波信号Ｖｄを生成して出力する。本例では、一例として、同期検波部１７は、出力信号Ｓｏに含まれている参照信号Ｓｓの信号成分と基準信号Ｓｒとが同位相のときには正極性（正電圧）となり、逆位相のときには負極性（負電圧）となる検波信号Ｖｄを生成して出力する。

制御部１８は、入力した検波信号Ｖｄの極性に基づいて電圧が増減する制御信号Ｓｃ２を生成して、増幅部１５に出力する。本例では、一例として、制御部１８は、入力した検波信号Ｖｄが正極性のときには、制御信号Ｓｃ２の電圧レベルを増加させ、一方、入力した検波信号Ｖｄが負極性のときには、制御信号Ｓｃ２の電圧レベルを減少させる。以上の構成により、増幅部１５の増幅率δに対するフィードバック制御が同期検波部１７および制御部１８によって行われて、制御部１８が、増幅信号Ｓ２を構成する参照信号Ｓｓと同一周波数の信号成分（電圧Ｖｓの成分）の振幅（δ×β×（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ）を、基準信号Ｓｒの振幅（γ×Ｖｓ）と同じ振幅となるように、増幅部１５の増幅率δを検波信号Ｖｄに基づいて制御する。具体的には、制御部１８は、（γ＝δ×β×（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ）を満たすように増幅率δを制御する。したがって、加算部１６は、増幅信号Ｓ２および基準信号Ｓｒの加算処理を実行して、増幅信号Ｓ２を構成する参照信号Ｓｓの信号成分（電圧Ｖｓの成分）を基準信号Ｓｒで相殺（キャンセル）して、検出対象体２の交流電圧Ｖ１と同一周波数ｆ１の信号成分で構成される出力信号Ｓｏを生成して出力する。

処理部１９は、Ａ／Ｄ変換器およびＣＰＵ（いずれも図示せず）を備えて構成されて、出力信号Ｓｏの電圧波形（レベル）を予め規定された周波数（交流電圧Ｖ１の周波数よりも十分に早い周波数）のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデータＤ１に変換して記憶部２０に記憶させる記憶処理、このデジタルデータＤ１に基づいて交流電圧Ｖ１を算出する電圧算出処理、および算出した交流電圧Ｖ１を出力する出力処理を実行する。記憶部２０は、ＲＯＭやＲＡＭなどで構成されて、処理部１９での電圧算出処理において使用される電圧算出用テーブルＴＢが予め記憶されている。

この電圧算出用テーブルＴＢの作成手順について、その概要を説明する。一例として、電圧Ｖｓが一定の参照信号Ｓｓを検出部１２および振幅変更部１４に出力して、同期検波部１７および制御部１８によるフィードバック制御を行っている状態において、まず、検出対象体２に発生させる交流電圧Ｖ１を所定の電圧ステップで変化させつつデジタルデータＤ１を取得する。次いで、変化させた各交流電圧Ｖ１とそのときに取得したデジタルデータＤ１とを対応させて記憶部２０に記憶させることで、電圧算出用テーブルＴＢを作成する。この構成により、処理部１９は、電圧算出処理において新たに取得したデジタルデータＤ１と同じ値のデジタルデータＤ１に対応する交流電圧Ｖ１を電圧算出用テーブルＴＢを参照して取得することにより、検出対象体２の交流電圧Ｖ１を算出することが可能となっている。出力部２１は、本例では、一例としてディスプレイ装置で構成されて、処理部１９での出力処理において、交流電圧Ｖ１の波形や算出した電圧パラメータ（振幅や実効値）を表示させる。

次いで、電圧検出装置１による検出対象体２の交流電圧Ｖ１に対する検出動作について説明する。

まず、非接触の状態で検出対象体２に対向するように検出電極１１を検出対象体２の近傍に位置させる。これにより、図１に示すように、検出電極１１と検出対象体２との間に静電容量Ｃ０が形成された状態（検出電極１１と検出対象体２とが容量結合した状態）となる。この場合、静電容量Ｃ０の容量値Ｃは、検出電極１１と検出対象体２の距離に反比例して変化するが、検出電極１１を一旦配設した後は、温度などの環境が一定の条件下においては一定の（変動しない）値となる。

また、検出電極１１と検出対象体２とが静電容量Ｃ０を介して交流的に接続されることにより、グランド電位Ｖｇから、検出対象体２、検出電極１１、検出部１２および参照信号出力部１３を介してグランド電位Ｖｇに至る電流経路Ａ（図１中において一点鎖線で示す経路）が形成される。このため、この電流経路Ａには、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓに起因した電流と、検出対象体２の交流電圧Ｖ１に起因した電流とが流れ、特に、静電容量Ｃ０には、上記したように、交流電圧Ｖ１を静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊω１×Ｃ））で除算した電流Ｉ１と、電圧Ｖ２を静電容量Ｃ０のインピーダンス（１／（ｊωｓ×Ｃ））で除算した電流Ｉｓとが流れる。る。

検出部１２では、上記したように、１つの演算増幅器３１ａで構成される電流電圧変換回路３１が、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓの除去処理、並びに交流電圧Ｖ１に起因して流れる電流Ｉ１および参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓに起因して流れる電流Ｉｓの電圧への変換を行って、上記式（１）で表される電圧Ｖ３を出力する。次いで、積分回路３２が、この出力電圧Ｖ３を積分することにより、上記式（２）で表される積分信号Ｓ１を生成して出力する。

続いて、同期検波部１７および制御部１８が、上記したように作動して、加算部１６での増幅信号Ｓ２および基準信号Ｓｒについての加算処理において、増幅信号Ｓ２を構成する参照信号Ｓｓについての電圧成分が基準信号Ｓｒで相殺されるように、増幅部１５における積分信号Ｓ１に対する増幅率δを制御する。これにより、加算部１６は、検出対象体２の交流電圧Ｖ１と同一周波数ｆ１の信号成分で構成される出力信号Ｓｏを生成して出力する。

次いで、処理部１９が、記憶処理を実行して、出力信号Ｓｏを入力すると共にデジタルデータＤ１に変換して記憶部２０に記憶させる。続いて、処理部１９は、電圧算出処理を実行する。この電圧算出処理では、処理部１９は、記憶部２０に記憶されているデジタルデータＤ１を読み出すと共に、電圧算出用テーブルＴＢを参照して、読み出したデジタルデータＤ１に対応する交流電圧Ｖ１を取得する。また、処理部１９は、この取得した各デジタルデータＤ１に対応する交流電圧Ｖ１に基づいて、例えば交流電圧Ｖ１の実効値や振幅などを算出して記憶部２０に記憶させる。最後に、処理部１９は、出力処理を実行して、記憶部２０に記憶されている交流電圧Ｖ１の実効値や振幅などを、ディスプレイ装置で構成された出力部２１に表示させる。これにより、電圧検出装置１による検出対象体２の交流電圧Ｖ１についての検出が完了する。なお、出力処理において、処理部１９が、取得した交流電圧Ｖ１に基づいて、交流電圧Ｖ１の電圧波形を出力部２１に表示させる構成を採用することもできる。

この電圧検出装置１では、検出回路としての電流電圧変換回路３１が、検出電極１１、１つの演算増幅器３１ａ、第１抵抗３１ｂ、第２抵抗３１ｃ、第３抵抗３１ｄおよび第４抵抗３１ｅを備えて上記のように構成されている。したがって、この電流電圧変換回路３１によれば、検出電極１１が検出対象体２と容量結合し、かつ互いに接続された第１抵抗３１ｂおよび第２抵抗３１ｃの各他端に参照信号出力部１３から参照信号Ｓｓが供給されている状態において、１つの演算増幅器３１ａで、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓの除去と、交流電圧Ｖ１に起因して検出対象体２と検出電極１１との間（静電容量Ｃ０）に流れる電流Ｉ１の電圧への変換と、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓに起因して静電容量Ｃ０に流れる電流Ｉｓの電圧への変換とを同時に行って、上記式（１）で表される電圧Ｖ３を出力することができる。このため、この電流電圧変換回路３１によれば、演算増幅器が複数の場合に温度変化時や経時変化時に発生する個々の特性のバラツキに起因した検出誤差を大幅に低減することができるため、出力する電圧Ｖ３から参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを安定して精度よく除去することができる。また、演算増幅器３１ａを１つとすることで、演算増幅器および抵抗の部品点数を削減することができるため、低コスト化を図ることができる。

また、この電流電圧変換回路３１を備えた電圧検出装置１によれば、電流電圧変換回路３１が、温度変化や経時変化に対して、出力する電圧Ｖ３から参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを安定して除去することができるため、積分回路３２でこの電圧Ｖ３を積分して上記式（２）で表される積分信号Ｓ１とすることにより、この積分信号Ｓ１と参照信号Ｓｓとに基づいて、温度変化や経時変化に対して、より精度よく検出対象体２の交流電圧Ｖ１を非接触で検出することができる。

なお、上記の電圧検出装置１では、検出部１２の積分回路３２、参照信号出力部１３、振幅変更部１４、増幅部１５、加算部１６、同期検波部１７、制御部１８、処理部１９および記憶部２０を個別のハードウェア（電気回路）で構成して、出力信号Ｓｏの出力までをアナログ処理で行っているが、ＤＳＰなどを用いることにより、図３に示す電圧検出装置１Ａのように、これらを１つの信号処理部２２としてまとめて、交流電圧Ｖ１の算出までをデジタル処理で行う構成にすることもできる。なお、上記した構成要素と同一の機能を有するものには同一の符号を付して重複した説明を省略する。また、この構成では、検出部１２Ａは、図２に示す電流電圧変換回路３１のみで構成される。

具体的には、この電圧検出装置１Ａの信号処理部２２は、検出部１２Ａから出力される電圧Ｖ３を電圧データ（デジタルデータ）に変換して取り込む不図示のＡ／Ｄ変換器を備えてＡ／Ｄ変換処理を実行する。また、信号処理部２２は、参照信号Ｓｓ用の波形データをアナログ信号に変換して参照信号Ｓｓとして出力する不図示のＤ／Ａ変換器および増幅器を備えている。

また、信号処理部２２は、例えばＣＰＵおよびメモリを備えて構成された不図示の処理回路を備え、この処理回路が、予めメモリに記憶されている波形データを読み出して上記のＤ／Ａ変換器に出力することにより、この波形データに基づいてグランド電位Ｖｇを基準として周波数が一定で電圧がＶｓの参照信号Ｓｓを生成して出力する参照信号出力処理を実行する。また、この処理回路は、Ａ／Ｄ変換処理によって得られた上記式（１）で示される電圧Ｖ３の電圧データに含まれている周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）と周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）とを抽出するデジタルフィルタ処理、およびこの抽出された周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）を参照信号出力処理において出力される電圧Ｖｓに正規化する係数ｋを算出すると共に、この算出した係数ｋを周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）に乗算して交流電圧Ｖ１を算出して出力部２１に出力する電圧算出処理を実行する。

この電圧検出装置１によれば、温度変化や経時変化の影響を受けやすいアナログ処理の多くの部分を温度変化の影響を受けにくいデジタル処理に置き換えることができるため、電気特性のばらつきが不可避の電子部品の点数を大幅に削減できることと相まって、一層正確に交流電圧Ｖ１を検出することができる。

また、上記の電圧検出装置１，１Ａでは、第１抵抗３１ｂの抵抗値Ｒｘと第２抵抗３１ｃの抵抗値Ｒｙとの関係については特に限定してはいないが、抵抗値Ｒｘよりも抵抗値Ｒｙを低くするのが好ましい。一般的に、演算増幅器３１ａを使用する電流電圧変換回路３１では、第１抵抗３１ｂの抵抗値Ｒｘと第２抵抗３１ｃの抵抗値Ｒｙとを揃えた場合であっても、負帰還（フィードバック）される演算増幅器３１ａの反転入力端子側の回路インピーダンスに対して、非反転入力端子側の回路インピーダンスの方が高くなる傾向にある。また、インピーダンスの高い回路の方が外部ノイズの影響をより受け易いという事実がある。したがって、外部ノイズによる影響を電流電圧変換回路３１全体として低減するため、回路インピーダンスが高くなりがちな演算増幅器３１ａの非反転入力端子側に接続されている第２抵抗３１ｃおよび第４抵抗３１ｅの抵抗値Ｒｙ，α×Ｒｙを、反転入力端子側に接続されている第１抵抗３１ｂおよび第３抵抗３１ｄの抵抗値Ｒｘ，α×Ｒｘよりも小さい値（Ｒｙ＜Ｒｘ，α×Ｒｙ＜α×Ｒｘ）に規定して（低くして）、非反転入力端子側の回路が外部ノイズの影響を受け難くする、つまり非反転入力端子側の回路への外部ノイズの影響を低減するのが好ましい。

また、上記の電圧検出装置１，１Ａでは、第１抵抗３１ｂの抵抗値Ｒｘと第３抵抗３１ｄの抵抗値（α×Ｒｘ）との比率、および第２抵抗３１ｃの抵抗値Ｒｙと第４抵抗３１ｅの抵抗値（α×Ｒｙ）との比率を示す数値αについては正の数としか限定してはいないが、数値１に規定するのが好ましい。これにより、第１抵抗３１ｂの抵抗値Ｒｘと第３抵抗３１ｄの抵抗値（α×Ｒｘ）とが等しくなると共に、第２抵抗３１ｃの抵抗値Ｒｙと第４抵抗３１ｅの抵抗値（α×Ｒｙ）とが等しくなる結果、使用する抵抗の抵抗値の種類を１／２にすることができる。したがって、第１抵抗３１ｂ〜第４抵抗３１ｅに使用する抵抗の特性の選別作業に要する時間を短縮することができる。

また、検出対象体２の近傍に他の導電体が存在している場合には、検出電極１１が検出対象体２のみならず、この他の導電体とも容量結合する虞があり、このような場合には、検出対象体２の交流電圧Ｖ１を正確に検出できない事態が生じる。このため、図４に示すように、上記の電圧検出装置１に、電圧ガード部４１を配設する構成を採用することもできる。以下、電圧ガード部４１について説明する。なお、上記した構成要素と同一の機能を有するものには同一の符号を付して重複した説明を省略する。

電圧ガード部４１は、電圧生成部４２およびガード電極４３を備えている。本例では、電圧生成部４２は、一例として、第５抵抗４２ａ（抵抗値：Ｒｚ）、第６抵抗４２ｂ（抵抗値：α×Ｒｚ）、および演算増幅器４２ｃを備えて構成されている。この場合、第５抵抗４２ａおよび第６抵抗４２ｂが、参照信号Ｓｓの電圧Ｖｓを分圧することにより、Ｖｓ×α／（１＋α）の電圧Ｖ４を生成し、ボルテージフォロワ回路に構成された演算増幅器４２ｃが、この電圧Ｖ４を低インピーダンスでガード電極４３に印加する。この構成により、ガード電極４３と検出電極１１とは同電位となることから、ガード電極４３は検出電極１１と容量結合しない構成要素として機能する。したがって、検出対象体２の近傍に存在している他の導電体をガード電極４３で遮蔽することにより、検出電極１１と他の導電体との容量結合を回避できるため、他の導電体の存在下においても、検出対象体２の交流電圧Ｖ１を正確に検出することができる。

１，１Ａ 電圧検出装置
１１ 検出電極
１２，１２Ａ 検出部
１３ 参照信号出力部
２２ 信号処理部
３１ 電流電圧変換回路
３１ａ 演算増幅器
３１ｂ 第１抵抗
３１ｃ 第２抵抗
３１ｄ 第３抵抗
３１ｅ 第４抵抗
３２ 積分回路
ＥＸ 信号抽出部
Ｓ１ 積分信号
Ｓ２ 増幅信号
Ｓｏ 出力信号
Ｓｓ 参照信号
Ｖ１ 交流電圧
Ｖ３ 出力電圧
Ｖｓ 参照信号の電圧

Claims (6)

1. 検出対象体と容量結合する検出電極、および基準電位を基準として周波数がｆｓで電圧がＶｓの参照信号を出力する参照信号出力部を備えて前記検出対象体に生じている周波数がｆ１の検出対象交流電圧Ｖ１を前記基準電位を基準として検出する電圧検出装置に使用される当該電圧検出装置用の検出回路であって、
   前記検出電極が反転入力端子に接続された１つの演算増幅器と、
   抵抗値がＲｘに規定されて一端が前記反転入力端子に接続された第１抵抗と、
   抵抗値がＲｙに規定されると共に一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、かつ他端が前記第１抵抗の他端に接続されて、当該他端に前記参照信号が供給される第２抵抗と、
   抵抗値が（α×Ｒｘ）に規定されると共に一端が前記反転入力端子に接続され、かつ他端が前記演算増幅器の出力端子に接続された第３抵抗と、
   抵抗値が（α×Ｒｙ）に規定されると共に一端が前記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、かつ他端が前記基準電位に接続された第４抵抗とを有し、前記検出対象体と前記検出電極とが容量値Ｃで容量結合している状態において、下記式（１）で表される電圧Ｖを出力する電流電圧変換回路を備えている電圧検出装置用の検出回路。
   Ｖ＝（α^２／（１＋α））×ｊωｓ×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ
   −α×ｊω１×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （１）
   ただし、ωｓ＝２×π×ｆｓ、ω１＝２×π×ｆ１である。
2. 前記第１抵抗の前記抵抗値Ｒｘよりも前記第２抵抗の前記抵抗値Ｒｙが小さい値に規定されている請求項１記載の電圧検出装置用の検出回路。
3. 前記αは数値１に規定されている請求項１または２記載の電圧検出装置用の検出回路。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の電圧検出装置用の検出回路と、
   前記検出電極と、
   前記参照信号出力部と、
   前記検出回路から出力される前記電圧Ｖを積分して下記式（２）で表される積分信号Ｓ１を生成する積分部と、
   前記積分信号Ｓ１を制御に応じた利得で増幅して増幅信号を生成しつつ、前記参照信号と当該増幅信号との加算によって当該参照信号と当該増幅信号に含まれている前記参照信号の信号成分とを相殺可能に前記利得を制御すると共に、前記検出対象交流電圧の信号成分を当該増幅信号から抽出して出力信号として出力する信号抽出部と、
   前記出力信号をサンプリングして得られる電圧データと前記検出対象交流電圧Ｖ１とが対応して予め記憶された記憶部と、
   前記出力信号をサンプリングして前記電圧データを算出すると共に、前記記憶部を参照して当該算出した電圧データに対応する前記検出対象交流電圧Ｖ１を取得して出力する処理部とを備えている電圧検出装置。
   Ｓ１＝（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ−α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１ ・・・ （２）
5. 請求項１から３のいずれかに記載の電圧検出装置用の検出回路と、
   前記検出電極と、
   波形データに基づいて前記参照信号を生成して出力する参照信号出力処理、前記電圧Ｖを電圧データに変換するＡ／Ｄ変換処理、当該電圧データに含まれている周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）と周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）とを抽出するデジタルフィルタ処理、および当該抽出された前記周波数ｆｓの信号成分（（α^２／（１＋α））×Ｃ×Ｒｘ×Ｖｓ）を前記参照信号出力処理において出力される前記電圧Ｖｓに正規化する係数ｋを算出すると共に当該算出した係数ｋを前記周波数ｆ１の信号成分（α×Ｃ×Ｒｘ×Ｖ１）に乗算して前記検出対象交流電圧Ｖ１を算出して出力する電圧算出処理を実行する信号処理部とを備えている電圧検出装置。
6. 電圧値がＶｓ×α／（１＋α）に規定されたガード電圧を前記参照信号に基づいて生成する電圧生成部、および前記カード電圧が供給されるガード電極を有する電圧ガード部を備えている請求項４または５記載の電圧検出装置。

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