JP2003075487A - インピーダンス検出装置及び静電容量検出装置 - Google Patents
インピーダンス検出装置及び静電容量検出装置Info
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- JP2003075487A JP2003075487A JP2001270396A JP2001270396A JP2003075487A JP 2003075487 A JP2003075487 A JP 2003075487A JP 2001270396 A JP2001270396 A JP 2001270396A JP 2001270396 A JP2001270396 A JP 2001270396A JP 2003075487 A JP2003075487 A JP 2003075487A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 センサ容量が微小であっても、その値を正確
に検出する。 【解決手段】 演算増幅器ＯＰ1の帰還回路には、コン
デンサＣ1及びボルテージホロワを構成する演算増幅器
ＯＰ2が接続されている。容量センサの一方の電極Ｐ
1が、信号線Ｌにより、演算増幅器ＯＰ2の入力に接続さ
れる。また、演算増幅器ＯＰ2の入力端子には、抵抗Ｒ3
及びＲ4並びにコンデンサＣ2からなる電位固定／基準容
量キャンセル回路Ｂが接続されている。交流電圧発生器
ＯＳＣからの交流電圧Ｖinが演算増幅器ＯＰ1に供給さ
れると、その出力端子ＯＵＴから、センサ容量Ｃs又は
その変化分に線形な出力電圧Ｖoutを得ることができ
る。回路Ｂにより、信号線の電位を固定しかつセンサ容
量Ｃsの固定容量をキャンセルすることができる。
に検出する。 【解決手段】 演算増幅器ＯＰ1の帰還回路には、コン
デンサＣ1及びボルテージホロワを構成する演算増幅器
ＯＰ2が接続されている。容量センサの一方の電極Ｐ
1が、信号線Ｌにより、演算増幅器ＯＰ2の入力に接続さ
れる。また、演算増幅器ＯＰ2の入力端子には、抵抗Ｒ3
及びＲ4並びにコンデンサＣ2からなる電位固定／基準容
量キャンセル回路Ｂが接続されている。交流電圧発生器
ＯＳＣからの交流電圧Ｖinが演算増幅器ＯＰ1に供給さ
れると、その出力端子ＯＵＴから、センサ容量Ｃs又は
その変化分に線形な出力電圧Ｖoutを得ることができ
る。回路Ｂにより、信号線の電位を固定しかつセンサ容
量Ｃsの固定容量をキャンセルすることができる。
Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明は、インピーダンスの検出技
術に関し、より詳細には、被測定インピーダンスを検出
装置に電気的に接続するための信号線上の寄生インピー
ダンスによって生じる検出感度の低下を防止することが
できるインピーダンス検出装置に関する。
術に関し、より詳細には、被測定インピーダンスを検出
装置に電気的に接続するための信号線上の寄生インピー
ダンスによって生じる検出感度の低下を防止することが
できるインピーダンス検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来例のインピーダンス検出装
置としての容量検出装置を示している。この従来例の容
量検出装置においては、容量センサ５１を形成する一方
の電極５４を接地し、他方の電極５５を信号線５７を介
して演算増幅器５９の反転入力端子５９に接続してい
る。また、演算増幅器５９の出力端子と反転入力端子と
の間に帰還コンデンサ６０を接続し、かつ、非反転入力
端子に交流電圧Ｖａｃを印加している。さらに、信号線
５７をシールド線５６によって被覆しており、このシー
ルド線５６は、演算増幅器５９の非反転入力端子に接続
されている。そして、演算増幅器５９の出力端子からト
ランス６１を介して、容量検出装置の出力電圧Ｖｄを取
り出している。
置としての容量検出装置を示している。この従来例の容
量検出装置においては、容量センサ５１を形成する一方
の電極５４を接地し、他方の電極５５を信号線５７を介
して演算増幅器５９の反転入力端子５９に接続してい
る。また、演算増幅器５９の出力端子と反転入力端子と
の間に帰還コンデンサ６０を接続し、かつ、非反転入力
端子に交流電圧Ｖａｃを印加している。さらに、信号線
５７をシールド線５６によって被覆しており、このシー
ルド線５６は、演算増幅器５９の非反転入力端子に接続
されている。そして、演算増幅器５９の出力端子からト
ランス６１を介して、容量検出装置の出力電圧Ｖｄを取
り出している。
【０００３】上記した従来例の容量検出装置によれば、
シールド線５６が演算増幅器５９の非反転入力端子に接
続されていること、及び、演算増幅器の２つの入力端子
がイマジナリ・ショート特性を有していることから、信
号線５７と接地電位との間に生じる浮遊容量の影響を受
けることなく、容量センサ５１の容量に比例する出力電
圧Ｖｄを得ることができる。一方、近年のセンサ製造技
術の向上に伴い、例えば１０-15Ｆのオーダーという微
小容量を有するセンサが登場している。このようなセン
サを用いれば、従来困難であった微小な物理現象を監視
することが容易になる。そこで、このような微小容量の
値を正確に検出できる装置の必要性が高まっている。
シールド線５６が演算増幅器５９の非反転入力端子に接
続されていること、及び、演算増幅器の２つの入力端子
がイマジナリ・ショート特性を有していることから、信
号線５７と接地電位との間に生じる浮遊容量の影響を受
けることなく、容量センサ５１の容量に比例する出力電
圧Ｖｄを得ることができる。一方、近年のセンサ製造技
術の向上に伴い、例えば１０-15Ｆのオーダーという微
小容量を有するセンサが登場している。このようなセン
サを用いれば、従来困難であった微小な物理現象を監視
することが容易になる。そこで、このような微小容量の
値を正確に検出できる装置の必要性が高まっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４に
示した容量検出装置を用いて実機テストを行った結果、
センサ容量が比較的大きい場合には、信号線５７とシー
ルド線５６との間の浮遊容量の影響を受けずに、センサ
容量に比例する出力電圧Ｖｄを得ることができたが、セ
ンサ５１の容量を例えば１０-15Ｆのオーダー等に小さ
くした場合、正確な出力電圧Ｖｄが得られず、誤差が大
きくなるという現象が生じた。したがって、図４に示し
た従来例のセンサ容量検出装置は、微小容量の検出に適
していないことが分かった。その理由は、以下の通りで
あると推定される。
示した容量検出装置を用いて実機テストを行った結果、
センサ容量が比較的大きい場合には、信号線５７とシー
ルド線５６との間の浮遊容量の影響を受けずに、センサ
容量に比例する出力電圧Ｖｄを得ることができたが、セ
ンサ５１の容量を例えば１０-15Ｆのオーダー等に小さ
くした場合、正確な出力電圧Ｖｄが得られず、誤差が大
きくなるという現象が生じた。したがって、図４に示し
た従来例のセンサ容量検出装置は、微小容量の検出に適
していないことが分かった。その理由は、以下の通りで
あると推定される。
【０００５】図４に示した従来例のセンサ容量検出回路
においては、演算増幅器５９の非反転入力端子に交流電
圧Ｖａｃが印加されている。ところが、交流電圧Ｖａｃ
が通常は高周波であるため、演算増幅器５９の内部のト
ラッキングエラーや演算誤差等により、イマジナリ・シ
ョート状態にある反転入力端子の電圧と非反転入力端子
の電圧との間に微妙な位相・振幅のズレが発生する。そ
して、このズレ等により、演算増幅器５９の出力電圧に
交流電圧Ｖａｃの高調波成分が重畳されるという現象が
生じ、この高調波成分が、出力電圧Ｖｄに誤差が生じる
要因となることが分かった。また、一方の入力端子がＤ
Ｃレベルにバイアスされていない状態の演算増幅器５９
に、イマジナリショートとゲインの２つの機能を持たせ
ているため、特に高周波動作には揺らぎが生じる。
においては、演算増幅器５９の非反転入力端子に交流電
圧Ｖａｃが印加されている。ところが、交流電圧Ｖａｃ
が通常は高周波であるため、演算増幅器５９の内部のト
ラッキングエラーや演算誤差等により、イマジナリ・シ
ョート状態にある反転入力端子の電圧と非反転入力端子
の電圧との間に微妙な位相・振幅のズレが発生する。そ
して、このズレ等により、演算増幅器５９の出力電圧に
交流電圧Ｖａｃの高調波成分が重畳されるという現象が
生じ、この高調波成分が、出力電圧Ｖｄに誤差が生じる
要因となることが分かった。また、一方の入力端子がＤ
Ｃレベルにバイアスされていない状態の演算増幅器５９
に、イマジナリショートとゲインの２つの機能を持たせ
ているため、特に高周波動作には揺らぎが生じる。
【０００６】このように、演算増幅器５９のイマジナリ
ショートを利用することだけでは、信号線５７とシール
ド線５６とを完全に同電位にすることができず、容量セ
ンサ５１の容量値が微少である場合に無視できない浮遊
容量が信号線５７とシールド線５６との間に存在してし
まい、該浮遊容量の影響によって、出力電圧Ｖｄに誤差
が生じてしまう。したがって、センサ容量が微小であっ
ても、その値又は変化分を正確に検出することができる
センサ容量検出装置の提供が切望されており、本発明の
目的は、このようなセンサ容量検出装置を提供すること
である。また、本発明の他の目的は、被検出インピーダ
ンスの値又はその変化分を正確に検出することができる
インピーダンス検出装置を提供することである。
ショートを利用することだけでは、信号線５７とシール
ド線５６とを完全に同電位にすることができず、容量セ
ンサ５１の容量値が微少である場合に無視できない浮遊
容量が信号線５７とシールド線５６との間に存在してし
まい、該浮遊容量の影響によって、出力電圧Ｖｄに誤差
が生じてしまう。したがって、センサ容量が微小であっ
ても、その値又は変化分を正確に検出することができる
センサ容量検出装置の提供が切望されており、本発明の
目的は、このようなセンサ容量検出装置を提供すること
である。また、本発明の他の目的は、被検出インピーダ
ンスの値又はその変化分を正確に検出することができる
インピーダンス検出装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記した本発明の目的を
達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置
においては、交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を
発生する電圧発生器と、前記電圧発生器に接続される入
力端子を有する演算増幅器と、前記演算増幅器の出力端
子に第１のインピーダンスを介して接続された入力端子
と、前記演算増幅器の入力端子に結合された出力端子と
を有するインピーダンス変換器と、一端に被測定インピ
ーダンスが接続可能なインピーダンス接続電極を有し、
他端に前記インピーダンス変換器の前記入力端子が接続
された信号線と、一端が前記信号線に接続され、他端が
基準電圧に接続された第１の抵抗とを含み、前記信号線
が、前記第１の抵抗と前記インピーダンス接続電極との
間の最も狭い領域部分に配線され、前記演算増幅器の前
記出力端子から、前記信号線に接続される前記被検出イ
ンピーダンス値に対応する出力電圧を出力できるように
したことを特徴としている。
達成するために、本発明に係るインピーダンス検出装置
においては、交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を
発生する電圧発生器と、前記電圧発生器に接続される入
力端子を有する演算増幅器と、前記演算増幅器の出力端
子に第１のインピーダンスを介して接続された入力端子
と、前記演算増幅器の入力端子に結合された出力端子と
を有するインピーダンス変換器と、一端に被測定インピ
ーダンスが接続可能なインピーダンス接続電極を有し、
他端に前記インピーダンス変換器の前記入力端子が接続
された信号線と、一端が前記信号線に接続され、他端が
基準電圧に接続された第１の抵抗とを含み、前記信号線
が、前記第１の抵抗と前記インピーダンス接続電極との
間の最も狭い領域部分に配線され、前記演算増幅器の前
記出力端子から、前記信号線に接続される前記被検出イ
ンピーダンス値に対応する出力電圧を出力できるように
したことを特徴としている。
【０００８】別の観点の本発明に係るインピーダンス検
出装置においては、交流電圧又は直流電圧の少なくとも
一方を発生する電圧発生器と、前記電圧発生器に接続さ
れる入力端子を有する演算増幅器と、前記演算増幅器の
出力端子に第１のインピーダンスを介して接続された入
力端子と、前記演算増幅器の入力端子に結合された出力
端子とを有するインピーダンス変換器と、一端に被測定
インピーダンスが接続可能なインピーダンス接続電極を
有し、他端に前記インピーダンス変換器の前記入力端子
が接続された信号線と、一端が前記信号線に接続され、
他端が基準電圧に接続された第１の抵抗とを含み、前記
インピーダンス接続電極に対して、前記信号線に非接続
の回路素子よりも、前記第１の抵抗が近接して配置さ
れ、前記演算増幅器の前記出力端子から、前記信号線に
接続される前記被検出インピーダンス値に対応する出力
電圧を出力できるようにしたことを特徴としている。
出装置においては、交流電圧又は直流電圧の少なくとも
一方を発生する電圧発生器と、前記電圧発生器に接続さ
れる入力端子を有する演算増幅器と、前記演算増幅器の
出力端子に第１のインピーダンスを介して接続された入
力端子と、前記演算増幅器の入力端子に結合された出力
端子とを有するインピーダンス変換器と、一端に被測定
インピーダンスが接続可能なインピーダンス接続電極を
有し、他端に前記インピーダンス変換器の前記入力端子
が接続された信号線と、一端が前記信号線に接続され、
他端が基準電圧に接続された第１の抵抗とを含み、前記
インピーダンス接続電極に対して、前記信号線に非接続
の回路素子よりも、前記第１の抵抗が近接して配置さ
れ、前記演算増幅器の前記出力端子から、前記信号線に
接続される前記被検出インピーダンス値に対応する出力
電圧を出力できるようにしたことを特徴としている。
【０００９】本発明はまた、上記したインピーダンス検
出装置を用い、かつ前記被検出インピーダンスが容量性
のものである静電容量検出装置であって、前記電圧発生
器と前記信号線との間に接続された第２の抵抗及び第２
のコンデンサの並列回路をさらに備えていることを特徴
とする静電容量検出装置を提供する。上記したインピー
ダンス検出装置及び静電容量検出装置において、インピ
ーダンス変換器は、出力端子と反転入力端子とが接続さ
れた演算増幅器からなる電圧ゲインが１のボルテージフ
ォロワによって形成されていることが好ましいが、電圧
ゲインが１以外の値の電圧増幅器であってもよい。いず
れにしても、インピーダンス変換器として、演算増幅器
等を用いた既存の手段を用いることができる。
出装置を用い、かつ前記被検出インピーダンスが容量性
のものである静電容量検出装置であって、前記電圧発生
器と前記信号線との間に接続された第２の抵抗及び第２
のコンデンサの並列回路をさらに備えていることを特徴
とする静電容量検出装置を提供する。上記したインピー
ダンス検出装置及び静電容量検出装置において、インピ
ーダンス変換器は、出力端子と反転入力端子とが接続さ
れた演算増幅器からなる電圧ゲインが１のボルテージフ
ォロワによって形成されていることが好ましいが、電圧
ゲインが１以外の値の電圧増幅器であってもよい。いず
れにしても、インピーダンス変換器として、演算増幅器
等を用いた既存の手段を用いることができる。
【００１０】
【発明の実施の態様】図１は、本発明のインピーダンス
検出装置の一実施例に係るセンサ容量検出装置の構成を
示す回路図である。該センサ容量検出装置は、第１の演
算増幅器ＯＰ 1及び第２の演算増幅器ＯＰ2を備え、第１
の演算増幅器ＯＰ1の出力端子が第１のインピーダンス
であるコンデンサＣ1を介して第２の演算増幅器ＯＰ2の
非反転入力端子に接続されている。第２の演算増幅器Ｏ
Ｐ2の反転入力端子と出力端子とが短絡され、これによ
り、インピーダンス変換器としてのボルテージフォロワ
回路を構成している。該ボルテージフォロワ回路は、高
入力インピーダンスで低出力インピーダンスであり、か
つ、入出力ゲインが１であるインピーダンス変換器とし
て機能する。第２の演算増幅器ＯＰ2の非反転入力端子
には、さらに信号線Ｌが接続され、該信号線Ｌの他端に
は、容量センサの一端を形成する電極（センサ接続電
極）Ｐ1が接続されている。信号線Ｌに相当する部分
を、図１においては太実線で示している。容量センサの
他端の電極Ｐ2は、基準電位、すなわち所定のＤＣ電位
に接続される。基準電位は、接地電位であってもよい。
容量センサの他端の電極Ｐ2は、フローティング状態で
あってもよいが、基準電位に接続した方が、高精度の測
定が可能となる。
検出装置の一実施例に係るセンサ容量検出装置の構成を
示す回路図である。該センサ容量検出装置は、第１の演
算増幅器ＯＰ 1及び第２の演算増幅器ＯＰ2を備え、第１
の演算増幅器ＯＰ1の出力端子が第１のインピーダンス
であるコンデンサＣ1を介して第２の演算増幅器ＯＰ2の
非反転入力端子に接続されている。第２の演算増幅器Ｏ
Ｐ2の反転入力端子と出力端子とが短絡され、これによ
り、インピーダンス変換器としてのボルテージフォロワ
回路を構成している。該ボルテージフォロワ回路は、高
入力インピーダンスで低出力インピーダンスであり、か
つ、入出力ゲインが１であるインピーダンス変換器とし
て機能する。第２の演算増幅器ＯＰ2の非反転入力端子
には、さらに信号線Ｌが接続され、該信号線Ｌの他端に
は、容量センサの一端を形成する電極（センサ接続電
極）Ｐ1が接続されている。信号線Ｌに相当する部分
を、図１においては太実線で示している。容量センサの
他端の電極Ｐ2は、基準電位、すなわち所定のＤＣ電位
に接続される。基準電位は、接地電位であってもよい。
容量センサの他端の電極Ｐ2は、フローティング状態で
あってもよいが、基準電位に接続した方が、高精度の測
定が可能となる。
【００１１】容量センサは、受けた物理量（加速度、圧
力、ガス、光、音波等）に応じて、電極Ｐ1及びＰ2の間
の静電容量すなわちセンサ容量Ｃsが変化されるもので
あり、コンデンサマイクロフォン、微小変位容量センサ
等である。第１の演算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子は
基準電位（接地電位を含む所定のＤＣ電位）に接続さ
れ、反転入力端子は、交流電圧発生器ＯＳＣから抵抗Ｒ
1を介して交流入力電圧Ｖin（角周波数ωin）が印加さ
れる。交流電圧発生器ＯＳＣはまた、抵抗Ｒ1及び抵抗
Ｒ2を介して第２の演算増幅器ＯＰ2の反転入力端子に接
続されている。第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子は、
センサ容量検出装置の出力端子ＯＵＴに接続され、該出
力端子ＯＵＴから出力電圧Ｖoutが出力される。
力、ガス、光、音波等）に応じて、電極Ｐ1及びＰ2の間
の静電容量すなわちセンサ容量Ｃsが変化されるもので
あり、コンデンサマイクロフォン、微小変位容量センサ
等である。第１の演算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子は
基準電位（接地電位を含む所定のＤＣ電位）に接続さ
れ、反転入力端子は、交流電圧発生器ＯＳＣから抵抗Ｒ
1を介して交流入力電圧Ｖin（角周波数ωin）が印加さ
れる。交流電圧発生器ＯＳＣはまた、抵抗Ｒ1及び抵抗
Ｒ2を介して第２の演算増幅器ＯＰ2の反転入力端子に接
続されている。第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子は、
センサ容量検出装置の出力端子ＯＵＴに接続され、該出
力端子ＯＵＴから出力電圧Ｖoutが出力される。
【００１２】交流電圧発生器ＯＳＣはさらに、増幅回路
Ａを介して、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の直列接続を含む電位
固定／基準容量キャンセル回路Ｂに接続されている。な
お、これらの抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4はそれぞれ、特許請求
の範囲における第２の抵抗及び第１の抵抗に対応する。
該電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂの他端すなわち
抵抗Ｒ4の一端が、基準電位（接地電位を含む所定のＤ
Ｃ電位）に接続され、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の接続点が、
信号線Ｌすなわち第２の演算増幅器ＯＰ2の非反転入力
端子及び電極Ｐ1に接続されている。また、電位固定／
基準容量キャンセル回路Ｂは、抵抗Ｒ3と並列に接続さ
れた第２のコンデンサＣ2を備えている。電位固定／基
準容量キャンセル回路Ｂは、高出力インピーダンス特性
を有するように、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の値が大きく設定
されている。増幅回路Ａとして任意の構成のものを採用
可能であるが、例えば、図示のように、第３の演算増幅
器ＯＰ3、抵抗Ｒ5及び抵抗Ｒ6によって構成することが
好ましい。増幅回路Ａの利得をＧとすると、電位固定／
基準容量キャンセル回路Ｂは、交流電圧Ｇ・Ｖinを抵抗
Ｒ3及び抵抗Ｒ4で分圧した電圧Ｇ・Ｖin・Ｒ3／（Ｒ3＋
Ｒ4）を、信号線Ｌに印加する。Ｇ＝１に設定する場
合、増幅回路Ａを省略してもよい。
Ａを介して、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の直列接続を含む電位
固定／基準容量キャンセル回路Ｂに接続されている。な
お、これらの抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4はそれぞれ、特許請求
の範囲における第２の抵抗及び第１の抵抗に対応する。
該電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂの他端すなわち
抵抗Ｒ4の一端が、基準電位（接地電位を含む所定のＤ
Ｃ電位）に接続され、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の接続点が、
信号線Ｌすなわち第２の演算増幅器ＯＰ2の非反転入力
端子及び電極Ｐ1に接続されている。また、電位固定／
基準容量キャンセル回路Ｂは、抵抗Ｒ3と並列に接続さ
れた第２のコンデンサＣ2を備えている。電位固定／基
準容量キャンセル回路Ｂは、高出力インピーダンス特性
を有するように、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4の値が大きく設定
されている。増幅回路Ａとして任意の構成のものを採用
可能であるが、例えば、図示のように、第３の演算増幅
器ＯＰ3、抵抗Ｒ5及び抵抗Ｒ6によって構成することが
好ましい。増幅回路Ａの利得をＧとすると、電位固定／
基準容量キャンセル回路Ｂは、交流電圧Ｇ・Ｖinを抵抗
Ｒ3及び抵抗Ｒ4で分圧した電圧Ｇ・Ｖin・Ｒ3／（Ｒ3＋
Ｒ4）を、信号線Ｌに印加する。Ｇ＝１に設定する場
合、増幅回路Ａを省略してもよい。
【００１３】次に、図１に示したセンサ容量検出装置の
検出動作を説明する。なお、以下においては、第１の演
算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子、容量センサの電極Ｐ2
及び交流電圧発生器ＯＳＣの一端が接地されているもの
として説明する。センサ容量の検出 第１及び第２の演算増幅器ＯＰ1及びＯＰ2並びに抵抗Ｒ
1及びＲ2によって、第２の演算増幅器ＯＰ2の出力端子
には、交流入力電圧Ｖinを−Ｒ2／Ｒ1倍した電圧Ｖ2が
得られる。すなわち、 Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （１）
検出動作を説明する。なお、以下においては、第１の演
算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子、容量センサの電極Ｐ2
及び交流電圧発生器ＯＳＣの一端が接地されているもの
として説明する。センサ容量の検出 第１及び第２の演算増幅器ＯＰ1及びＯＰ2並びに抵抗Ｒ
1及びＲ2によって、第２の演算増幅器ＯＰ2の出力端子
には、交流入力電圧Ｖinを−Ｒ2／Ｒ1倍した電圧Ｖ2が
得られる。すなわち、 Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （１）
【００１４】一方、センサ容量Ｃsに流れる電流ｉsは、
第２の演算増幅器ＯＰ2の入力インピーダンスが高いこ
と、及び電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂの出力イ
ンピーダンスが高いことから、電流ｉsの殆ど全部が第
１のコンデンサＣ1に流れることになる。また、第２の
演算増幅器ＯＰ2の２つの入力端子がイマジナリショー
ト状態であって同電位であることから、第２の演算増幅
器ＯＰ2の非反転入力端子の電圧もＶ2となり、Ｖin＝Ｖ
・ｓｉｎ（ωinｔ）とすると、 Ｖ2＝ｉ／（ｊωinＣs） ∵ｉ＝ｊωinＣsＶ2 （２） となる。したがって、式（１）から、 ｉ＝ｊωinＣs（−Ｒ2／Ｒ1）Ｖin （３） が得られる。
第２の演算増幅器ＯＰ2の入力インピーダンスが高いこ
と、及び電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂの出力イ
ンピーダンスが高いことから、電流ｉsの殆ど全部が第
１のコンデンサＣ1に流れることになる。また、第２の
演算増幅器ＯＰ2の２つの入力端子がイマジナリショー
ト状態であって同電位であることから、第２の演算増幅
器ＯＰ2の非反転入力端子の電圧もＶ2となり、Ｖin＝Ｖ
・ｓｉｎ（ωinｔ）とすると、 Ｖ2＝ｉ／（ｊωinＣs） ∵ｉ＝ｊωinＣsＶ2 （２） となる。したがって、式（１）から、 ｉ＝ｊωinＣs（−Ｒ2／Ｒ1）Ｖin （３） が得られる。
【００１５】出力端子ＯＵＴからの出力電圧Ｖoutは、
式（１）及び（３）から、 Ｖout＝ｉ／（ｊωinＣ1）＋Ｖ2 ＝ｊωinＣs［−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin］／（ｊωinＣ1） ＋［−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin］ ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin（１＋Ｃs／Ｃ1） ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖ・ｓｉｎωinｔ（１＋Ｃs／Ｃ1） （４） で表される。したがって、出力電圧Ｖoutは、センサ容
量Ｃsと線形関係にあり、該出力電圧Ｖoutを信号処理す
ることにより、センサ容量Ｃsの値を得ることができ
る。また、ここでは、センサ容量の値を検出したが、こ
の代わりに、未知の任意の容量を接続することにより、
未知の容量値を得ることもできる。
式（１）及び（３）から、 Ｖout＝ｉ／（ｊωinＣ1）＋Ｖ2 ＝ｊωinＣs［−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin］／（ｊωinＣ1） ＋［−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin］ ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin（１＋Ｃs／Ｃ1） ＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖ・ｓｉｎωinｔ（１＋Ｃs／Ｃ1） （４） で表される。したがって、出力電圧Ｖoutは、センサ容
量Ｃsと線形関係にあり、該出力電圧Ｖoutを信号処理す
ることにより、センサ容量Ｃsの値を得ることができ
る。また、ここでは、センサ容量の値を検出したが、こ
の代わりに、未知の任意の容量を接続することにより、
未知の容量値を得ることもできる。
【００１６】センサ容量の変化分の検出
次に、コンデンサマイクロフォン等のように、センサ容
量Ｃsがある容量値Ｃdを中心として角周波数ωcで変化
する場合の該変化分ΔＣの検出、すなわち、 Ｃｓ＝Ｃｄ＋ΔＣｓinωc の場合のΔＣの検出について説明する。上記したよう
に、センサ容量Ｃsに流れる電流ｉsはほとんど全て第１
のインピーダンスであるコンデンサＣ1を流れ、したが
って、センサ容量Ｃsに蓄積される電荷と第１のインピ
ーダンスであるコンデンサＣ1に蓄積される電荷とは等
しい。 Ｃ1（Ｖout−Ｖ2）＝Ｃs・Ｖ2 （５） そして、式（５）を変形すると、Ｖin＝Ｖ・ｓｉｎωin
ｔであるため、式（１）から以下の式（６）が得られ
る。 Ｖout ＝（１＋Ｃs／Ｃ1）・（−Ｒ2／Ｒ1）・Ｖ・ｓｉｎωinｔ ＝Ｖ・ｓｉｎωinｔ・（−Ｒ2／Ｒ1） ・（＋Ｃd／Ｃ1＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ／Ｃ1） （６）
量Ｃsがある容量値Ｃdを中心として角周波数ωcで変化
する場合の該変化分ΔＣの検出、すなわち、 Ｃｓ＝Ｃｄ＋ΔＣｓinωc の場合のΔＣの検出について説明する。上記したよう
に、センサ容量Ｃsに流れる電流ｉsはほとんど全て第１
のインピーダンスであるコンデンサＣ1を流れ、したが
って、センサ容量Ｃsに蓄積される電荷と第１のインピ
ーダンスであるコンデンサＣ1に蓄積される電荷とは等
しい。 Ｃ1（Ｖout−Ｖ2）＝Ｃs・Ｖ2 （５） そして、式（５）を変形すると、Ｖin＝Ｖ・ｓｉｎωin
ｔであるため、式（１）から以下の式（６）が得られ
る。 Ｖout ＝（１＋Ｃs／Ｃ1）・（−Ｒ2／Ｒ1）・Ｖ・ｓｉｎωinｔ ＝Ｖ・ｓｉｎωinｔ・（−Ｒ2／Ｒ1） ・（＋Ｃd／Ｃ1＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ／Ｃ1） （６）
【００１７】ところで、第１のインピーダンスであるコ
ンデンサＣ1の代わりに抵抗Ｒを用いた場合を仮定する
と、出力電圧Ｖoutは、以下のように表される。 Ｖout ＝Ｖ［（１＋Ｒ・ΔＣ・ωc・ｃｏｓωcｔ）ｓｉｎωinｔ ＋Ｒ（Ｃd＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ）ωin・ｃｏｓωinｔ］ （７） 式（６）と式（７）とを対比すると、センサ容量Ｃsの
変化分ΔＣの角周波数ωcに比例する項は、式（７）に
は含まれているが式（６）には含まれていないことが分
かる。したがって、図１に示したように、第１の演算増
幅器ＯＰ1と第２の演算増幅器ＯＰ2との間に、抵抗では
なくコンデンサを接続することにより、出力電圧Ｖout
にセンサ容量Ｃsの角周波数ωcの比例項が含まれない。
このように、、本発明によれば、出力電圧Ｖoutがセン
サ容量Ｃsの変化周波数に対する依存性を持たないた
め、センサ容量Ｃsの変化分ΔＣに線形に依存する出力
を得ることができる。
ンデンサＣ1の代わりに抵抗Ｒを用いた場合を仮定する
と、出力電圧Ｖoutは、以下のように表される。 Ｖout ＝Ｖ［（１＋Ｒ・ΔＣ・ωc・ｃｏｓωcｔ）ｓｉｎωinｔ ＋Ｒ（Ｃd＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ）ωin・ｃｏｓωinｔ］ （７） 式（６）と式（７）とを対比すると、センサ容量Ｃsの
変化分ΔＣの角周波数ωcに比例する項は、式（７）に
は含まれているが式（６）には含まれていないことが分
かる。したがって、図１に示したように、第１の演算増
幅器ＯＰ1と第２の演算増幅器ＯＰ2との間に、抵抗では
なくコンデンサを接続することにより、出力電圧Ｖout
にセンサ容量Ｃsの角周波数ωcの比例項が含まれない。
このように、、本発明によれば、出力電圧Ｖoutがセン
サ容量Ｃsの変化周波数に対する依存性を持たないた
め、センサ容量Ｃsの変化分ΔＣに線形に依存する出力
を得ることができる。
【００１８】ここで、本発明に係る電位固定／基準容量
キャンセル回路Ｂの機能について説明する。上記したよ
うに、第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子と第２の演算
増幅器ＯＰ2の入力端子との間に第１のインピーダンス
であるコンデンサＣ1を接続した場合、交流電流ｉがコ
ンデンサＣ1及びセンサ容量Ｃsの直列回路に流れる。電
位固定／基準容量キャンセル回路Ｂを接続しない場合、
これらは容量成分であるため、直流電流が流れず、信号
線Ｌは、電気的にフローティング状態となって電位が不
安定となってしまう。したがって、回路電圧が電源電圧
に飽和する等の不都合が生じ、よって、回路が正常に動
作しなくなるという問題が生じる。そこで、本発明にお
いては、電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂを用い
て、信号線Ｌの直流レベルを該電位固定／基準容量キャ
ンセル回路Ｂの抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4によって定まる分圧
電圧に固定することにより、信号線Ｌの電気的フローテ
ィング状態を回避している。
キャンセル回路Ｂの機能について説明する。上記したよ
うに、第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子と第２の演算
増幅器ＯＰ2の入力端子との間に第１のインピーダンス
であるコンデンサＣ1を接続した場合、交流電流ｉがコ
ンデンサＣ1及びセンサ容量Ｃsの直列回路に流れる。電
位固定／基準容量キャンセル回路Ｂを接続しない場合、
これらは容量成分であるため、直流電流が流れず、信号
線Ｌは、電気的にフローティング状態となって電位が不
安定となってしまう。したがって、回路電圧が電源電圧
に飽和する等の不都合が生じ、よって、回路が正常に動
作しなくなるという問題が生じる。そこで、本発明にお
いては、電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂを用い
て、信号線Ｌの直流レベルを該電位固定／基準容量キャ
ンセル回路Ｂの抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4によって定まる分圧
電圧に固定することにより、信号線Ｌの電気的フローテ
ィング状態を回避している。
【００１９】図１においては、電位固定／基準容量キャ
ンセル回路Ｂは、交流電圧発生器ＯＳＣからの交流電圧
Ｖinを増幅回路Ａで増幅した電圧が供給され、該電圧を
分圧した電圧を出力している。したがって、交流電圧Ｖ
inの直流レベルがゼロ電位であれば、電位固定／基準容
量キャンセル回路Ｂの出力の直流レベルもゼロ電位とな
り、これにより、信号線Ｌの直流レベルがゼロ電位に保
持される。また、上記したように、電位固定／基準容量
キャンセル回路Ｂは高出力インピーダンスであり、これ
により、信号線Ｌを流れる交流電流ｉsが電位固定／基
準容量キャンセル回路Ｂに流れ込まないようにしてお
り、よって、交流電流ｉsの殆ど全てがセンサ容量Ｃsに
流れるため、電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂが出
力電圧Ｖoutに影響を及ぼすことがない。抵抗Ｒ3及びＲ
4は、ダイオード、トランジスタ等の電子的素子を用い
てもよい。ダイオードを用いる場合はその逆バイアス状
態での高インピーダンスを利用し、トランジスタを用い
る場合はそのオフ状態での高インピーダンスを利用する
ことが好適である。
ンセル回路Ｂは、交流電圧発生器ＯＳＣからの交流電圧
Ｖinを増幅回路Ａで増幅した電圧が供給され、該電圧を
分圧した電圧を出力している。したがって、交流電圧Ｖ
inの直流レベルがゼロ電位であれば、電位固定／基準容
量キャンセル回路Ｂの出力の直流レベルもゼロ電位とな
り、これにより、信号線Ｌの直流レベルがゼロ電位に保
持される。また、上記したように、電位固定／基準容量
キャンセル回路Ｂは高出力インピーダンスであり、これ
により、信号線Ｌを流れる交流電流ｉsが電位固定／基
準容量キャンセル回路Ｂに流れ込まないようにしてお
り、よって、交流電流ｉsの殆ど全てがセンサ容量Ｃsに
流れるため、電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂが出
力電圧Ｖoutに影響を及ぼすことがない。抵抗Ｒ3及びＲ
4は、ダイオード、トランジスタ等の電子的素子を用い
てもよい。ダイオードを用いる場合はその逆バイアス状
態での高インピーダンスを利用し、トランジスタを用い
る場合はそのオフ状態での高インピーダンスを利用する
ことが好適である。
【００２０】電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂにお
いては、抵抗Ｒ3にコンデンサＣ2が並列接続されてい
る。このコンデンサＣ2は、センサ容量Ｃsのデフォルト
容量（保有容量）をキャンセルためのものであり、この
コンデンサＣ2を接続することにより、センサ容量Ｃsの
変化分のみを高感度で検出することが可能となる。すな
わち、センサ容量Ｃsに流れる交流電流のうち、基準容
量Ｃdに流れる分をコンデンサＣ2を介して印加すること
により、第１のインピーダンスとしてのコンデンサＣ1
を流れる電流は、センサ容量Ｃsの内の変化分ΔＣに流
れる電流だけとなる。これにより、出力電圧Ｖoutには
変化容量ΔＣに対応した電圧のみが出力される。
いては、抵抗Ｒ3にコンデンサＣ2が並列接続されてい
る。このコンデンサＣ2は、センサ容量Ｃsのデフォルト
容量（保有容量）をキャンセルためのものであり、この
コンデンサＣ2を接続することにより、センサ容量Ｃsの
変化分のみを高感度で検出することが可能となる。すな
わち、センサ容量Ｃsに流れる交流電流のうち、基準容
量Ｃdに流れる分をコンデンサＣ2を介して印加すること
により、第１のインピーダンスとしてのコンデンサＣ1
を流れる電流は、センサ容量Ｃsの内の変化分ΔＣに流
れる電流だけとなる。これにより、出力電圧Ｖoutには
変化容量ΔＣに対応した電圧のみが出力される。
【００２１】電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂは、
図１においては、交流電圧発生器ＯＳＣからの交流電圧
Ｖinが供給され、それを分圧した電圧を出力している。
しかしながら、交流電圧発生器ＯＳＣとは別の交流電源
からの電圧を電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂに供
給してもよい。また、センサ容量Ｃsのデフォルト容量
をキャンセル必要がなく、したがって、コンデンサＣ2
を電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂから削除した場
合には、図２に示すように、適宜の直流電源Ｖａから直
流電圧を供給してもよい。この場合、高抵抗である抵抗
Ｒ3及び抵抗Ｒ4のいずれか一方のみを用い、該抵抗を介
して直流電圧を信号線Ｌに印加してもよい。
図１においては、交流電圧発生器ＯＳＣからの交流電圧
Ｖinが供給され、それを分圧した電圧を出力している。
しかしながら、交流電圧発生器ＯＳＣとは別の交流電源
からの電圧を電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂに供
給してもよい。また、センサ容量Ｃsのデフォルト容量
をキャンセル必要がなく、したがって、コンデンサＣ2
を電位固定／基準容量キャンセル回路Ｂから削除した場
合には、図２に示すように、適宜の直流電源Ｖａから直
流電圧を供給してもよい。この場合、高抵抗である抵抗
Ｒ3及び抵抗Ｒ4のいずれか一方のみを用い、該抵抗を介
して直流電圧を信号線Ｌに印加してもよい。
【００２２】図３の（ａ）及び（ｂ）は、図１に示した
センサ容量検出装置を回路基板上に形成する場合の各種
回路素子の配置例を示している。図３の（ａ）の例にお
いては、センサ容量検出装置の内、信号線Ｌと、該信号
線Ｌ1に直接接続される回路素子（すなわち、センサ接
続電極Ｐ1、第２の演算増幅器ＯＰ2、第１のコンデンサ
Ｃ1、第２のコンデンサＣ2、第３の抵抗Ｒ3及び第４の
抵抗Ｒ4）とを、基板の同一平面上に配置している。図
３の（ｂ）の例においては、センサ接続電極Ｐ1、第２
の演算増幅器ＯＰ2、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4を、信号線Ｌ
とともに基板の表面上に配置し、コンデンサＣ 1及びコ
ンデンサＣ2を基板の裏面上に配置している。これらコ
ンデンサＣ1及びＣ2は、スルーホール及び基板表面上の
配線を介して、該表面上の電極Ｐ１又は信号線Ｌと電気
的に接続されている。信号線Ｌに直接接続された他の回
路素子の任意のものを、基板裏面に配置してもよい。図
示を省略しているが、信号線Ｌに直接接続されていない
回路素子も同一基板の表面及び／又は裏面の適宜の位置
に配置してもよいことは、勿論である。これら回路素子
を、別の基板上に配置してもよい。
センサ容量検出装置を回路基板上に形成する場合の各種
回路素子の配置例を示している。図３の（ａ）の例にお
いては、センサ容量検出装置の内、信号線Ｌと、該信号
線Ｌ1に直接接続される回路素子（すなわち、センサ接
続電極Ｐ1、第２の演算増幅器ＯＰ2、第１のコンデンサ
Ｃ1、第２のコンデンサＣ2、第３の抵抗Ｒ3及び第４の
抵抗Ｒ4）とを、基板の同一平面上に配置している。図
３の（ｂ）の例においては、センサ接続電極Ｐ1、第２
の演算増幅器ＯＰ2、抵抗Ｒ3及び抵抗Ｒ4を、信号線Ｌ
とともに基板の表面上に配置し、コンデンサＣ 1及びコ
ンデンサＣ2を基板の裏面上に配置している。これらコ
ンデンサＣ1及びＣ2は、スルーホール及び基板表面上の
配線を介して、該表面上の電極Ｐ１又は信号線Ｌと電気
的に接続されている。信号線Ｌに直接接続された他の回
路素子の任意のものを、基板裏面に配置してもよい。図
示を省略しているが、信号線Ｌに直接接続されていない
回路素子も同一基板の表面及び／又は裏面の適宜の位置
に配置してもよいことは、勿論である。これら回路素子
を、別の基板上に配置してもよい。
【００２３】図３の（ａ）及び（ｂ）に示すように、信
号線Ｌに直接接続された複数の回路素子をすべて近接し
て基板上に配置することにより、信号線Ｌの長さを極力
短くすることができる。具体的には、各回路素子とセン
サ接続電極Ｐ１とのそれぞれ接続すべき端子電極間の最
も狭い領域部分に、信号線Ｌを配線することにより、信
号線Ｌを最短にすることができる。別の具体的手段とし
て、センサの接続電極に対して信号線Ｌに非接続の回路
素子よりも、信号線Ｌに接続されている回路素子を近接
して配置する等によっても、信号線Ｌを最短にすること
ができる。このようにすることにより、信号線Ｌと接地
との間に殆ど浮遊容量が生じることがなく、したがっ
て、センサ容量Ｃsが極めて小さい値であっても、ま
た、交流電圧Ｖinが高周波であっても、浮遊容量の影響
を受けずに該容量Ｃsに線形に対応する出力電圧Ｖoutを
得ることができる。ちなみに、信号線が１９ｍｍの場合
にＳ／Ｎ比が４８ｄＢであったのに対して、信号線が９
ｍｍの場合は、寄生容量が１ｐＦとなり、Ｓ／Ｎ比が６
０ｄＢとなった。したがって、信号線Ｌを短くすること
により、Ｓ／Ｎ比を大幅に低減可能であることが分か
る。
号線Ｌに直接接続された複数の回路素子をすべて近接し
て基板上に配置することにより、信号線Ｌの長さを極力
短くすることができる。具体的には、各回路素子とセン
サ接続電極Ｐ１とのそれぞれ接続すべき端子電極間の最
も狭い領域部分に、信号線Ｌを配線することにより、信
号線Ｌを最短にすることができる。別の具体的手段とし
て、センサの接続電極に対して信号線Ｌに非接続の回路
素子よりも、信号線Ｌに接続されている回路素子を近接
して配置する等によっても、信号線Ｌを最短にすること
ができる。このようにすることにより、信号線Ｌと接地
との間に殆ど浮遊容量が生じることがなく、したがっ
て、センサ容量Ｃsが極めて小さい値であっても、ま
た、交流電圧Ｖinが高周波であっても、浮遊容量の影響
を受けずに該容量Ｃsに線形に対応する出力電圧Ｖoutを
得ることができる。ちなみに、信号線が１９ｍｍの場合
にＳ／Ｎ比が４８ｄＢであったのに対して、信号線が９
ｍｍの場合は、寄生容量が１ｐＦとなり、Ｓ／Ｎ比が６
０ｄＢとなった。したがって、信号線Ｌを短くすること
により、Ｓ／Ｎ比を大幅に低減可能であることが分か
る。
【００２４】図１に示した実施例においては、交流電圧
発生器ＯＳＣを用いているが、直流電圧発生器を用いて
もよい。この場合、式（４）及び式（６）におけるｓｉ
ｎω cｔ＝１となるから、これら式のｓｉｎωcｔ＝１と
した出力電圧Ｖoutが出力される。
発生器ＯＳＣを用いているが、直流電圧発生器を用いて
もよい。この場合、式（４）及び式（６）におけるｓｉ
ｎω cｔ＝１となるから、これら式のｓｉｎωcｔ＝１と
した出力電圧Ｖoutが出力される。
【００２５】
【発明の効果】本発明は以上のように、インピーダンス
検出回路の信号線に直接接続された全ての回路素子を近
接して配置することにより、信号線を短くすることがで
き、よって、寄生容量、寄生インダクタンス、寄生抵抗
等の生成を防止することができるので、被検出インピー
ダンスが微小であっても、高精度に検出することができ
る。特に、被検出インピーダンスが容量性のものであ
り、インピーダンス変換器がボルテージフォロワによっ
て構成された場合、第１の演算増幅器とボルテージフォ
ロワ回路を構成する第２の演算増幅器との間に、抵抗で
はなくコンデンサを接続しているので、センサ容量が所
定の周波数をもって変化する場合に、該周波数に依存し
ない振幅の出力電圧を得ることができる。また、電位固
定／基準容量キャンセル回路を設けて、容量センサと第
２の演算増幅器とを接続する信号線の直流レベルを固定
することにより、信号線すなわち第２の演算増幅器の入
力端子のフローティング状態を回避することができ、よ
って、回路動作を安定化することができる。
検出回路の信号線に直接接続された全ての回路素子を近
接して配置することにより、信号線を短くすることがで
き、よって、寄生容量、寄生インダクタンス、寄生抵抗
等の生成を防止することができるので、被検出インピー
ダンスが微小であっても、高精度に検出することができ
る。特に、被検出インピーダンスが容量性のものであ
り、インピーダンス変換器がボルテージフォロワによっ
て構成された場合、第１の演算増幅器とボルテージフォ
ロワ回路を構成する第２の演算増幅器との間に、抵抗で
はなくコンデンサを接続しているので、センサ容量が所
定の周波数をもって変化する場合に、該周波数に依存し
ない振幅の出力電圧を得ることができる。また、電位固
定／基準容量キャンセル回路を設けて、容量センサと第
２の演算増幅器とを接続する信号線の直流レベルを固定
することにより、信号線すなわち第２の演算増幅器の入
力端子のフローティング状態を回避することができ、よ
って、回路動作を安定化することができる。
【図１】本発明に係るインピーダンス検出装置の一実施
形態であるセンサ容量検出装置の好適な実施例を示す回
路図である。
形態であるセンサ容量検出装置の好適な実施例を示す回
路図である。
【図２】本発明に係るインピーダンス検出装置の一実施
形態であるセンサ容量検出装置の他の実施例を示す回路
図である。
形態であるセンサ容量検出装置の他の実施例を示す回路
図である。
【図３】図１に示したセンサ容量検出装置を基板上に配
置した場合の、回路素子の配置例を示す平面図である。
置した場合の、回路素子の配置例を示す平面図である。
【図４】従来例のセンサ容量検出装置の構成を示す回路
図である。
図である。
Claims (4)
- 【請求項１】 インピーダンス検出装置において、 交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を発生する電圧
発生器と、 前記電圧発生器に接続される入力端子を有する演算増幅
器と、 前記演算増幅器の出力端子に第１のインピーダンスを介
して接続された入力端子と、前記演算増幅器の入力端子
に結合された出力端子とを有するインピーダンス変換器
と、 一端に被測定インピーダンスが接続可能なインピーダン
ス接続電極を有し、他端に前記インピーダンス変換器の
前記入力端子が接続された信号線と、 一端が前記信号線に接続され、他端が基準電圧に接続さ
れた第１の抵抗とを含み、前記信号線が、前記第１の抵
抗と前記インピーダンス接続電極との間の最も狭い領域
部分に配線され、前記演算増幅器の前記出力端子から、
前記信号線に接続される前記被検出インピーダンス値に
対応する出力電圧を出力できるようにしたことを特徴と
するインピーダンス検出装置。 - 【請求項２】 インピーダンス検出装置において、 交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を発生する電圧
発生器と、 前記電圧発生器に接続される入力端子を有する演算増幅
器と、 前記演算増幅器の出力端子に第１のインピーダンスを介
して接続された入力端子と、前記演算増幅器の入力端子
に結合された出力端子とを有するインピーダンス変換器
と、 一端に被測定インピーダンスが接続可能なインピーダン
ス接続電極を有し、他端に前記インピーダンス変換器の
前記入力端子が接続された信号線と、 一端が前記信号線に接続され、他端が基準電圧に接続さ
れた第１の抵抗とを含み、前記インピーダンス接続電極
に対して、前記信号線に非接続の回路素子よりも、前記
第１の抵抗が近接して配置され、前記演算増幅器の前記
出力端子から、前記信号線に接続される前記被検出イン
ピーダンス値に対応する出力電圧を出力できるようにし
たことを特徴とするインピーダンス検出装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載のインピーダンス検
出装置において、前記インピーダンス変換器は、ボルテ
ージフォロワによって形成されていることを特徴とする
インピーダンス検出装置。 - 【請求項４】 請求項１〜３いずれかに記載のインピー
ダンス検出装置を用い、かつ前記被検出インピーダンス
が容量性のものである静電容量検出装置において、該装
置はさらに、 前記電圧発生器と前記信号線との間に接続された第２の
抵抗及びコンデンサの並列回路を備えていることを特徴
とする静電容量検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001270396A JP2003075487A (ja) | 2001-09-06 | 2001-09-06 | インピーダンス検出装置及び静電容量検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001270396A JP2003075487A (ja) | 2001-09-06 | 2001-09-06 | インピーダンス検出装置及び静電容量検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003075487A true JP2003075487A (ja) | 2003-03-12 |
Family
ID=19096056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001270396A Pending JP2003075487A (ja) | 2001-09-06 | 2001-09-06 | インピーダンス検出装置及び静電容量検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003075487A (ja) |
Cited By (12)
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|---|---|---|---|---|
| JP2007184341A (ja) * | 2006-01-05 | 2007-07-19 | Yamaha Corp | 半導体装置及び回路基板 |
| JP2010210582A (ja) * | 2009-03-12 | 2010-09-24 | Aisin Seiki Co Ltd | 静電容量式障害物センサ及び当該障害物センサを備えた車両の開閉システム |
| US20110301489A1 (en) * | 2008-11-10 | 2011-12-08 | Impedimed Limited | Fluid indicator |
| JP2012504760A (ja) * | 2008-10-02 | 2012-02-23 | セルノボ リミテッド | 変位センサ |
| JP2013152561A (ja) * | 2012-01-24 | 2013-08-08 | Japan Display West Co Ltd | タッチパネル、表示装置および電子機器 |
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| US9585593B2 (en) | 2009-11-18 | 2017-03-07 | Chung Shing Fan | Signal distribution for patient-electrode measurements |
| US9615766B2 (en) | 2008-11-28 | 2017-04-11 | Impedimed Limited | Impedance measurement process |
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| US10307074B2 (en) | 2007-04-20 | 2019-06-04 | Impedimed Limited | Monitoring system and probe |
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| US11737678B2 (en) | 2005-07-01 | 2023-08-29 | Impedimed Limited | Monitoring system |
Citations (3)
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