JP2014030269A - デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法に関し、ＡＤ／ＤＡコンバータをポーラ変調器及びＺＸＤに代替し、近距離無線信号送受信装置の低電力設計を行うことができ、チップサイズを減少することができ、コストを節減することができる装置及び方法を提供する。
【解決手段】送信しようとする近距離無線信号を生成し、生成された近距離無線信号を周波数拡散してベースバンド信号を生成すれば、生成された近距離無線信号のベースバンド信号を位相情報に変換し、ポーラ変調器で位相情報を高周波信号に変換してこれを送信し、外部から高周波信号が受信されれば、中間周波数信号を検出し、検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出した後、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号を処理可能な信号である近距離無線信号に変換して処理する。
【選択図】図６

Description

本発明は、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信技術に関し、より詳細には、近距離無線通信用送受信装置に適用され、送信しようとする近距離無線信号をデジタル高周波処理技術を用いて高周波（Radio Frequency）信号に変換して送信し、外部から受信される高周波信号から中間周波数信号を検出し、検出された中間周波数信号をデジタル信号に変換した後、前記デジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換するデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法に関する。

有線通信を代替することができる無線通信が開発され、無線通信の中でもブルートゥース（Bluetooth（登録商標））、ジグビー（Zigbee（登録商標））、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）、ＩＲＤＡ（Infrared Data Association）などのような近距離無線通信の開発が活発に行われている。

このような近距離無線通信は、一般的な無線通信とは異なって、電力消耗が少なく、低価格製品の具現が可能なので、知能型ホームネットワーク、ビル及び産業用機器自動化、物流、環境モニタリング、ヒューマンインターフェース、テレマティックス及び軍事管理など様々な低速近距離通信とユビキタス（Ubiquitous）ネットワーキング環境に最適のソリューションとして注目されている。

このために、近距離無線通信システムに連結された装置は、一般的に高周波信号（Radio Frequency；以下、ＲＦ信号という）を利用して近距離無線信号を送受信する。したがって、前記装置は、近距離無線信号のための送受信装置が必須であり、アナログ信号であるＲＦ信号をデジタル信号に変換するＡＤ／ＤＡコンバータを搭載しなければならない。

しかしながら、ＲＦ信号送受信装置にＡＤ／ＤＡコンバータを搭載する場合、電力消費量が増加し、ＲＦ信号送受信装置が大きくなるという問題点が発生する。

さらに、最近、携帯端末機を含む大部分の小型機器は、小型化及び低電力設計の方向に発展しているため、小型機器に具現された送受信装置の部品を最小化し、送受信装置を小さくすることができ、低電力を行うことができる技術が求められている。

本発明は、前述のような従来の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、ＡＤ／ＤＡコンバータを構築することなく、近距離無線信号を高周波信号に変換して送信し、外部から受信された高周波信号から単一ビットの中間周波数信号を検出した後、中間周波数信号を近距離無線信号に変換して処理する高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＡＤ／ＤＡコンバータを各々ＺＸＤ及びポーラ変調器に代替するデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送受信装置及び方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明によるデジタル高周波信号処理技術を利用した近距離無線信号送信装置は、正弦波パルスＯＱＰＳＫ（Sinusoidal Pulse Offset ＱＰＳＫ）信号をＭＳＫ（Minimum Shift Keying）信号であるＭＳＫ位相情報に変換する位相変換部と、前記変換されたＭＳＫ位相情報をポーラ変調（Polar modulation）方式でＲＦ直接変換（ＲＦ Direct Conversion）を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信するデジタル高周波処理部と、を含むことを特徴とする。

また、前記正弦波パルスＯＱＰＳＫ信号は、ジグビー信号であることを特徴とする。

また、前記電力増幅は、スイッチングモード電力増幅器を使用して増幅されることを特徴とする。

また、前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器及びデジタル制御電力増幅器で構成され、前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記ＭＳＫ位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されることを特徴とする。

また、前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする。

また、前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする。

また、前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする。

また、前記ＭＳＫ位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする。

また、前記デジタル高周波処理部は、ポーラ変調器、デジタル制御発振器及びデジタル制御電力増幅器で構成され、前記ポーラ変調器は、前記位相変換部から前記ＭＳＫ位相情報を入力されて、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて高周波信号出力を生成し、前記高周波信号出力は、前記デジタル制御電力増幅器に印加されて電力増幅されるものの、前記ポーラ変調器の振幅調節信号が前記デジタル制御電力増幅器の出力電力を調節することを特徴とする。

また、前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、チップシーケンスの一番目のチップ区間及びチップ拡張区間で行われることを特徴とする。

また、前記デジタル制御電力増幅器の出力電力調節は、正弦波に重み付けして行われることを特徴とする。

また、前記ポーラ変調器で、前記デジタル制御発振器の位相を変調させて生成した高周波信号出力の一部は、時間−デジタル変換器に印加され、前記ポーラ変調器にフィードバックされることを特徴とする。

また、前記デジタル制御電力増幅器は、スイッチングモード電力増幅器であることを特徴とする。

また、前記デジタル制御発振器の位相は、デジタルに制御される多数の低容量キャパシタをチューニングすることによって制御することを特徴とする。

また、前記ＭＳＫ位相情報は、シグマ−デルタ方式で変調されることを特徴とする。

さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信方法は、近距離無線信号送信装置が正弦波パルスＯＱＰＳＫ（Sinusoidal Pulse OFFSET ＱＰＳＫ）信号を生成し、前記信号をＭＳＫ（Minimum Shift Keying）信号であるＭＳＫ位相情報に変換する段階と、前記近距離無線信号送信装置が前記位相情報をポーラ変調方式でＲＦ直接変換を行うことによって高周波信号に変換し、前記変換された高周波信号を電力増幅して送信する段階と、を含むことを特徴とする。

さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置は、外部から高周波信号を受信して中間周波数信号を検出する受信デジタル高周波処理部と、前記受信デジタル高周波処理部から前記検出された中間周波数信号が受信されれば、前記中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換するゼロクロス信号検出部と、前記ゼロクロス信号検出部から前記受信されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する受信信号処理部と、を含むことを特徴とする。

また、前記ゼロクロス信号検出部は、選択（Selecting）ゼロクロス信号検出部または平均（Averaging）ゼロクロス信号検出部のうちいずれか１つであることを特徴とする。

また、前記中間周波数信号は、単一ビットであることを特徴とする。

また、前記受信デジタル高周波処理部は、前記高周波信号をフィルタリングし、前記高周波信号から第１の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号を検出することを特徴とする。

また、前記受信デジタル高周波処理部は、前記中間周波数信号を１次フィルタリングして第２の特定信号因子を除去し、前記１次フィルタリングされた中間周波数信号を２次フィルタリングして第３の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号のドメインを検出することを特徴とする。

また、前記ゼロクロス信号検出部は、前記受信デジタル高周波処理部から複数の前記中間周波数信号のドメインが受信されれば、前記複数の中間周波数信号のドメインに対する時間差を検出して前記ゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換することを特徴とする。

また、前記受信信号処理部は、前記ゼロクロス信号検出部から受信された前記デジタル信号を前記近距離無線信号に変換した後、物理階層プロトコルデータユニットに出力することを特徴とする。

さらに、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信方法は、近距離無線信号受信装置が外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出する段階と、前記近距離無線信号受信装置が前記検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する段階と、前記近距離無線信号受信装置が前記変換されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する段階と、を含むことを特徴とする。

このように、本発明は、ＤＡコンバータをポーラ変調器に代替することによって、近距離無線信号を高周波信号に変換して送信することができるという効果があり、近距離無線信号送信装置の低電力設計が可能であり、近距離無線信号送信装置のチップサイズを減少させることができ、それによってコストを節減することができるという効果がある。

また、本発明は、ＡＤコンバータをＺＸＤに代替することによって、外部から受信された高周波信号から単一ビットの中間周波数信号を検出し、中間周波数信号を近距離無線信号に変換して処理することができる効果があり、近距離無線信号受信装置の低電力設計が可能であり、信号受信装置のチップサイズを減少させることができ、それによってコストを節減することができる効果がある。

本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置の主要構成を示す構成図である。 本発明の実施例によるベースバンド信号を示すグラフである。 本発明の実施例によるベースバンド信号が変換された高周波信号を示すグラフである。 図２及び図３に該当する各々の信号を比較した誤差の平均自乗エラーを示すグラフである。 本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信方法を示す流れ図である。 本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信方法を示す流れ図である。 本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置のシミュレーション結果を示すグラフである。

以下、添付の図面を参照して本発明の実施例をより詳細に説明する。但し、実施例を説明するにあたって、本発明の属する技術分野によく知られていて、本発明と直接的に関連がない技術内容についてはなるべく説明を省略する。これは、不要な説明を省略することによって、本発明の核心を不明瞭にせずに、さらに明確に伝達するためである。

本発明の実施例では、説明の便宜上、デジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号送信装置と近距離無線信号受信装置が各々構成されたものと説明しているが、必ずこれに限定されるものではなく、携帯端末機などの特定機器に近距離無線信号送信装置と近距離無線信号受信装置が結合されて１つの近距離無線信号送受信装置として具現されることができることを明確にするところである。

さらに、本発明の実施例に記載された近距離無線信号受信装置と近距離無線信号受信装置とはカップリングされ、互いに信号を送受信することができる。

本発明の実施例において使用される近距離無線信号は、ブルートゥース（Bluetooth（登録商標））、ジグビー（Zigbee（登録商標））、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）、ＩＲＤＡ（Infrared Data Association）などの通信方式を利用する近距離無線通信の信号に代替されることができる。

図１は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信装置の主要構成を示す構成図である。

図１を参照すれば、本発明によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信装置１００は、送信信号処理部１０（Transmitting Signal Processor）、位相変換部２０、及び送信デジタル高周波処理部３０（Transmitting Digital RF Processor；以下、送信ＤＲＰという）を含む。

送信信号処理部１０は、ＰＰＤＵ １１（PHY Protocol Data Unit）及びビット−チップマッピング装置１２（bit-to-chip mapping）を含む。

ＰＰＤＵ １１は、矩形波形態の二進無線データ信号Ｄ_ｋ（以下、近距離無線信号という）を生成し、ビット−チップマッピング装置１２に出力する。

ビット−チップマッピング装置１２は、ＰＰＤＵ １１から受信された近距離無線信号を３２−Ｃｈｉｐ ＰＮ（Pseudo-random Noise）シーケンスにマッピングして周波数拡散を行うことによって、ベースバンド信号ｄ_ｍを生成し、これを位相変換部２０に伝送する。さらに、ビット−チップマッピング装置１２は、近距離無線信号を１５−Ｃｈｉｐ ＰＮシーケンスにマッピングして周波数拡散を行うことができる。

位相変換部２０は、ビット−チップマッピング装置１２で生成されたベースバンド信号を受信し、ＭＳＫ位相変調を通じてベースバンド信号を位相情報に変換する。この時、位相変換部２０は、ベースバンド信号から位相情報を直接変換するので、送信ＤＲＰ３０のポーラ変調器３１が位相情報を生成するための演算量を減少させることができる。

ＭＳＫ（Minimum Shift Keying）は、連続位相変調（ＣＰＳＫ；Continuous Phase Shift Keying）方式の１つである。ＣＰＳＫにおいて、現時点の位相に対する１シンボル後の位相が±９０゜の先行または遅延となるように２つの搬送波ｆ_１、ｆ_２を選択すれば、両方の符号は直交関係となり、理想的な復調になることができるが、このような直交関係が成立する最小の周波数差、すなわち２（ｆ_１−ｆ_２）＊Ｔ_ｓ＝１（Ｔ_ｓ：シンボル時間）が成立するように搬送波を選択する変調方式がＭＳＫである。この時、前記ＭＳＫの位相インパルス応答特性ｑ（τ）は、下記数式１の通りである。この時、Ｔ_ｃは、チップ時間を示す。

このように、ビット−チップマッピング装置１２で生成されたベースバンド信号ｄ_ｍの位相偏移は、ｄ_ｍ＊π／２となり、ＭＳＫ位相情報φ（ｔ）は、下記数式２の通りである。

送信ＤＲＰ３０は、位相変換部２０から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用して高周波信号（以下、ＲＦ信号という）に変換する。

このために、送信ＤＲＰ ３０は、ポーラ変調器３１、ＤＣＯ ３２（Digitally Controlled Oscillator）、ＴＤＣ ３３（Time−to−Digital Converter）、及びＤＰＡ ３４（digitally controlled power amplifier）を含む。

ポーラ変調器３１は、位相変換部２０から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用してＲＦ信号に変換する。この時、ポーラ変調器３１は、ＤＣＯ ３２の出力を考慮して位相情報をＲＦ信号に変換することができる。近距離無線信号の搬送波周波数をｆ_ｒｆとすれば、ＤＣＯ ３２の出力ｖ_ｏは、下記数式３で表現される。数式３で、Ａは、ＤＣＯ ３２の出力電圧の大きさを示す。

ポーラ変調器３１は、ＤＣＯ ３２の出力を考慮して位相情報をＲＦ信号に変換するとき、多数の低容量キャパシタをバラクタ形態でチューニングすることによって、ＤＣＯ ３２の出力を考慮して位相情報の変換を制御することができる。また、位相情報は、ＤＣＯ ３２の位相雑音を低減するために、シグマ−デルタ方式で変調することも可能である。

ポーラ変調器３１は、ビット−チップマッピング装置１２で生成されたベースバンド信号と位相変換部２０から受信された位相情報を変調して変換されたＲＦ信号とを比較し、各々の信号に誤差が発生すれば、ベースバンド信号とＲＦ信号が増加する区間をランプアップ（ｒａｍｐ−ｕｐ）し、ベースバンド信号とＲＦ信号が減少する区間をランプダウン（ｒａｍｐ−ｄｏｗｎ）する。これは、近距離無線信号をＲＦ信号に変換して送信するとき、送信しようとする元々の近距離無線信号と送信されるＲＦ信号間のエラーを最小化するためであり、各信号間のエラーを最小化する方法は、下記図２乃至図３において数式として説明される。

ＤＣＯ ３２では、ＤＣＯ ３２の出力が発生し、ＤＣＯ ３２で発生する出力を安定化させるために、ＤＣＯ ３２の出力の一部はサンプリングされ、ＴＤＣ ３３を通じて時間−デジタル変換が行われた後、ポーラ変調器３１にフィードバックされる。

ＴＤＣ ３３は、ＤＣＯ ３２から提供されたＤＣＯ ３２の出力を時間−デジタル変換した後、ポーラ変調器３１にフィードバックする。

ＤＰＡ ３４は、スイッチングモード電力増幅器である場合、ＤＣＯ ３２を通じてポーラ変調器３１から提供されたＲＦ信号を増幅して送信することができ、ＤＰＡ ３４は、ポーラ変調器３１から受信された増幅制御信号によってＲＦ信号を増幅し、増幅されたＲＦ信号を送信する。

図２は、本発明の実施例によるベースバンド信号を示すグラフである。図３は、本発明の実施例によるベースバンド信号が変換された高周波信号を示すグラフである。図４は、図２及び図３に該当する各々の信号を比較した誤差の平均自乗エラーを示すグラフである。

図２乃至図４を参照すれば、図２の２ａ及び図３の３ａは、[０、Ｔ_ｃ］の区間を示し、２ｂ及び３ｂは、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］の区間を示す。図２と図３を比較すれば、ベースバンド信号とＭＳＫ変調されたＲＦ信号が２ａ、３ａと２ｂ、３ｂの区間で誤差を有するが、［０、Ｔ_ｃ］、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間を除いた［Ｔ_ｃ、ＭＴ_ｃ］の区間は、正確に変換されることを確認することができる。

このような誤差を低減するために、ポーラ変調器３１は、［０、Ｔ_ｃ］、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間のように、ベースバンド信号、ＲＦ信号である各々の信号が徐々に増加する区間と、各々の信号が徐々に減少する区間の振幅を調節するようにするために、下記数式４と数式５を利用する。

数式４で、ｒ_１は、［０、Ｔ_ｃ］区間のベースバンド信号であるｄ（ｔ）の大きさを示し、ｒ_２は、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間のベースバンド信号が変換されたＲＦ信号であるｄ（ｔ）の大きさを示す。

さらに、近距離無線信号の全チップ区間である［０、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］で位相の連続性を合わせるためのＲＦ信号ｄ（ｔ）の補正式は、下記数式６の通りであり、ｄ_０及びｄ_Ｍは、各々０番目及びＭ番目のチップを示す。

このように、ポーラ変調器３１で数式４と数式５を利用して［０、Ｔ_ｃ］、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間でのＲＦ信号ｄ（ｔ）の大きさを補正するために、ポーラ変調器３１が増幅制御信号でＤＰＡ ３４を制御し、［０、Ｔ_ｃ］、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間のＲＦ信号ｄ（ｔ）大きさを補正することができる。ＲＦ信号ｄ（ｔ）の大きさ補正を具現するための他の方法としては、ポーラ変調器３１の制御と関係なく、ＤＰＡ ３４が自分の出力を調節することができる。また、［０、Ｔ_ｃ］、［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間で発生する誤差は、ロバスト検出（robust detection）のような復調アルゴリズムによって克服することができる。

図４から分かるように、ベースバンド信号とＭＳＫ変調されたＲＦ信号とを比較した結果、４ａである［０、Ｔ_ｃ］区間と４ｂである［ＭＴ_ｃ、（Ｍ＋１）Ｔ_ｃ］区間で、一番目のチップで０．２５Ａ^２の最大ＭＳＥを有し、残りのチップでは、０．００７６Ａ^２の平均ＭＳＥを有することを確認することができる。したがって、ＲＦ信号が元々のベースバンド信号にほぼ正確に近似していることを確認することができるので、送信しようとする元々の信号と送信される変換された信号の誤差がほぼ一致していることが分かる。この時、誤差は、平均自乗エラー（ＭＳＥ；Mean Square Error）で計算される。

図５は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号送信方法を示す流れ図である。

図５を参照すれば、Ｓ４１段階で、ＰＰＤＵ １１は、送信しようとする矩形波形態の二進形式の近距離無線信号を生成し、ＰＰＤＵ １１は、生成された近距離無線信号をビット−チップマッピング装置１２に伝送する。

Ｓ４２段階で、ビット−チップマッピング装置１２は、受信された近距離無線信号の周波数を拡散する。この時、ビット−チップマッピング装置１２は、近距離無線信号の物理階層標準によって、１５−ｃｈｉｐ ＰＮまたは３２−ｃｈｉｐ ＰＮシーケンスに受信された近距離無線信号の周波数を拡散することができる。Ｓ４３段階で、ビット−チップマッピング装置１２は、周波数が拡散された近距離無線信号からベースバンド信号を生成し、生成されたベースバンド信号を位相変換部２０に提供する。

Ｓ４４段階で、位相変換部２０は、ビット−チップマッピング装置１２から受信されたベースバンド信号を位相情報に変換し、送信ＤＲＰ ３０に伝送する。この時、位相変換部２０はベースバンド信号を位相情報に変換するとき、ＭＳＫ変調方式を利用して変換を行う。

Ｓ４５段階で、送信ＤＲＰ ３０のポーラ変調器３１は、位相変換部２０から受信された位相情報をポーラ変調方式を利用してＲＦ信号に直接変換し、変換されたＲＦ信号をＤＲＰ ３４に伝送する。

この時、ポーラ変調器３１は、ＤＣＯ ３２の出力を考慮して位相情報をＲＦ信号に変換することができる。ＤＣＯ ３２の出力に発生する位相雑音を低減するため、ＤＣＯ ３２の出力がＴＤＣ ３３に印加されれば、ＴＤＣ ３３は、ＤＣＯ ３２の出力に時間−デジタル変換が行われた後、ポーラ変調器３１にフィードバックすることができる。

Ｓ４６段階で、ＤＲＰ ３４は、ポーラ変調器３１から受信された増幅制御信号によってポーラ変調器３１から提供されたＲＦ信号を増幅し、Ｓ４７段階で、ＤＲＰ ３４は、増幅されたＲＦ信号を送信することができ、ＤＲＰ ３４がスイッチングモード電力増幅器である場合、ＤＲＰ ３４は、ポーラ変調器３１から提供されたＲＦ信号を増幅して送信することができる。

特に、ＤＲＰ ３４は、電力増幅の効率向上のためにスイッチングモードで動作するＤ／Ｅ／Ｆ級電力増幅器であることができる。

この時、送信方法をジグビー信号送信に適用する場合、ＤＲＰ ３４で増幅されるＲＦ信号の出力電力は、ジグビーチップシーケンスの一番目のチップ区間及びチップ拡張区間で各々調節され、前記各区間の出力電力は、正弦波重み付け（sinusoidal weighting）により調節される。より具体的に、正弦波重み付けは、各々数式７及び数式８で行う。この時、数式７及び数式８は、下記の通りである。

ここで、Ｔ_ｃは、１つのチップ時間、Ｍは、ジグビーチップシーケンスのチップ数を示す。

さらに、本発明の実施例では、位相変換部２０と送信ＤＲＰ３０が分離されたものと説明されているが、位相変換部２０が送信ＤＲＰ３０のポーラ変調器３１に含まれて構成されることができる。

図６は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。

図６を参照すれば、デジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置２００は、受信デジタル高周波処理部５０（Receiving Digital RF Processor；以下、受信ＤＲＰという）、ゼロクロス信号検出部６０（Zero Crossing Detector；以下、ＺＸＤという）、及び受信信号処理部７０（Receiving Signal Processor）を含む。

より具体的に、受信ＤＲＰ ５０は、増幅器５１、マルチタップダイレクトサンプリングミキサー５２（Multi-Tap Direct Sampling Mixer、以下、ＭＴＤＳＭという）、及び中間周波数処理部５３（以下、ＩＦ処理部という）を含む。

図示してはいないが、増幅器５１は、低雑音トランスコンダクタンス増幅部（ＬＮＡ、Low-Noise Amplifier）とトランスコンダクタンス増幅部（ＴＡ；Transconductance Amplifier）とを含み、外部から受信される高周波信号（以下、ＲＦ信号という）の増幅を行う。特に、ＬＮＡは、信号受信装置２００の制御部（図示せず）から入力される自動利得制御信号（ＡＧＣ；Automatic Gain Control）によってＲＦ信号の低雑音信号を増幅し、トランスコンダクタンスを検出する。ＴＡは、ＬＮＡから提供されたトランスコンダクタンスを増幅して生成されたインピーダンスをＭＴＤＳＭ ５２に出力する。

ＭＴＤＳＭ ５２は、インピーダンスのＲＦ信号から特定信号因子を除去し、アナログ信号のフロントエンドを検出し、中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という）を検出した後、ＩＦ信号から特定信号因子の除去を１次的に行う。

このために、ＭＴＤＳＭ ５２は、サンプラー５２ａ、ＲＦフィルタ５２ｂ、及び第１のＩＦフィルタ５２ｃを含む。

サンプラー５２ａは、増幅器５１から提供されたインピーダンスをサンプリングし、サンプリングされたＲＦ信号をＲＦフィルタ５２ｂに提供する。

ＲＦフィルタ５２ｂは、ＲＦデシメーションフィルタであって、サンプラー５２ａから提供されたＲＦ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＲＦ信号から第１の特定信号因子であるｍを検出して除去する。ＲＦフィルタ５２ｂは、ｍ因子が除去されたＲＦ信号を第１のＩＦフィルタ５２ｃに提供する。

第１のＩＦフィルタ５２ｃは、ＩＦデシメーションフィルタであって、ＲＦフィルタ５２ｂから提供されたＲＦ信号をフィルタリングしてＩＦ信号を検出し、ＩＦ信号から第２の特定信号因子であるｎを検出して除去する。第１のＩＦフィルタ５２ｃは、ｎ因子が除去されたＩＦ信号をＩＦ処理部５３に提供する。

ＩＦ処理部５３は、ＩＦ信号のドメインの検出を行う。

このために、ＩＦ処理部５３は、ＩＦＡ ５３ａと、第２のＩＦフィルタ５３ｂとを含む。

ＩＦＡ ５３ａは、第１のＩＦフィルタ５２ｃから提供されたＩＦ信号を増幅し、第２のＩＦフィルタ５３ｂに提供する。

第２のＩＦフィルタ５３ｂは、ＩＦデシメーションフィルタであって、ＩＦＡ ５３ａから提供されたＩＦ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＩＦ信号から第３の特定信号因子であるｏを検出して除去し、アナログ信号のバックエンドを検出する。

そして、第２のＩＦフィルタ５３ｂは、ＲＦフィルタ５２ｂで検出されたアナログ信号の開始端と第２のＩＦフィルタ５３ｂで検出されたアナログ信号の終端を利用してＩＦ信号のドメインを検出する。この時、ＩＦ信号は、単一ビットであることが好ましい。

ＺＸＤ ６０は、ＩＦ処理部５３から提供された単一ビットであるＩＦ信号のドメインからゼロクロス信号を検出し、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する。さらに、本発明では、ＺＸＤ ６０を選択（Selecting）ＺＸＤとして説明しているが、必ずこれに限定されるものではなく、平均（Averaging）ＺＸＤに変換されて適用されることができる。

このために、ＺＸＤ ６０は、比較器６１、時差測定器６２、及びデータ検出器６３を含む。

比較器６１は、１ビットの比較器であって、ＭＴＤＳＭ ５２からＩＦ信号のドメインを連続的に提供され、ＩＦ信号のドメインによるＩＦ信号を順次に、または繰り返し的に比較する。

時差測定器６２は、比較器６１で比較されたＩＦ信号のドメインに対する時間差を測定する。

データ検出器６３は、測定された時間差によってＩＦ信号から単一ビットのゼロクロス信号を検出し、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変調する。

受信信号処理部７０のチップ−ビットマッピング装置７１（Chip-to-Bit Mapping）は、データ検出器６３からデジタル信号を受信して近距離無線信号に変換した後、変換された近距離無線信号をＰＰＤＵ（物理階層プロトコルデータユニット；PHY Protocol Data Unit）に出力する。

このように、本発明は、ＲＦ信号とＩＦ信号の両方を共に単一ビットで構成し、ＡＤコンバータも既存の８ビット解像度を使用する構造でなく、ＺＸＤ技術を使用して１ビット比較器で変換させる構造の受信装置を使用する。そのため、信号受信装置２００のハードウェアサイズを減少させることができ、信号受信装置２００の電力消費を減少することができるという効果がある。

図７は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信方法を示す流れ図である。

図６及び図７を参照すれば、Ｓ８１段階で、受信ＤＲＰ ５０の増幅器５１が外部からＲＦ信号を受信すれば、Ｓ８２段階で、増幅器５１に含まれたＬＮＡ（図示せず）は、制御部（図示せず）から入力される自動利得制御信号（ＡＧＣ；Automatic Gain Control）によって外部から入力されるＲＦ信号の低雑音信号を増幅し、トランスコンダクタンスを検出する。その後、Ｓ８３段階で、増幅器５１に含まれたＴＡ（図示せず）は、ＬＮＡで検出されたトランスコンダクタンスを増幅して生成されたインピーダンスをＭＴＤＳＭ ５２に出力する。

Ｓ８４段階で、ＭＴＤＳＭ ５２のサンプラー５２ａは、増幅器５１から提供されたインピーダンスをサンプリングし、サンプリングされたＲＦ信号をＲＦフィルタ５２ｂに提供する。ＲＦフィルタ５２ｂは、ＲＦデシメーションフィルタであって、サンプラー５２ａから提供されたＲＦ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＲＦ信号から第１の特定信号因子であるｍを検出して除去する。ＲＦフィルタ５２ｂは、ｍ因子を除去し、アナログ信号のフロントエンドを検出し、ｍ因子が除去されたＲＦ信号を第１のＩＦフィルタ５２ｃに提供する。

その後、Ｓ８５段階で、ＩＦデシメーションフィルタである第１のＩＦフィルタ５２ｃは、ＲＦフィルタ５２ｂから提供されたＲＦ信号をフィルタリングしてＩＦ信号を検出し、ＩＦ信号から第２の特定信号因子であるｎを検出して除去する。第１のＩＦフィルタ５２ｃは、ｎ因子が除去されたＩＦ信号をＩＦ処理部５３に提供する。

Ｓ８６段階で、ＩＦＡ５３aは、第１のＩＦフィルタ５２ｃから提供されたＩＦ信号を増幅して第２のＩＦフィルタ５３ｂに提供し、ＩＦデシメーションフィルタである第２のＩＦフィルタ５３ｂは、ＩＦＡ５３ａで提供されたＩＦ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＩＦ信号から第３の特定信号因子であるｏを検出して除去する。第２のＩＦフィルタ５３ｂは、ｏ因子を除去し、アナログ信号のバックエンドを検出する。

そして、第２のＩＦフィルタ５３ｂは、ＲＦフィルタ５２ｂで検出されたアナログ信号のフロントエンドと第２のＩＦフィルタ５３ｂで検出されたアナログ信号のバックエンドを利用してＩＦ信号のドメインを検出する。この時、ＩＦ信号は、単一ビットであることが好ましい。

次に、Ｓ８７段階で、ＺＸＤ ６０の比較器６１は、ＩＦ処理部５３から単一ビットであるＩＦ信号のドメインを連続的に提供され、ＩＦ信号のドメインによるＩＦ信号を順次に、または繰り返し的に比較する。

Ｓ８８段階で、ＺＸＤ ６０の時差測定器６２は、比較器６１で比較されたＩＦ信号の時間差を測定する。

その後、Ｓ８９段階で、ＺＸＤ ６０のデータ検出器６３は、測定された時間差によってＩＦ信号から単一ビットのゼロクロス信号を検出し、Ｓ９０段階で、データ検出器６３は、検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変調する。

Ｓ９１段階で、受信信号処理部７０のチップ−ビットマッピング装置７１（Chip-to-Bit Mapping）は、データ検出器６３からデジタル信号を受信し、受信されたデジタル信号を近距離無線信号に変換した後、Ｓ９２段階で、チップ−ビットマッピング装置７１は、変換された近距離無線信号をＰＰＤＵに出力する。

図８は、本発明の実施例によるデジタル高周波処理技術を利用した信号受信装置のシミュレーション結果を示すグラフである。

図８を参照すれば、シミュレーション結果を導出するためには、ＲＦ入力周波数、ＴＡ Transconductivity、ＭＴＤＳＭ入力インピダンス（input impedance）、デシメーションファクタ（Decimation Factors）Ｍ、Ｎ、Ｏ、ＩＦ信号などのパラメータが必要である。

本発明のシミュレーション結果を導出するために、ＲＦ入力周波数（ＲＦ信号）の帯域は、２．４ＧＨｚに設定し、ＴＡ Transconductivityは、測定値である７．５ｍｓに設定した。また、デシメーションファクタは、ＩＦ信号を考慮して各々８、６、４ＭＨｚに設定した。この時、ＩＦ信号を考慮する時に重要なのは、仮想周波数信号が発生しないようにすることである。

ＲＦ信号からＩＦ信号を検出する数式は、下記の数式９の通りである。

さらに、シミュレーション結果、従来の受信装置において１０^−２のＢＥＲを獲得するためには、約−２．６ｄＢの電力が必要であるが、本発明に該当するデジタル高周波処理技術とゼロクロス技術を利用した信号受信装置２００において１０^−２のＢＥＲを獲得するためには、従来の受信装置より電力が３ｄＢ程度低くなることを確認することができる。しかし、これは、下記の表１と表２のように、デジタル高周波処理技術とゼロクロス技術を利用した信号受信装置２００を使用することによって獲得することができる長所に比べて大きい問題として作用するものではない。

この時、表１は、Hardware Expenseに対する長所を示す表であり、表２は、電力消費に対する長所を示す表である。表１は、ハードウェア費用が約６８％節減されることを示し、表２は、電力消費が約６７％節減されることを示す表である。

以上、本発明は、記載された具体例だけについて詳しく説明されたが、本発明の技術思想範囲内で様々な変形及び修正が可能であることは、当業者にとって自明であり、このような変形及び修正が添付の特許請求範囲に属することは当然なことである。

本発明は、近距離無線信号を高周波信号に送信し、高周波信号を近距離無線信号に受信するための送受信装置に対する技術に適用可能であり、特に、ＭＳＫ位相変調とデジタル高周波処理技術を利用して送信しようとする近距離無線信号を高周波信号に変換して送信することができるようにし、外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出し、これを近距離無線信号に変換して処理することができるようにして、近距離無線信号の送受信装置に対するチップサイズ減少を実現し、送受信装置のコストを節減することができ、低電力設計が可能である。

Claims (8)

1. 外部から高周波信号を受信して中間周波数信号を検出する受信デジタル高周波処理部と、
   前記受信デジタル高周波処理部から前記検出された中間周波数信号が受信されれば、前記中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換するゼロクロス信号検出部と、
   前記ゼロクロス信号検出部から前記受信されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する受信信号処理部と、
   を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
2. 前記ゼロクロス信号検出部は、選択ゼロクロス信号検出部または平均ゼロクロス信号検出部のいずれか１つであることを特徴とする請求項１に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
3. 前記中間周波数信号は、単一ビットであることを特徴とする請求項１に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
4. 前記受信デジタル高周波処理部は、前記高周波信号をフィルタリングし、前記高周波信号から第１の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号を検出することを特徴とする請求項１に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
5. 前記受信デジタル高周波処理部は、前記中間周波数信号を１次フィルタリングして第２の特定信号因子を除去し、前記１次フィルタリングされた中間周波数信号を２次フィルタリングして第３の特定信号因子を除去した後、前記中間周波数信号のドメインを検出することを特徴とする請求項４に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
6. 前記ゼロクロス信号検出部は、
   前記受信デジタル高周波処理部から複数の前記中間周波数信号のドメインが受信されれば、前記複数の中間周波数信号のドメインに対する時間差を検出して前記ゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換することを特徴とする請求項５に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
7. 前記受信信号処理部は、
   前記ゼロクロス信号検出部から受信された前記デジタル信号を前記近距離無線信号に変換した後、物理階層プロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）に出力することを特徴とする請求項６に記載のデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信装置。
8. 近距離無線信号受信装置が外部から受信された高周波信号から中間周波数信号を検出する段階と、
   前記近距離無線信号受信装置が前記検出された中間周波数信号からゼロクロス信号を検出し、前記検出されたゼロクロス信号をデジタル信号に変換する段階と、
   前記近距離無線信号受信装置が前記変換されたデジタル信号を処理可能な近距離無線信号に変換する段階と、
   を含むことを特徴とするデジタル高周波処理技術を利用した近距離無線信号受信方法。

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