JP2011524119A - デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
本発明は、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法に関し、送信しようとする近距離無線信号を生成し、生成された近距離無線信号を周波数拡散してベースバンド信号を生成すれば、生成された近距離無線信号のベースバンド信号を位相情報に変換し、ポーラ変調器で位相情報を高周波信号に変換してこれを送信し、外部から高周波信号が受信されれば、中間周波数信号を検出し、検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出した後、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号を処理可能な信号である近距離無線信号に変換して処理する。本発明によれば、AD/DAコンバータをポーラ変調器及びZXDに代替し、近距離無線信号送受信装置の低電力設計を行うことができ、チップサイズを減少することができ、コストを節減することができるという効果がある。
Description
本発明は、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信技術に関し、より詳細には、近距離無線通信用送受信装置に適用され、送信しようとする近距離無線信号をデジタル高周波処理技術を用いて高周波(Radio Frequency)信号に変換して送信し、外部から受信される高周波信号から中間周波数信号を検出し、検出された中間周波数信号をデジタル信号に変換した後、前記デジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換するデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法に関する。
有線通信を代替することができる無線通信が開発され、無線通信の中でもブルートゥース(Bluetooth)、ジグビー(Zigbee)、UWB(Ultra Wide Band)、IRDA(Infrared Data Association)などのような近距離無線通信の開発が活発に行われている。
このような近距離無線通信は、一般的な無線通信とは異なって、電力消耗が少なく、低価格製品の具現が可能なので、知能型ホームネットワーク、ビル及び産業用機器自動化、物流、環境モニタリング、ヒューマンインターフェース、テレマティックス及び軍事管理など様々な低速近距離通信とユビキタス(Ubiquitous)ネットワーキング環境に最適のソリューションとして注目されている。
このために、近距離無線通信システムに連結された装置は、一般的に高周波信号(Radio Frequency;以下、RF信号という)を利用して近距離無線信号を送受信する。したがって、前記装置は、近距離無線信号のための送受信装置が必須であり、アナログ信号であるRF信号をデジタル信号に変換するAD/DAコンバータを搭載しなければならない。
しかしながら、RF信号送受信装置にAD/DAコンバータを搭載する場合、電力消費量が増加し、RF信号送受信装置が大きくなるという問題点が発生する。
さらに、最近、携帯端末機を含む大部分の小型機器は、小型化及び低電力設計の方向に発展しているため、小型機器に具現された送受信装置の部品を最小化し、送受信装置を小さくすることができ、低電力を行うことができる技術が求められている。
本発明は、前述のような従来の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、AD/DAコンバータを構築することなく、近距離無線信号を高周波信号に変換して送信し、外部から受信された高周波信号から単一ビットの中間周波数信号を検出した後、中間周波数信号を近距離無線信号に変換して処理する高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、AD/DAコンバータを各々ZXD及びポーラ変調器に代替するデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法を提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明によるデジタル高周波信号処理技術を利用した近距離無線信号送信装置は、正弦波パルスOQPSK(Sinusoidal Pulse Offset QPSK)信号をMSK(Minimum Shift Keying)信号であるMSK位相情報に変換する位相変換部と、前記変換されたMSK位相情報をポーラ変調(Polar modulation)方式でRF直接変換(RF Direct Conversion)を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信するデジタル高周波処理部と、を含むことを特徴とする。
また、前記正弦波パルスOQPSK信号は、ジグビー信号であることを特徴とする。
また、前記電力増幅は、スイッチングモード電力増幅器を使用して増幅されることを特徴とする。
また、前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器及びデジタル制御電力増幅器で構成され、前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記MSK位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されることを特徴とする。
また、前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする。
また、前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする。
また、前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする。
また、前記MSK位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする。
また、前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器及びデジタル制御電力増幅器で構成され、前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記MSK位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されるものの、前記ポーラ変調器の振幅調節信号が前記デジタル制御電力増幅器の出力電力を調節することを特徴とする。
また、前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、チップシーケンスの一番目のチップ区間及びチップ拡張区間で行われることを特徴とする。
また、前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、正弦波に重み付けして行われることを特徴とする。
また、前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする。
また、前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする。
また、前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする。
また、前記MSK位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする。
さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信方法は、近距離無線信号送信装置が正弦波パルスOQPSK(Sinusoidal Pulse OFFSET QPSK)信号を生成し、前記信号をMSK(Minimum Shift Keying)信号であるMSK位相情報に変換する段階と、前記近距離無線信号送信装置が前記位相情報をポーラ変調方式でRF直接変換を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信する段階と、を含むことを特徴とする。
さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置は、外部から高周波信号を受信して中間周波数信号を検出する受信デジタル高周波処理部と、前記受信デジタル高周波処理部から前記検出された中間周波数信号が受信されれば、前記中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換するゼロクロス信号検出部と、前記ゼロクロス信号検出部から前記受信されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する受信信号処理部と、を含むことを特徴とする。
また、前記ゼロクロス信号検出部は、選択(Selecting)ゼロクロス信号検出部または平均(Averaging)ゼロクロス信号検出部のうちいずれか1つであることを特徴とする。
また、前記中間周波数信号は、単一ビットであることを特徴とする。
また、前記受信デジタル高周波処理部は、前記高周波信号をフィルタリングし、前記高周波信号から第1の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号を検出することを特徴とする。
また、前記受信デジタル高周波処理部は、前記中間周波数信号を1次フィルタリングして第2の特定信号因子を除去し、前記1次フィルタリングされた中間周波数信号を2次フィルタリングして第3の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号のドメインを検出することを特徴とする。
また、前記ゼロクロス信号検出部は、前記受信デジタル高周波処理部から複数の前記中間周波数信号のドメインが受信されれば、前記複数の中間周波数信号のドメインに対する時間差を検出して前記ゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換することを特徴とする。
また、前記受信信号処理部は、前記ゼロクロス信号検出部から受信された前記デジタル信号を前記近距離無線信号に変換した後、物理階層プロトコルデータユニットに出力することを特徴とする。
さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信方法は、近距離無線信号受信装置が外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出する段階と、前記近距離無線信号受信装置が前記検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する段階と、前記近距離無線信号受信装置が前記変換されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する段階と、を含むことを特徴とする。
このように、本発明は、DAコンバータをポーラ変調器に代替することによって、近距離無線信号を高周波信号に変換して送信することができるという効果があり、近距離無線信号送信装置の低電力設計が可能であり、近距離無線信号送信装置のチップサイズを減少させることができ、それによってコストを節減することができるという効果がある。
また、本発明は、ADコンバータをZXDに代替することによって、外部から受信された高周波信号から単一ビットの中間周波数信号を検出し、中間周波数信号を近距離無線信号に変換して処理することができる効果があり、近距離無線信号受信装置の低電力設計が可能であり、信号受信装置のチップサイズを減少させることができ、それによってコストを節減することができる効果がある。
以下、添付の図面を参照して本発明の実施例をより詳細に説明する。但し、実施例を説明するにあたって、本発明の属する技術分野によく知られていて、本発明と直接的に関連がない技術内容についてはなるべく説明を省略する。これは、不要な説明を省略することによって、本発明の核心を不明瞭にせずに、さらに明確に伝達するためである。
本発明の実施例では、説明の便宜上、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置と近距離無線信号受信装置が各々構成されたものと説明しているが、必ずこれに限定されるものではなく、携帯端末機などの特定機器に近距離無線信号送信装置と近距離無線信号受信装置が結合されて1つの近距離無線信号送受信装置として具現されることができることを明確にするところである。
さらに、本発明の実施例に記載された近距離無線信号受信装置と近距離無線信号受信装置とはカップリングされ、互いに信号を送受信することができる。
本発明の実施例において使用される近距離無線信号は、ブルートゥース(Bluetooth)、ジグビー(Zigbee)、UWB(Ultra Wide Band)、IRDA(Infrared Data Association)などの通信方式を利用する近距離無線通信の信号に代替されることができる。
図1は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信装置の主要構成を示す構成図である。
図1を参照すれば、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信装置100は、送信信号処理部10(Transmitting Signal Processor)、位相変換部20、及び送信デジタル高周波処理部30(Transmitting Digital RF Processor;以下、送信DRPという)を含む。
送信信号処理部10は、PPDU 11(PHY Protocol Data Unit)及びビット−チップマッピング装置12(bit-to-chip mapping)を含む。
PPDU 11は、矩形波形態の二進無線データ信号Dk(以下、近距離無線信号という)を生成し、ビット−チップマッピング装置12に出力する。
ビット−チップマッピング装置12は、PPDU 11から受信された近距離無線信号を32−Chip PN(Pseudo-random Noise)シーケンスにマッピングして周波数拡散を行うことによって、ベースバンド信号dmを生成し、これを位相変換部20に伝送する。さらに、ビット−チップマッピング装置12は、近距離無線信号を15−Chip PNシーケンスにマッピングして周波数拡散を行うことができる。
位相変換部20は、ビット−チップマッピング装置12で生成されたベースバンド信号を受信し、MSK位相変調を通じてベースバンド信号を位相情報に変換する。この時、位相変換部20は、ベースバンド信号から位相情報を直接変換するので、送信DRP30のポーラ変調器31が位相情報を生成するための演算量を減少させることができる。
MSK(Minimum Shift Keying)は、連続位相変調(CPSK;Continuous Phase Shift Keying)方式の1つである。CPSKにおいて、現時点の位相に対する1シンボル後の位相が±90゜の先行または遅延となるように2つの搬送波f1、f2を選択すれば、両方の符号は直交関係となり、理想的な復調になることができるが、このような直交関係が成立する最小の周波数差、すなわち2(f1−f2)*Ts=1(Ts:シンボル時間)が成立するように搬送波を選択する変調方式がMSKである。この時、前記MSKの位相インパルス応答特性q(τ)は、下記数式1の通りである。この時、Tcは、チップ時間を示す。
このように、ビット−チップマッピング装置12で生成されたベースバンド信号dmの位相偏移は、dm*π/2となり、MSK位相情報φ(t)は、下記数式2の通りである。
送信DRP30は、位相変換部20から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用して高周波信号(以下、RF信号という)に変換する。
このために、送信DRP 30は、ポーラ変調器31、DCO 32(Digitally Controlled Oscillator)、TDC 33(Time−to−Digital Converter)、及びDPA 34(digitally controlled power amplifier)を含む。
ポーラ変調器31は、位相変換部20から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用してRF信号に変換する。この時、ポーラ変調器31は、DCO 32の出力を考慮して位相情報をRF信号に変換することができる。近距離無線信号の搬送波周波数をfrfとすれば、DCO 32の出力voは、下記数式3で表現される。数式3で、Aは、DCO 32の出力電圧の大きさを示す。
ポーラ変調器31は、DCO 32の出力を考慮して位相情報をRF信号に変換するとき、多数の低容量キャパシタをバラクタ形態でチューニングすることによって、DCO 32の出力を考慮して位相情報の変換を制御することができる。また、位相情報は、DCO 32の位相雑音を低減するために、シグマ−デルタ方式で変調することも可能である。
ポーラ変調器31は、ビット−チップマッピング装置12で生成されたベースバンド信号と位相変換部20から受信された位相情報を変調して変換されたRF信号とを比較し、各々の信号に誤差が発生すれば、ベースバンド信号とRF信号が増加する区間をランプアップ(ramp−up)し、ベースバンド信号とRF信号が減少する区間をランプダウン(ramp−down)する。これは、近距離無線信号をRF信号に変換して送信するとき、送信しようとする元々の近距離無線信号と送信されるRF信号間のエラーを最小化するためであり、各信号間のエラーを最小化する方法は、下記図2乃至図3において数式として説明される。
DCO 32では、DCO 32の出力が発生し、DCO 32で発生する出力を安定化させるために、DCO 32の出力の一部はサンプリングされ、TDC 33を通じて時間−デジタル変換が行われた後、ポーラ変調器31にフィードバックされる。
TDC 33は、DCO 32から提供されたDCO 32の出力を時間−デジタル変換した後、ポーラ変調器31にフィードバックする。
DPA 34は、スイッチングモード電力増幅器である場合、DCO 32を通じてポーラ変調器31から提供されたRF信号を増幅して送信することができ、DPA 34は、ポーラ変調器31から受信された増幅制御信号によってRF信号を増幅し、増幅されたRF信号を送信する。
図2は、本発明の実施例によるベースバンド信号を示すグラフである。図3は、本発明の実施例によるベースバンド信号が変換された高周波信号を示すグラフである。図4は、図2及び図3に該当する各々の信号を比較した誤差の平均自乗エラーを示すグラフである。
図2乃至図4を参照すれば、図2の2a及び図3の3aは、[0、Tc]の区間を示し、2b及び3bは、[MTc、(M+1)Tc]の区間を示す。図2と図3を比較すれば、ベースバンド信号とMSK変調されたRF信号が2a、3aと2b、3bの区間で誤差を有するが、[0、Tc]、[MTc、(M+1)Tc]区間を除いた[Tc、MTc]の区間は、正確に変換されることを確認することができる。
このような誤差を低減するために、ポーラ変調器31は、[0、Tc]、[MTc、(M+1)Tc]区間のように、ベースバンド信号、RF信号である各々の信号が徐々に増加する区間と、各々の信号が徐々に減少する区間の振幅を調節するようにするために、下記数式4と数式5を利用する。
数式4で、r1は、[0、Tc]区間のベースバンド信号であるd(t)の大きさを示し、r2は、[MTc、(M+1)Tc]区間のベースバンド信号が変換されたRF信号であるd(t)の大きさを示す。
さらに、近距離無線信号の全チップ区間である[0、(M+1)Tc]で位相の連続性を合わせるためのRF信号d(t)の補正式は、下記数式6の通りであり、d0及びdMは、各々0番目及びM番目のチップを示す。
このように、ポーラ変調器31で数式4と数式5を利用して[0、Tc]、[MTc、(M+1)Tc]区間でのRF信号d(t)の大きさを補正するために、ポーラ変調器31が増幅制御信号でDPA 34を制御し、[0、Tc]、[MTc、(M+1)Tc]区間のRF信号d(t)大きさを補正することができる。RF信号d(t)の大きさ補正を具現するための他の方法としては、ポーラ変調器31の制御と関係なく、DPA 34が自分の出力を調節することができる。また、[0、Tc]、[MTc、(M+1)Tc]区間で発生する誤差は、ロバスト検出(robust detection)のような復調アルゴリズムによって克服することができる。
図4から分かるように、ベースバンド信号とMSK変調されたRF信号とを比較した結果、4aである[0、Tc]区間と4bである[MTc、(M+1)Tc]区間で、一番目のチップで0.25A2の最大MSEを有し、残りのチップでは、0.0076A2の平均MSEを有することを確認することができる。したがって、RF信号が元々のベースバンド信号にほぼ正確に近似していることを確認することができるので、送信しようとする元々の信号と送信される変換された信号の誤差がほぼ一致していることが分かる。この時、誤差は、平均自乗エラー(MSE;Mean Square Error)で計算される。
図5は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信方法を示す流れ図である。
図5を参照すれば、S41段階で、PPDU 11は、送信しようとする矩形波形態の二進形式の近距離無線信号を生成し、PPDU 11は、生成された近距離無線信号をビット−チップマッピング装置12に伝送する。
S42段階で、ビット−チップマッピング装置12は、受信された近距離無線信号の周波数を拡散する。この時、ビット−チップマッピング装置12は、近距離無線信号の物理階層標準によって、15−chip PNまたは32−chip PNシーケンスに受信された近距離無線信号の周波数を拡散することができる。S43段階で、ビット−チップマッピング装置12は、周波数が拡散された近距離無線信号からベースバンド信号を生成し、生成されたベースバンド信号を位相変換部20に提供する。
S44段階で、位相変換部20は、ビット−チップマッピング装置12から受信されたベースバンド信号を位相情報に変換し、送信DRP 30に伝送する。この時、位相変換部20はベースバンド信号を位相情報に変換するとき、MSK変調方式を利用して変換を行う。
S45段階で、送信DRP 30のポーラ変調器31は、位相変換部20から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用してRF信号に直接変換し、変換されたRF信号をDRP 34に伝送する。
この時、ポーラ変調器31は、DCO 32の出力を考慮して位相情報をRF信号に変換することができる。DCO 32の出力に発生する位相雑音を低減するため、DCO 32の出力がTDC 33に印加されれば、TDC 33は、DCO 32の出力に時間−デジタル変換が行われた後、ポーラ変調器31にフィードバックすることができる。
S46段階で、DRP 34は、ポーラ変調器31から受信された増幅制御信号によってポーラ変調器31から提供されたRF信号を増幅し、S47段階で、DRP 34は、増幅されたRF信号を送信することができ、DRP 34がスイッチングモード電力増幅器である場合、DRP 34は、ポーラ変調器31から提供されたRF信号を増幅して送信することができる。
特に、DRP 34は、電力増幅の効率向上のためにスイッチングモードで動作するD/E/F級電力増幅器であることができる。
この時、送信方法をジグビー信号送信に適用する場合、DRP 34で増幅されるRF信号の出力電力は、ジグビーチップシーケンスの一番目のチップ区間及びチップ拡張区間で各々調節され、前記各区間の出力電力は、正弦波重み付け(sinusoidal weighting)により調節される。より具体的に、正弦波重み付けは、各々数式7及び数式8で行う。この時、数式7及び数式8は、下記の通りである。
ここで、Tcは、1つのチップ時間、Mは、ジグビーチップシーケンスのチップ数を示す。
さらに、本発明の実施例では、位相変換部20と送信DRP30が分離されたものと説明されているが、位相変換部20が送信DRP30のポーラ変調器31に含まれて構成されることができる。
図6は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。
図6を参照すれば、デジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置200は、受信デジタル高周波処理部50(Receiving Digital RF Processor;以下、受信DRPという)、ゼロクロス信号検出部60(Zero Crossing Detector;以下、ZXDという)、及び受信信号処理部70(Receiving Signal Processor)を含む。
より具体的に、受信DRP 50は、増幅器51、マルチタップダイレクトサンプリングミキサー52(Multi-Tap Direct Sampling Mixer、以下、MTDSMという)、及び中間周波数処理部53(以下、IF処理部という)を含む。
図示してはいないが、増幅器51は、低雑音トランスコンダクタンス増幅部(LNA、Low-Noise Amplifier)とトランスコンダクタンス増幅部(TA;Transconductance Amplifier)とを含み、外部から受信される高周波信号(以下、RF信号という)の増幅を行う。特に、LNAは、信号受信装置200の制御部(図示せず)から入力される自動利得制御信号(AGC;Automatic Gain Control)によってRF信号の低雑音信号を増幅し、トランスコンダクタンスを検出する。TAは、LNAから提供されたトランスコンダクタンスを増幅して生成されたインピーダンスをMTDSM 52に出力する。
MTDSM 52は、インピーダンスのRF信号から特定信号因子を除去し、アナログ信号のフロントエンドを検出し、中間周波数信号(以下、IF信号という)を検出した後、IF信号から特定信号因子の除去を1次的に行う。
このために、MTDSM 52は、サンプラー52a、RFフィルタ52b、及び第1のIFフィルタ52cを含む。
サンプラー52aは、増幅器51から提供されたインピーダンスをサンプリングし、サンプリングされたRF信号をRFフィルタ52bに提供する。
RFフィルタ52bは、RFデシメーションフィルタであって、サンプラー52aから提供されたRF信号をフィルタリングし、フィルタリングされたRF信号から第1の特定信号因子であるmを検出して除去する。RFフィルタ52bは、m因子が除去されたRF信号を第1のIFフィルタ52cに提供する。
第1のIFフィルタ52cは、IFデシメーションフィルタであって、RFフィルタ52bから提供されたRF信号をフィルタリングしてIF信号を検出し、IF信号から第2の特定信号因子であるnを検出して除去する。第1のIFフィルタ52cは、n因子が除去されたIF信号をIF処理部53に提供する。
IF処理部53は、IF信号のドメインの検出を行う。
このために、IF処理部53は、IFA 53aと、第2のIFフィルタ53bとを含む。
IFA 53aは、第1のIFフィルタ52cから提供されたIF信号を増幅し、第2のIFフィルタ53bに提供する。
第2のIFフィルタ53bは、IFデシメーションフィルタであって、IFA 53aから提供されたIF信号をフィルタリングし、フィルタリングされたIF信号から第3の特定信号因子であるoを検出して除去し、アナログ信号のバックエンドを検出する。
そして、第2のIFフィルタ53bは、RFフィルタ52bで検出されたアナログ信号の開始端と第2のIFフィルタ53bで検出されたアナログ信号の終端を利用してIF信号のドメインを検出する。この時、IF信号は、単一ビットであることが好ましい。
ZXD 60は、IF処理部53から提供された単一ビットであるIF信号のドメインからゼロクロス信号を検出し、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する。さらに、本発明では、ZXD 60を選択(Selecting)ZXDとして説明しているが、必ずこれに限定されるものではなく、平均(Averaging)ZXDに変換されて適用されることができる。
このために、ZXD 60は、比較器61、時差測定器62、及びデータ検出器63を含む。
比較器61は、1ビットの比較器であって、MTDSM 52からIF信号のドメインを連続的に提供され、IF信号のドメインによるIF信号を順次に、または繰り返し的に比較する。
時差測定器62は、比較器61で比較されたIF信号のドメインに対する時間差を測定する。
データ検出器63は、測定された時間差によってIF信号から単一ビットのゼロクロス信号を検出し、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変調する。
受信信号処理部70のチップ−ビットマッピング装置71(Chip-to-Bit Mapping)は、データ検出器63からデジタル信号を受信して近距離無線信号に変換した後、変換された近距離無線信号をPPDU(物理階層プロトコルデータユニット;PHY Protocol Data Unit)に出力する。
このように、本発明は、RF信号とIF信号の両方を共に単一ビットで構成し、ADコンバータも既存の8ビット解像度を使用する構造でなく、ZXD技術を使用して1ビット比較器で変換させる構造の受信装置を使用する。そのため、信号受信装置200のハードウェアサイズを減少させることができ、信号受信装置200の電力消費を減少することができるという効果がある。
図7は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信方法を示す流れ図である。
図6及び図7を参照すれば、S81段階で、受信DRP 50の増幅器51が外部からRF信号を受信すれば、S82段階で、増幅器51に含まれたLNA(図示せず)は、制御部(図示せず)から入力される自動利得制御信号(AGC;Automatic Gain Control)によって外部から入力されるRF信号の低雑音信号を増幅し、トランスコンダクタンスを検出する。その後、S83段階で、増幅器51に含まれたTA(図示せず)は、LNAで検出されたトランスコンダクタンスを増幅して生成されたインピーダンスをMTDSM 52に出力する。
S84段階で、MTDSM 52のサンプラー52aは、増幅器51から提供されたインピーダンスをサンプリングし、サンプリングされたRF信号をRFフィルタ52bに提供する。RFフィルタ52bは、RFデシメーションフィルタであって、サンプラー52aから提供されたRF信号をフィルタリングし、フィルタリングされたRF信号から第1の特定信号因子であるmを検出して除去する。RFフィルタ52bは、m因子を除去し、アナログ信号のフロントエンドを検出し、m因子が除去されたRF信号を第1のIFフィルタ52cに提供する。
その後、S85段階で、IFデシメーションフィルタである第1のIFフィルタ52cは、RFフィルタ52bから提供されたRF信号をフィルタリングしてIF信号を検出し、IF信号から第2の特定信号因子であるnを検出して除去する。第1のIFフィルタ52cは、n因子が除去されたIF信号をIF処理部53に提供する。
S86段階で、IFA53aは、第1のIFフィルタ52cから提供されたIF信号を増幅して第2のIFフィルタ53bに提供し、IFデシメーションフィルタである第2のIFフィルタ53bは、IFA53aで提供されたIF信号をフィルタリングし、フィルタリングされたIF信号から第3の特定信号因子であるoを検出して除去する。第2のIFフィルタ53bは、o因子を除去し、アナログ信号のバックエンドを検出する。
そして、第2のIFフィルタ53bは、RFフィルタ52bで検出されたアナログ信号のフロントエンドと第2のIFフィルタ53bで検出されたアナログ信号のバックエンドを利用してIF信号のドメインを検出する。この時、IF信号は、単一ビットであることが好ましい。
次に、S87段階で、ZXD 60の比較器61は、IF処理部53から単一ビットであるIF信号のドメインを連続的に提供され、IF信号のドメインによるIF信号を順次に、または繰り返し的に比較する。
S88段階で、ZXD 60の時差測定器62は、比較器61で比較されたIF信号の時間差を測定する。
その後、S89段階で、ZXD 60のデータ検出器63は、測定された時間差によってIF信号から単一ビットのゼロクロス信号を検出し、S90段階で、データ検出器63は、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変調する。
S91段階で、受信信号処理部70のチップ−ビットマッピング装置71(Chip-to-Bit Mapping)は、データ検出器63からデジタル信号を受信し、受信されたデジタル信号を近距離無線信号に変換した後、S92段階で、チップ−ビットマッピング装置71は、変換された近距離無線信号をPPDUに出力する。
図8は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置のシミュレーション結果を示すグラフである。
図8を参照すれば、シミュレーション結果を導出するためには、RF入力周波数、TA Transconductivity、MTDSM入力インピダンス(input impedance)、デシメーションファクタ(Decimation Factors)M、N、O、IF信号などのパラメータが必要である。
本発明のシミュレーション結果を導出するために、RF入力周波数(RF信号)の帯域は、2.4GHzに設定し、TA Transconductivityは、測定値である7.5msに設定した。また、デシメーションファクタは、IF信号を考慮して各々8、6、4MHzに設定した。この時、IF信号を考慮する時に重要なのは、仮想周波数信号が発生しないようにすることである。
RF信号からIF信号を検出する数式は、下記の数式9の通りである。
さらに、シミュレーション結果、従来の受信装置において10−2のBERを獲得するためには、約−2.6dBの電力が必要であるが、本発明に該当するデジタル高周波処理技術とゼロクロス技術を利用した信号受信装置200において10−2のBERを獲得するためには、従来の受信装置より電力が3dB程度低くなることを確認することができる。しかし、これは、下記の表1と表2のように、デジタル高周波処理技術とゼロクロス技術を利用した信号受信装置200を使用することによって獲得することができる長所に比べて大きい問題として作用するものではない。
この時、表1は、Hardware Expenseに対する長所を示す表であり、表2は、電力消費に対する長所を示す表である。表1は、ハードウェア費用が約68%節減されることを示し、表2は、電力消費が約67%節減されることを示す表である。
以上、本発明は、記載された具体例だけについて詳しく説明されたが、本発明の技術思想範囲内で様々な変形及び修正が可能であることは、当業者にとって自明であり、このような変形及び修正が添付の特許請求範囲に属することは当然なことである。
本発明は、近距離無線信号を高周波信号に送信し、高周波信号を近距離無線信号に受信するための送受信装置に対する技術に適用可能であり、特に、MSK位相変調とデジタル高周波処理技術を利用して送信しようとする近距離無線信号を高周波信号に変換して送信することができるようにし、外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出し、これを近距離無線信号に変換して処理することができるようにして、近距離無線信号の送受信装置に対するチップサイズ減少を実現し、送受信装置のコストを節減することができ、低電力設計が可能である。
Claims (24)
- 正弦波パルスOQPSK(Sinusoidal Pulse Offset QPSK)信号をMSK(Minimum Shift Keying)信号であるMSK位相情報に変換する位相変換部と、
前記変換されたMSK位相情報をポーラ変調(polar modulation)方式でRF直接変換(RF Direct Conversion)を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信するデジタル高周波処理部と、
を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。 - 前記正弦波パルスOQPSK信号は、ジグビー信号であることを特徴とする請求項1に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記電力増幅は、スイッチングモード電力増幅器を使用して増幅されることを特徴とする請求項1に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器、デジタル制御電力増幅器で構成され、
前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記MSK位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されることを特徴とする請求項1または2に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。 - 前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする請求項4に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする請求項4に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする請求項4に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記MSK位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする請求項4に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器、デジタル制御電力増幅器で構成され、
前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記MSK位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されるものの、前記ポーラ変調器の振幅調節信号が前記デジタル制御電力増幅器の出力電力を調節することを特徴とする請求項1または2に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。 - 前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、チップシーケンスの一番目のチップ区間及びチップ拡張区間で行われることを特徴とする請求項9に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、正弦波に重み付けして行われることを特徴とする請求項10に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする請求項9に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする請求項9に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする請求項9に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 前記MSK位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする請求項9に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置。
- 近距離無線信号送信装置が正弦波パルスOQPSK(Sinusoidal Pulse OFFSET QPSK)信号を生成し、前記信号をMSK(Minimum Shift Keying)信号であるMSK位相情報に変換する段階と、
前記近距離無線信号送信装置が前記位相情報をポーラ変調方式でRF直接変換を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信する段階と、
を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信方法。 - 外部から高周波信号を受信して中間周波数信号を検出する受信デジタル高周波処理部と、
前記受信デジタル高周波処理部から前記検出された中間周波数信号が受信されれば、前記中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換するゼロクロス信号検出部と、
前記ゼロクロス信号検出部から前記受信されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する受信信号処理部と、
を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。 - 前記ゼロクロス信号検出部は、選択ゼロクロス信号検出部または平均ゼロクロス信号検出部のいずれか1つであることを特徴とする請求項17に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
- 前記中間周波数信号は、単一ビットであることを特徴とする請求項17に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
- 前記受信デジタル高周波処理部は、前記高周波信号をフィルタリングし、前記高周波信号から第1の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号を検出することを特徴とする請求項17に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
- 前記受信デジタル高周波処理部は、前記中間周波数信号を1次フィルタリングして第2の特定信号因子を除去し、前記1次フィルタリングされた中間周波数信号を2次フィルタリングして第3の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号のドメインを検出することを特徴とする請求項20に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
- 前記ゼロクロス信号検出部は、
前記受信デジタル高周波処理部から複数の前記中間周波数信号のドメインが受信されれば、前記複数の中間周波数信号のドメインに対する時間差を検出して前記ゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換することを特徴とする請求項21に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。 - 前記受信信号処理部は、
前記ゼロクロス信号検出部から受信された前記デジタル信号を前記近距離無線信号に変換した後、物理階層プロトコルデータユニット(PPDU)に出力することを特徴とする請求項22に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。 - 近距離無線信号受信装置が外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出する段階と、
前記近距離無線信号受信装置が前記検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する段階と、
前記近距離無線信号受信装置が前記変換されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する段階と、
を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信方法。
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