TWI501567B - 無線接收器 - Google Patents

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TWI501567B TW099126786A TW99126786A TWI501567B TW I501567 B TWI501567 B TW I501567B TW 099126786 A TW099126786 A TW 099126786A TW 99126786 A TW99126786 A TW 99126786A TW I501567 B TWI501567 B TW I501567B
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Description

無線接收器
本發明係關於無線接收器，更特定言之係無線收發器的部份。
對於節能家庭、辦公室和工廠的需求增加。節能可藉由無線感測器網路(WSN)系統的部署來完成，其允許以建構自動化、工業監控、及許多其它應用。為了面對這樣的市場，已制定2.4GHz IEEE 802.15.4全世界無線標準，其規定短距離低功率無線通訊協定。為了符合此標準，需要開發整合射頻(RF)電子元件、微控制器、晶片感測器及感測器界面的電子裝置。基於商業理由，需要在一單一積體電路完成整合，例如在一單一晶片。
符合IEEE 802.15.4的無線或無線電收發器應利用其傳送的功率資源以在一相關的收發器維持滿足的訊號功率。該收發器的效率即為所知的功率效率。在接收器的所需的訊號功率大小係由該接收器的靈敏度決定。接收器靈敏度係定義為在天線上的最小訊號功率，其導致由標準所定義的誤差效能。因為接收器靈敏度係與n f 、接收器的雜訊因子、及SNR min (在該解調器的最小基頻訊號雜訊比)成比例，維持每一值為最小值可導致較大的功率效率。最小值訊號功率P min 可由下式獲得：
P min =kT *BW *n f *SNR min
其中：kT =-174 dBm ＠ 25℃；BW =通訊頻寬(等效於802.15.4的碼片速率)=2 MHz；n f =接收器前端整體雜訊指標(1)；及SNR min =在偵測器/解調器輸入的最小訊號功率雜訊比
將接收器的n f 值最小化需要將在接收路徑的放大器、混合器、和濾波器電路的雜訊因子保持在最小值，且需維持足夠高的增益以進行可靠的操作。然而，此些接收器電路的雜訊和增益效能和電路功率消耗成比例。再者，將一接收器的SNR min 最小化需要具有基頻訊號的多位元表示的解調器設計。需用以產生此多位元表示的類比轉數位轉換器中的位元數同樣地與電路功率消耗成比例。設計一低功率收發器因而與在收發器功率效率和接收器雜訊效能、和電路功率消耗之間的權衡相關。
在先前技術中，己在整合的低功率收發器中使用直接轉換和低-中頻(IF)接收器架構二者[1,2]。該直接轉換技術需要低設計複雜度。然而，其特別地容易受在混合電路中的雜訊和非線性影響，而導致一高的接收器n f 。顯示此架構以達成所需最小的IEEE 802.15.4的靈敏度規格，而具有小的邊限[3]。因此該架構受限於其能力以在功率效率和雜訊效能間權衡。
在低至中頻(low-IF)接收器拓撲中使用二種基頻解碼或解調架構，如習知的同調和非同調架構。同調架構需要具有高度同調性的訊號，例如相對較少的定時誤差(如相位抖動和頻率變動)。設計非同調架構以克服定時誤差。同調架構可達到趨近理論限制的SNR min 值，但由於相對複雜的接收器拓撲和大約8位元相對為高的ADC解析度的需求，而導致較高的電路功率消耗之成本。然而，非同調架構因為較簡單的接收器拓撲和較低的ADC解析度需求而電路功率消耗較低，因而具有高的SNR min 值。
第11圖係由Koteng[4]所描述的先前技術同調架構之示意圖。同調解調器包含：一通道濾波器1102，其連接至收發器的射頻(RF)前端之輸出(未示出)。通道濾波器1102由數位基頻訊號的同相成份(IBB )和數位基訊號的非同相成份(QBB )饋入。通道濾波器係一般性經使用以衰減在所欲通道外的所有通道和雜訊。通道濾波器1102連接至一頻率和相位補償器1104。頻率和相位補償器1104進一步連接至頻率和相位估測器1106。該頻率和相位估測器1106經使用以估測傳入基頻訊號的頻率和相位。頻率和相位補償器1104經使用以校正所接收訊號的訊號星座點的連續旋轉，其導因於在接收器處的傳送器和接收器本地振盪偏移。頻率和相位估測器1106亦偵測所接收訊號中的前序訊號，其用於頻率和相位補償。頻率和相位補償器1104連接至一相關器1108。該相關器1108將IBB 和QBB 的訊號值與IEEE 802.15.4標準所制定的16個符號之32位元-碼片(bit-chip)值比較。此些32位元-碼片儲存於可由該相關器1108所存取的查詢表格。相關器1108連接至一最大值決策單元1110。該最大值決策單元1110自相關器1108取出結果，例如在基頻訊號和16個符號的碼片值之間的相關性，及作出關於已傳送何者符號的決策。此可藉由找出最大的相關值由最大值決策單元1110達成。具有最大相關值的符號饋入至一訊框同步單元、或訊框同步單元1112。該訊框同步單元1112可使用零符號(zero-symbol)的相關性以確保正確的時序，以使得後續的符號與零符號同步。
上述的同調解調器相較於非同調解調器具有一較為簡單的相關性演算法，因為其使用一單一相關性而非雙重相關性。可使用下述用於相關性函數C(s) 的關係以進行單一相關性：
其中‘y ’係所接收的基頻訊號，及‘s ’係IEEE 802.15.4標準所制定的符號之虛擬隨機雜訊(PN)直接序列展頻的碼片代碼(chip code)。然而，在相關器1108前所需的相位和頻率補償器1104及頻率和相位估測器1106導致所需高的訊號解析度和高的硬體複雜度。再者，相位和頻率估測需要在前序訊號期間(例如在訓練期間)完成，不足夠的校正精確度將導致功能的喪失。
第12圖係如在文獻Han和Choi[5]所描述的先前技術的非同調架構的示意圖。該非同調解調器包含：一延遲和差分濾波器(differential filter)1202，該差分濾波器1202係由二個基頻訊號IBB 和QBB 饋入。該差分濾波器1202連接至一相位和頻率估測器1206及一相位和頻率補償器1204。該相位和頻率補償器1204根據自該相位和頻率估測器1206所估測的頻率偏移，來對頻率偏移補償。該相位和頻率估測器1206亦執行用於偵測所傳送的前序訊號之前序訊號偵測。該前序訊號偵測係用以補償相位和頻率。連接至相位和頻率補償器1204者係一雙重相關器(double-correlator)1208。該雙重相關器1208將IBB 和QBB 訊號值與來自IEEE 802.15.4標準的16個符號之32位元-碼片值比較，其具有3個碼片的延遲或遲滯。此些碼片值儲存於可由雙重相關器1208所存取的查詢表格中。如上所述，該雙重相關器1208連接至一最大值決策單元1210和一訊框同步單元1212。
總而言之，存在著符合IEEE 802.15.4無線接收器的需求，其具有低功率消耗且同時具有良好的雜訊和訊號對雜訊效能(signal-to-noise performance)，例如由雜訊因子n f 及在解調器中的最小基頻訊號雜訊比SNR min 所量化者。
根據本發明的第一態樣，其提供一根據從一類比訊號解碼數位資料的一標準操作的一接收器(例如無線電頻率或RF訊號)，該接收器包含一類比前端和一數位解碼器。類比前端包含：複數個類比元件，其含有用於接收類比訊號的一類比訊號輸入、至少一經排置以放大該類比訊號的放大器、及一經排置以轉換放大的類比訊號為一數位訊號的類比轉數位轉換器(ADC)。數位解碼器包含：一連接至ADC輸出的數位訊號輸入和一解調器，該解調器包含複數個經連接以由一具有一碼片頻率的時脈訊號驅動的數位元件。該數位元件包含：可操作以該碼片頻率的倍數的一取樣頻率取樣該數位訊號的一取樣器，一相關性單元，其經操作以處理在所取樣的數位化之訊號中的一組位元，意指為一碼片代碼(chip code)，及經操作以由此輸出一組相關值；其中該組相關值係己被處理的碼片代碼和一組根據標準定義的可能碼片代碼之間可能映射的一指示器；一符號選擇單元，其具有根據每組相關值的分析來決定何者符號己被接收的功能；及一頻率校正單元，其操作於根據來自該相關性單元的相關值輸出，輸出一頻率控制訊號對時脈訊號作出調整。
頻率校正的後相關性(post-correlation)方法允許根據與需要相關器之前的發明之方法相比，可與簡單的硬體實施的發明而作的設計。簡單的接收器拓撲和半同調解調器(semi-coherent demodulator)應接近SNR min 的理論限制傳送。因而在既有的非同調架構約5 dB的改善係可能的。然而，可從相對較寬鬆的雜訊要求的高增益主動元件設計接收器電路。此外，在數位電路領域的解調器，以一非常低的功率需求達到5 dB的雜訊改善。
本發明的具體實施例可以小於或等於4位元的訊號解析度來實現，其與8位元訊號解析度相比導致小於0.5 dB的損失。如先前技術，在進行校正之前無需進行相位和頻率補償，因為相位和頻率補償係基於由相關性單元計算的相關值來完成。在基於最大相關值進行相關性後，定時提取的使用允許訊號振幅的連續最佳化。
頻率校正單元可操作以基於在每組相關值中的最大相關值是否早發生於或晚於根據目前正使用的碼片頻率而偵測到者的一測量，於一時間量增加或減少碼片頻率。
接收器可進一步包含：一同步單元，其具有：一輸入，其經連接以自該頻率校正單元中接收頻率控制訊號，及一輸出，其經操作於以碼片頻率輸出一時脈訊號至解調器的元件，其中同步單元設定與頻率控制訊號相關的碼片頻率。
數位解調器可進一步包含：設置於相關性單元和符號選擇單元之間的一平均單元，該平均單元經操作以由該相關性單元藉由在延展以一預測的校正偵測時間為中心的一定時視窗之一連續時間間隔上平均每一相關值，來修正相關值輸出。在決定接收何者符號之前，在一連續時間間隔上平均每一相關值的方式可提供約3 dB的雜訊效能改善。
該接收器可進一步包含訊號品質分析單元，該單元包含：一輸入，其經連接以接收指示在放大後該類比訊號的訊號強度的一類比接收的訊號強度指示器(ARSSI)訊號；一處理部份，其經操作以在基於現行的基礎上確認在解調器的一測量效能屬性如何與需要滿足標準的效能屬性的最小值比較，因而決定一操作邊限；及一控制輸出，其連接至在類比前端的至少一元件的一控制輸入，和經操作以根據操作邊限和ARSSI訊號輸出一控制訊號。
效能屬性可為一或多個基頻訊號雜訊比和雜訊因子，或可由一或多個基頻訊號雜訊比和雜訊因子導出。至少一放大器具有根據前端控制訊號而控制使用的增益。
根據類比接收訊號強度指示(ARSSI)、相關值、和定時資訊之組合的訊號品質分析允許藉由控制在鏈中的一或多個放大器的增益，最佳化IF放大鏈。若輸入訊號品質足夠大以符合標準，則能達到在接收器功率消耗的動態減少。
ADC具有根據控制訊號而可為變動及控制使用的位元解析度。ADC以一ADC取樣頻率操作，該取樣頻率可根據前端控制訊號而控制使用。
位元數的大小和取樣頻率允許在接收器靈敏度和功率消耗之間額外的權衡。
該接收器進一步包含連接至用於無線地接收類比訊號的類比訊號輸入之天線。
根據本發明的第二態樣，提供一包含具有一接收器和一傳送器的收發器，其具有一數位部份，包含一調變器，與該接收器的數位解碼器整合、及一類比部份，其與該接收器的類比前端整合。
收發器將可典型地經實施為一單一晶片，其由一外部時脈加以振盪以驅動收發器元件。可替代性地，該收發器具有整合於其中的一時脈。
無線個人區域網路可提供有複數個收發器，其每一者經排置以操作性地與收發器中的至少其它一者進行無線通訊。
根據本發明的第三態樣，提供從習知符合特定標準的類比訊號中解碼數位資料的方法，該方法包含接收類比訊號的步驟：放大類比訊號；轉換類比訊號為一數位訊號；及解調具有一碼片頻率的數位訊號。可藉由下列步驟進行解調：(a)以碼片頻率的倍數之取樣頻率取樣數位訊號；(b)運用一相關性函數處理在經取樣的數位化訊號中的一組位元，意指為一符號，以計算一組相關值，其中該組相關值係己被處理的符號和一組根據標準定義的可能符號之間可能映射的一指示器；及(c)根據每組相關值的分析來決定何者符號己被接收，其中時脈訊號係根據相關值來作調整。
可基於在每組相關值中的最大相關值是否早發生於或晚於根據目前正使用的碼片頻率而偵測到者的一測量，於一時間量增加或減少碼片頻率。
下文將根據IEEE 802.15.4全世界無線標準描述一收發器。應可了解到可使用其它無線標準，如同下文所描述。
在IEEE 802.15.4全世界無線標準中，資料係編碼於16個符號(0-15)中之一者。每個符號具有含32碼片(或位元)的碼片值，也亦指為碼片代碼。此標準係基於封包式的(packet based)，及所有的資料和任何前序訊號或同步訊息可經編碼及可根據此標準以轉換為32個碼片代碼之一者的符號傳送。32個碼片之每一者代表位元組的一半或4位元的資料。
在IEEE 802.15.4全世界無線標準中再生的通道頻率之範圍以5 MHz的增量從2.405 GHz增至2.480 GHz。然而，為達到下文說明之目的，假設使用2.405 GHz的頻率。應可了解到可使用以上所指定的範圍內之任何頻率。
第1圖根據本發明的第一具體實施例，顯示收發器1。顯示於圖中的收發器1係一整合系統。唯一需要的外部元件係一天線、一振盪器、及一電源供應解耦器。意即，收發器可實施於晶片中，例如在一整合電路中。然而，應可了解到雖然有成本的考量，單一晶片技術方案並非技術上的必然。
收發器1可功能性地分為兩個部份，即一接收器Rx和一傳送器Tx，和分為二個部份的硬部，即一類比單元50和一數位單元52。類比單元50提供一射頻(RF)前端予傳送器和接收器。數位單元52包含：一數位基頻(BB)處理器54和一系統控制單元56。參照於第1圖，接收器元件2、6、10、12、18、22、24、及26經排置於具有由左側至右側的訊號路徑的圖式之上方部份，及傳送器元件40、42、44和46經排置於由右側至左側的訊號路徑的圖式之下方部份。接收器和傳送器元件二者可與在控制單元56中在圖式的右手側部份可視的較高層級控制和處理元件30和32互動。再次地參照於第1圖，類比RF前端50形成圖式的左手側方塊，及在數位單元52的數位元件形成圖式的右手側方塊。應可了解到接收器訊號可初始地用類比元件處理，及後續地用數位元件處理，因而在用類比元件處理之前，傳送器訊號初始數位化地形成。
首先描述接收器：
基於接收訊號品質的資訊和可程式化的環境參數(例如部署模式、固定或移動裝置、最大範圍等等)，接收器的最佳操作點可決定於：一裝置消耗一功率量以可靠地操作在由IEEE 802.15.4標準既定的效能限制之內。
如同已於先前技術中進一步描述者，接收器的靈敏度可使用下述關係計算：
P min =kT *BW *n f *SNR min
其中：kT =-174 dBm＠25℃；BW =通訊頻寬(等效於802.15.4的碼片速率)=2 MHz；n f =接收器前端整體雜訊指標(1)；及SNR min =在偵測器/解調器輸入的最小訊號功率雜訊比
一完美接收器具有n f =1，其設定接收器靈敏度的理論限制為：
P min - theoretical =-113.2 dBm
可假設訊號使用偏移正交相移鍵控(OQPSK)和使用根據IEEE 802.15.4的編碼增益、處理增益、和頻寬計算該值。
802.15.4規格需要最小的靈敏度：
P min- 802.15.4 =-85.0 dBm
因此在符合標準的最小需求之間和一完美接收器的可能理論值之間有28.2 dBm 的差距。
使用第一具體實施例的設計，特定地為組合的類比接收器前端設計和數位解調器設計，應可能大致達到下列的靈敏度：
P min - Target =-105 dBm
此可提供功率消秏可為最佳化的一邊限：
ΔP min =20 dB
此等於因子100。換言之，該接收器可經控制使用以理論地減小其操作功率達到100倍且仍然符合此標準。
在接收器部份中的下列區域係可擴展的。
●低雜訊放大器(LNA)：偏壓電流Ib
●A/D+Digital：解析度N
P min ~SNR min
其具有在4和3位元解析度間大約ΔPmin 1 dB的損失
P Diss ~2 N
●A/D+Digital：取樣率fs
P min ~SNR min
其具有在4和16 MHz之間大約ΔPmin 2 dB的損失
PDiss ~fs
●本地振盪器(LO)電壓控制振盪器(VCO)：偏壓電流Ib
減少VCO偏壓電流Ib 於一範圍內主要地導致相位雜訊的增加，在該範圍中VCO依然安全地振盪
●一中頻(IF)放大器的自動增益控制(AGC)
接收器Rx包含：連接至一天線的輸入端之一低雜訊放大器2(LNA)(未示出)。LNA係具有一小於或等於3 dB的目標雜訊指標之一高增益放大器。LNA 2的SNR或靈敏度係可控制的。由LNA 2接收的訊號係2.405GHz的頻率，如IEEE 802.15.4所規定。LNA 2的輸出係電性地連接至一降頻混頻器6或一被動正交混合器。降頻混頻器6將放大的訊號與由一正交產生單元4所產生的正交訊號I和Q組合。該正交產生單元4提供正交訊號I和Q，其中Q係I的90度相位差。該正交產生單元4係由一本地振盪器48(LO)驅動，其產生頻率為2.405 GHz±2 MHz的一正弦波輸出，例如RF。LO 48可為基於使用一第3階sigma-delta(ΣΔ)調變器的分數-N型鎖相迴路的一頻率合成器。然而，應可了解到可使用其它振盪器。LO 48亦可由傳送器Tx使用。降頻混頻器6具有兩個輸出，即為同相成份和正交相成份。
該降頻混頻器6連接至一帶通濾波器10和一IF放大器12。可使用帶通濾波器以將來自降頻混頻器6的二個訊號之每一者的RF成份移除。自IF放大器12饋入至帶通濾波器6的IF訊號的訊號強度可由一訊號強度偵測單元8偵測。IIF 和QIF 訊號成份和訊號強度輸出饋入至個別的類比轉數位轉換器18、16(ADC)。IIF 和QIF 訊號成份饋入至一雙輸入ADC，及來自訊號強度單元8的訊號強度輸出訊號饋入至一分離的ADC。雙輸入ADC的解析度和取樣頻率係可控制的。
雙輸入ADC 18和IF放大器12包含：一含有一AGC單元14的自動增益控制迴路(AGC)。AGC單元14係由來自雙輸入ADC 18的數位輸出饋入。AGC單元14決定IF放大器的增益是否是足夠高或低以供輸入訊號。若訊號不夠高，IF放大器12的增益係增加的；若訊號太高，IF放大器12的增益係減少的。為了決定訊號係太高或太低，可分析該數位輸出。舉例而言，若數位輸出訊號的最高有效位元中的位元具有一致的「低」或「零」值，可決定IF放大器12的增益應該增加。意即，一8位元ADC的第5位元至第8位元具有一致的「低」或「零」值，可決定IF放大器12的增益應該增加。
可自ADC 16至一解調器26作出一連接34(針對訊號強度偵測單元8)。在ADC 16和解調器26之間的連接34意指為類比接收訊號強度指示(ARSSI)。
IIF 和QIF 訊號成份的數位輸出饋入至一數位中頻至基頻(intermediate frequency-to-baseband,IF to BB)降頻混頻器22。該降頻混頻器22亦由一Sin/Cos查詢表格(LUT)20饋入。該Sin/Cos LUT 20提供一正弦波的數位化版本、及相位差90度訊號的數位版本，意即一餘弦波。該Sin/Cos LUT 20輸出數位化正弦波和餘弦波，其具有2 MHz的頻率，而以4-16 MHz的取樣率進行處理。為達下文說明之目的，可假設使用16 MHz的取樣率。來自該Sin/Cos LUT 20的數位化正弦和餘弦訊號可與在該降頻混頻器22中的IIF 和QIF 訊號成份相乘。
來自降頻混頻器22的同相和正交相成份輸出而後在饋入至解調器26之前，饋入一低通濾波器24。該低通濾波器24從該降頻混頻器22饋入的同相和正交相訊號中移除IF成份，使得同相和正交相訊號(IBB 和QBB )的每一者之基頻成份被輸出。基頻訊號IBB 和QBB 具有2 MHz的頻寬或2 MHz的碼片頻率，如IEEE 802.15.4標準所規範的。可使用碼片頻率或碼片率以描述在所接收訊號的頻率或碼片速率。
解調器26係一半同調基頻解調器。半同調基頻解調器的操作係基於相關器輸出的最大值偵測，特定而言係最大概似(ML)時間延遲雙重相關性和封包接收期間的連續頻率校正。
經解調的輸出係傳送封包的資料位元組形式，如IEEE 802.15.4標準所規範的，其饋入至一整合的IEEE 802.15.4上層實體層(PHY)和媒體存取控制(MAC)層單元30。此連接至一多功能微控制器32。微控制器32亦可連接到至少一輸入裝置(例如溫度感測器)及/或至少一可控制裝置(例如加熱器)。
解調器26亦包含數個輸出連接28，其可經使用以控制LNA 2、LO 48、及ADC 18。
現在描述傳送器Tx。該傳送器包含可連接至802.15.4 PHY/MAC單元30的一調變器40。該802.15.4 PHY/MAC單元30輸出一組以由IEEE 802.15.4標準所規範的數個位元組的形式傳送之資料封包。調變器40係一標準調變器，如先前技術中所習知的產生被傳送的符號之同相和正交相成份(ITx 和QTx )二者。欲被傳送的符號可經調變，以使得同相成份ITx 包含偶數位元，而正交相成份QTx 包含32碼片符號的奇數位元。而後可使用半正弦脈波整形，整形同相和正交相成份。使用半正弦脈波整形來整形的同相和正交相成份而後輸出至一OQPSK-至-MSK轉換器42。
經調變的ITx 和QTx 訊號而後在OQPSK-至-MSK轉換器42中經組合為一最小位移鍵控(MSK)的形式。來自OQPSK-至-MSK轉換器42的數位輸出饋入至MSK兩點調變器(2-point modulator)44，如先前技術所周知者，例如兩點MSK調變器(dual-point)架構。由LO 48提供頻率合成。MSK兩點調變器44根據來自OQPSK-至-MSK轉換器42的數位輸出調變LO 48訊號。
來自MSK兩點調變器44的調變訊號饋入至一功率放大器(PA)46，其具有可程式化的輸出功率。PA 46連接至一天線(未示出)以傳輸訊號。
第2圖顯示呈現於第1圖的解調器26的示意圖。
解調器26可分成上面資料路徑部份和下面的定時部份。上方的資料路徑部份包含：一取樣器70、一雙重相關器72、一平均單元74、一最大值決策單元76、和一訊框同步單元78。上方資料路徑具有一從左側行至右側的資料路徑。下方的定時部份包含：一前序訊號/視窗/最大值偵測單元82和一符號/碼片同步單元84。解調器26亦包含一訊號品質分析單元80，其提供控制予LNA 2、ADC 18、和LO 48，如第1圖所示。
來自顯示於第1圖的低通濾波器24的同相和正交相訊號成份IBB 和QBB 饋入至取樣器70。取樣器70具有取樣訊號的進一步輸入fs 。設定取樣頻率為收發器的碼片頻率(fchip )或碼片速率的2、4、或8倍以提供比率個別為2、4、或8的過取樣，該過取樣率係意指為NOS。過取樣率定義為fs /fchip (n.b.根據IEEE 802.15.4，fchip =2MHz)。對此實例而言，可假設取樣頻率fs 為16 MHz或碼片頻率2 MHz的8倍。取樣器70以來自同相成份為16碼片和來自正交相成份為16碼片的形式，取樣傳入訊號32碼片(例如每一符號32碼片)。然後饋入由取樣器70所取樣的32碼片至一雙重相關器72和相關單元。碼片頻率設定為2 MHz，以具有過取樣率為8的16 MHz進行取樣。然而，可了解到所接收的訊號以32倍過取樣率取樣，以有效地取樣一32碼片符號。換言之，對一32碼片符號取樣256點。因此，當使用過取樣率8，對32碼片符號的每一碼片有8個取樣點。此過程藉由重複地取樣傳入訊號，隨著時間重複地進行。應可了解到接收器1持續地取樣和解調所接收的訊號，其因為許多的符號被傳送，由於IEEE 802.15.4標準係封包式的， 該些符號將形成一封包。
雙重相關器72具有16個輸出(C(15:0))，即在取樣訊號(例如所取樣的接收訊號)及16個已知的32碼片符號或碼片代碼之間的相關值，如IEEE 802.15.4標準所規範的。可由LUT 68提供32碼片符號至雙重相關器72。相關器72亦輸出相關器輸出的最大值Max C(s)。該最大相關器輸出值Max C(s)可作為在一既定的取樣點的16輸出的每一者之最大相關器輸出。應可了解到亦可使用總和以代表最大相關器輸出Max C(s)。最大相關器輸出饋入至在解調器26的定時部份之前序訊號/視窗/最大值偵測單元82。
相關器輸出C(15:0)饋入至一平均單元74。該平均單元74計算相關器輸出的每一者之目前、早先、及晚於的點之一平均。該目前、早先、及晚於的點更詳細地定義於下文中。經平均的相關器輸出C(15:0)值而後饋入至最大值決策單元76。應可了解到平均單元74可被忽略及相關器輸出C(15:0)從雙重相關器72饋入至最大值決策單元76或符元選擇單元。
在作出最大概似決策之前，對相關器輸出C(s)的目前/早先/晚於的值進行平均對過取樣率為8(NOS=8)的SNR MIN 可有大約3dB的改善，而以Nyquist取樣率依然有大約1 dB的改善(NOS=2)。此導致使用OQPSK的IEEE 802.15.4的(同調)解調接近於理論限制2.2 dB的SNR MIN 效能。
最大值決策單元76選擇具有最大值的相關器輸出，其係根據已知為一最大概似檢測的相關器值的每一者之間的比較。具有最大值的相關器輸出被認為是所傳送的符號。最大值決策單元76而後輸出具有最大值相關器輸出的符號至訊框同步單元78。訊框同步單元78將所傳送的訊框或封包同步化以從解調器26輸出。意即，訊框同步單元78將所接收的符號同步化，使得資料以正確的封包形式輸出。如同圖式中所示，平均單元74的每一者、最大值決策單元76和訊框同步單元78亦由符號/碼片同步單元84饋入。該符號/碼片同步單元84藉由一定時連接86對此些元件之每一者提供定時資訊。該定時連接86在解調器26內提供同步，使得碼片/符號及時地在正確的點上被偵測到。
現在描述定時部份：
可使用前序訊號偵測器82識別所接收資料封包的前序訊號部份。在IEEE 802.15.4標準中，該前序訊號包含零符號S(0)的8個重複。
前序訊號偵測器82接收Max C(s)訊號和零符號S(0)的相關器輸出，即C(0)。在接收封包的前序訊號部份期間，可知僅有傳送零符號；因而，此可用於建立符合於在符號/碼片同步單元84中所接收的資料之收發器的頻率和相位。來自前序訊號偵測單元82的輸出饋入至符號/碼片同步單元84，亦指稱為一頻率校正單元。符號/碼片同步單元84提供碼片-時脈(chip-clock)的形式之同步定時。詞彙「碼片-時脈」係使用於描述操作於碼片頻率(例如2 MHz)的時脈。符號/碼片同步單元84亦可提供一符號時脈，其為碼片-時脈的倍數，例如(碼片-時脈的1/32倍(例如62.5 KHz))。碼片-時脈可由符號/碼片同步單元84藉著定時連接86提供。可藉著隨時改變NOS由符號/碼片同步單元84校正/調整碼片-時脈，因為取樣頻率係固定的。可進行校正/調整以確保接收器LO與所接收的訊號同步。該符號/碼片同步單元84亦確保平均單元74、最大值決策單元76和訊框同步單元78可藉由定時連接86操作於所接收資料的正確之同步點上，因為解調器的此些元件操作於碼片/符號層級。
解調器亦包含：一訊號品質分析單元80。該訊號品質分析單元80的輸入連接34返回饋入至接收器的類比前端。訊號品質分析係根據來自連接34的類比接收訊號強度指示(ARSSI)(此為來自訊號強度單元8的數位化輸出)、雙重相關器72、及前序訊號偵測單元82。訊號品質分析單元80提供線上28控制輸出。來自訊號分析單元80的控制輸出經提供為在類比方塊50中的元件之輸入，特別為LNA 2，其被使用為一控制參數以在傳至解調器26的訊號品質被認為超過標準的要求的情況下(或一些更為嚴格要求的臨界值)調整SNR或靈敏度。在接收器功率消耗的動態降低因此受降低在一或多個RF前端放大元件的SNR或靈敏度的影響。應可了解到降低SNR或靈敏度的結果，亦會降低增益。控制輸出28亦可饋入至ADC 18，其中其可被使用為一控制參數以在傳至解調器26的訊號品質被認為超過標準的要求時(或一些更為嚴格要求的臨界值)的情況下，調整ADC的解析度的位元數目及/或ADC的取樣頻率，而減少位元數及/或減少取樣頻率，可藉此降低接收器靈敏度以減少功率消耗。控制輸出28可進一步輸入至LO 48，其中其經使用為一控制參數以調整LO 48的偏壓電流，藉此減少由LO 48所消耗的功率，而在實際的限制內增加相位雜訊。應可了解到可想像出此些可能的控制迴路的排列，使得來自解調器26的回授控制可僅由LNA 2、LO 48、和ADC 18之一或二者來進行。
第3圖顯示雙重相關器72(顯示於第2圖中)的一表示。
此雙重相關性演算法可由下式表示：
其中：
所接收的基頻訊號yn：
y n =I BBn +j BBn
符號s的虛擬隨機雜訊(PN)直接序列展頻的碼片代碼為：
s s =SI s +jSQ s
參數：符號的數目
s=0-15
每個符號的碼片數：
n=0-31
碼片(或位元)的延遲：
d=1-3
可在上述的相關性結果C(s)進行後處理(平均)以獲得已於上文描述的Max C(s)。
第4圖顯示呈現於第2圖的前序訊號/視窗/最大值偵測單元82，及符號/碼片同步單元84被分成兩個部份84a和84b。前序訊號/視窗/最大值偵測單元82在此以4個方塊顯示，即前序訊號偵測單元82a、視窗單元82b、最大值偵測單元82c、及計數器82d。
前序訊號偵測單元82a係由零符號的相關器輸出饋入。這是因為前序訊號包含：依次傳輸的8個零符號。因此，偵測前序訊號僅需決定是否連續地接收到零符號。當決定為接收到前序訊號時，前序訊號偵測器控制視窗單元82b以開始檢視傳入訊號以決定用於執行碼片頻率(或碼片速率)校正/調整的一視窗。
使用視窗單元82b以避免相鄰位元之間的交相關性。視窗單元82b決定被使用以進行碼片頻率的校正之一取樣視窗的位置。視窗位置的決定可在前序訊號期間決定，因為已接收到一已知的符號。當零符號的相關器輸出係一最大值時，該視窗位置係以該點為中心。取樣視窗一般係在2和4碼片之間，因為在IEEE 802.15.4標準的碼片代碼中有樣式重覆。詞彙「碼片」係被使用於識別在32碼片符號中的位元。當零符號的相關器輸出係一最大值時，時間上的點作為「目前」的點或是接收到一符號的時間點。在此情況可知己接收到零符號。一旦不再接收到前序訊號，則接收封包的其餘部份，「目前」的點則保持在相同的位置，儘管有一些校正/調整。應可了解到連續的「目前」的點與一「符號速率」相一致，其為碼片速率的1/32倍，例如62.5 KHz。也就是說在其餘訊框或封包期間使用連續的估測和校正，其係在前序訊號階段期間所指定的視窗內。
最大值偵測單元82c係由視窗單元82b饋入。最大值偵測單元82c檢視最大值相關器輸出Max C(s)，以進行碼片頻率的校正或調整。「目前」的取樣點係由視窗單元從前序訊號部份決定及傳至最大值偵測單元82c。最大值偵測單元82c從最大相關器輸出Max C(s)取出三個值。這些值係在「目前」的點、「早先」的點、及「晚於」的點之Max C(s)值。「目前」的點如上文所討論係被認為已接收到符號的取樣點，如視窗單元82b所決定。「早先」的點一般不超過「目前」的點向前二個碼片(在後面)。意即，「早先」的點不超過「目前」的點向前16個取樣點(例如取樣率為8，每一碼片有8個取樣點)。「晚於」的點一般不超過「目前」的點向後二個碼片(在前面)。意即，「晚於」的點不超過「目前」的點向後16個取樣點。然後在最大值偵測單元82c中比較「早先」和「晚於」的值。若「早先」的最大相關器輸出值大於「晚於」的最大相關器輸出值，則取樣點被認為是早先的。可替代性地，若「晚於」的最大相關器輸出值大於「早先」的最大相關器輸出值，則取樣點被認為是晚於的。最大值偵測單元82c饋入一最大早先和一最大晚於訊號至計數器82d。最大「早先」和最大「晚於」訊號根據「早先」和「晚於」的值之比較結果可為高或低。若「早先」的值大於「晚於」的值，最大「早先」訊號係高，而最大「晚於」訊號係低。可替代性地，若「晚於」的值大於「早先」的值，最大「晚於」訊號係高，而最大「早先」訊號係低。
應可了解到原則上目前/早先/晚於的偵測僅可以2個取樣點操作，而非此實例的3個取樣點，例如目前/早先或晚於/目前的點，其個別地使用目前/早先或晚於/目前的點之間的比較。再者，目前/早先/晚於的偵測可使用超過3個取樣點操作，例如4、5、6、7、8、9或10。若NOS增加時，較高數目的取樣點僅可潛在性有益處的。我們的計算可指出：過取樣率為8超過3個取樣點(例如目前/早先/晚於)並無益處，所以具有較高數目的取樣點的真實益處可受限的或實際上不存在的。
連接至最大值偵測單元82c的輸出的計數器82d保有一計數器值N，其被用於當計數器到達一臨界值時，觸發一碼片頻率的調整。可組態計數器使得當有N個連續的「早先」的最大值或N個「晚於」的最大值，到達一臨界值。可替代性地，當感測到一「早先」或「晚於」的最大值，計數器可個別地增加或減少一次，以使得漸進式的計數值到達一正的或負的臨界值之後，到達該臨界值。當到達該臨界值時，計數值被重設為零。我們假設可使用後面的選擇於接下來的描述。在兩者情況中，N較佳為大於1以提供抗雜訊能力，藉此避免欺騙性的校正。舉例而言，N可為2、3、4、5、6、7、8、9或10，其最佳值可能在2或3至5、6或7。
計數器單元82d具有二個輸出：一升頻輸出(frequency-up)輸出和一降頻(frequency-down)輸出，其被連接至一碼片同步校正單元84a。碼片同步校正單元84a係呈現於第2圖之符號/碼片同步單元84的部份。若計數值N到達正或負的臨界值，升頻或降頻輸出將相應地設為高。意即，若在計數器單元82d中的計數值N到達正臨界值，升頻輸出設為高，若在計數器單元82d中的計數值N到達負臨界值，降頻輸出設為高。
碼片同步校正單元84a透過連接83連接至一碼片/符號時脈單元84b。該碼片/符號時脈單元84b透過連接86提供碼片頻率的碼片-時脈。定時訊號從碼片同步校正單元84a透過連接83輸出，以根據升頻或降頻輸出在一限制的時間間隔增加或減少碼片頻率。碼片-時脈係2 MHz的碼片頻率fchip ，以用於解調器26大部份的操作，除了需要調整碼片-時脈的情況。即使取樣頻率fs 本身未改變，碼片-時脈的調整對改變過取樣率NOS具有間接的影響。注意到取樣頻率典型由一振盪器來固定。如以上所討論者，可使用16 MHz的取樣頻率。舉例而言，若碼片時脈的頻率隨時地增加至大約2.3 MHz(設定frequency-up為高)，過取樣率將減少至大約為7。此移動「目前」取樣點往左側一個取樣週期(或早先一個取樣點)。可替代性地，若碼片-時脈的頻率減少至大約1.8 MHz(設定frequency-down為高)，過取樣率將增加至大約為9。此移動「目前」取樣點往右側一個取樣週期(或晚於一個取樣點)。應可了解到過取樣率可在範圍6至10改變(或碼片-時脈的頻率個別在範圍2.7 MHz至1.6 MHz間改變)。亦可想像到其它的過取樣率，範圍係從1至16(或個從16 MHz至1 MHz的碼片頻率)。
應可注意到可藉由在碼片-時脈訊號中置入一相位延遲來達到此相同的效果。然而，就方便性和簡化性，可在此調整碼片-時脈作為解決方案。藉由所欲整數個取樣點在時脈訊號和相關性的定時之間實施所欲相位移係重要的。
前文使用詞彙「隨時地」以描述增加或減少碼片-時脈的頻率之時間區間。隨碼片頻率或碼片-時脈的臨時增加或減少以移動取樣位置，碼片頻率或碼片-時脈回到2 MHz。
增加或減少的碼片頻率或碼片-時脈的期間將為一時脈週期或碼片-時脈的週期。使用於移動「目前」的點之過取樣率係由相對於「目前」的點「早先」或「晚於」的取樣點之位置來決定。
舉例而言，若「早先」的取樣點離「目前」的取樣點一個取樣週期(例如0.0625 μs)，「目前」的取樣點向右側移動一個取樣週期，以使得「目前」的取樣點將移動至「早先」的取樣點之目前位置。取樣點在這裡係意指為取樣器70的一取樣點，例如由16 MHz取樣頻率所決定的具有週期0.0625 μs的取樣點。藉由使用在碼片-時脈的一個週期中的過取樣率9，將「目前」的取樣點向右側移動一個取樣週期。意即，對一個時脈週期，碼片-時脈的週期設定為0.5625 μs(而非頻率2 MHz的週期0.5 μs)，其對應至具有取樣器70的9個取樣週期之時間區間的碼片-時脈。應可了解到可藉由將「目前」的取樣點向右側移動兩個取樣週期(例如「早先」的取樣點離「目前」的取樣點二個取樣週期)，可使用過取樣率10於0.625 μs的一個時脈週期之一碼片-時脈時間區間。
舉例而言，若「晚於」的取樣點離離「目前」的取樣點一個取樣週期(例如0.0625 μs)，「目前」的取樣點向左側移動一個取樣週期，以使得「目前」的取樣點將移動至「晚於」的取樣點之目前位置。藉由使用在碼片-時脈的一個週期中的過取樣率7，將「目前」的取樣點向左側移動一個取樣週期。意即，對一個時脈週期而言，碼片-時脈的週期設定為0.4375 μs(而非頻率2 MHz的週期0.5 μs)，其對應至具有取樣器70的7個取樣週期的時間區段之碼片-時脈。應可了解到可藉由將「目前」的取樣點向左側移動兩個取樣週期(例如「晚於」的取樣點離「目前」的取樣點二個取樣週期)，可使用過取樣率6於0.375 μs的一個時脈週期之碼片-時脈時間區間。
來自碼片同步校正單元84a的輸出亦返回饋入至視窗單元82b、及最大值偵測單元82c以達定時之目的，使得所使用的目前/早先/晚於的點可藉此位在正確的定時點上。
第5圖顯示來自前三個相關器C(0)、C(1)、和C(2)對接收的零符號之時間的相關器輸出。C(0)係S(0)和接收訊號之間的相關性。C(1)係S(1)和接收訊號之間的相關性。C(2)係S(2)和接收訊號之間的相關性。此外，繪出了最大相關值Max C(s)(最上面的線)。在此具體實施例中，最大相關值Max C(s)被作為在每一取樣點的所有相關器輸出的最大值。然而，計算Max C(s)的替代性方法已於前文中討論。顯然地，如IEEE 802.15.4所提供者，其具有一碼片代碼的重複，因為C(0)、C(1)、和C(2)的相關性峰值藉由代表其彼此間4個碼片的分開之4個時間增量而分開。在相鄰的代碼的相關最大值係2 μs(其等於4個碼片的週期)的分開。取樣視窗的大小亦被標示於圖中。取樣視窗由於在碼片樣式中的重複而具有將交相關性取出(mask out)的效果，如前文所討論者。取樣視窗的位置與零符號的相關器輸出符合，因為顯示於圖式中的相關器輸出對應於一零符號，其被認為於前序訊號期間為真。
如從第4圖的解調器可觀察到，在此所使用的相位和頻率補償的架構不同於第11圖和第12圖先前技術的設計，因為在相關器之後(而非之前)進行相位和頻率補償，其係藉由根據目前/早先/晚於方法隨時地增加或減少接收器碼片頻率，而調整過取樣率NOS。根據在此所描述的裝置和方法的實施可以相對為低的訊號解析度操作(其意指為ADC僅需消耗相對為低的功率)。舉例而言，在此所使用的設計，在ADC 10中小於或等於4 bit的解析度通常係足夠的。具有此一粗糙的ADC解析度的不良效果係意外地小，其相較於理想解析度(∞)導致低於5 dB的損失。藉由比較的方式，根據第11圖的先前技術實例中的同調偵測需要相位和頻率去旋轉(de-rotation)以使用高精度執行，所以高的ADC解析度係必需的：解析度典型地8位元。根據非同調BB偵測的第12圖的實例之其它先前技術選擇相較於所使用的OQPSK方法具有顯著較差的效能(例如SNRMIN >4dB)。
在這裡設計的方法之實例實施中，較佳地與IEEE 802.15.4的80ppm之要求相比，可達成接近100ppm的頻率偏移容忍度。相較於實施為相關器核心的定時取出和同步演算法的先前技術方法，關聯於定時取出和同步演算法的實施之硬體負擔係低的。
若輸入訊號品質足夠滿足標準的要求和一些其它的要求，基於類比接收訊號強度指示(ARSSI)、相關值和定時資訊的組合之訊號品質分析允許IF放大鏈(其包含LNA 2和IF放大器7)的自動增益控制(AGC)迴路和接收器功率消耗的動態減少之最佳化。
位元數目的大小和取樣頻率允許在接收器靈敏度和功率消耗之間作一額外的權衡。在演算法中的大部份乘法係簡易的(移位、取反(negation))。僅所取樣輸入訊號的數位處理的第一階段，主要是雙重相關性，涉及複雜的計算。可利用處理上的對稱性以進一步減低硬體複雜度，例如PN碼的重複本質和次級的解調訊號成份SI和SQ。
具有在此所描述的低-中頻(low-IF)收發器，使用一簡單的接收器拓撲和一半同調解調器，可估計該半同調解調器將在接近SNR min 的理論限制下傳送。此表示在既存非同調架構下有大約5 dB的雜訊效能之改善。再者，因為解調器係在數位電路領域中，一非常低的功率需求可有5 dB的雜訊改善。含有半同調解調器的接收器拓撲亦為較佳的。ADC解析度要求將被限制在大約3或4位元，及在接收器路徑的電路可操作於一較高的n f ，因此進一步降低電路功率消耗。因此可從具有相對放寬的雜訊要求的高增益主動元件中設計接收器電路。總體估計為：在此所描述的接收器將達到先前技術low-IF架構的目前狀態的相同功率消耗之3 dB的靈敏度增益。
第6圖根據本發明的第二具體實施例，顯示具有一替代性架構的收發器1。
第二具體實施例的架構具與第一具體實施例的許多相同特徵，及整體架構藉由將第6圖和第1圖比較而顯明。第6圖的使用的參考編號與第1圖相同，其中元件就其高層級功能而言係相同的，或具有相符合之處。
收發器1功能性地分成的兩個部份，即一接收器Rx和一傳送器Tx，及分成兩個部份的硬體，即一類比單元50和一數位單位52。類比單位50提供傳送器和接收器的RF前端。數位單元52包含：一數位基頻處理器54和一系統控制單元56。參照至第6圖，可排置接收器元件2、90、92、88、18及26在具有從左側至右側的訊號路徑之圖式上方部份，及可排置傳送器元件46、104、102、100、98及40在具有從右側至左側的訊號路徑之圖式下方部份。接收器和傳送器元件二者與較高層級控制和在控制單元56中於圖式右側部份可見的處理元件30和32互動。再次地參照於第6圖，類比RF前端50形成圖式的左側方塊，及在數位單元52的數位元件形成圖式的右側方塊。應可了解到接收器初始地由類比元件處理，及後續地由數位元件處理，而傳送器訊號在由類比元件處理之前初始地數位化形成。
首先描述了接收器：
接收器Rx 包含在連接至一天線(未示出)的輸入處的一低雜訊放大器2(LNA)。LNA 2係具有一目標雜訊指標3dB的高增益放大器。LNA 2的SNR和靈敏度係可藉由回授控制線28控制的。由LNA 2接收的外部RF訊號之頻率為2.405 GHz，如IEEE 802.15.4標準所規範。LNA 2的輸出經電氣連接至一降頻混合器90或一被動正交混合器。降頻混合器90將放大的訊號與由一正交本地振盪器(LO)94產生的正交訊號I和Q相乘。正交訊號Q係正交訊號I的90度相位差。正交LO 94輸出RF頻率為2.405 GHz的餘弦波和正弦波。
降頻混合器90連接至一低通濾波器92和一BB放大器88。使用低通濾波器92以濾除不要的RF成份，保留來自降頻混合器90的兩個訊號之每一者的基頻(BB)訊號。BB訊號具有例如2 MHz的碼片頻率或碼片速率。饋入低通濾波器92且來自BB放大器88的BB訊號的訊號強度可由一訊號強度偵測單元8偵測。IIF 和QIF 訊號成份和訊號強度輸出饋入至個別的類比轉數位轉換器18、16(ADC)。IIF 和QIF 訊號成份饋入至一雙輸入(dual-input)ADC 18和來自訊號強度單元8的訊號強度輸出訊號饋入至一分別的ADC 16。雙輸入ADC的解析度和取樣頻率係可控制的。
雙輸入ADC 18和BB放大器88具有一包含有一AGC單元14的自動增益控制迴路(AGC)。AGC單元係由來自雙輸入ADC 18的數位輸出饋入，以決定BB放大器88的增益是否夠高或夠低。若訊號不夠高則增加BB放大器88的增益，而若訊號太高則減少BB放大器88的增益。可分析數位輸出以決定訊號是否太高或太低。舉例而言，若數位輸出訊號的最高有效位元中的位元具有一致的「低」或「零」值，可決定應增加BB放大器88的增益。意即，一8位元ADC的第5位元至第8位元具有一致的「低」或「零」值，則決定應增加BB放大器88的增益。
可自ADC 16(針對訊號強度偵測單元8)至一解調器26作出一連接34。在ADC 16和解調器26之間的連接34意指為類比接收訊號強度指示(ARSSI)。
解調器26係一半同調基頻解調器。半同調基頻解調器的操作係基於相關器輸出的最大值偵測，特定而言係最大概似(ML)時間延遲雙重相關性和在封包接收期間的連續頻率校正。
經解調的輸出係傳送資料封包的位元組形式，如IEEE 802.15.4標準所規範的，其饋入至一整合的IEEE 802.15.4上層實體層(PHY)和媒體存取控制(MAC)層單元30。此連接至一多功能微控制器32。微控制器32亦可連接到至少一輸入裝置(例如溫度感測器)及/或至少一可控制裝置(例如加熱器)。
對於本發明的第一具體實施例，己於前文中根據第2圖至第5圖描述了解調器26。應可了解到顯示於第6圖的解調器之操作與顯示於第1圖的解調器26之描述相同。
解調器26亦包含數個輸出連接28，其可經使用以控制LNA 2、LO 94、及ADC 18。
現在描述傳送器Tx側。
該傳送器包含可連接至IEEE 802.15.4 PHY/MAC單元30的一調變器40。該IEEE 802.15.4 PHY/MAC單元30輸出一組以由IEEE 802.15.4標準所規範的數個位元組的形式傳送之資料封包。調變器40係一標準調變器，如先前技術中所習知產生被傳送的符號之同相和正交相成份(ITx 和QTx )二者。意即，調變器轉換資料為32碼片而被傳送，其接續地經調變為同相和正交相成份ITx 和QTx 。
經調變的ITx 和QTx 訊號接著饋入至一半正弦脈波整形單元98。半正弦脈波整形單元98使用正弦LUT 96轉換ITx 和QTx 訊號成份為表示ITx 和QTx 訊號成份的一數位化正弦波。此兩個數位化訊號接著傳至一數位至類比轉換器(DAC)100。DAC 100具有一雙輸入和一雙輸出以接收訊號的同相和正交相成份而傳送。來自DAC 100的兩個類比訊號饋入至一低通濾波器102。
一升頻混合器104係由低通濾波器102饋入。該升頻混合器104將兩個類比成份ITx 和QTx 與由正交LO 94提供的2.405 GHz相乘，及組合同相與正交相訊號成份，其饋入至一功率放大器46。功率放大器46的輸出連接至用於傳輸的天線(未示出)。
第7圖係根據本發明的第三具體實施例顯示一收發器1的第6圖中所呈現者的一替代性系統架構。第三具體實施例可藉由與第二具體實施例比較而較佳地理解。可重複地使用參考符號以助於相對應元件的延伸。類比方塊50的設計在兩個具體實施例中係相同的，然而使用一不同的方法以設計數位方塊52。意即，解調和調變步驟及PHY/MAC層全可實施於一微控制器154中。微控制器154實施解調器26、調變器40、半正弦脈波整形單元98、及PHY/MAC 30。此外，數位方塊52進一步包含一取樣儲存RAM單元150以取樣頻率為fs 取樣所接收的訊號成份IBB 和QBB 的傳入數位化BB訊號，及包含一取樣儲存RAM單元152以取樣頻率為fs 取樣傳送訊號成份ITX 及QTX 的傳出數位化基頻訊號。取樣儲存RAM 150、152將以顯示於第2圖的取樣單元70的相同方式取樣傳入或傳出訊號。然而，取樣儲存RAM 150、152將進一步包含具有RAM形式的記憶體以儲存傳入或傳出訊號。
傳至取樣儲存RAM 150的傳入訊號將具有如饋入至顯示於第6圖的解調器26的訊號之形式，即所接收訊號的同相和正交相基頻成份。以一過取樣率為8(NOS=8)而取樣頻率為fs 取樣傳入訊號。然而，應可了解到可使用低過取樣率，例如6、4和2。所取樣的訊號接著儲存於取樣RAM 150中，其具有連接至微處理器154的一資料匯流排。接著使用微處理器154以存取所儲存的接收訊號。
來自取樣儲存RAM 152的傳出訊號將具有饋入至顯示於第6圖的DAC 100的訊號相同的形式，即傳送訊號的同相和正交相成份。取樣儲存RAM 152藉由一資料匯流排連接至微處理器154，以使得微處理器154可上載傳輸訊號至取樣儲存RAM 152。傳出訊號以過取樣率8(NOS=8)而取樣頻率fs 從取樣儲存RAM 152振盪。然而，應可了解到可使用較低的過取樣率，例如6、4或2。
顯示於第7圖的收發器1的類比方塊50並未包含訊號強度單元8、一訊號強度ADC 16、或ARSSI元件34。這是因為訊號品質分析係在微處理器154上以數位訊號進行。使用來自微處理器154的輸出連接128以控制LNA 2、LO 94、及ADC 18，如前文所述。應可了解到顯示於第7圖的收發器1的類比方塊50可包含：一訊號強度單元8、一訊號強度ADC 16、或一ARSSI連接34。可進一步了解到在第一和第二具體實施例中所進行的訊號品質分析係以數位訊號而非類比訊號進行，如前文所述。
第8圖根據本發明的第一、第二、或第三具體實施例顯示至少包含收發器1的實例積體電路(IC)200。收發器1以一虛線顯示以指明：亦可使用微控制器或微處理器32作為IC 200的一中央控制器，而不僅限於收發器1。亦提供一系統記憶體216給微控制器或微處理器32。
IC 200連接至下列的外部元件：一電源供應器202、一解耦合電容器204、一天線206、及一晶體振盪器208。電源供應器202係一電池或可攜式電源供應器。然而，電源供應器202亦可為固定式的、或根據IC 200的應用或位置維持電源供應。第8圖亦顯示外部感測器(多個)。外部感測器為可選擇的或根據所使用的感測器的應用或類型。外部感測器的實例包含(但不限於)：光感測器、濕度感測器、壓力感測器、或加速度感測器(例如加速器)。以上所列出的一些感測器可視應用所需的精確度或製程選擇可實施於晶片上。
IC 200進一步包含下列裝置：晶片上管理單元210、客製邏輯單元212、DAC 214、晶片上感測器218、ADC 220、晶片上時脈管理單元224。
晶片上時脈管理單元224提供時脈和定時訊號給操作於頻率16 MHz的IC 200的元件之每一者，其與前文所述的取樣頻率相符合。除了以上所述其在解調器26內的方塊以外，IC 200操作於相同的頻率16 MHz。晶片上時脈管理單元224透過連接226提供收發器定時訊號和取樣定時訊號二者至收發器1。晶片上時脈管理單元224係由一晶體208饋入。
晶片上功率管理單元210提供功率至IC 200的所有元件。明確的連接未顯示於圖中以達到簡化之目的。亦可使用晶片上功率管理單元210以決定晶片是否處於一休眠模式(並不傳送或接收)或一作用模式(傳送或接收)。可替代性地，可控制晶片上功率管理單元210以將IC 200置於休眠模式或作用模式。
可根據所接收訊號使用DAC 214以控制外部功能(未示出)，例如機電、光或熱。DAC 214可由一客製邏輯單元212饋入，其可用以產生外部控制功能所需的控制訊號。客製邏輯單元係由微處理器32饋入。
晶片上感測器218係可如同其它元件製作於相同的晶片中。晶片上感測器的實例包含光感測器(矽光二極體)、溫度感測器或電磁感測器。ADC 220係由晶片上感測器218和晶片外(off-sensor)感測器222饋入。來自ADC 220的數位輸出接著饋入至微控制器32以控制用於傳輸至位於其它地方的其它收發器之外部功能。
第9圖顯示一應用實例28。顯示於第9圖的實例係一無線個人區域網路(WPAN)，其可實施用於家庭自動化。顯示於圖中的家庭自動化實例整合例如加熱、照亮、安全系統、白色家電的控制(例如冰箱和娛樂性消費者電子產品)。顯示於圖中的應用實例228包含數個溫度感測器230、發光(及光感測器)232、安全感測器234、加熱器236、白色家電238、娛樂單元240、光開關242、和一閘道器244。在網路中的每一元件包含一積體電路200，如第8圖所示。具有兩種類型的網路節點：全功能性裝置(Fully Functional Devices,FFD)和簡化功能裝置(Reduced Functionality Device,RFD)。FFD包含燈光232、白色家電238、娛樂單元240、和一閘道器244。RFD包含溫度感測器230、安全感測器234、加熱器236、白色家電238、娛樂單元240和光關關242。RFD和FFD二者使用相同的硬體平台和標準(例如第8圖的IC 200)，而不同於在微控制器32內執行的軟體堆疊，其實施網路架構。FFD形成網狀結構類型的網路(例如根據ZigBee標準)，其中每一裝置可作為網路協調者，及網路架構可動態地重新路由(re-routed)。當該裝置在更長的時間中處於“ON”的狀態(傳送或接收)時由於路由和協調負擔的因素，在FDD網路節點的功率消耗不是最佳的。藉由比較，RFD裝置藉由一點對點連接至FFD，而鏈接至該網路。當RFD不是網路協調器或沒有路由任務時，在RFD裝置的功率消耗可藉由將“OFF”對“ON”(責任週期)的時間最佳化來加以最佳化。因此，RFD可由能維持幾年的便宜電池來供電。在圖式中，在FFD和RFD之間的網狀結構網路連接可由虛線顯示，及鏈接RFD的點對點連接係由實線表示。閘道器FFD 244可被使用以執行自動化軟體以例如實施節能和安全策略及可藉由網際網路或行動電話被使用為網路的遠端存取點。應用實例亦包含辦公室和工業工廠。
第10圖顯示由本發明的第一、第二、和第三具體實施例的任一者所進行的步驟之流程圖。
在步驟S160中，接收一RF訊號。所接收的訊號已知為符合一特定標準。
在步驟S162中，放大所接收的類比訊號。若所接收訊號的振幅太低，從所接收訊號中獲得符號資訊係困難的。再者，放大應不會產生雜訊至所接收的訊號。亦可在此步驟中執行降頻轉換。
在步驟S164中，類比訊號經轉換為數位訊號。類比至數位轉換的取樣率及/或取樣解析度可根據所接收訊號的訊號振幅來改變。
在步驟S166中，以一取樣頻率取樣數位訊號。取樣頻率具有過取樣率從2至8的過取樣率，其中過取樣率可定義為fs /fchip 。
在步驟S168中，可運用相關性函數至所取樣的訊號及由標準所預定義的數個符號。相關性函數的輸出係一組相關值，其為已被處理的符號和一組根據標準定義的可能符號之間的可能映射之指示器。
接續步驟S168，可對來自相關性函數的輸出值進行兩個操作步驟。
在步驟S170中，可分析相關值以決定接收了何者符號。此可藉由比較來自相關性函數的值之每一者來完成。
在步驟S172中，可根據相關值對碼片頻率作出調整。
於前文對於本發明的具體實施例描述的解調技術係針對IEEE 802.15.4標準。然而，應可了解到可運用相同的調變技術於下列各者：
●操作於工業、科學、和醫學(ISM)頻帶(2.4 GHz和5.8 GHz)的高端(high-end)無線電話；
●　遠端控制R/C鏈結(例如針對模型)；
●　802.11b Wifi。第一代的Wifi。
對實施方式作一總結，其提供符合IEEE 802.15.4的無線接收器。設計一無線接收器以符合IEEE 802.15.4標準。此接收器包含：一類比前端和一數位解碼器。前端的類比元件包含：一或多個放大器和一類比轉數位轉換器(ADC)。數位解碼器接收ADC的輸出，及在一解調器中將其解調，該解調器係藉由一內部和外部時脈以一碼片頻率驅動。解調器包含：一取樣器，其可操作於以一取樣頻率取樣數位訊號，和一相關性單元，其可操作以處理在取樣的數位化訊號中的一組位元，意指為一碼片代碼，及由此輸出一組相關值。該組相關值係已被處理的碼片代碼和一組根據標準定義的可能碼片代碼之間的可能映射之指示器。解調器進一步包含：一符號選擇單元和一頻率校正單元。該符號選擇單元具有根據每組相關值的分析決定已接收何者符號的功能。頻率校正單元可操作於根據來自校正單元輸出的相關值，對碼片頻率作出調整，特定地根據在每組相關值之間的最大相關值是否早發生於或晚於被偵測到者的一測量，增加或減少該碼片頻率。此架構具有在進行相關性後完成相位和頻率補償的優點，而避免了同調解調的需要，且同時不需要一傳統的非同調解調架構的嚴謹的規格。
參考文獻
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4.“Evaluation of SDR-implementation of IEEE 802.15.4 Physical Layer”,Roger Martinsen Koteng,Master of Science in Electronics-Thesis,July 2006.
5.“A Low-Complexity Frequency Offset Insensitive Detection for 2.4 GHz LR-WPAN”,Jung-Su Han and Hyung-Jin Choi,IEICE Transactions on Communications,volume E91-B,Number 7,July 2008.
1．．．收發器
2．．．低雜訊放大器
4．．．正交產生
6．．．降頻混頻器
8．．．訊號強度偵測單元
10．．．帶通濾波器
12．．．IF放大器12
14．．．AGC單元
16．．．ADC
18．．．類比轉數位轉換器
20．．．Sin/Cos查詢表格
22．．．降頻混頻器
24．．．低通濾波器
26．．．解調器
28．．．輸出連接
30．．．IEEE 802.15.4 PHY/MAC單元
32．．．微控制器
34．．．連接
40．．．調變器
42．．．OQPSK-至-MSK轉換器
44．．．MSK兩點調變器
46．．．功率放大器
50．．．類比單元
52．．．數位單元
54．．．數位基頻(BB)處理器
56．．．系統控制單元
70．．．取樣器
72．．．雙重相關器
74．．．平均單元
76．．．最大值決策單元
78．．．訊框同步單元
80．．．訊號品質分析單元
82．．．前序訊號/視窗/最大值偵測單元
84．．．符號/碼片同步單元
86．．．定時連接
82a．．．前序訊號偵測單元
82b．．．視窗單元
82c．．．最大值偵測單元
83．．．連接
84a．．．碼片同步校正單元
84b．．．碼片/符號時脈單元
86．．．定時連接
90．．．降頻混合器
92．．．低通濾波器
94．．．正交本地振盪器
96．．．正弦LUT轉換
98．．．半正弦脈波整形單元
100．．．數位至類比轉換器
102．．．低通濾波器
104．．．升頻混合器
150、152．．．取樣儲存RAM單元
154．．．微控制器
200．．．積體電路
202．．．電源供應器
204．．．解耦合電容器
206．．．天線
208．．．晶體振盪器
210．．．晶片上管理單元
212．．．客製邏輯單元
214．．．DAC
216．．．系統記憶體
218．．．晶片上感測器
220．．．ADC
222．．．晶片外(off-sensor)感測器
224．．．晶片上時脈管理單元
226．．．連接
228．．．應用實例
230．．．溫度感測器
232．．．發光(及光感測器)
234．．．安全感測器
236．．．加熱器
238．．．白色家電
240．．．娛樂單元
242．．．光開關
244．．．閘道器
1102．．．通道濾波器
1104．．．頻率和相位補償器
1106．．．頻率和相位估測器
1108．．．相關器
1110．．．最大值決策單元
1112．．．訊框同步單元
1202．．．延遲和差分濾波器
1204．．．相位和頻率補償器
1206．．．相位和頻率估測器
1208．．．雙重相關器
1210．．．最大值決策單元
1212．．．訊框同步單元
為達到本發明的更好理解，藉由實例方式顯示如何以相同的方式進行隨附圖式的效果參照：
第1圖根據本發明的第一具體實施例顯示一收發器。
第2圖顯示第1圖的收發器的一解調器部份。
第3圖顯示第2圖的解調器之一雙重相關器單元。
第4圖顯示第2圖的解調器之一目前/早先/晚於偵測單元。
第5圖顯示來自雙重相關器單元的實例輸出波形。
第6圖根據本發明的第二具體實施例顯示一替代性的收發器。
第7圖根據本發明的第三具體實施例顯示一替代性的收發器。
第8圖根據第一、第二、或第三具體實施例顯示包含收發器的子組件。
第9圖顯示第8圖中所顯示使用的子組件之應用實例。
第10圖根據本發明顯示方法的流程圖，其可根據第一、第二、或第三具體實施例之任何一者而於一裝置中執行。
第11圖根據Koteng[4]顯示一先前技術收發器的一同調解調器。
第12圖根據Han和Choi[5]顯示一先前技術收發器的一非同調解調器。
1．．．收發器
2．．．低雜訊放大器
4．．．正交產生
6．．．降頻混頻器
8．．．訊號強度偵測單元
10．．．帶通濾波器
12．．．IF放大器12
14．．．AGC單元
16．．．ADC
18．．．類比轉數位轉換器
20．．．Sin/Cos查詢表格
22．．．降頻混頻器
24．．．低通濾波器
26．．．解調器
28．．．輸出連接
30．．．IEEE 802.15.4 PHY/MAC單元
32．．．微控制器
34．．．連接
40．．．調變器
42．．．OQPSK-至-MSK轉換器
44．．．MSK兩點調變器
46．．．功率放大器
50．．．類比單元
52．．．數位單元
54．．．數位基頻(BB)處理器
56．．．系統控制單元

Claims (14)

  1. 一種操作於根據一標準解碼來自一類比訊號的數位資料之接收器，包含：一類比前端和一數位解碼器，其中該類比前端包含：複數個類比元件，其包含有用於接收該類比訊號的一類比訊號輸入、至少一放大器，其經排置以放大該類比訊號、及一類比轉數位轉換器(ADC)，其經排置以轉換該放大的類比訊號至一數位訊號，及其中該數位解碼器包含：一數位訊號輸入，其連接至該類比轉數位轉換器(ADC)的輸出、及一解調器，其包含：複數個經連接以由一具有一碼片頻率的時脈訊號驅動的數位元件，該數位元件包含：一取樣器，其可操作於以該碼片頻率的倍數的一取樣頻率取樣該數位訊號；一相關性單元，其可操作於使用一雙重相關性函數處理在所取樣的數位化之訊號中的一組位元，該組位元稱為一符號，及由此輸出一組相關值；其中該組相關值係己被處理的該符號和一組根據該標準定義的可能符號之間可能映射的一指示器；一符號選擇單元，其具有根據每組相關值的一分析來決定何者符號己被接收的功能；及一頻率校正單元，其操作於根據來自該相關性單元的相關值輸出，輸出用於隨時調整該碼片頻率的一頻 率控制訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該頻率校正單元操作以基於在每組相關值中的最大相關值是否早發生於或晚於根據目前正使用的該碼片頻率而偵測到者的一測量，於一時間量增加或減少該碼片頻率。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之接收器，進一步包含：一同步單元，其具有：一輸入，其經連接以自該頻率校正單元接收該頻率控制訊號、及一輸出，其操作以輸出具有該碼片頻率的一時脈訊號至該解調器的元件，其中該同步單元設定相關於該頻率控制訊號的該碼片頻率。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該數位解碼器進一步包含：一平均單元，其設置於該相關性單元和該符號選擇單元之間，該平均單元操作以由該相關性單元藉由在延展以一預測的校正偵測時間為中心的一定時視窗之一連續時間間隔上平均每一相關值，來修正該相關值輸出。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，進一步包含： 一訊號品質分析單元，該訊號品質分析單元包含：一輸入，其經連接以接收一類比接收訊號強度指示器(ARSSI)訊號，該訊號表示在其放大之後該類比訊號的訊號強度；一處理部分，其經操作以在基於現行的基礎上確認在該解調器的一測量效能屬性如何與需要符合該標準的效能屬性的一最小值比較，因而決定一操作邊限；及一控制輸出，其連接至在該類比前端的至少一元件的一控制輸入，及經操作以根據該操作邊限和該ARSSI訊號輸出一前端控制訊號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該效能屬性係一或多個基頻訊號雜訊比、及雜訊因子，或是由一或多個基頻訊號雜訊比、及雜訊因子導出。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該至少一放大器具有根據該前端控制訊號而控制使用的一增益。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該ADC具有一位元解析度，該位元解析度係可變的及根據該前端控制訊號被控制使用。
  9. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該ADC係以一ADC取樣頻率操作，該取樣頻率係根據該前端控制訊號被控制使用。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，進一步包含：一天線，其連接至用於無線地接收該類比訊號的該類比訊號輸入。
  11. 一種收發器，包含如申請專利範圍第1項至第10項之任何一項所述之接收器和一傳送器，該傳送器具有一數位部分及一類比部分，該數位部分包含一調變器並與該接收器的數位解碼器整合，該類比部分與該接收器的類比前端整合。
  12. 一種無線個人區域網路，包含複數個收發器，每一收發器包含如申請專利範圍第1項至第10項之任何一項所述之接收器和一傳送器，該傳送器具有一數位部分及一類比部分，該數位部分包含一調變器並與該接收器的數位解碼器整合，該類比部分與該接收器的類比前端整合，其中每一收發器經配置而與該等收發器中的至少其它一者操作性地進行無線通訊。
  13. 一種解碼來自一類比訊號的數位資料之方法，該類比訊號已知為符合一特定標準，該方法包含以下步驟： (i)接收該類比訊號；(ii)放大該類比訊號；(iii)轉換該類比訊號為一數位訊號；及(iv)解調具有由一時脈訊號設定的一碼片頻率的該數位訊號，其中該解調係由以下步驟進行：(a)以該碼片頻率的倍數之一取樣頻率取樣該數位訊號；(b)運用一雙重相關性函數以處理在該取樣的數位化訊號中的一組位元，該組位元稱為一符號，以計算一組相關值，其中該組相關值係己被處理的該符號和一組根據該標準定義的可能符號之間可能映射的一指示器；及(c)根據每組相關值的一分析來決定何者符號己被接收，其中該碼片頻率係根據該相關值以隨時作調整。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之方法，其中該碼片頻率於一時間量增加或減少，其係基於在每組相關值中的該最大相關值是否早發生於或晚於根據目前正使用的碼片頻率而偵測到者的一測量。
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