JP2002044788A - マイクロフォン装置 - Google Patents
マイクロフォン装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 微小な音波入力の変化を高感度で正確に検出
することが可能なマイクロフォン装置を提供する。 【解決手段】 第１演算増幅器１でボルテージフォロワ
を構成し、第２演算増幅器２の非反転入力端子を接地す
る。第２演算増幅器２の出力端子は第１コンデンサ７を
介して第１演算増幅器１の非反転入力端子に接続する。
第２交流電圧発生器１５と第１演算増幅器１の非反転入
力端子との間に第２コンデンサ１２を接続する。第２演
算増幅器２の出力端子を信号出力端子１３に接続する。
第１演算増幅器１の非反転入力端子に音波センサ８を接
続する。交流電圧Ｖｉｎを入力し、音波センサ８のうち
基礎容量値Ｃｄ分に流れる電流Ｉｄを、第２コンデンサ
１２を介して第２交流電圧発生器１５から供給する。信
号出力端子１３から電圧Ｖｏｕｔを取り出す。
することが可能なマイクロフォン装置を提供する。 【解決手段】 第１演算増幅器１でボルテージフォロワ
を構成し、第２演算増幅器２の非反転入力端子を接地す
る。第２演算増幅器２の出力端子は第１コンデンサ７を
介して第１演算増幅器１の非反転入力端子に接続する。
第２交流電圧発生器１５と第１演算増幅器１の非反転入
力端子との間に第２コンデンサ１２を接続する。第２演
算増幅器２の出力端子を信号出力端子１３に接続する。
第１演算増幅器１の非反転入力端子に音波センサ８を接
続する。交流電圧Ｖｉｎを入力し、音波センサ８のうち
基礎容量値Ｃｄ分に流れる電流Ｉｄを、第２コンデンサ
１２を介して第２交流電圧発生器１５から供給する。信
号出力端子１３から電圧Ｖｏｕｔを取り出す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば静電容量
等のインピーダンスを変化させる音波センサを備えたマ
イクロフォン装置に関するものである。
等のインピーダンスを変化させる音波センサを備えたマ
イクロフォン装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】音波信号を入力してこれを電気信号に変
換し出力するマイクロフォン装置の従来例として、例え
ば特開平１１−８８９８９号公報記載のものを挙げるこ
とができる。図５は、このマイクロフォン装置の概略構
成を示す回路図である。このマイクロフォン装置は、エ
レクトレット型の音波センサ４１を備えている。この音
波センサ４１は、外部から受けた音波で振動膜を振動さ
せ、この振動による振動膜とエレクトレット層との間の
容量変化に応じて端子間電圧Ｖｅを変化させるものであ
る。この端子間電圧Ｖｅの変化は、抵抗４２、４３、４
４及びＦＥＴ４５で構成されたソースフォロワ回路によ
ってインピーダンス変換され、出力端子４６から出力電
圧Ｖｄが出力されるようになっている。
換し出力するマイクロフォン装置の従来例として、例え
ば特開平１１−８８９８９号公報記載のものを挙げるこ
とができる。図５は、このマイクロフォン装置の概略構
成を示す回路図である。このマイクロフォン装置は、エ
レクトレット型の音波センサ４１を備えている。この音
波センサ４１は、外部から受けた音波で振動膜を振動さ
せ、この振動による振動膜とエレクトレット層との間の
容量変化に応じて端子間電圧Ｖｅを変化させるものであ
る。この端子間電圧Ｖｅの変化は、抵抗４２、４３、４
４及びＦＥＴ４５で構成されたソースフォロワ回路によ
ってインピーダンス変換され、出力端子４６から出力電
圧Ｖｄが出力されるようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記音波センサ４１を
含む一般的なコンデンサマイクロフォンの容量Ｃｅは、
一定の基礎容量値Ｃｄと外部から受けた音波によって変
化する容量変化分ΔＣとの和で表すことができる。Ｃｅ
＝Ｃｄ＋ΔＣところが前記端子間電圧Ｖｅは、コンデン
サマイクロフォンの全体の容量値Ｃｅの変化に応じて変
化するものである。そのため前記容量変化分ΔＣが基礎
容量値Ｃｄに比べて微少である場合には、容量変化分Δ
Ｃの検出感度がきわめて低くなってしまうという問題が
あった。この問題を解決すべく前記回路の増幅度を上げ
ると、今度は出力電圧Ｖｄが飽和してしまい、容量変化
分ΔＣを正確に検出できなくなるという問題が生じる。
含む一般的なコンデンサマイクロフォンの容量Ｃｅは、
一定の基礎容量値Ｃｄと外部から受けた音波によって変
化する容量変化分ΔＣとの和で表すことができる。Ｃｅ
＝Ｃｄ＋ΔＣところが前記端子間電圧Ｖｅは、コンデン
サマイクロフォンの全体の容量値Ｃｅの変化に応じて変
化するものである。そのため前記容量変化分ΔＣが基礎
容量値Ｃｄに比べて微少である場合には、容量変化分Δ
Ｃの検出感度がきわめて低くなってしまうという問題が
あった。この問題を解決すべく前記回路の増幅度を上げ
ると、今度は出力電圧Ｖｄが飽和してしまい、容量変化
分ΔＣを正確に検出できなくなるという問題が生じる。
【０００４】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたものであって、その目的は、微小な音波入
力の変化を高感度で正確に検出することが可能なマイク
ロフォン装置を提供することにある。
めになされたものであって、その目的は、微小な音波入
力の変化を高感度で正確に検出することが可能なマイク
ロフォン装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】そこで本発明のマイクロ
フォン装置は、ボルテージフォロワ、一方の入力端子を
所定の電圧に接続した演算増幅器、及び前記演算増幅器
の出力端子と前記ボルテージフォロワの入力端子との間
に設けられた第１のインピーダンスを含み、第１の増幅
電圧を前記ボルテージフォロワから出力させる増幅回路
と、入力した音波信号に応じてインピーダンスを変化さ
せる音波センサと、前記ボルテージフォロワの入力端子
にその一端が接続され他端に前記音波センサを接続した
信号線と、前記演算増幅器の出力端子に接続された信号
出力端子と、前記信号線に接続され前記音波センサに所
定の電流を供給する電流路とを備えたことを特徴として
いる。
フォン装置は、ボルテージフォロワ、一方の入力端子を
所定の電圧に接続した演算増幅器、及び前記演算増幅器
の出力端子と前記ボルテージフォロワの入力端子との間
に設けられた第１のインピーダンスを含み、第１の増幅
電圧を前記ボルテージフォロワから出力させる増幅回路
と、入力した音波信号に応じてインピーダンスを変化さ
せる音波センサと、前記ボルテージフォロワの入力端子
にその一端が接続され他端に前記音波センサを接続した
信号線と、前記演算増幅器の出力端子に接続された信号
出力端子と、前記信号線に接続され前記音波センサに所
定の電流を供給する電流路とを備えたことを特徴として
いる。
【０００６】上記マイクロフォン装置では、電流路を介
して所定の電流を音波センサに供給することができる。
この電流により、音波センサを流れる電流のうちインピ
ーダンス変化に応じて変化することのない電流分を、第
１のインピーダンスに流れる電流中から減殺することが
可能となる。また演算増幅器の一方の入力端子を所定の
電圧に接続しているので、特に演算増幅器を高速動作さ
せている場合においても、その出力信号に含まれる高調
波・ゆらぎ・演算誤差を抑制することが可能となる。
して所定の電流を音波センサに供給することができる。
この電流により、音波センサを流れる電流のうちインピ
ーダンス変化に応じて変化することのない電流分を、第
１のインピーダンスに流れる電流中から減殺することが
可能となる。また演算増幅器の一方の入力端子を所定の
電圧に接続しているので、特に演算増幅器を高速動作さ
せている場合においても、その出力信号に含まれる高調
波・ゆらぎ・演算誤差を抑制することが可能となる。
【０００７】また音波センサを容量型にするとともに第
１のインピーダンスを第１のコンデンサとすれば、位相
回りによる影響を抑制して、第１のコンデンサに流れる
電流中から音波センサの容量変化に応じて変化すること
のない電流分を確実に減殺することが可能となる。
１のインピーダンスを第１のコンデンサとすれば、位相
回りによる影響を抑制して、第１のコンデンサに流れる
電流中から音波センサの容量変化に応じて変化すること
のない電流分を確実に減殺することが可能となる。
【０００８】さらに上記マイクロフォン装置における前
記電流路を、第２の増幅電圧を出力する第２の演算増幅
器の出力端子と前記信号線との間に設け、これに第２の
インピーダンス又は第２のコンデンサを介設するように
すれば、電流源等の外部接続が不要となるし、また回路
動作を安定させることが可能となる。
記電流路を、第２の増幅電圧を出力する第２の演算増幅
器の出力端子と前記信号線との間に設け、これに第２の
インピーダンス又は第２のコンデンサを介設するように
すれば、電流源等の外部接続が不要となるし、また回路
動作を安定させることが可能となる。
【０００９】そして上記マイクロフォン装置において、
さらに前記信号線の少なくとも一部を電気的に遮蔽する
シールド手段と、このシールド手段に前記第１の増幅電
圧に基づくシールド電圧を印加するシールド電圧印加手
段とを設けるようにすると、シールド手段と信号線との
間の浮遊容量をコントロールして、音波センサのインピ
ーダンス変化を高精度で検出することが可能となる。
さらに前記信号線の少なくとも一部を電気的に遮蔽する
シールド手段と、このシールド手段に前記第１の増幅電
圧に基づくシールド電圧を印加するシールド電圧印加手
段とを設けるようにすると、シールド手段と信号線との
間の浮遊容量をコントロールして、音波センサのインピ
ーダンス変化を高精度で検出することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】次に、この発明のマイクロフォン
装置の具体的な実施の形態について、図面を参照しつつ
詳細に説明する。
装置の具体的な実施の形態について、図面を参照しつつ
詳細に説明する。
【００１１】（実施形態１）図１は、実施形態１のマイ
クロフォン装置の構成を示す回路図である。このマイク
ロフォン装置は、第１演算増幅器１及び第２演算増幅器
２を含む増幅回路を備えて構成されている。第１演算増
幅器１は、その出力端子と反転入力端子とが接続され、
ボルテージフォロワを構成している。ここでボルテージ
フォロワとは、入力インピーダンスが高い一方、出力イ
ンピーダンスが低く、入出力ゲインが理論上「１」であ
って、インピーダンス変換器として機能するものをい
う。従って、例えばこのボルテージフォロワを演算増幅
器で構成する場合には、その入出力端子間で信号増幅を
行うようにするための帰還回路網は設けられないという
ことになる。また第１演算増幅器１の非反転入力端子に
は、シールドされた信号線９の一端が接続されている。
クロフォン装置の構成を示す回路図である。このマイク
ロフォン装置は、第１演算増幅器１及び第２演算増幅器
２を含む増幅回路を備えて構成されている。第１演算増
幅器１は、その出力端子と反転入力端子とが接続され、
ボルテージフォロワを構成している。ここでボルテージ
フォロワとは、入力インピーダンスが高い一方、出力イ
ンピーダンスが低く、入出力ゲインが理論上「１」であ
って、インピーダンス変換器として機能するものをい
う。従って、例えばこのボルテージフォロワを演算増幅
器で構成する場合には、その入出力端子間で信号増幅を
行うようにするための帰還回路網は設けられないという
ことになる。また第１演算増幅器１の非反転入力端子に
は、シールドされた信号線９の一端が接続されている。
【００１２】また信号線９の他端には、音波センサ８が
設けられている。この音波センサ８は、図６にその縦断
面図を示すように、円筒金属外壁３４の一端側に振動膜
３１を備えるとともに、前記円筒金属外壁３４に絶縁物
３３で支持された背極３２が、前記振動膜３１との間に
所定の間隙を置いて対置するように設けられている。そ
してこの背極３２の反振動膜側端部に検出電極３５が形
成され、また円筒金属外壁３４の反振動膜側端部に負電
極３６が形成されている。そして受けた音波に応じて前
記振動膜３１が振動することにより、振動膜３１と背極
３２との間の相対位置を変化させ、これによって負電極
３６と検出電極３５との間の静電容量Ｃｓを変化させる
ものである。そこで前記信号線９を音波センサ８の検出
電極３５に接続し、また負電極３６を接地するようにし
ている。
設けられている。この音波センサ８は、図６にその縦断
面図を示すように、円筒金属外壁３４の一端側に振動膜
３１を備えるとともに、前記円筒金属外壁３４に絶縁物
３３で支持された背極３２が、前記振動膜３１との間に
所定の間隙を置いて対置するように設けられている。そ
してこの背極３２の反振動膜側端部に検出電極３５が形
成され、また円筒金属外壁３４の反振動膜側端部に負電
極３６が形成されている。そして受けた音波に応じて前
記振動膜３１が振動することにより、振動膜３１と背極
３２との間の相対位置を変化させ、これによって負電極
３６と検出電極３５との間の静電容量Ｃｓを変化させる
ものである。そこで前記信号線９を音波センサ８の検出
電極３５に接続し、また負電極３６を接地するようにし
ている。
【００１３】第２演算増幅器２は、非反転入力端子が接
地される一方、反転入力端子には第１抵抗（抵抗値Ｒ
１）５及び第２抵抗（抵抗値Ｒ２）６の一端がそれぞれ
接続されている。第１抵抗５の他端は第１交流電圧発生
器（発生交流電圧Ｖｉｎ、角周波数ω）４に接続され、
第２抵抗６の他端は前記第１演算増幅器１の反転入力端
子に接続されている。第２演算増幅器２の出力端子は、
第１コンデンサ（第１のインピーダンス、容量値Ｃｆ）
７を介して第１演算増幅器１の非反転入力端子（ボルテ
ージフォロワの入力端子）に接続されている。また前記
信号線９には、第２コンデンサ（容量値Ｃｃ）１２を介
して第２交流電圧発生器（発生交流電圧Ｖｃ、角周波数
ω）１５が接続されるとともに、第３抵抗（抵抗値Ｒ
ｃ）１４を介して第３交流電圧発生器（発生交流電圧Ｖ
ｒ、角周波数ω）１６が接続されている。そして第２演
算増幅器２の出力端子が信号出力端子１３に接続されて
いる。
地される一方、反転入力端子には第１抵抗（抵抗値Ｒ
１）５及び第２抵抗（抵抗値Ｒ２）６の一端がそれぞれ
接続されている。第１抵抗５の他端は第１交流電圧発生
器（発生交流電圧Ｖｉｎ、角周波数ω）４に接続され、
第２抵抗６の他端は前記第１演算増幅器１の反転入力端
子に接続されている。第２演算増幅器２の出力端子は、
第１コンデンサ（第１のインピーダンス、容量値Ｃｆ）
７を介して第１演算増幅器１の非反転入力端子（ボルテ
ージフォロワの入力端子）に接続されている。また前記
信号線９には、第２コンデンサ（容量値Ｃｃ）１２を介
して第２交流電圧発生器（発生交流電圧Ｖｃ、角周波数
ω）１５が接続されるとともに、第３抵抗（抵抗値Ｒ
ｃ）１４を介して第３交流電圧発生器（発生交流電圧Ｖ
ｒ、角周波数ω）１６が接続されている。そして第２演
算増幅器２の出力端子が信号出力端子１３に接続されて
いる。
【００１４】次に、上記のように構成されたマイクロフ
ォン装置の動作について説明する。音波センサ８の全静
電容量Ｃｓは、基礎容量値をＣｄ、受けた音波に応じて
変化する容量変化分をΔＣとすると、 Ｃｓ＝Ｃｄ＋ΔＣ ―――（１） で表すことができる。そこで第１交流電圧発生器４から
角周波数ωの交流入力電圧Ｖｉｎを与える。各演算増幅
器１、２の入力端子間がイマジナリ・ショート状態にあ
ることから、第２演算増幅器２の反転入力端子電圧Ｖ１
＝０である。これにより第１演算増幅器１の反転入力端
子電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ ―――（２） ＝Ｖｐ となる。つまりボルテージフォロワの出力電圧（第１の
増幅電圧）Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎに反転比例した電圧
になるということである。
ォン装置の動作について説明する。音波センサ８の全静
電容量Ｃｓは、基礎容量値をＣｄ、受けた音波に応じて
変化する容量変化分をΔＣとすると、 Ｃｓ＝Ｃｄ＋ΔＣ ―――（１） で表すことができる。そこで第１交流電圧発生器４から
角周波数ωの交流入力電圧Ｖｉｎを与える。各演算増幅
器１、２の入力端子間がイマジナリ・ショート状態にあ
ることから、第２演算増幅器２の反転入力端子電圧Ｖ１
＝０である。これにより第１演算増幅器１の反転入力端
子電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ ―――（２） ＝Ｖｐ となる。つまりボルテージフォロワの出力電圧（第１の
増幅電圧）Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎに反転比例した電圧
になるということである。
【００１５】音波センサ８を流れる電流値Ｉｓは、 Ｉｓ＝ｊωＣｓ・Ｖｐ ＝ｊωＣｓ・Ｖ２ ―――（３） で表される。また第２コンデンサ１２を流れる電流Ｉｃ
は、 Ｉｃ＝ｊωＣｃ・（Ｖｃ−Ｖ２） ―――（４） であり、第３抵抗１４を流れる電流Ｉｒは、 Ｉｒ＝（Ｖｒ−Ｖ２）／Ｒｃ ―――（５） である。そして第１コンデンサ７を流れる電流Ｉｆは、 Ｉｆ＝Ｉｓ−Ｉｃ−Ｉｒ＋Ｉｐ ―――（６） と表される。Ｉｐは、第１演算増幅器１の非反転入力端
子に流れ込む電流値である。さらに音波センサ８に流れ
る電流Ｉｓは、容量Ｃｓのうち基礎容量値Ｃｄに相当す
る部分に流れる電流Ｉｄと、容量変化分ΔＣに相当する
部分に流れる電流ΔＩとに分解できる。 Ｉｓ＝Ｉｄ＋ΔＩ ―――（７） 従って電流Ｉｆは、 Ｉｆ＝Ｉｄ＋ΔＩ−Ｉｃ−Ｉｒ＋Ｉｐ ―――（８） と書くことができる。一方、信号出力端子電圧Ｖｏｕｔ
は、 Ｖｏｕｔ＝Ｉｆ／ｊωＣｆ＋Ｖ２ ―――（９） で表される。
は、 Ｉｃ＝ｊωＣｃ・（Ｖｃ−Ｖ２） ―――（４） であり、第３抵抗１４を流れる電流Ｉｒは、 Ｉｒ＝（Ｖｒ−Ｖ２）／Ｒｃ ―――（５） である。そして第１コンデンサ７を流れる電流Ｉｆは、 Ｉｆ＝Ｉｓ−Ｉｃ−Ｉｒ＋Ｉｐ ―――（６） と表される。Ｉｐは、第１演算増幅器１の非反転入力端
子に流れ込む電流値である。さらに音波センサ８に流れ
る電流Ｉｓは、容量Ｃｓのうち基礎容量値Ｃｄに相当す
る部分に流れる電流Ｉｄと、容量変化分ΔＣに相当する
部分に流れる電流ΔＩとに分解できる。 Ｉｓ＝Ｉｄ＋ΔＩ ―――（７） 従って電流Ｉｆは、 Ｉｆ＝Ｉｄ＋ΔＩ−Ｉｃ−Ｉｒ＋Ｉｐ ―――（８） と書くことができる。一方、信号出力端子電圧Ｖｏｕｔ
は、 Ｖｏｕｔ＝Ｉｆ／ｊωＣｆ＋Ｖ２ ―――（９） で表される。
【００１６】第１演算増幅器１の入力インピーダンスは
既知である。これをＲｉとすると、電流Ｉｐは、 Ｉｐ＝Ｖ２／Ｒｉ ＝−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ／Ｒｉ ―――（１０） となる。そこで上記マイクロフォン装置では、 −（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ／Ｒｉ＝（Ｖｒ−Ｖ２）／Ｒｃ ―――（１１） となるように第３交流電圧発生器１６の電圧Ｖｒ及び第
３抵抗１４の抵抗値Ｒｃを選択している。この際、式
（１１）を成立させるためには電圧Ｖｒのみを調整する
ようにしてもよいし、抵抗値Ｒｃのみを調整するように
してもよいが、電圧Ｖｒ及び抵抗値Ｒｃの双方を調整す
るようにしてもよい。するとＩｐ＝Ｉｒとなるので、式
（８）は、 Ｉｆ＝Ｉｄ＋ΔＩ−Ｉｃ ―――（１２） と表される。
既知である。これをＲｉとすると、電流Ｉｐは、 Ｉｐ＝Ｖ２／Ｒｉ ＝−（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ／Ｒｉ ―――（１０） となる。そこで上記マイクロフォン装置では、 −（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｉｎ／Ｒｉ＝（Ｖｒ−Ｖ２）／Ｒｃ ―――（１１） となるように第３交流電圧発生器１６の電圧Ｖｒ及び第
３抵抗１４の抵抗値Ｒｃを選択している。この際、式
（１１）を成立させるためには電圧Ｖｒのみを調整する
ようにしてもよいし、抵抗値Ｒｃのみを調整するように
してもよいが、電圧Ｖｒ及び抵抗値Ｒｃの双方を調整す
るようにしてもよい。するとＩｐ＝Ｉｒとなるので、式
（８）は、 Ｉｆ＝Ｉｄ＋ΔＩ−Ｉｃ ―――（１２） と表される。
【００１７】また音波センサ８の基礎容量値Ｃｄは既知
である。そこで上記マイクロフォン装置では、 ｊωＣｄ・Ｖ２＝ｊωＣｃ・（Ｖｃ−Ｖ２） ―――（１３） となるように第２交流電圧発生器１５の電圧Ｖｃ及び第
２コンデンサ１２の容量値Ｃｃを選択している。この
際、式（１３）を成立させるためには電圧Ｖｃのみを調
整するようにしてもよいし、容量Ｃｃのみを調整するよ
うにしてもよいが、電圧Ｖｃ及び容量Ｃｃの双方を調整
するようにしてもよい。するとＩｄ＝Ｉｃとなるので、
式（１２）は、 Ｉｆ＝ΔＩ ―――（１４） と表されることになる。つまり、第２交流電圧発生器１
５と信号線９との間で第２コンデンサ１２が介設された
電路１７が、音波センサ８に所定の電流Ｉｃを供給する
電流路として機能している。また、第２交流電圧発生器
１５と第２コンデンサ１２の介設された前記電路１７と
によって、音波センサ８に所定の電流Ｉｄを供給する電
流源が構成されている。そしてΔＩは、 ΔＩ＝ｊωΔＣ・Ｖ２ ―――（１５） であるから、式（２）、式（１４）及び式（１５）を式
（９）に代入して、 Ｖｏｕｔ＝−（１＋ΔＣ／Ｃｆ）・Ｖｉｎ・Ｒ２／Ｒ１ ―――（１６） が得られる。従ってこのＶｏｕｔを検出することによ
り、音波入力による音波センサ８の容量変化分ΔＣを知
得することができる。
である。そこで上記マイクロフォン装置では、 ｊωＣｄ・Ｖ２＝ｊωＣｃ・（Ｖｃ−Ｖ２） ―――（１３） となるように第２交流電圧発生器１５の電圧Ｖｃ及び第
２コンデンサ１２の容量値Ｃｃを選択している。この
際、式（１３）を成立させるためには電圧Ｖｃのみを調
整するようにしてもよいし、容量Ｃｃのみを調整するよ
うにしてもよいが、電圧Ｖｃ及び容量Ｃｃの双方を調整
するようにしてもよい。するとＩｄ＝Ｉｃとなるので、
式（１２）は、 Ｉｆ＝ΔＩ ―――（１４） と表されることになる。つまり、第２交流電圧発生器１
５と信号線９との間で第２コンデンサ１２が介設された
電路１７が、音波センサ８に所定の電流Ｉｃを供給する
電流路として機能している。また、第２交流電圧発生器
１５と第２コンデンサ１２の介設された前記電路１７と
によって、音波センサ８に所定の電流Ｉｄを供給する電
流源が構成されている。そしてΔＩは、 ΔＩ＝ｊωΔＣ・Ｖ２ ―――（１５） であるから、式（２）、式（１４）及び式（１５）を式
（９）に代入して、 Ｖｏｕｔ＝−（１＋ΔＣ／Ｃｆ）・Ｖｉｎ・Ｒ２／Ｒ１ ―――（１６） が得られる。従ってこのＶｏｕｔを検出することによ
り、音波入力による音波センサ８の容量変化分ΔＣを知
得することができる。
【００１８】上記マイクロフォン装置では、第１コンデ
ンサ７を流れる電流Ｉｆに応じた値の電圧Ｖｏｕｔが得
られる。そして第１コンデンサ７に流れる電流Ｉｆは式
（１４）に示すとおり電流ΔＩに等しいから、基礎容量
値Ｃｄの大きさに依存しない電圧Ｖｏｕｔを得ることが
できる。従って基礎容量値Ｃｄに比べて容量変化分ΔＣ
がきわめて微少である場合にも、容量変化分ΔＣを高感
度で検出することができる。また第１コンデンサ７の容
量Ｃｆを小さくして検出感度をより高くしても、電流Ｉ
ｆには電流Ｉｄの分を含まないので、基礎容量値Ｃｄの
大きさにかかわらず電圧Ｖｏｕｔが容易に飽和するのを
回避することができる。そのため、微少な音波入力の変
化であってもこれを高感度で検出することができる。
ンサ７を流れる電流Ｉｆに応じた値の電圧Ｖｏｕｔが得
られる。そして第１コンデンサ７に流れる電流Ｉｆは式
（１４）に示すとおり電流ΔＩに等しいから、基礎容量
値Ｃｄの大きさに依存しない電圧Ｖｏｕｔを得ることが
できる。従って基礎容量値Ｃｄに比べて容量変化分ΔＣ
がきわめて微少である場合にも、容量変化分ΔＣを高感
度で検出することができる。また第１コンデンサ７の容
量Ｃｆを小さくして検出感度をより高くしても、電流Ｉ
ｆには電流Ｉｄの分を含まないので、基礎容量値Ｃｄの
大きさにかかわらず電圧Ｖｏｕｔが容易に飽和するのを
回避することができる。そのため、微少な音波入力の変
化であってもこれを高感度で検出することができる。
【００１９】また上記では、第１演算増幅器１について
は反転入力端子と出力端子とを短絡してゲイン＝１のボ
ルテージフォロワとして機能させ、必要なゲインは第２
演算増幅器２でかせぐようにしている。そして電圧増幅
を行う第２演算増幅器２は、その非反転入力端子を接地
している。このようにすると非反転入力端子の電圧が安
定するので、特に演算増幅器を高速動作させている場合
に、出力信号に含まれる高調波を抑制することができ
る。これにより第２演算増幅器２の出力電圧に含まれる
高調波成分が大幅に低減され、演算精度を顕著に向上さ
せることができる。従って一段と高精度なΔＣの検出を
することができる。つまり、音波信号の高精度な検出及
び出力が可能になるということである。もっとも第２演
算増幅器２の非反転入力端子は電圧が安定していればよ
いので、接地以外に所定の安定電圧（例えば一定電圧）
を非反転入力端子に印加してもよい。
は反転入力端子と出力端子とを短絡してゲイン＝１のボ
ルテージフォロワとして機能させ、必要なゲインは第２
演算増幅器２でかせぐようにしている。そして電圧増幅
を行う第２演算増幅器２は、その非反転入力端子を接地
している。このようにすると非反転入力端子の電圧が安
定するので、特に演算増幅器を高速動作させている場合
に、出力信号に含まれる高調波を抑制することができ
る。これにより第２演算増幅器２の出力電圧に含まれる
高調波成分が大幅に低減され、演算精度を顕著に向上さ
せることができる。従って一段と高精度なΔＣの検出を
することができる。つまり、音波信号の高精度な検出及
び出力が可能になるということである。もっとも第２演
算増幅器２の非反転入力端子は電圧が安定していればよ
いので、接地以外に所定の安定電圧（例えば一定電圧）
を非反転入力端子に印加してもよい。
【００２０】さらに図２は、信号線９に対する交流電圧
発生器の接続態様が変更された上記実施形態１の変形例
を示している。ここでは、第２コンデンサ１２及び第３
抵抗１４に流れる電流Ｉｃ、Ｉｒの角周波数ωの２倍の
角周波数ω’を有する電流を、信号線９に供給できるよ
うにしている。すなわち信号線９に、さらに第３コンデ
ンサ２４を介して第４交流電圧発生器（角周波数ω’＝
２ω）２６が接続されるとともに、第６抵抗２５を介し
て第５交流電圧発生器（角周波数ω’＝２ω）２７が接
続されているということである。こうすることにより、
信号出力端子１３から出力される検出信号に含まれるこ
とがある第２高調波を効果的にうち消すことがことがで
き、高調波によるノイズを確実に抑制することができ
る。
発生器の接続態様が変更された上記実施形態１の変形例
を示している。ここでは、第２コンデンサ１２及び第３
抵抗１４に流れる電流Ｉｃ、Ｉｒの角周波数ωの２倍の
角周波数ω’を有する電流を、信号線９に供給できるよ
うにしている。すなわち信号線９に、さらに第３コンデ
ンサ２４を介して第４交流電圧発生器（角周波数ω’＝
２ω）２６が接続されるとともに、第６抵抗２５を介し
て第５交流電圧発生器（角周波数ω’＝２ω）２７が接
続されているということである。こうすることにより、
信号出力端子１３から出力される検出信号に含まれるこ
とがある第２高調波を効果的にうち消すことがことがで
き、高調波によるノイズを確実に抑制することができ
る。
【００２１】（実施形態２）図３は、実施形態２のマイ
クロフォン装置の構成を示す回路図である。この装置が
実施形態１のものと異なるのは、ボルテージフォロワ又
はバッファ（シールド電圧印加手段）３を介して第１演
算増幅器１の反転入力端子電圧をシールド線（シールド
手段）１０に印加している点である。シールド線１０
は、信号線９を電気的に遮蔽するものである。第１演算
増幅器１の両入力端子はイマジナリ・ショートしている
ので、このようにすると非反転入力端子電圧に等しいシ
ールド電圧をシールド線１０に印加することができる。
これによって信号線９の電圧とシールド線１０の電圧と
が等しくなり、両者間に浮遊容量が発生するのを回避す
ることができる。
クロフォン装置の構成を示す回路図である。この装置が
実施形態１のものと異なるのは、ボルテージフォロワ又
はバッファ（シールド電圧印加手段）３を介して第１演
算増幅器１の反転入力端子電圧をシールド線（シールド
手段）１０に印加している点である。シールド線１０
は、信号線９を電気的に遮蔽するものである。第１演算
増幅器１の両入力端子はイマジナリ・ショートしている
ので、このようにすると非反転入力端子電圧に等しいシ
ールド電圧をシールド線１０に印加することができる。
これによって信号線９の電圧とシールド線１０の電圧と
が等しくなり、両者間に浮遊容量が発生するのを回避す
ることができる。
【００２２】またここでは、シールド電圧印加手段とし
てボルテージフォロワ３を用い、これによって回路構成
の簡素化を図っている。しかしながら回路規模にこだわ
らない場合には、シールド電圧印加手段として第１演算
増幅器１の反転入力端子電圧を位相・振幅補償できるよ
うな回路を用いてもよい。このような回路を用いると入
力電圧周波数ωがきわめて高いような場合にも、信号線
９とシールド線１０との間を確実に同電位にして浮遊容
量の発生を防止することができる。さらにシールド電圧
印加手段として位相振幅補償回路を用いるような場合に
は、これをシールド線１０と交流電圧発生器４との間に
接続し、第１交流電圧発生器４の電圧Ｖｉｎを位相振幅
補償してシールド線１０に印加するようにしてもよい。
ボルテージフォロワの出力電圧Ｖ２は前記電圧Ｖｉｎに
基づいて形成されているので、このようにしてもボルテ
ージフォロワの出力電圧に基づくシールド電圧をシール
ド線１０に印加することができるからである。
てボルテージフォロワ３を用い、これによって回路構成
の簡素化を図っている。しかしながら回路規模にこだわ
らない場合には、シールド電圧印加手段として第１演算
増幅器１の反転入力端子電圧を位相・振幅補償できるよ
うな回路を用いてもよい。このような回路を用いると入
力電圧周波数ωがきわめて高いような場合にも、信号線
９とシールド線１０との間を確実に同電位にして浮遊容
量の発生を防止することができる。さらにシールド電圧
印加手段として位相振幅補償回路を用いるような場合に
は、これをシールド線１０と交流電圧発生器４との間に
接続し、第１交流電圧発生器４の電圧Ｖｉｎを位相振幅
補償してシールド線１０に印加するようにしてもよい。
ボルテージフォロワの出力電圧Ｖ２は前記電圧Ｖｉｎに
基づいて形成されているので、このようにしてもボルテ
ージフォロワの出力電圧に基づくシールド電圧をシール
ド線１０に印加することができるからである。
【００２３】（実施形態３）図４は、実施形態３のマイ
クロフォン装置の構成を示す回路図である。この装置が
実施形態１のものと異なるのは、第３演算増幅器（第２
の演算増幅器）２０と、この第３演算増幅器２０の反転
入力端子に一端が接続された第４抵抗（抵抗値Ｒ４）２
１と、反転入力端子と出力端子との間に接続された第５
抵抗（抵抗値Ｒ５）２２とで構成された反転増幅器を設
けている点である。そして第４抵抗２１の他端を第１交
流電圧発生器４に接続するとともに、第３演算増幅器２
０の出力端子に第２コンデンサ１２を接続して電流Ｉｃ
を音波センサ８に供給するようにしている。ここでは第
３演算増幅器２０の出力端子と信号線９との間で第２コ
ンデンサ（第２のインピーダンス）１２が介設された電
路１８が、音波センサ８に所定の電流Ｉｃを供給する電
流路として機能している。また前記構成の反転増幅器
と、第１交流電圧発生器４と、第２コンデンサ１２とに
よって、音波センサ８に所定の電流を供給する電流源が
構成されている。第３演算増幅器２０の出力端子から
は、−（Ｒ５／Ｒ４）・Ｖｉｎで表される電圧（第２の
増幅電圧）Ｖｏが出力される。そしてこの検出回路で
は、各抵抗値を例えばＲ４＝Ｒ１、Ｒ５＝Ｒ２・（１＋
Ｃｄ／Ｃｃ）となるように選択している。すると実施形
態１と同様に、電流Ｉｄのほぼ全量を第２コンデンサ１
２を流れる電流Ｉｃで賄うことができる。
クロフォン装置の構成を示す回路図である。この装置が
実施形態１のものと異なるのは、第３演算増幅器（第２
の演算増幅器）２０と、この第３演算増幅器２０の反転
入力端子に一端が接続された第４抵抗（抵抗値Ｒ４）２
１と、反転入力端子と出力端子との間に接続された第５
抵抗（抵抗値Ｒ５）２２とで構成された反転増幅器を設
けている点である。そして第４抵抗２１の他端を第１交
流電圧発生器４に接続するとともに、第３演算増幅器２
０の出力端子に第２コンデンサ１２を接続して電流Ｉｃ
を音波センサ８に供給するようにしている。ここでは第
３演算増幅器２０の出力端子と信号線９との間で第２コ
ンデンサ（第２のインピーダンス）１２が介設された電
路１８が、音波センサ８に所定の電流Ｉｃを供給する電
流路として機能している。また前記構成の反転増幅器
と、第１交流電圧発生器４と、第２コンデンサ１２とに
よって、音波センサ８に所定の電流を供給する電流源が
構成されている。第３演算増幅器２０の出力端子から
は、−（Ｒ５／Ｒ４）・Ｖｉｎで表される電圧（第２の
増幅電圧）Ｖｏが出力される。そしてこの検出回路で
は、各抵抗値を例えばＲ４＝Ｒ１、Ｒ５＝Ｒ２・（１＋
Ｃｄ／Ｃｃ）となるように選択している。すると実施形
態１と同様に、電流Ｉｄのほぼ全量を第２コンデンサ１
２を流れる電流Ｉｃで賄うことができる。
【００２４】この実施形態３のマイクロフォン装置で
は、音波センサ８に供給する電流Ｉｃを、第３演算増幅
器２０から取り出すようにしている。従って交流電圧発
生器１５、１６の外部接続等は不要となり、全体をコン
パクトな回路に一体化してチップ化等を容易に図ること
ができる。またこの実施形態３においても、第２コンデ
ンサ１２と並列に抵抗素子を設け、この抵抗素子に流れ
る電流によって第１演算増幅器１の非反転入力端子に流
れ込む電流Ｉｐ分を賄うようにしてもよい。さらに実施
形態２のように、ボルテージフォロワ又はバッファ（シ
ールド電圧印加手段）３を介して第１演算増幅器１の反
転入力端子電圧をシールド線（信号線９を電気的に遮蔽
するシールド手段）１０に印加し、信号線９の電圧とシ
ールド線１０の電圧とを等しくして、両者間に浮遊容量
が発生するのを回避するようにしてもよい。
は、音波センサ８に供給する電流Ｉｃを、第３演算増幅
器２０から取り出すようにしている。従って交流電圧発
生器１５、１６の外部接続等は不要となり、全体をコン
パクトな回路に一体化してチップ化等を容易に図ること
ができる。またこの実施形態３においても、第２コンデ
ンサ１２と並列に抵抗素子を設け、この抵抗素子に流れ
る電流によって第１演算増幅器１の非反転入力端子に流
れ込む電流Ｉｐ分を賄うようにしてもよい。さらに実施
形態２のように、ボルテージフォロワ又はバッファ（シ
ールド電圧印加手段）３を介して第１演算増幅器１の反
転入力端子電圧をシールド線（信号線９を電気的に遮蔽
するシールド手段）１０に印加し、信号線９の電圧とシ
ールド線１０の電圧とを等しくして、両者間に浮遊容量
が発生するのを回避するようにしてもよい。
【００２５】以上にこの発明の具体的な実施の形態につ
いて説明したが、この発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施す
ることができる。上記では音波センサ８として容量型の
センサを用いたが、これは背極３２又は振動膜３１にエ
レクトレット層を形成したエレクトレット型のセンサで
あってもよい。また音波センサ８として誘導型のセンサ
を用いてもよいし、抵抗型のセンサを用いてもよい。第
１のインピーダンスも上記のような容量素子７に限ら
ず、抵抗素子又は誘導性素子を用いることができる。ま
た上記実施形態でＩｃを供給するインピーダンスとして
容量素子（第２コンデンサ１２）を用いたのは、音波セ
ンサ８として容量型のセンサを用いたためであり、こう
することでＩｄに等しいＩｃを音波センサ８に確実に供
給できるからである。従って音波センサ８として誘導型
のセンサを用いる場合には、Ｉｃを供給するインピーダ
ンスも誘導性素子とするのが望ましく、音波センサ８と
して抵抗型のセンサを用いる場合には、前記インピーダ
ンスを抵抗素子とするのが望ましい。
いて説明したが、この発明は上記実施形態に限定される
ものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施す
ることができる。上記では音波センサ８として容量型の
センサを用いたが、これは背極３２又は振動膜３１にエ
レクトレット層を形成したエレクトレット型のセンサで
あってもよい。また音波センサ８として誘導型のセンサ
を用いてもよいし、抵抗型のセンサを用いてもよい。第
１のインピーダンスも上記のような容量素子７に限ら
ず、抵抗素子又は誘導性素子を用いることができる。ま
た上記実施形態でＩｃを供給するインピーダンスとして
容量素子（第２コンデンサ１２）を用いたのは、音波セ
ンサ８として容量型のセンサを用いたためであり、こう
することでＩｄに等しいＩｃを音波センサ８に確実に供
給できるからである。従って音波センサ８として誘導型
のセンサを用いる場合には、Ｉｃを供給するインピーダ
ンスも誘導性素子とするのが望ましく、音波センサ８と
して抵抗型のセンサを用いる場合には、前記インピーダ
ンスを抵抗素子とするのが望ましい。
【００２６】さらに電流Ｉｆを流す第１のインピーダン
スとして容量素子（第１コンデンサ７）を用いたのも、
音波センサ８として容量型のセンサを用いたためであ
り、こうすることでＩｆとＩｄ（又はＩｓ）との間にお
ける位相回りによる影響を抑制し、Ｉｆ中からＩｄを確
実に減殺することができるからである。従って音波セン
サ８として誘導型のセンサを用いる場合には、第１のイ
ンピーダンスも誘導性素子とするのが望ましく、音波セ
ンサ８として抵抗型のセンサを用いる場合には、前記第
１のインピーダンスも抵抗素子とするのが望ましい。
スとして容量素子（第１コンデンサ７）を用いたのも、
音波センサ８として容量型のセンサを用いたためであ
り、こうすることでＩｆとＩｄ（又はＩｓ）との間にお
ける位相回りによる影響を抑制し、Ｉｆ中からＩｄを確
実に減殺することができるからである。従って音波セン
サ８として誘導型のセンサを用いる場合には、第１のイ
ンピーダンスも誘導性素子とするのが望ましく、音波セ
ンサ８として抵抗型のセンサを用いる場合には、前記第
１のインピーダンスも抵抗素子とするのが望ましい。
【００２７】さらに電流Ｉｄのうち少なくともその一部
を電流Ｉｃで賄うようにすれば、検出電圧Ｖｏｕｔに対
するＩｄの寄与分を減少できるので、本発明の効果を得
ることができる。もっとも容量変化分ΔＣを高感度で検
出するためには、上記のように電流Ｉｄのほぼ全量を電
流Ｉｃで賄ってＩｆ＝ΔＩとなるようするのが好まし
い。
を電流Ｉｃで賄うようにすれば、検出電圧Ｖｏｕｔに対
するＩｄの寄与分を減少できるので、本発明の効果を得
ることができる。もっとも容量変化分ΔＣを高感度で検
出するためには、上記のように電流Ｉｄのほぼ全量を電
流Ｉｃで賄ってＩｆ＝ΔＩとなるようするのが好まし
い。
【００２８】また信号出力端子電圧Ｖｏｕｔから電圧Ｖ
２を差し引いて出力する差動回路を演算増幅器等で構成
し、この差動回路を上記検出回路に含めるようにしても
よい。このようにすると差分回路の出力からはΔＣに比
例した信号を得ることができ、以後の信号処理回路を簡
素化することができる。
２を差し引いて出力する差動回路を演算増幅器等で構成
し、この差動回路を上記検出回路に含めるようにしても
よい。このようにすると差分回路の出力からはΔＣに比
例した信号を得ることができ、以後の信号処理回路を簡
素化することができる。
【００２９】さらに実施形態１及び実施形態２では電流
Ｉｃと電流Ｉｒとをそれぞれ別の交流電圧発生器１５、
１６から取り出すようにしたが、両電流Ｉｃ、Ｉｒを単
一の交流電圧発生器から取り出すようにしてもよい。
Ｉｃと電流Ｉｒとをそれぞれ別の交流電圧発生器１５、
１６から取り出すようにしたが、両電流Ｉｃ、Ｉｒを単
一の交流電圧発生器から取り出すようにしてもよい。
【００３０】
【実施例】図４に示す回路において、Ｒ１＝Ｒ２＝１ｋ
Ω、Ｒ４＝１ｋΩ、Ｒ５＝１０ｋΩ、Ｃｃ＝２ｐＦとし
た。音波センサ８として、図６に示すような基礎容量値
Ｃｄ＝２０ｐＦの容量型のセンサを使用し、容量Ｃｓを
１７ｐＦ〜２３ｐＦまで変化させるような音波入力を与
えた。音波センサ８に電流Ｉｃを供給しない場合を比較
値とし、Ｃｆ＝５ｐＦの場合及びＣｆ＝１ｐＦの場合の
それぞれについて信号出力端子電圧Ｖｏｕｔを測定し
た。
Ω、Ｒ４＝１ｋΩ、Ｒ５＝１０ｋΩ、Ｃｃ＝２ｐＦとし
た。音波センサ８として、図６に示すような基礎容量値
Ｃｄ＝２０ｐＦの容量型のセンサを使用し、容量Ｃｓを
１７ｐＦ〜２３ｐＦまで変化させるような音波入力を与
えた。音波センサ８に電流Ｉｃを供給しない場合を比較
値とし、Ｃｆ＝５ｐＦの場合及びＣｆ＝１ｐＦの場合の
それぞれについて信号出力端子電圧Ｖｏｕｔを測定し
た。
【００３１】図５（ａ）はＣｆ＝５ｐＦとした場合の結
果を示し、同図（ｂ）はＣｆ＝１ｐＦとした場合の結果
を示している。Ｃｆ＝５ｐＦとした場合は、本発明実施
例及び比較例の双方で容量Ｃｓの変化に応じたＶｏｕｔ
が検出されている。ただし電圧Ｖｏｕｔの変化幅は約
０．１５Ｖ程度であるので、容量Ｃｓの微少な変化を正
確に捉えるのは容易ではないと言える。一方、Ｃｆ＝１
ｐＦの場合、比較例では信号出力端子電圧Ｖｏｕｔが電
源電圧に接近して飽和し、容量Ｃｓの検出がきわめて困
難となっている。本発明実施例では、この場合にも容量
Ｃｓの変化を検出でき、しかもこのときの電圧Ｖｏｕｔ
の変化幅は約０．６５Ｖである。従って微小な容量Ｃｓ
の変化を高感度で正確に検出できることが明らかであ
る。
果を示し、同図（ｂ）はＣｆ＝１ｐＦとした場合の結果
を示している。Ｃｆ＝５ｐＦとした場合は、本発明実施
例及び比較例の双方で容量Ｃｓの変化に応じたＶｏｕｔ
が検出されている。ただし電圧Ｖｏｕｔの変化幅は約
０．１５Ｖ程度であるので、容量Ｃｓの微少な変化を正
確に捉えるのは容易ではないと言える。一方、Ｃｆ＝１
ｐＦの場合、比較例では信号出力端子電圧Ｖｏｕｔが電
源電圧に接近して飽和し、容量Ｃｓの検出がきわめて困
難となっている。本発明実施例では、この場合にも容量
Ｃｓの変化を検出でき、しかもこのときの電圧Ｖｏｕｔ
の変化幅は約０．６５Ｖである。従って微小な容量Ｃｓ
の変化を高感度で正確に検出できることが明らかであ
る。
【００３２】
【発明の効果】本発明のマイクロフォン装置では、音波
センサのインピーダンス変化に応じて変化することのな
い電流分を、第１のインピーダンスに流れる電流中から
減殺することができる。従って音波センサに生じた微小
なインピーダンス量の変化を高感度で正確に検出するこ
とが可能となる。また、特に演算増幅器を高速動作させ
ている場合においても検出信号に含まれる高調波を抑制
することができるので、微少な音波入力によるインピー
ダンス変化を高精度で検出することが可能となる。
センサのインピーダンス変化に応じて変化することのな
い電流分を、第１のインピーダンスに流れる電流中から
減殺することができる。従って音波センサに生じた微小
なインピーダンス量の変化を高感度で正確に検出するこ
とが可能となる。また、特に演算増幅器を高速動作させ
ている場合においても検出信号に含まれる高調波を抑制
することができるので、微少な音波入力によるインピー
ダンス変化を高精度で検出することが可能となる。
【図１】この発明の実施形態１のマイクロフォン装置の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図２】上記実施形態１のマイクロフォン装置の変形例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３】実施形態２のマイクロフォン装置の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図４】実施形態３のマイクロフォン装置の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図５】実施例における信号出力端子電圧と容量変化と
の関係を、比較例と比較して示すグラフである。
の関係を、比較例と比較して示すグラフである。
【図６】この発明のマイクロフォン装置に用いた音波セ
ンサの一例を示す縦断面図である。
ンサの一例を示す縦断面図である。
【図７】従来例のマイクロフォン装置の構成を示す回路
図である。
図である。
１ 第１演算増幅器 ２ 第２演算増幅器 ７ 第１コンデンサ ８ 音波センサ ９ 信号線 １０ シールド線 １２ 第２コンデンサ １３ 信号出力端子 １５ 第２交流電圧発生器
Claims (5)
- 【請求項１】 ボルテージフォロワ、一方の入力端子を
所定の電圧に接続した演算増幅器、及び前記演算増幅器
の出力端子と前記ボルテージフォロワの入力端子との間
に設けられた第１のインピーダンスを含み、第１の増幅
電圧を前記ボルテージフォロワから出力させる増幅回路
と、入力した音波信号に応じてインピーダンスを変化さ
せる音波センサと、前記ボルテージフォロワの入力端子
にその一端が接続され他端に前記音波センサを接続した
信号線と、前記演算増幅器の出力端子に接続された信号
出力端子と、前記信号線に接続され前記音波センサに所
定の電流を供給する電流路とを備えたことを特徴とする
マイクロフォン装置。 - 【請求項２】 前記電流路は、第２の増幅電圧を出力す
る第２の演算増幅器の出力端子と前記信号線との間に設
けられ、第２のインピーダンスを介設していることを特
徴とする請求項１のマイクロフォン装置。 - 【請求項３】 ボルテージフォロワ、一方の入力端子を
所定の電圧に接続した演算増幅器、及び前記演算増幅器
の出力端子と前記ボルテージフォロワの入力端子との間
に設けられた第１のコンデンサを含み、第１の増幅電圧
を前記ボルテージフォロワから出力させる増幅回路と、
入力した音波信号に応じて静電容量を変化させる音波セ
ンサと、前記ボルテージフォロワの入力端子にその一端
が接続され他端に前記音波センサを接続した信号線と、
前記演算増幅器の出力端子に接続された信号出力端子
と、前記信号線に接続され前記音波センサに所定の電流
を供給する電流路とを備えたことを特徴とするマイクロ
フォン装置。 - 【請求項４】 前記電流路は、第２の増幅電圧を出力す
る第２の演算増幅器の出力端子と前記信号線との間に設
けられ、第２のコンデンサを介設していることを特徴と
する請求項３のマイクロフォン装置。 - 【請求項５】 さらに前記信号線の少なくとも一部を電
気的に遮蔽するシールド手段と、このシールド手段に前
記第１の増幅電圧に基づくシールド電圧を印加するシー
ルド電圧印加手段とを設けたことを特徴とする請求項１
〜請求項４のいずれかのマイクロフォン装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000229426A JP4358976B2 (ja) | 2000-07-28 | 2000-07-28 | マイクロフォン装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000229426A JP4358976B2 (ja) | 2000-07-28 | 2000-07-28 | マイクロフォン装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002044788A true JP2002044788A (ja) | 2002-02-08 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JP2006295357A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Audio Technica Corp | エレクトレットコンデンサマイクロホン |
| JP2007281951A (ja) * | 2006-04-07 | 2007-10-25 | Toshiba Corp | インピーダンス変換回路及び電子機器 |
| JP2013085025A (ja) * | 2011-10-06 | 2013-05-09 | Audio Technica Corp | コンデンサマイクロホン |
| KR20230060978A (ko) * | 2021-10-28 | 2023-05-08 | 한국기술교육대학교 산학협력단 | 신호대 잡음비 개선을 위한 회로 장치 |
-
2000
- 2000-07-28 JP JP2000229426A patent/JP4358976B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
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