JP2011242370A - インピーダンス検出回路及びインピーダンス検出回路の調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】正確に測定対象のインピーダンスを検出することができる小型のインピーダンス検出回路及びインピーダンス検出回路の調整方法を提供すること。
【解決手段】本発明にかかるインピーダンス検出回路では、交流信号発生器１が正弦波信号Ｓ１を出力する。検出回路２は、被測定容量Ｃ_ｍと接続され、正弦波信号Ｓ１を被測定容量Ｃ_ｍに印加する。そして、検出回路２は、被測定容量Ｃ_ｍと寄生容量Ｃ_ｐとの合成インピーダンスに対応したノード電位Ｖ６を出力する。補正回路３は、正弦波信号Ｓ１に応じて、寄生容量Ｃ_ｐに対応したノード電位Ｖ６と同期するノード電位Ｖ８を出力。減算回路４は、ノード電位Ｖ６からノード電位Ｖ８を減算した検出信号ＶＯＵＴを出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、信号線に接続される回路などのインピーダンスを検出するインピーダンス検出回路及び、そのインピーダンス検出回路に付く寄生インピーダンスの調整方法に関する。

近年のシステムの高度化に伴い、容量センサーなどのインピーダンス値を検出する回路が多く使用されている。このようなインピーダンス検出回路は、様々な機器に搭載されるため、小型かつ調整が簡単であることが求められる。また、インピーダンス検出回路は、外部環境によらず正確にインピーダンス値を検出できる能力が求められる。

容量素子のインピーダンスを検出する回路の例が提案されている（特許文献１）。図４は、従来の静電容量−電圧変換装置（インピーダンス検出回路）の構成を模式的に示す回路図である。図４を参照して、このインピーダンス検出回路３００について説明する。このインピーダンス検出回路３００は、被測定容量３０の未知の静電容量Ｃｓを、対応する（すなわち、Ｃ_ｓに比例する）電圧に変換するよう動作する。このインピーダンス検出回路３００は、検出回路３１、位相補償回路３２、振幅補償回路３３、減算回路３４及び交流信号発生器３５により構成される。

検出回路３１は、被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓを検出する。検出回路３１は、演算増幅器４１を有する。演算増幅器４１は、電圧利得が閉ループ利得よりも極めて大きく、ほぼ無限大であるように見える増幅器である。演算増幅器４１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_ｆ１の帰還抵抗４２が接続される。これにより、演算増幅器４１には負帰還がかけられる。演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）には、交流信号発生器３５から出力される駆動信号が印加される。演算増幅器４１の反転入力端子（−）は、信号線４３を介して、被測定容量３０の一端と更に接続される。被測定容量３０の他端は、一定の直流バイアスＶ_ｈが印加される。

外部からのノイズ等の不要信号が信号線４３に誘導されるのを防止するために、信号線４３の周囲は、シールド線４４によって包囲される。シールド線４４は接地されず、演算増幅器４１の非反転入力端子（＋）と接続される。

なお、図４の符号Ｃ_ｐは、信号線４３のシールドされていない部分、すなわち信号線が止むを得ず露出している部分に生じる寄生容量を表す。この寄生容量Ｃ_ｐを介して、周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加される可能性がある。

上述のように、演算増幅器４１には、帰還抵抗４２を介して負帰還がかかっている。そして、演算増幅器４１は、その電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見える増幅器である。よって、演算増幅器４１の両入力端子間は、イマジナリ・ショートの状態にある。すなわち、演算増幅器４１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電圧差は、実質的にゼロである。従って、信号線４３とシールド線４４とは同じ電位（いわゆる電圧）となる。これにより、信号線４３とシールド線４４との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。このことは信号線４３の長さに無関係に成立する。また、信号線４３の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。

位相補償回路３２は、交流信号発生器３５から出力される駆動信号の位相を補償する回路である。位相補償回路３２は、演算増幅器５１を含む。演算増幅器５１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_１の帰還抵抗５２が接続される。演算増幅器５１の反転入力端子（−）には、交流信号発生器３５から出力される駆動信号が抵抗値Ｒ_１の抵抗５３を介して加えられる。また、この駆動信号は、抵抗値Ｒ_ｉ２の可変抵抗５４を介して演算増幅器５１の非反転入力端子（＋）にも印加される。この非反転入力端子（＋）は、容量Ｃ_２のコンデンサ５５を介して接地される。

振幅補償回路３３は、交流信号発生器３５からの駆動信号の振幅を補償するための回路である。振幅補償回路３３は、演算増幅器６１を含む。演算増幅器６１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_ｆ３の帰還抵抗６２が接続される。演算増幅器６１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ_ｉ３の抵抗６３を介して位相補償回路の出力電圧、すなわち演算増幅器５１の出力Ｖ_２が印加される。演算増幅器６１の非反転入力端子（＋）は接地される。さらに、演算増幅器６１の出力Ｖ_３は、抵抗値Ｒ_ｉ１の抵抗４５を介して演算増幅器４１の反転入力端子（−）に接続される。更に付け加えると、静電容量Ｃ_ｓと寄生容量Ｃ_ｐとによって発生する電流は、帰還抵抗４２に向かって流れる。このとき、付加されている寄生容量Ｃ_ｐの分の電流を打ち消すように、振幅補償回路３３の出力から抵抗４５を介して、調整された電流が帰還抵抗４２に流れ込んでいる。

減算回路３４は、検出回路３１の出力から交流信号発生器３５の出力を引き去るための回路である。減算回路３４は、演算増幅器７１を含む。演算増幅器７１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_１の帰還抵抗７２が接続される。演算増幅器７１の反転入力端子（−）には、抵抗値がＲ_１の抵抗７３を介して検出回路３１の出力、すなわち演算増幅器４１の出力Ｖ_１が印加される。演算増幅器７１の非反転入力端子（＋）には、抵抗値がＲ_１の抵抗７４を介して交流信号発生器３５の出力が印加される。この非反転入力端子（＋）には、抵抗値がＲ_１の抵抗７５を介して直流バイアスＶ_ｈが印加される。

交流信号発生器３５から出力される駆動信号は、交流信号Ｖ_ｄｖと直流バイアスＶ_ｈとの和であるが、直流バイアスＶ_ｈはゼロであってもよい。以下、図４に示すインピーダンス検出回路３００の動作を説明する。検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子と被測定容量３０を形成する電極の一方とを結ぶ信号線４３は、シールド線４４によって包囲されてシールドされている。しかし、被測定容量３０が接続されていないときであっても、このインピーダンス検出回路３００の出力、すなわち演算増幅器７１の出力Ｖ_ｏｕｔの位相は、交流信号Ｖ_ｄｖの位相から僅かではあるがシフトする。これは、信号線４３のシールドされていない、信号線が接続などのために仕方なく露出している部分に生じる寄生容量Ｃ_ｐが残留するためである。

従って、こうした位相シフトをキャンセルするために、交流信号Ｖ_ｄｖの位相及び振幅を位相補償回路３２及び振幅補償回路３３でそれぞれ調整する。これにより、調整後の信号すなわち演算増幅器６１の出力Ｖ_３を、抵抗４５を介して検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子に帰還させる。

ここで、交流信号Ｖ_ｄｖの角周波数をωとする。位相補償回路３２の出力Ｖ_２は、以下の式（１）で表される。

振幅補償回路３３の出力Ｖ_３は、以下の式（２）で表される。

検出回路３１の出力Ｖ_１は、以下の式（３）で表される。

減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔは、以下の式（４）で表される。

ここで、Ｐは以下の式（５）で示される。Ｑは以下の式（６）で示される。

したがって、可変抵抗５４の抵抗値Ｒ_ｉ２及び抵抗６３の抵抗値Ｒ_ｉ３を寄生容量Ｃ_ｐに依存して調整することにより、Ｐ＝０及びＱ＝０の条件を実現することができる。被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓを測定する際には、被測定容量３０を接続する前に、これらの抵抗値Ｒ_ｉ２及びＲ_ｉ３の調整を行う。この条件においては、可変抵抗５４の抵抗値Ｒ_ｉ２は、以下の式（７）で表される。抵抗６３のＲ_ｉ３は、以下の式（８）で表される。

その結果、減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔは、以下の式（９）で表わされる。

式（９）は、減算回路３４の出力Ｖ_ｏｕｔの振幅が、寄生容量Ｃ_ｐに影響されることなく、被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓに比例することを示している。

以上説明したように、図４に示すインピーダンス検出回路３００においては、２つの可変抵抗の値を調整することにより、寄生容量Ｃ_ｐに影響されず且つ被測定容量３０の静電容量Ｃ_ｓに比例する値を持つ出力信号を得ることができる。

特開２００２−３５０４７７号公報

しかし、インピーダンス検出回路３００は、回路規模が大きくなるという問題がある。インピーダンス検出回路３００では、寄生容量の影響により、検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子における信号の位相が、非反転入力端子に入力される原信号の位相に対して遅れる。そのため、原信号に対して進んだ位相を有する信号を生成し、検出回路３１の演算増幅器４１の反転入力端子に加算している。これにより、寄生容量の影響を除去している。

検出回路３１では、寄生容量の影響により０〜９０度の範囲で位相遅れが発生する。この位相遅れを打ち消すには、０〜９０度位相が進んだ信号を生成する必要がある。しかし、現実的には位相が進んだ信号を生成することはできない。そこで、位相が２７０〜３６０度遅れた信号を生成することで、実質的に位相が０〜９０度進んだ信号に相当する信号を生成している。ところが、演算増幅器１個では、０〜１８０度の範囲の位相遅れを有する信号しか生成できない。そこで、インピーダンス検出回路３００では、まず位相補償回路３２の演算増幅器５１により、位相を９０〜１８０度の範囲で遅らせる。更に、振幅補償回路３３の演算増幅器６１で出力を反転（位相を１８０度遅らせる）させることにより、２７０〜３６０度の位相遅れを有する信号を生成している。従って、インピーダンス検出回路３００のような従来技術においては、２個の演算増幅器が必要になる。その結果、インピーダンス検出回路の回路規模の増大を招いてしまう。

本発明の一態様であるインピーダンス検出回路は、交流信号を出力する交流信号発生器と、被測定回路と接続され、前記交流信号発生器からの前記交流信号を前記被測定回路に転送することにより、前記被測定回路のインピーダンス及び前記被測定回路との間に寄生する寄生インピーダンスの合成インピーダンスに対応した第１の信号を出力する検出回路と、前記交流信号発生器からの前記交流信号に応じて、前記寄生インピーダンスに対応した前記第１の信号と同期する第２の信号を出力する補正回路と、前記第１の信号から前記第２の信号を減算した検出信号を出力する減算回路と、を備える、ものである。本発明の一態様であるインピーダンス検出回路は、前記第１の信号から前記第２の信号を減算する。これにより、前記第１の信号に重畳されている前記寄生インピーダンスの影響を除去することができる。よって、被測定回路のインピーダンスに正確に対応した検出信号が出力される。

本発明によれば、正確に測定対象のインピーダンスを検出することができる小型のインピーダンス検出回路及びインピーダンス検出回路の調整方法を提供することができる。

実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）１００の構成を示すブロックダイアグラム図である。 インピーダンス検出回路１００の構成を詳細に表示した回路図である。 実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路２００の構成を示す回路図である。 従来の静電容量−電圧変換装置（インピーダンス検出回路）の構成を模式的に示す回路図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本発明の実施の形態１にかかるインピーダンス−電圧変換回路（以下、インピーダンス検出回路）は、測定対象となる回路や素子（被測定回路）のインピーダンス値に比例した電圧を出力するものである。このインピーダンス検出回路は、測定対象のインピーダンス測定の精度低下の原因となる寄生インピーダンスの影響を除去する。具体的には、このインピーダンス検出回路は、寄生インピーダンスの影響を除去する補正回路を有する。

図１は、実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）１００の構成を示すブロックダイアグラム図である。図２は、インピーダンス検出回路１００の構成を詳細に表示した回路図である。図１及び２を参照して、インピーダンス検出回路１００の構成について説明する。インピーダンス検出回路１００は、交流信号発生器１、検出回路２、補正回路３、減算回路４、信号線５及びシールド線６により構成される。

交流信号発生器１は、正弦波信号Ｓ１を出力する。正弦波信号Ｓ１は、交流信号成分Ｖａと正弦波信号Ｓ１の中点電位Ｖｃとの合成信号である。

検出回路２は、演算増幅器ＡＭＰ１及び帰還抵抗Ｒ２により構成される。演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と出力端子との間には、帰還抵抗Ｒ２が接続される。演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）は、信号線５を介して、被測定容量Ｃ_ｍと更に接続される。演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）は、交流信号発生器３５と接続され、交流信号発生器３５の出力信号である正弦波信号Ｓ１が入力される。

補正回路３は、演算増幅器ＡＭＰ２、帰還抵抗Ｒ３及び可変容量Ｃｖにより構成される。演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）と出力端子との間には、帰還抵抗Ｒ３が接続される。演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）は、可変容量Ｃｖを介して、接地電位と更に接続される。演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）は、交流信号発生器３５と接続され、交流信号発生器３５の出力信号である正弦波信号Ｓ１が入力される。

減算回路４は、演算増幅器ＡＭＰ３、抵抗Ｒ８〜１０及び帰還抵抗Ｒ１１により構成される。演算増幅器ＡＭＰ３の反転入力端子（−）と出力端子との間には、帰還抵抗Ｒ１１が接続される。演算増幅器ＡＭＰ３の反転入力端子（−）は、抵抗Ｒ９を介して、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と更に接続される。演算増幅器ＡＭＰ３の非反転入力端子（＋）と正弦波信号Ｓ１の中点電位Ｖｃとの間には、抵抗Ｒ１０が接続される。演算増幅器ＡＭＰ３の非反転入力端子（＋）は、抵抗Ｒ８を介して、演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子と更に接続される。

インピーダンス検出回路の測定対象である被測定容量Ｃ_ｍの一端は、信号線５と接続される。被測定容量Ｃ_ｍの他端は、直流バイアスＶ_ｈに接続される。直流バイアスＶ_ｈは、接地電位、特定のＤＣ電圧又はハイ・インピーダンス状態である。

信号線５は、外部からのノイズの影響を防ぐ為に、シールド線６で覆われる。演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）とはイマジナリ・ショートの状態にあるので、信号線５にも正弦波の信号が流れる。

シールド線６が直流電位でバイアスされている場合には、信号線５とシールド線６との間に寄生容量（寄生インピーダンス）が発生する。この寄生容量の発生を防止するため、シールド線６には、交流信号発生器３５の出力信号である正弦波信号Ｓ１が供給される。これにより、信号線５とシールド線６との間の寄生容量の発生を防止することができる。

また、信号線５が長くなると、信号線５の寄生容量（寄生インピーダンス）が大きくなる。しかし、シールド線６に覆われている限りは、信号線５の長さに依存した寄生容量を無視することができる。しかし、信号線５と被測定容量Ｃ_ｍとの間には、シールド線６に覆われていない、信号線５の配線が露出している部分が存在する。この露出部分には、寄生容量（寄生インピーダンス）Ｃ_ｐが寄生してしまう。図１及び２では、寄生容量Ｃ_ｐを、容量素子として表示している。

次に、インピーダンス検出回路１００の動作について説明する。インピーダンス検出回路１００は、検出回路２の検出結果から、補正回路３により再現した寄生容量Ｃ_ｐの影響を減算する。これにより、インピーダンス検出回路１００は、被測定容量Ｃ_ｍの容量値に比例した出力電圧を出力する動作を行う。

上述のように、交流信号発生器３５から出力される正弦波信号Ｓ１は、交流信号成分Ｖａと交流信号振幅の中点電位Ｖｃとの合成信号である。被測定容量Ｃ_ｍには、ＤＣ電圧レベルによる充放電電流は流れない。つまり、ＤＣ電圧レベルは、被測定容量Ｃ_ｍの容量値検出には実質的に影響しない。従って、被測定容量Ｃ_ｍの容量値を検出するためには、正弦波信号Ｓ１の交流信号成分Ｖａのみに着目すればよい。以下では、交流信号成分Ｖａに着目して、インピーダンス検出回路１００の動作を説明する。

説明にあたり、交流信号成分Ｖａの角周波数をωとする。検出回路２の演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）のノード電位をＶ４とする。演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（―）のノード電位をＶ５とする。演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子の電位をＶ６とする。補正回路３の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）のノード電位をＶ７とする。演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子のノード電位をＶ８とする。被測定容量Ｃ_ｍの直流バイアスＶ_ｈは接地電位とする。

検出回路２では、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）とが閉ループで閉じられている。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）とはイマジナリ・ショート状態にある。この状態において、演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）には交流信号成分Ｖａが入力される。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）は、交流信号成分Ｖａが印加された状態になる。

従って、被測定容量Ｃ_ｍ及び寄生容量Ｃ_ｐには、交流信号成分Ｖａが印加されることになる。被測定容量Ｃ_ｍと寄生容量Ｃ_ｐとの合成インピーダンスをＲ_ｓｐとすると、Ｒ_ｓｐは以下の式（１０）で表される。

被測定容量Ｃ_ｍ及び寄生容量Ｃ_ｐに流れる電流をｉ１とすると、ノード電位Ｖ５は以下の式（１１）で表される。

式（１１）を電流ｉ１に着目して変形すると、以下の式（１２）となる。

電流ｉ１は、検出回路２の帰還抵抗Ｒ_２にも流れる。よって、オームの法則より、帰還抵抗Ｒ_２の両端のノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ５との差電圧は、以下の式（１３）で表される。

その結果、ノード電位Ｖ６は以下の式（１４）で表される。

同様に、補正回路３では、演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子（−）とが閉ループで閉じられている。よって、演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）とはイマジナリ・ショート状態にある。この状態において、演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）には交流信号成分Ｖａが入力される。よって、演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）は、交流信号成分Ｖａが印加された状態になる。

補正回路３の可変容量Ｃｖに流れる電流をｉ２とすると、ノード電位Ｖ７は以下の式（１５）で表される。

式（１５）を電流ｉ２に着目して変形すると、以下の式（１６）となる。

電流ｉ２は、補正回路３の帰還抵抗Ｒ３にも流れる。よって、オームの法則より、帰還抵抗Ｒ３の両端のノード電位Ｖ８とノード電位Ｖ７との差電圧は、以下の式（１７）で表される。

その結果、ノード電位Ｖ８は以下の式（１８）で表される。

減算回路３４には、ノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ８とが印加される。そして、ノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ８との減算結果が検出信号ＶＯＵＴとなる。すなわち、（検出信号ＶＯＵＴ）＝（ノード電位Ｖ６）−（ノード電位Ｖ８）である。従って、検出信号ＶＯＵＴは、式（１４）に式（１８）を代入することにより、以下の式（１９）で表される。

イマジナリ・ショートの関係を考慮すると、（交流信号成分Ｖａ）＝（ノード電位Ｖ４）＝（ノード電位Ｖ５）＝（ノード電位Ｖ７）が成立する。また、（帰還抵抗Ｒ２）＝（帰還抵抗Ｒ３）及び（寄生容量Ｃ_ｐ）＝（可変容量Ｃ_ｖ）であるとすると、式（１９）は以下の式（２０）で表される。

つまり、（帰還抵抗Ｒ２）＝（帰還抵抗Ｒ３）及び（可変容量Ｃ_ｖ）＝（寄生容量Ｃ_ｐ）とすれば、検出信号ＶＯＵＴは、寄生容量Ｃ_ｐの値に依存しない。よって、検出信号ＶＯＵＴは、被測定容量Ｃ_ｍに比例した値となる。従って、インピーダンス検出回路１００は、寄生容量Ｃ_ｐの影響を受けることなく、被測定容量Ｃ_ｍの容量値に比例した出力電圧を得ることができる。尚、インピーダンス検出回路１００は、容量値だけではなく、抵抗値の検出も可能であることはいうまでもない。

インピーダンス検出回路１００において、（可変容量Ｃ_ｖ）＝（寄生容量Ｃ_ｐ）を実現する方法について説明する。まず、インピーダンス検出回路１００に被測定容量Ｃ_ｍを接続せずに、インピーダンス検出回路１００を動作させる。このとき、インピーダンス検出回路１００は、寄生容量Ｃ_ｐの影響のみを受けることとなる。この状態において補正回路３の可変容量Ｃ_ｖを調整して、ノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ８とが同じ値になるように調整する。すなわち、ノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ８が同じ値になったかの判断は、減算回路４の検出信号ＶＯＵＴをモニターする。検出信号ＶＯＵＴが交流信号成分を含まず、直流成分のみを含む状態に調整することにより、（可変容量Ｃ_ｖ）＝（寄生容量Ｃ_ｐ）を実現することができる。この後、被測定容量Ｃ_ｍを接続してインピーダンス検出回路１００を動作させて、寄生容量Ｃ_ｐの影響を受けることなく被測定容量Ｃ_ｍの容量値を正確に測定できる。

すなわち、インピーダンス検出回路１００は、検出回路２のレプリカ回路である補正回路３を有する。つまり、補正回路３は、検出回路２にかかる寄生容量Ｃ_ｐの影響を再現する。そして、検出回路２の出力信号から補正回路３の出力信号を減算する。補正回路３から出力される出力信号（ノード電位Ｖ８）は、検出回路２の出力信号（ノード電位Ｖ６）と同期している。よって、減算回路４が出力する検出信号ＶＯＵＴからは、寄生容量Ｃ_ｐの影響が除去される。これにより、インピーダンス検出回路１００は、被測定容量Ｃ_ｍにかかるインピーダンスを正確に検出することが可能となる。

また、本構成によれば、インピーダンス検出回路を小型化することができる。インピーダンス検出回路１００は、補正回路３は１個の演算増幅器を有する。従って、インピーダンス検出回路１００は、検出回路２及び減算回路４を除き、１個の演算増幅器を有する。一方、図４に示すインピーダンス検出回路３００は、位相補償回路３２及び振幅補償回路３３が、それぞれ１個の演算増幅器を有する。従って、インピーダンス検出回路３００は、検出回路３１及び減算回路３４を除き、２個の演算増幅器を有する。一般に、演算増幅器は大規模な回路構成を有する。従って、インピーダンス検出回路１００によれば、小型のインピーダンス検出回路を実現することが可能である。

一般に、演算増幅器には定常的に電流が流れる部分が存在する。よって、演算増幅器の設置数が増えるに従って、消費電力が大きくなる。ところが、インピーダンス検出回路１００は、上述のように、演算増幅器の設置数を削減することができる。従って、インピーダンス検出回路１００によれば、消費電力の低減が可能である。

加えて、インピーダンス検出回路１００は、インピーダンス検出回路３００のような従来構成と比べて、補正回路３に要する素子数が少ない。従って、より低コストのインピーダンス検出回路を実現することができる。

更に、本構成によれば、１個の可変容量の容量値を調整するのみで、容易に正確なインピーダンス検出が可能である。また、１個の可変容量のみ調整すればよいので、調整作業を容易かつ迅速に行うことができる。従って、インピーダンス検出作業に要するコストを低減することが可能である。

実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路について説明する。図３は、実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路２００の構成を示す回路図である。まず、図３を参照して、インピーダンス検出回路２００の構成について説明する。インピーダンス検出回路２００は、インピーダンス検出回路１００と比較して、検出回路２と被測定容量Ｃ_ｍとの間に、フィルタ回路７が挿入されている。フィルタ回路７の挿入により、寄生容量Ｃ_ｐは相対的に十分に小さくなり、その影響が直接現れることはなくなる。すなわち、インピーダンス検出回路２００においては、寄生容量Ｃ_ｐは十分に小さく、その影響を受けることはない。更に、インピーダンス検出回路２００は、インピーダンス検出回路１００と比較して、補正回路３が補正回路８に置換されている。インピーダンス検出回路２００のその他の構成は、インピーダンス検出回路１００と同様であるので説明を省略する。

フィルタ回路７は、容量Ｃ４及びＣ５、抵抗Ｒ４及びＲ５により構成される。抵抗Ｒ５の一端は、検出回路２の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と接続される。抵抗Ｒ５の他端は、抵抗Ｒ４の一端と接続される。抵抗Ｒ４の他端は、信号線５と接続される。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との間のノードと、接地電位と、の間には、容量Ｃ５が接続される。抵抗Ｒ４と信号線５との間のノードと、接地電位と、の間には、容量Ｃ４が接続される。

補正回路８は、図２に示す補正回路３の可変容量Ｃ_ｖが、補正用フィルタ回路９に置換された構成を有する。補正用フィルタ回路９は、容量Ｃ６、可変容量Ｃ７、抵抗Ｒ６及びＲ７により構成される。抵抗Ｒ７の一端は、演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）と接続される。抵抗Ｒ７の他端は、抵抗Ｒ６の一端と接続される。抵抗Ｒ６の他端は、容量Ｃ６を介して、接地電位と接続される。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との間のノードと、接地電位と、の間には、可変容量Ｃ７が接続される。

インピーダンス検出回路２００では、被測定容量Ｃ_ｍを測定するための電極や、信号線５のシールド線６に覆われていない部分は、ノイズの影響を受け易い。しかし、外部からのノイズの影響を受ける測定環境においても、被測定容量Ｃ_ｍの容量値を正しく測定することが求められる。そのため、インピーダンス検出回路２００では、ノイズの影響を抑制するために、フィルタ回路７が挿入されている。

ところが、フィルタ回路７を挿入すると、フィルタ回路７のインピーダンスが、被測定容量Ｃ_ｍのインピーダンスに加算されて測定されてしまう。よって、被測定容量Ｃ_ｍのインピーダンスを正確に測定するためには、フィルタ回路７のインピーダンスの影響を除去する必要がある。そのため、フィルタ回路７と同様の構成を有する補正用フィルタ回路９を、補正回路８に設けている。これにより、フィルタ回路７のインピーダンスの影響は除去される。

換言すれば、フィルタ回路７のインピーダンスは、図２に示す寄生容量Ｃ_ｐのインピーダンスに相当する。従って、インピーダンス検出回路２００においても、補正回路８により、インピーダンス検出回路１００と同様にフィルタ回路７のインピーダンスの影響を相殺できることが理解できる。

従って、インピーダンス検出回路２００によれば、ノイズによる影響を抑制するためのフィルタ回路などを挿入した場合においても、被測定容量Ｃ_ｍのインピーダンスを正確に測定することができる。すなわち、インピーダンス検出回路２００によれば、測定対象物以外に起因して信号線に付加されるインピーダンスを除去して、測定対象物のインピーダンスを正確に測定することができる。

本構成によれば、フィルタ回路７により、寄生容量の影響を抑制できる。従って、インピーダンス検出回路１００で必要であった可変容量の調整を省略することが可能である。これにより、インピーダンス検出作業に要する時間を更に低減することができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上述の検出回路及び補正回路の構成はあくまで例示である。従って、検出回路の出力信号から補正回路の出力信号を減算することにより、寄生インピーダンスの影響を除去できるならば、検出回路及び補正回路は他の構成とすることも可能である。

１、３５ 交流信号発生器
２、３１ 検出回路
３、８ 補正回路
４、３４ 減算回路
５、４３ 信号線
６、４４ シールド線
７ フィルタ回路
９ 補正用フィルタ回路
３０、Ｃ_ｍ 被測定容量
３２ 位相補償回路
３３ 振幅補償回路
４１、５１、６１、７１、ＡＭＰ１〜３ 演算増幅器
４２、５２、６２、７２、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ１１ 帰還抵抗
４５、５３、５４、６３、７３〜７５、Ｒ４〜Ｒ１０ 抵抗
５４ 可変抵抗
５５ コンデンサ
１００、２００ インピーダンス検出回路
Ｃ４〜７ 容量
Ｃ_ｐ 寄生容量
Ｃ_ｓ 静電容量
Ｃ_ｖ 可変容量
Ｓ１ 正弦波信号
Ｖ_１〜Ｖ_３ 出力
Ｖ４〜８ ノード電位
Ｖｃ 中点電位
Ｖ_ｄｖ 交流信号
Ｖａ 交流信号成分
Ｖ_ｈ 直流バイアス
ＶＯＵＴ 検出信号
Ｖ_ｏｕｔ 出力

Claims (7)

1. 交流信号を出力する交流信号発生器と、
   被測定回路と接続され、前記交流信号発生器からの前記交流信号を前記被測定回路に印加することにより、前記被測定回路のインピーダンス及び前記被測定回路との間に寄生する寄生インピーダンスとの合成インピーダンスに対応した第１の信号を出力する検出回路と、
   前記交流信号発生器からの前記交流信号に応じて、前記寄生インピーダンスに対応した前記第１の信号と同期する第２の信号を出力する補正回路と、
   前記第１の信号から前記第２の信号を減算した検出信号を出力する減算回路と、を備える、
   インピーダンス検出回路。
2. 前記検出回路は、
   非反転入力端子が前記交流信号発生器の出力端子と接続され、反転入力端子が前記被測定回路を介して固定電位と接続され、出力端子が前記減算回路と接続される第１の演算増幅器と、
   前記第１の演算増幅器の出力端子と前記反転入力端子との間に接続される第１の抵抗素子と、を備え、
   前記補正回路は、
   非反転入力端子が前記交流信号発生器の前記出力端子と接続され、出力端子が前記減算回路と接続される第２の演算増幅器と、
   前記第２の演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続される第２の抵抗素子と、
   前記第２の演算増幅器の前記反転入力端子と接地電位との間に接続される可変容量素子と、を備えることを特徴とする、
   請求項１に記載のインピーダンス検出回路。
3. 前記第１の演算増幅器は、前記第２の演算増幅器と同じ増幅特性を有し、
   前記第１の抵抗素子は、前記第２の抵抗素子と同じ抵抗値を有することを特徴とする、
   請求項２に記載のインピーダンス検出回路。
4. 前記第１の演算増幅器の前記反転入力端子と前記被測定回路とを接続する信号線と、
   前記第１の演算増幅器の前記非反転入力端子及び前記第２の演算増幅器の前記非反転入力端子と接続され、前記信号線をシールドするシールド線と、を備え、
   前記信号線には、前記シールド線にシールドされていない部分が存在することを特徴とする、
   請求項２又は３に記載のインピーダンス検出回路。
5. 前記信号線の前記シールド線によりシールドされていな部分に挿入されるフィルタ回路を更に備え、
   前記フィルタ回路は、一端が前記第１の演算増幅器の前記反転入力端子と接続される第３の抵抗素子と、
   前記第３の抵抗素子の他端と前記被測定回路との間に接続される第４の抵抗素子と、
   前記第３の抵抗素子及び前記第４の抵抗素子の接続点と接地電位との間に接続される第１の容量素子と、
   前記被測定回路と前記第４の抵抗素子との間に接続される第２の容量素子とを備え、
   前記補正回路は、
   前記可変容量素子と前記第２の演算増幅器の前記反転入力端子との間に接続される第５の抵抗素子と、
   一端が前記可変容量素子の前記第２の演算増幅器側の一端と接続される第６の抵抗素子と、
   前記第６の抵抗素子の他端と接地電位との間に接続される第３の容量素子と、を更に備えることを特徴とする、
   請求項４に記載のインピーダンス検出回路。
6. 前記第３乃至６の抵抗素子は、それぞれ同じ抵抗値を有し、
   前記第１乃至３の容量素子は、それぞれ同じ容量値を有することを特徴とする、
   請求項５に記載のインピーダンス検出回路。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載のインピーダンス検出回路に前記被測定回路を接続しない状態において、前記交流信号発生器から前記交流信号を出力し、
   前記可変容量素子の容量値を調整することにより、前記第１の信号と前記第２の信号とを等しくすることを特徴とする、
   インピーダンス検出回路の調整方法。

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