JPS58114651A - Fsk復調方式 - Google Patents
Fsk復調方式Info
- Publication number
- JPS58114651A JPS58114651A JP56210875A JP21087581A JPS58114651A JP S58114651 A JPS58114651 A JP S58114651A JP 56210875 A JP56210875 A JP 56210875A JP 21087581 A JP21087581 A JP 21087581A JP S58114651 A JPS58114651 A JP S58114651A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- zero
- signal
- output
- crossing
- comparator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
電話回線等を通してデータ伝送を行うデータモデムに関
する。
する。
(2)技術の背景
端末装置で発生する2連符号を回船のアナログ伝送特性
に適した信号に変換するfwI4と、逆に回線から受け
た信号を元の2連符号に戻す復調が、データモデムの主
要機能である。毎秒送り得る2連符号の数即ち伝送速[
(ビットレート)に応じて各種の変復調方式があるが、
1200bits/s以下のビットレートの場合は、一
般にF8K(Frequency 5hift Key
ing )方式が採用されている。2逸データー〇”1
と(W I’l’!に対し/−2s撃の周波数fc々f
s+を割当て、交互に切換えて伝送する方式である。
に適した信号に変換するfwI4と、逆に回線から受け
た信号を元の2連符号に戻す復調が、データモデムの主
要機能である。毎秒送り得る2連符号の数即ち伝送速[
(ビットレート)に応じて各種の変復調方式があるが、
1200bits/s以下のビットレートの場合は、一
般にF8K(Frequency 5hift Key
ing )方式が採用されている。2逸データー〇”1
と(W I’l’!に対し/−2s撃の周波数fc々f
s+を割当て、交互に切換えて伝送する方式である。
半導体集積化技術は近年著しく、変腹−機能を数チップ
にLSI化することが可能itなりた・これにより装置
の小製化、高信頼化、特性の向上が更に期待できるよう
になった。
にLSI化することが可能itなりた・これにより装置
の小製化、高信頼化、特性の向上が更に期待できるよう
になった。
従来F8に復調方式として零交叉法、PLL(Phas
ed Lock Loop )法等が知られているが、
これらディジタルフィルタやディジタルPLLで置き換
えた専用LSIが現われている。
ed Lock Loop )法等が知られているが、
これらディジタルフィルタやディジタルPLLで置き換
えた専用LSIが現われている。
(3)従来技術と問題点
第1図に従来の零交叉法の典朦的な構成例を示す。第1
図においてF8には受@ F 8 K (Freque
ncy8hiff Keying )信号。1は受信フ
4ルタ(BPF)で受信F8に信号から2つのキャリア
周波数成分をとりだす作用を有する。6はBPFの出力
で、第1図Φ)に示されるように、データが2連符号゛
01の間は、例えば低周波信号fcが伝送され、°1”
の間はfLよりも高い周波数fysの信号が伝送される
。2はり電ツタアンプで、6て示される波形の零交叉位
置を積置よく決定する。7はV<ツタアンプ2の出力で
、その波形を第1図(C)に示す。
図においてF8には受@ F 8 K (Freque
ncy8hiff Keying )信号。1は受信フ
4ルタ(BPF)で受信F8に信号から2つのキャリア
周波数成分をとりだす作用を有する。6はBPFの出力
で、第1図Φ)に示されるように、データが2連符号゛
01の間は、例えば低周波信号fcが伝送され、°1”
の間はfLよりも高い周波数fysの信号が伝送される
。2はり電ツタアンプで、6て示される波形の零交叉位
置を積置よく決定する。7はV<ツタアンプ2の出力で
、その波形を第1図(C)に示す。
3はモノステーブルマルチで零交叉の位置で一定幅のパ
ルスを発生する。8はモノステーブルマルチ3の出力で
その波形を第1図(d)に示す。第1図(b) 、 (
d)から明らかなように、fLに対応する部分のパルス
密度は小さく、fMに対応する部分のパルス密度は高い
。4は復調フィルタで、データパターンの最高繰返し周
波数までを象出すように設計すると、その出力9は第1
図(C)に示すようにパルス密度に応じて滑らかに変化
する。5はスライサでスライスレベル定めることにより
、第1図(f)の10で示すような復調出力RDが得ら
れる。
ルスを発生する。8はモノステーブルマルチ3の出力で
その波形を第1図(d)に示す。第1図(b) 、 (
d)から明らかなように、fLに対応する部分のパルス
密度は小さく、fMに対応する部分のパルス密度は高い
。4は復調フィルタで、データパターンの最高繰返し周
波数までを象出すように設計すると、その出力9は第1
図(C)に示すようにパルス密度に応じて滑らかに変化
する。5はスライサでスライスレベル定めることにより
、第1図(f)の10で示すような復調出力RDが得ら
れる。
以上が従来の復調方式であるが、上述の方式では、央発
的な周波数変動があったり、キャリアfp。
的な周波数変動があったり、キャリアfp。
f賢がオフセット状態になった場合の出力データの誤り
の発生を防止することができない。
の発生を防止することができない。
(4) 発明の目的
前述の欠点を除去するばかりでなく、サンプリングマシ
ンサイクルによる量子化雑音の影響から復調信号を保膜
することが本発明の目的である。
ンサイクルによる量子化雑音の影響から復調信号を保膜
することが本発明の目的である。
(5)発明の構成および実施例
受信フィルタにより受@F8Kl1号から2つのキャリ
ア周tIL数成分をとりだした後、すiyツタアンプよ
りゼロクロス間隔を明確にし、コンパレータにより正負
のりオツタアンプの出力を“O”か°l”かの信号に変
換し、次いで一定のサンプリング周期を有するクロック
パルスでゼロクロス間隔を測足すると共にゼロクロスを
監視し、ゼロクロスがなければゼロクロス間隔レジスタ
にクロックパルス数を貯え、ゼロクロスが検出された場
合はゼロクロス間隔とスレシ璽ルドレベルを比較シゼロ
クロス間隔カスレジ冒ルドレベルよす小サイ場合は比較
器は復調信号°0”を出力し、大きい場合は復I11信
号“1”を出力し、かつ前記スレシ冒ルドレベルを、前
記比較器の出力を入力として動作するスレン1ルドレベ
ル切換器により、前記比較器の出力が“0°のときはハ
イレベルに、前記比較器の出力が一1@のときはローレ
ベルに切換えることを特徴としている。
ア周tIL数成分をとりだした後、すiyツタアンプよ
りゼロクロス間隔を明確にし、コンパレータにより正負
のりオツタアンプの出力を“O”か°l”かの信号に変
換し、次いで一定のサンプリング周期を有するクロック
パルスでゼロクロス間隔を測足すると共にゼロクロスを
監視し、ゼロクロスがなければゼロクロス間隔レジスタ
にクロックパルス数を貯え、ゼロクロスが検出された場
合はゼロクロス間隔とスレシ璽ルドレベルを比較シゼロ
クロス間隔カスレジ冒ルドレベルよす小サイ場合は比較
器は復調信号°0”を出力し、大きい場合は復I11信
号“1”を出力し、かつ前記スレシ冒ルドレベルを、前
記比較器の出力を入力として動作するスレン1ルドレベ
ル切換器により、前記比較器の出力が“0°のときはハ
イレベルに、前記比較器の出力が一1@のときはローレ
ベルに切換えることを特徴としている。
以下図面により詳細に説明する0
第2図に本発明の構成を示す611はパントノ(スフィ
ルタでキャリアfz、fIを通過させる。12はり電ツ
タアンプで零交叉点を明確にする。13は:1/パレー
タで、リミッタアン1の出力をマイクログロセサ14の
動作に適合する電圧にに挨する。本冥施例ではOvと5
vに変換Tることとする。
ルタでキャリアfz、fIを通過させる。12はり電ツ
タアンプで零交叉点を明確にする。13は:1/パレー
タで、リミッタアン1の出力をマイクログロセサ14の
動作に適合する電圧にに挨する。本冥施例ではOvと5
vに変換Tることとする。
15は入出力ボートで、例えばzCは1ビツトのホード
で、コンパレータ13の出力11”または“0”を一時
貯える。R&x1はゼロクロス間隔レジスタで、相隣り
合うゼロクロス時刻の差、即ちゼロクロス間隔を貯える
。
で、コンパレータ13の出力11”または“0”を一時
貯える。R&x1はゼロクロス間隔レジスタで、相隣り
合うゼロクロス時刻の差、即ちゼロクロス間隔を貯える
。
ここでゼロクロス間隔について説明しておく・第3図で
詳細に説明Tる。無3図はりtツタ12の出力波形で、
出力が零レベルと交叉する時刻が、ゼロクロスa1gt
N、を舅−1,−・を肩−Sである。家たゼロクロス間
隔とはH+−tト5−Zcxそ言う。
詳細に説明Tる。無3図はりtツタ12の出力波形で、
出力が零レベルと交叉する時刻が、ゼロクロスa1gt
N、を舅−1,−・を肩−Sである。家たゼロクロス間
隔とはH+−tト5−Zcxそ言う。
石2図に戻って、RAMはランダムアクセスメ(す、人
00はアキ、ムレータ、ムl、Uは演算囲路である。
00はアキ、ムレータ、ムl、Uは演算囲路である。
次に本復調方式を願を追って説11ITるs 1szt
k;tにおいて、リンツタ127では従来方式と同様な
ので省略する。コンパレーア13の出力はりンツタアン
プの出力に応じて不実施例では、OV、S■の2つの値
をとる。この出方は人出方ポートの1つZCに一時貯え
られるが、マイクログqセサからの命令によりAOOに
銃みとられる。読みとられたデータがOV力)5Vかは
CPU(セントラルグロセサエニット)の働きで判断で
きる。
k;tにおいて、リンツタ127では従来方式と同様な
ので省略する。コンパレーア13の出力はりンツタアン
プの出力に応じて不実施例では、OV、S■の2つの値
をとる。この出方は人出方ポートの1つZCに一時貯え
られるが、マイクログqセサからの命令によりAOOに
銃みとられる。読みとられたデータがOV力)5Vかは
CPU(セントラルグロセサエニット)の働きで判断で
きる。
またゼロクロス間隔の測定は、通常用いられるように、
「定の標本化周期を有するクロックパルスにより、すき
ツタ12の出力を監視し、ゼロクaスが生じる荻でのク
ロックパルスの数をゼロクロス間隔レジスタRZOOに
貯えることによりなされる。ゼロクロス間隔測定回路は
第2因のマイク寵プロセサ14に含まれるが通常の方法
なので、特に−示しない。
「定の標本化周期を有するクロックパルスにより、すき
ツタ12の出力を監視し、ゼロクaスが生じる荻でのク
ロックパルスの数をゼロクロス間隔レジスタRZOOに
貯えることによりなされる。ゼロクロス間隔測定回路は
第2因のマイク寵プロセサ14に含まれるが通常の方法
なので、特に−示しない。
ゼロクロス間隔レジスタは1個でもよいが、複数個(偶
数個)用いて平均した値をゼロクロス間隔とすれば、キ
ャリア信号に上e下非対称、あるいは左右非対称があっ
ても、偶数伽の平均をとることにより、相殺され正確な
ゼロクロス間隔が得率発明は、上述の方法により得られ
たゼロクロス間隔を基準値(スレシ嘗ルドレベル)と比
較し、その大小に応じて復調信号を出方する方法に関す
るものであるが、特にスレシ嘗ルドレベルの設定の仕方
に特長を有するものである。以下図面を用いて詳細−こ
説明する。
数個)用いて平均した値をゼロクロス間隔とすれば、キ
ャリア信号に上e下非対称、あるいは左右非対称があっ
ても、偶数伽の平均をとることにより、相殺され正確な
ゼロクロス間隔が得率発明は、上述の方法により得られ
たゼロクロス間隔を基準値(スレシ嘗ルドレベル)と比
較し、その大小に応じて復調信号を出方する方法に関す
るものであるが、特にスレシ嘗ルドレベルの設定の仕方
に特長を有するものである。以下図面を用いて詳細−こ
説明する。
F8に変調方式では、2m符号をfM、fLの2つのキ
ャリア周波数に対応させるために、キャリア周波数の推
移は、第4図(a)の如く速かに推移するのが理想であ
る。ところが実際には[11回路の特性や、回線の影?
(%に浮遊容量)などにより、第4図中)の如く緩かに
変化する。従りてゼロクロス間隔も第4図(C)のよう
に清らかに変化する。ざらlこゼロク臂ス間隔レジスタ
RZOOに入るゼロクロス間隔はサンプリング周期で量
子化されるために、量子化誤差を生じ、#14図(d)
の如く推移する。第4図(d)を拡大し第5図に示す。
ャリア周波数に対応させるために、キャリア周波数の推
移は、第4図(a)の如く速かに推移するのが理想であ
る。ところが実際には[11回路の特性や、回線の影?
(%に浮遊容量)などにより、第4図中)の如く緩かに
変化する。従りてゼロクロス間隔も第4図(C)のよう
に清らかに変化する。ざらlこゼロク臂ス間隔レジスタ
RZOOに入るゼロクロス間隔はサンプリング周期で量
子化されるために、量子化誤差を生じ、#14図(d)
の如く推移する。第4図(d)を拡大し第5図に示す。
第5卸において、A、Bで示した部分はキャリア周波数
が安定した部分を示T0 ドレベルをTHOに選んだとする。O,D部分で示すよ
うに、この時点はゼロクロス間隔に相当するので、ゼロ
クロス間隔の変動が一番大きく、誤aimの原因となる
〇 即ち第5図でRZOIはTHoより大きいので、復調出
力は1となるが、RZO(I+1)はTHOより小さい
ので、′O0を出力することとなり、誤復調を起し易い
レベル設定である。
が安定した部分を示T0 ドレベルをTHOに選んだとする。O,D部分で示すよ
うに、この時点はゼロクロス間隔に相当するので、ゼロ
クロス間隔の変動が一番大きく、誤aimの原因となる
〇 即ち第5図でRZOIはTHoより大きいので、復調出
力は1となるが、RZO(I+1)はTHOより小さい
ので、′O0を出力することとなり、誤復調を起し易い
レベル設定である。
本発明はこのような欠点をも除去するためになされたも
ので、スレシ嘗ルドレベルにヒステリシス特性をもたせ
たことを特徴とする。
ので、スレシ嘗ルドレベルにヒステリシス特性をもたせ
たことを特徴とする。
第5図−こ示すように2段のスレシ曹ルドレベルTHI
、TH2を設け、ゼロクロス間隔(RZOの僅)の大き
さによりてスレシ曹ルドレベルを決定する。第5図にお
いて、時刻t o y t lの間はスレシールドレベ
ルをTHIに設定すると、この間のRZOの飯zCはT
HIより小さいので、復調出力は′0”となるように設
計する。時刻tlを過ぎると、ZO>THIとなるので
、復調出力は°1”となり、同時にスレシ璽ルドレペル
をTH2に切換える。時刻nではZoo>TH2である
から、復111a3力は変化せず°l”である。時刻t
、を過ぎるとZO<TH2となり、復調出力は°0°と
なり同時にスレシ冒ルドレベルはTHIに切換えられる
。以下このサイクルを繰返す。
、TH2を設け、ゼロクロス間隔(RZOの僅)の大き
さによりてスレシ曹ルドレベルを決定する。第5図にお
いて、時刻t o y t lの間はスレシールドレベ
ルをTHIに設定すると、この間のRZOの飯zCはT
HIより小さいので、復調出力は′0”となるように設
計する。時刻tlを過ぎると、ZO>THIとなるので
、復調出力は°1”となり、同時にスレシ璽ルドレペル
をTH2に切換える。時刻nではZoo>TH2である
から、復111a3力は変化せず°l”である。時刻t
、を過ぎるとZO<TH2となり、復調出力は°0°と
なり同時にスレシ冒ルドレベルはTHIに切換えられる
。以下このサイクルを繰返す。
上記の如き動作を行う回路の1例をjI6図に示す。第
6図−こおいて21はゼロクロス間隔レジスタRZOで
ある時刻のゼロクロス間隔ZCがストアされている。2
2は比較器で、スレシ箇ルド切換器23より出力された
スレシ■ルドレペル値と、前記ゼロクロス間隔値zCを
比較し、ゼロクロス間隔zOの方が小さい場合は、比較
器22は“01を出力し、大きい場合は11′を出力す
る回路構成とする。比較器22の出力は復調出力RDと
なると共に、スレシ璽ルド切換器23の入力となりてい
る。スレシ冒ルド切換器23は、比較器22の出力が“
0“のときはTHI(ハイレベル)を出力し、“1“の
ときはTH2(ローレベル)を出力するように設計する
。
6図−こおいて21はゼロクロス間隔レジスタRZOで
ある時刻のゼロクロス間隔ZCがストアされている。2
2は比較器で、スレシ箇ルド切換器23より出力された
スレシ■ルドレペル値と、前記ゼロクロス間隔値zCを
比較し、ゼロクロス間隔zOの方が小さい場合は、比較
器22は“01を出力し、大きい場合は11′を出力す
る回路構成とする。比較器22の出力は復調出力RDと
なると共に、スレシ璽ルド切換器23の入力となりてい
る。スレシ冒ルド切換器23は、比較器22の出力が“
0“のときはTHI(ハイレベル)を出力し、“1“の
ときはTH2(ローレベル)を出力するように設計する
。
以上に述べた動作のフローを第7図に示す。
継7図において、ゼロク四スを検出し次の変化点を監視
するループに移る前に、RD(復調出力)を出力すると
いう作業を行うが、その作業にMサイクルかかったとす
ると、ゼロクロス間隔ZCを監視するクロックパルスの
一周期であるN″′CMを割った値M/NをRZOに1
リセツトしなければならない。
するループに移る前に、RD(復調出力)を出力すると
いう作業を行うが、その作業にMサイクルかかったとす
ると、ゼロクロス間隔ZCを監視するクロックパルスの
一周期であるN″′CMを割った値M/NをRZOに1
リセツトしなければならない。
(6)発明の効果
前項(5)で一部説明したように、第5図の如くスレシ
謬ルドレペルをTHOに設定すると、0.D部に見られ
る如く、ゼロクロス間隔ZOが、スレシ璽ルドレベルを
越えた場合は、復調出力は°1“以下の場合°0@とな
り、誤復調となる。このようなセtxクロス間隔zCの
変動は、一定のサンプリング周期を有するクロックパル
スでカウントすることによる量子化II!!に基くもの
である。
謬ルドレペルをTHOに設定すると、0.D部に見られ
る如く、ゼロクロス間隔ZOが、スレシ璽ルドレベルを
越えた場合は、復調出力は°1“以下の場合°0@とな
り、誤復調となる。このようなセtxクロス間隔zCの
変動は、一定のサンプリング周期を有するクロックパル
スでカウントすることによる量子化II!!に基くもの
である。
本発明はこの量子化誤差による誤復調を完全に防止する
という大きな効果を有する。
という大きな効果を有する。
菫たゼロクロス間隔として、第3凶に示す複数個のゼロ
クロス間隔レジスタRZOI〜B2.06ニ貯工られr
、:f−IZON−1、〜、ZON−6の平均値を採用
すれば、第1図(b)に示す波形に上−丁卯対称、ある
いは左右非対称が生じて、ゼロクロス間隔ZON−1、
ZON−2などがばらついても、偶数個の平均をとるこ
とにより相殺ざら正しい値が得られる。その結果前述の
゛非対称が生じても誤復調とならないという大きな効果
を有する。
クロス間隔レジスタRZOI〜B2.06ニ貯工られr
、:f−IZON−1、〜、ZON−6の平均値を採用
すれば、第1図(b)に示す波形に上−丁卯対称、ある
いは左右非対称が生じて、ゼロクロス間隔ZON−1、
ZON−2などがばらついても、偶数個の平均をとるこ
とにより相殺ざら正しい値が得られる。その結果前述の
゛非対称が生じても誤復調とならないという大きな効果
を有する。
[1図は従来のa!p1万式を示す図、第2図は本発明
の復調方式を示す図、第3図はゼロクロス間隔とゼロク
ロス間隔を貯える保存用レジスタの関係を示す図、第4
図は従来方式の欠点を示すためのK 、第s図は本発明
のスレン1ルドレペルの設定法を説明するための図、第
6図は本発明動作を実演する回路ブロック図、第7図は
本発明動作フローチャートである。 鯖2図において、11はバンドパスフィルタ、12はリ
ミッタアンプ、13はコンパレータ、14はマイクロプ
ロセサ、15は入出カポ−) 、RZOO〜はゼロクロ
ス間隔保存用レジスタ、RAMは2ンダムアクセスメモ
リ、Aooはア中、ムレータALUは演算エニット、R
Dは復調データである。 また第6図において、21はゼロクpス保存用レジスタ
、2241比111器、23はスレシールドレベル切換
器である。 第20 ty tw+ tN2tpIL3ty−a ty−s
第6図 ネ1 り 図
の復調方式を示す図、第3図はゼロクロス間隔とゼロク
ロス間隔を貯える保存用レジスタの関係を示す図、第4
図は従来方式の欠点を示すためのK 、第s図は本発明
のスレン1ルドレペルの設定法を説明するための図、第
6図は本発明動作を実演する回路ブロック図、第7図は
本発明動作フローチャートである。 鯖2図において、11はバンドパスフィルタ、12はリ
ミッタアンプ、13はコンパレータ、14はマイクロプ
ロセサ、15は入出カポ−) 、RZOO〜はゼロクロ
ス間隔保存用レジスタ、RAMは2ンダムアクセスメモ
リ、Aooはア中、ムレータALUは演算エニット、R
Dは復調データである。 また第6図において、21はゼロクpス保存用レジスタ
、2241比111器、23はスレシールドレベル切換
器である。 第20 ty tw+ tN2tpIL3ty−a ty−s
第6図 ネ1 り 図
Claims (1)
- 受信フィルタにより受信FSK信号から2つのキャリア
周波数成分をとりだした後、リミッタアン1によりゼロ
クロス位置を明確にし、コン/<レータにより正負のリ
ミッタアンプの出力を102か°1”かの信号に変換し
、次いで一定O)サンプリング周期を有するクロックパ
ルスでゼロクロス間隔を測定すると共にゼロクロスを船
視し、ゼロクロスがなければゼロクロス間隔レジスタに
クロックパルス数を貯え、ゼロクロスが検出された場合
はゼロクロス間隔とスレシlルドレベルを比較しゼロク
ロス間隔がスレシ謬リドレベルより小さい場合は比較器
は復調信号°O”を出力し、大きい場合は復調信号11
′を出力し、かつ前記スレシ曹ルドレベルを前記比較器
の出力を入力として動作するスレシ冒ルドレベル切換器
により、前記比較器の出力が°01のときはノ・イレペ
ルに、前記比較器の出力が“1°のときはローレベルに
切換えることを特徴とするF8に復調方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56210875A JPS58114651A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | Fsk復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56210875A JPS58114651A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | Fsk復調方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58114651A true JPS58114651A (ja) | 1983-07-08 |
Family
ID=16596537
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56210875A Pending JPS58114651A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | Fsk復調方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58114651A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4926444A (en) * | 1988-04-29 | 1990-05-15 | Scientific-Atlanta, Inc. | Data transmission method and apparatus by period shift keying (TSK) |
JP2014030269A (ja) * | 2008-05-29 | 2014-02-13 | Sk Telecom Kk | デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56136069A (en) * | 1980-03-27 | 1981-10-23 | Fujitsu Ltd | Output discrimination system for fsk demodulation |
-
1981
- 1981-12-28 JP JP56210875A patent/JPS58114651A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56136069A (en) * | 1980-03-27 | 1981-10-23 | Fujitsu Ltd | Output discrimination system for fsk demodulation |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4926444A (en) * | 1988-04-29 | 1990-05-15 | Scientific-Atlanta, Inc. | Data transmission method and apparatus by period shift keying (TSK) |
EP0422027A1 (en) * | 1988-04-29 | 1991-04-17 | Scientific-Atlanta, Inc. | Data transmission method and apparatus by period shift keying (tsk) |
JP2014030269A (ja) * | 2008-05-29 | 2014-02-13 | Sk Telecom Kk | デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4280224A (en) | Bit synchronizer with early and late gating | |
US6937683B1 (en) | Compact digital timing recovery circuits, devices, systems and processes | |
JPH0127618B2 (ja) | ||
US4080589A (en) | Error density detector | |
US5297869A (en) | Apparatus and method for synchronizing a digital data clock in a receiver with a digital data clock in a transmitter | |
JPS61296843A (ja) | コ−ド化デイジタル・デ−タ用信号対雑音比指数生成装置および方法 | |
JPH0775343B2 (ja) | 同期検出回路及び方法 | |
US20020008548A1 (en) | Device for detecting abnormality of clock signal | |
US3949394A (en) | Read amplifier having retriggerable, variable duty cycle inhibit pulse generator | |
US4780895A (en) | Circuit for stabilizing the rate at which pulses appear | |
JP2771354B2 (ja) | 復調器 | |
JPS58114651A (ja) | Fsk復調方式 | |
JPH02501526A (ja) | 光フアイバシステムのためのデータビツト検知器 | |
US6990157B2 (en) | All-digital FSK demodulation with selectable data rate and adjustable resolution | |
US5617374A (en) | Signal detection device and clock recovery device using the same | |
JP2606458Y2 (ja) | 信号レベル監視回路 | |
JPS58114652A (ja) | Fsk復調方式 | |
JPH0366867B2 (ja) | ||
JP2619939B2 (ja) | 同期パターン検出回路 | |
JPS58182352A (ja) | デジタルデ−タ受信回路 | |
SU1401630A1 (ru) | Устройство дл фазовой синхронизации | |
JPH0366868B2 (ja) | ||
JPS63185136A (ja) | サンプリングクロツク再生回路 | |
JPS58114552A (ja) | Fsk復調回路 | |
JPH0775355B2 (ja) | 直流ドリフト補償回路 |