KR101705351B1 - 스마트 유틸리티 네트워크 통신 시스템의 수신 장치 및 방법 - Google Patents

스마트 유틸리티 네트워크 통신 시스템의 수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

수신 장치는 FSK 신호를 수신하면, FSK 신호를 크기와 편각으로 이루어진 위상자로 변환하고, 변환된 위상자로부터 CFO(carrier frequency offset)를 추정하고 보상하며, 변환된 위상자로부터 데이터 비트를 복원한다.

Description

스마트 유틸리티 네트워크 통신 시스템의 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING OF SMART UTILITY NETWORK COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 스마트 유틸리티 네트워크 시스템의 FSK(Frequency Shift Keying) 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 FSK 변조 기반 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 전기뿐만 아니라 수도, 가스와 같은 각종 유틸리티 사용 정보를 유틸리티 공급자와 소비자가 양방향으로 실시간 정보를 교환함으로써 에너지 소비 효율을 높이면서 쾌적한 주거 환경을 제공하는 AMI(Advanced Metering Infrastructure) 에너지 관리 장치의 중요성이 강조되고 있다.
현재까지 전기, 수도, 가스 등의 유틸리티 사용량을 원격으로 검침하고 관리하는 원격 검침 시스템은 PLC와 지그비(ZigBee) 기술을 기반으로 활발한 연구가 진행되어 미국, 유럽 등지에서 대규모 사업화가 이루어지고 있다. 그러나 지그비 무선 기술은 열악한 유틸리티 네트워크 통신 환경에서 높은 링크 마진 특성을 얻기가 어렵고, 특히 원거리 실외 환경에서 메쉬 라우팅(Mesh Routing) 기술과 연계하는데 한계를 가지고 있어 미국의 유틸리티 서비스 업체 중심으로 스마트 그리드와 연계한 새로운 국제표준인 IEEE 802.15.4g SUN(Smart Utility Network) 무선 전송기술 표준을 제정하였다.
IEEE 802.15.4g SUN 무선 전송 표준의 물리계층은 저전력 기술로 알려져 있는 협대역 FSK 변조 기법이 채택되었고, 이러한 협대역 FSK 변조 기법은 협대역 특성으로 인해 통신 도달거리가 1Km 이상이 되어 스마트 그리드용 AMI 시스템에 최적인 기술이다.
그러나 FSK 변조 시스템은 수신 방법에 따라 성능 차이가 많이 나서 최대 통신 도달거리와 관련이 있는 수신기 감도(receiver sensitivity)가 좋지 좋지 않을 수 있으며, IEEE 802.15.4g SUN 표준기반 네트워크에서 원활한 AMI 시스템을 구동시키기 위한 채널 스캔(Channel Scan), CCA(Clear Channel Access) 등을 위한 정보를 추출하기가 어려울 수 있다. 따라서, 스마트 그리드용 SUN 네트워킹 환경에 적합한 FSK 변조 방법이 필요하다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 SUN 통신 시스템에서 통신 반경이 넓고, 열악한 무선 채널 환경에서 신뢰성 있는 통신 품질을 보장하고, SUN 네트워크가 원활히 동작하기 위해 필요한 정보를 제공할 수 있는 FSK 변조 기반의 수신 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, FSK(Frequency Shift Keying) 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법이 제공된다. 수신 방법은 FSK 신호를 수신하는 단계, 상기 FSK 신호를 크기와 편각으로 이루어진 위상자로 변환하는 단계, 그리고 상기 위상자로부터 데이터 비트를 복원하는 단계를 포함한다.
상기 복원하는 단계 전에 상기 위상자를 이용하여 CFO(Carrier Frequency Offset)를 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 보상하는 단계는 상기 FSK 신호 중 정해진 구간의 신호에 대응하는 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 정해진 구간은 프리앰블 구간을 포함할 수 있다.
상기 정해진 구간은 SFD(Start of Frame Delimiter) 구간을 포함할 수 있다.
상기 FSK 신호는 프리앰블 구간 및 페이로드 구간을 포함하고, 상기 프리앰블 구간 및 상기 페이로드 구간 중 적어도 하나는 묵음 구간을 포함할 수 있다.
상기 복원하는 단계는 상기 묵음 구간에서 변환된 위상자를 이용하여 상기 FSK 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 프리앰블 구간의 묵음 구간은 프리앰블 신호 이후에 삽입될 수 있다.
상기 페이로드 구간의 묵음 구간은 일정한 간격으로 삽입될 수 있다.
상기 변환하는 단계는 상기 FSK 신호와 설정된 위상 차만큼 지연된 FSK 신호의 켤레 복소수의 곱으로부터 상기 위상자를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 변환하는 단계는 상기 FSK 신호와 위상 차만큼 지연된 FSK 신호의 차이로부터 상기 위상자를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 복원하는 단계는 상기 위상자의 허수 크기(imaginary magnitude)로부터 비트 1 또는 0을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 한 실시 예에 따르면, FSK 신호를 수신하는 장치가 제공된다. 수신 장치는 상기 FSK 신호를 크기와 편각으로 이루어진 위상자로 변환하는 위상자 상관기, 그리고 상기 위상자로부터 데이터 비트를 복원하는 클록 및 데이터 복원기를 포함한다.
상기 수신 장치는 상기 복원하는 단계 전에 상기 위상자를 이용하여 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정하고 보상하는 CFO 보상부를 더 포함할 수 있다.
상기 FSK 신호는 프리앰블 신호를 포함하고, 상기 CFO 보상부는 상기 프리앰블 신호로부터 변환된 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정할 수 있다.
상기 FSK 신호는 SFD(Start of Frame Delimiter)를 포함하고, 상기 CFO 보상부는 상기 SFD로부터 변환된 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정할 수 있다.
상기 FSK 신호는 데이터를 포함하며, 상기 클록 및 데이터 복원기는 상기 데이터로부터 변환된 위상자의 허수 크기(imaginary magnitude)로부터 비트 1 또는 0을 결정할 수 있다.
상기 수신 장치는 상기 위상자를 이용하여 상기 FSK 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 간섭신호 제거부를 더 포함할 수 있다.
상기 FSK 신호는 묵음 구간을 포함하며, 상기 간섭신호 제거부는 상기 묵음 구간에서 변환된 위상자를 이용하여 간섭 신호를 추정할 수 있다.
상기 FSK 신호는 프리앰블 신호를 포함하는 프리앰블 구간 및 데이터를 포함하는 페이로드 구간을 포함하고, 상기 프리앰블 구간 및 상기 페이로드 구간 중 적어도 하나는 묵음 구간을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 의하면, SUN 통신 시스템의 수신 장치는 열악한 무선 채널 환경에서 신뢰성 있는 통신 품질을 제공할 수 있고, SUN 네트워킹을 원활히 할 수 있는 각종 정보를 제공할 수 있다.
또한 SUN 통신 시스템의 수신 장치는 기존 FSK 수신 장치보다 반송파 주파수 오프셋(carrier frequency offset)을 효과적으로 추정 및 보상할 수 있어 저비용/저전력의 오실레이터를 사용할 수 있고, 저전력 SUN 네트워크 구성에 용이하다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 적용되는 FSK 변조 기법을 나타낸 개념도이다.
도 2는 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기를 나타낸 개념도이다.
도 3은 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 4는 도 2에 도시된 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기를 실제로 구현한 FSK 수신 장치의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 5는 ADC 비트 해상도에 따른 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 6은 CFO에 따른 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 7은 FSK 수신 장치의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 8은 CFC의 구조 및 동작 원리를 나타낸 도면이다.
도 9는 CFC 방식과 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 비교한 그래프도이다.
도 10은 CFO에 따른 CFC 방식의 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기의 출력을 나타내는 개념도이다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기의 출력의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 13에서는 CFO에 따라 위상자가 회전되는 예가 도시되어 있다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치에서 비트 복원 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 16은 도 14에 도시된 FSK 수신 장치에 대한 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 17 및 도 18은 각각 본 발명의 실시 예에 따른 수신 패킷의 일 예를 나타낸 도면으로, IEEE 802.15.4g 표준의 패킷 구조이다.
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 스마트 유틸리티 네트워크 통신 시스템의 수신 장치 및 방법에 대하여 상세하게 설명한다.
스마트 유틸리티 네트워크(smart utility network, SUN) 무선 장치를 운용할 주파수 대역은 지역적으로 서로 다를 수 있으며, 전 세계적으로 868-870MHz, 902-928MHz, 2400-2483.5MHz 등의 대역을 예로 들 수 있다. 특히 대한민국에서는 최대 10dBm의 송신전력을 방사할 수 있는 917-923.5MHz 대역을 SUN 무선 장치를 위한 운용 주파수로 사용할 수 있다.
900MHz 대역은 2.4GHz ISM 대역에 비하여 전파 특성이 우수하여 통신거리 확보에 유리하나, 대한민국의 경우는 900MHz 대역에서 최대 10dBm으로 송신전력이 제한되어 있어 통신거리 확보가 어려울 수 있다. 또한 IEEE 802.15.4g SUN 표준에서 규정되어 있는 최소 수신기 감도(minimum receiver sensitivity)는 데이터율 50Kbps에서 -91dBm을 요구하고 있다. 200KHz 대역폭을 고려할 때 수신 노이즈 레벨(Rx Noise Level)이 -121dBm이므로 수신기 감도와의 마진이 30dB이다. 이 30dB의 마진으로 주파수 허용 편차(frequency tolerance) ±30ppm을 가지면서 BER(Bit Error Rate) 10-5을 만족하기 위한 SNR(Signal to Noise Ratio)이 확보가 되어야 표준을 만족할 수 있다. 저전력 수신기 구현을 위해 잡음 지수(noise figure, NF)와 구현손실을 15dB 이상을 고려하면 15dB이내의 SNR에서 BER 10-5을 만족해야 함을 알 수 있다.
그러나 저전력의 장점을 가지고 있는 FSK 송수신 시스템은 PSK나 OFDM 방식에 비하여 성능이 떨어져 요구 SNR이 상대적으로 높다. 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset, CFO)도 존재하지 않고, 클록 및 데이터 복원(Clock & Data Recovery, CDR)도 완벽하다고 가정했을 때의 이상적인 FSK 변조기를 고려하면 BER 10-5을 만족하기 위해 필요한 요구 SNR은 도 2와 같이 13dB이다. 따라서 여러 가지 성능열화 요소가 있는 상황에서도 최대한 이상적인 FSK 송신기 성능에 가깝게 FSK 수신기가 설계되어야 한다.
또한 IEEE 802.15.4g SUN 표준 기반의 네트워크가 원활히 동작하기 위해서는 네트워크 채널을 선택하기 위한 채널 스캐닝(channel scanning)에 사용할 수신기 ED(Energy detection) 값과, 현재 수신되는 패킷을 통해 링크의 품질을 확인하기 위한 LQI(Link Quality Indicator) 값, 수 많은 SUN 무선 장치가 한 네트워크에서 통신을 원활히 하기 위한 CCA(Clear Channel Access) 기능 등이 필요하다. 위와 같은 값을 추출하기 위한 FSK 수신 구조가 채택되어야 스마트 그리드용 SUN 시스템으로 활용될 수 있다.
FSK 송수신 시스템은 대표적인 협대역(Narrowband) 물리계층이며, 전력소모가 큰 고선형 전력 증폭기(High-linearity power amplifier)를 사용하지 않아도 되며, 반송파 위상 추적을 하지 않아도 되는 저전력/저복잡도의 논-코히어런트(Non-coherent) 수신기 구성이 가능하다는 장점이 있다. 특히 최적 코히어런트(Optimal coherent) 수신기와 논-코히어런트 수신기간의 성능차이가 1dB 내외여서 성능열화가 크지 않으면서 저전력의 수신기를 구성할 수 있다는 장점이 있다. 그러나 FSK 송수신 시스템은 일반적으로 BPSK 시스템에 비하여 성능이 떨어지는 단점이 있기 때문에 수신기 구성을 효과적으로 해야 한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 적용되는 FSK 변조 기법을 나타낸 개념도이다.
도 1에 도시한 바와 같이, FSK 변조는 디지털 신호인 비트 0과 1을 서로 다른 주파수에 각각 할당하여 전송하는 방식으로, FSK 변조 신호는 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00001
여기서 p(t)는 한 비트에 해당하는 펄스 폭(Ts)의 사각 펄스(rectangular pulse)이고, Eb는 비트당 에너지, fc는 반송파 주파수(carrier frequency), -f는 주파수 편이(frequency deviation)이다. 그리고 bk는 0 또는 1의 값으로 입력 데이터이다.
이와 같이, FSK 변조는 비트 0을 반송파 주파수보다 낮은 주파수로, 비트 1을 반송파 주파수보다 높은 주파수로 전송하는 방식이다. 이러한 FSK 변조 신호를 수신 장치에서 이상적으로 복조하는 방법이 도 2에 도시되어 있고, 이때의 BER 성능이 도 3에 도시되어 있다.
도 2는 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기를 나타낸 개념도이고, 도 3은 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기는 수신 신호 r(t)에 송신하는데 사용한 반송파와 동일한 반송파(Acosw1t, Acosw2t)를 곱하여 신호를 복원한다. 수신 신호 r(t)는 송신 장치에서 변조된 FSK 신호 s(t)와 잡음 n(t)의 합으로 정의될 수 있다. 이때 FSK 신호 s(t)는 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00002
FSK 신호 s(t)가 수학식 2와 같을 때 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 출력 신호 y(t)는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00003
이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기는 y(t)가 Tb/2일 때 비트 1로 결정하고, y(t)가 -Tb/2일 때 비트 0으로 결정한다.
도 2와 같은 방법으로 FSK 수신 신호를 복조하면, 도 3에 도시한 바와 같이 SNR에 따른 BER 성능이 BER 10-5을 만족하기 위한 SNR은 13dB임을 알 수 있다.
도 2의 FSK 논-코히어런트 수신기를 실제로 구현하기 위한 FSK 수신 장치의 일 예가 도 4에 도시되어 있다.
도 4는 도 2에 도시된 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기를 실제로 구현한 FSK 수신 장치의 일 예를 나타낸 도면이고, 도 5는 ADC 비트 해상도에 따른 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 나타낸 그래프도이다. 또한 도 6은 CFO에 따른 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 4에 도시한 바와 같이, FSK 수신 장치(400)는 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA)(410), 혼합기(mixer)(420), 대역통과필터(band pass filter, BPF) 및 가변 이득 증폭기(variable gain amplifier, VGA)(430), 아날로그 디지털 변환기(analog to digital converter, ADC)(440), 상관기(correlator)(450) 및 클록 및 데이터 복원기(Clock & Data Recovery, CDR)(460)를 포함한다.
FSK 수신 신호는 LNA(410)을 통과하면서 저잡음 증폭되고, 저잡음 증폭된 신호는 혼합기(420)에 의해서 기저대역 신호로 변환된다. 기저대역 신호는 BPF 및 VGA(430)를 거치면서 일정 대역 및 크기의 신호로 조정되고, ADC(440)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 상관기(450)는 디지털 신호와 송신에 사용한 반송파와 동일한 반송파 신호와의 디지털 상관하여 상관 값을 구하고, 구해진 상관 값이 CDR(460)을 통과하게 되면, 상관 값으로부터 비트 0 또는 비트 1이 결정된다.
이러한 FSK 수신 장치(400)는 비트 복원을 위해 디지털 상관을 이용하므로, ADC(430)를 필요로 하며, 도 5에 도시한 바와 같이, ADC(430)의 비트 해상도가 4비트 정도만 되어도 14dB(구현 손실 1dB)에서 BER 10-5을 만족할 수 있다. 그러나 이러한 상관기(440) 기반의 FSK 수신 장치(400)는 타이밍(timing) 정보가 정확해야 한다.
도 6에서 보는 바와 같이, CFO 값이 증가함에 따라 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능 열화가 심해짐을 알 수 있다. CFO는 송수신기의 오실레이터의 불일치(Mismatch)에 의해서 필연적으로 발생하는 성능 저하요소로써 이를 줄이기 위해서는 고비용의 오실레이터를 사용해야 함을 의미하며, 상관기(440) 자체의 복잡도로 인해 저전력/저가격 SUN 시스템 구현에 장애 요소가 된다. 따라서 실제로는 도 4와 같은 이상적인 FSK 수신 장치(400)를 사용하기보다는 도 7에 도시한 바와 같은 FSK 수신 장치(700)를 많이 사용한다.
도 7은 FSK 수신 장치의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 7에 도시한 바와 같이 제한기(limiter)(740)에서 BPF 및 VGA(730)의 출력 신호를 최대로 증폭 시킨 후 제한(limiting)하고, 주파수 판별기(frequency discriminator)(750)에서 제한된 신호를 이용하여 신호를 복조한다. 이 방법은 FSK 수신 장치(700)가 간단하다는 장점이 있다.
도 7과 같은 FSK 수신 장치(700)를 택하는 대표적인 예는 아날로그 디바이스(analog device)사의 CFC(Complex Frequency Correlator) 방식이 있으며, CFC의 구조 및 동작 방식은 도 8과 같다.
도 8은 CFC의 구조 및 동작 원리를 나타낸 도면이다.
도 8에 도시한 바와 같이, CFC 방식은 제한된 신호인 I/Q 신호로부터 사인 상관기(sine correlator)와 코사인 상관기(cosine correlator)의 출력 값(Vs, Vc)을 합하여 출력하며, CFC의 출력 값(Vo)을 최적 포인트(optimal point)를 중심으로 비트 0과 비트 1의 주파수를 구분하는 방법이다.
도 9는 CFC 방식과 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기의 성능을 비교한 그래프도이고, 도 10은 CFO에 따른 CFC 방식의 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 9에 도시한 바와 같이, CFC 방식은 BER 10-5을 만족하기 위한 SNR이 18dB 이상인 것을 알 수 있다. 이러한 CFC 방식은 도 2의 이상적인 FSK 논-코히어런트 수신기와 비교하였을 때 5dB의 성능차이가 발생함을 알 수 있다. 이렇게 성능열화에도 불구하고 이와 같은 FSK 수신 장치를 채택하는 이유는 이상적보다 저전력으로 구현할 수 있다는 장점이 있기 때문이다. 그러나, 도 10에 도시한 바와 같이 CFC의 구조도 CFO에 대해 민감하여 성능 열화가 심한 문제점이 있다.
도 10을 보면, CFO의 양이 적을 때는 DC 오프셋 추정 방법을 통해 어느 정도 보상이 가능하지만, CFO의 양이 어느 이상을 넘어서게 되면, 도 8에서 최악의 포인트(worst point)로 CFC의 출력 값(Vo)이 이동하게 되어 비트 반전(bit inversion)이 발생하게 된다. 이런 현상이 발생하게 되면, BER은 0.5의 값을 가지게 되어 수신신호를 전혀 복구해 낼 수가 없다.
또한 이러한 CFC 방식은 ADC를 사용하지 않고 제한을 시켰기 때문에, 수신기 ED(Energy Detection) 및 LQI(Link Quality Indicator) 제공이 용이하지 않고, CCA 방법 등을 적용하기 어렵다. 또한 신호를 제한시키기 위해 송수신기간 통신거리에 상관없이 항상 VGA를 최대 이득으로 유지하여 불필요한 전력소모가 발생한다는 단점이 있다.
따라서 본 발명의 실시 예에서는 이상적인 FSK 수신기 구조와 CFC 구조를 모두 보완할 수 있는 새로운 FSK 수신 장치를 제안하고자 한다.
본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치는 복소수 도메인(complex domain)에서의 위상 측정(phase measurement)를 이용하여 주파수 차이를 구분한다. 이를 위해 위상자 상관기(phasor correlator)를 이용한다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기의 출력을 나타내는 개념도이고, 도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기의 출력의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
FSK 수신 신호는 중간 주파수(intermediate frequency, IF) fIF 및 주파수 편이 fd를 고려하였을 때 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00004
위상자 상관기는 FSK 수신 신호 r(t)를 FSK 수신 신호 r(t)와 위상 차가 지연 d일 때의 FSK 수신 신호 r(t-d)를 이용하여 위상자(phasor)로 변환한다. 위상자는 극좌표에서의 크기와 편각으로 이루어진 벡터를 나타낸다. 즉, FSK 수신 신호 r(t)를 위상자 상관기를 통과시키면, 위상자 상관기의 출력 신호는 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00005
수학식 5에서 f에 비트 1과 0에 해당하는 주파수를 대입하면, 도 11에 도시한 바와 같이 두 개의 위상자가 도시되며 이 위상자로부터 주파수 차이를 구분해 낼 수 있다. 여기서 fIF와 d는 정해져 있는 값이므로 exp(j2π*fIF*d)은 상수 복소수(constant complex)이다. 위상 차에 해당하는 지연 d는 도 11의 두 개의 위상자가 최대한 멀리 떨어져 있도록 정하며 수학식 6과 같이 정해질 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00006
수학식 6으로부터 d를 구하면 1/(4*fd)이다.
도 11로부터 CFO가 존재하지 않는다면, 위상자의 허수 크기(imaginary magnitude)로부터 용이하게 비트 1과 0의 정보를 결정 내릴 수 있다.
한편, CFO fo가 존재할 경우 수학식 5는 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013049908615-pat00007
즉, 도 12와 같이 fo에 따라 비트 0과 1에 해당하는 위상자가 회전(rotation)하게 된다. 그리고 두 위상자의 벡터 합(vector addition)이 회전량이 되며, 이것이 바로 CFO 추정치에 해당한다. 따라서 위상자 상관기의 출력에서 간단한 합을 통해 정확하게 CFO 추정이 이루어질 수 있으며, 이 CFO 추정 값으로 CFO를 보상한 후 비트 1과 비트 0을 결정 내릴 수 있다. 이때 CFO 추정은 위상자를 구한 후 바로 적용하거나 혹은 LPF(Low Pass Filter)를 거친 후에 적용될 수 있다.
도 13에서는 CFO에 따라 위상자가 회전되는 예가 도시되어 있다.
도 13은 CFO에 따른 위상자의 회전을 나타낸 도면이다.
도 13을 참고하면, CFO가 존재하는 (b) 및 (c)의 위상자는 CFO가 존재하지 않는 (a)의 위상자에 비해 회전되어 있는 것을 알 수 있으며, CFO가 각각 10KHz 및 20KHz인 (b) 및 (c)의 위상자를 보면, CFO가 클수록 위상자의 회전이 큰 것을 알 수 있다. 이때 (b) 및 (c)의 위상자의 합으로부터 각각 CFO가 추정될 수 있다.
이상에서 설명한 위상자 상관기를 이용한 FSK 수신 장치는 도 14와 같이 구성될 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치를 나타낸 도면이고, 도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치에서 비트 복원 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 14를 참고하면, FSK 수신 장치(1400)는 LNA(1410), 혼합기(1420), BPF 및 VGA(1430), ADC(1440), 위상자 상관기(1450), 저역통과필터(low pass filter, LPF)(1460), CFO 보상부(1470) 및 CDR(1480)을 포함한다.
도 15를 보면, 저잡음 증폭기(1410)는 FSK 수신 신호를 저잡음 증폭시킨다(S1510).
혼합기(1420)는 저잡음 증폭된 FSK 수신 신호를 기저대역 신호로 변환한다(S1520).
BPF 및 VGA(1130)는 기저대역 신호로부터 잡음이나 간섭을 제거하고 일정 크기의 신호 조정한다(S1530).
ADC(1440)는 BPF 및 VGA(1430)의 출력인 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다(S1540).
위상자 상관기(1450)는 디지털 신호를 위상자로 변환한다. 위상자 상관기(1450)는 수학식 5와 같이 디지털 신호를 위상자로 변환한다(S1550). 위상자 상관기(1150)는 입력되는 디지털 신호와 이 디지털 신호를 시간 영역에서 지연시킨 디지털 신호의 켤레 복소수를 곱함으로써, 디지털 신호를 위상자로 변환시킬 수 있다.
저역통과필터(1460)는 디지털 신호로부터 노이즈를 제거한다(S1560).
CFO 보상부(1470)는 FSK 수신 신호로부터 변환된 위상자의 합으로부터 CFO를 추정하고(S1570), 추정한 CFO를 보상한다(S1580). CFO 보상부(1470)는 FSK 수신 신호의 프리앰블로부터 변환된 위상자의 합으로부터 CFO를 추정하고, 추정한 CFO를 보상할 수 있다.
CDR(1480)은 CFO가 보상된 후의 위상자의 허수 크기로부터 비트 1 또는 0의 정보를 결정 내린 신호로부터 데이터 전송률에 맞추어 비트 1 또는 0으로 복원한다.
도 16은 도 14에 도시된 FSK 수신 장치에 대한 BER 성능을 나타낸 그래프도이다.
도 16에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치(1400)는 BER 10-5을 만족하기 위한 요구 SNR이 15dB임을 알 수 있다. 이는 CFC 방식보다 3dB 개선된 것이며 이상적인 FSK 수신기보다는 2dB 성능 차이가 있지만, 무엇보다 CFO의 양에 따라 성능열화가 거의 없다는 장점이 있다.
또한 FSK 수신 장치(1400)는 ADC(1440)를 사용하였기 때문에 수신기 ED와 LQI를 계산할 수 있고, RF단의 LNA(1410), 혼합기(1420) 및 VGA(1430) 등의 이득을 수신 신호의 크기에 따라 조절 가능하게 하는 AGC(Automatic Gain Control) 알고리즘 적용이 가능하여 RF단의 전력소비를 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
이와 같은 위상자 상관기(1450)를 통한 FSK 수신 장치(100)의 다양한 동작 구현이 가능하다.
CFO 추정의 경우, 임의 랜덤 비트에 대해서는 불확실한 위상자의 합으로 인해서 안정적인 추정 값을 얻기 어렵다. 이를 회피하기 위해서 CFO 보상부(1470)는 위상자의 합을 알고 있는 비트 패턴에 대해서만 수행하여 CFO를 추정하고 보상한 후 그 이후의 비트에 대해서는 CFO를 추정하고 보상하지 않는다.
도 17 및 도 18은 각각 본 발명의 실시 예에 따른 수신 패킷의 일 예를 나타낸 도면으로, IEEE 802.15.4g 표준의 패킷 구조이다.
도 17에 도시한 바와 같이, 수신 패킷은 프리앰블 필드, SFD(Start of Frame Delimiter) 필드 및 페이로드를 포함한다.
프리앰블 필드는 프리앰블 신호를 포함하고, SFD 필드는 프레임의 시작을 알리는 구분자인 SFD를 포함한다. 페이로드는 실제 데이터인 PSDU(PHY service data unit)을 포함한다.
이때 SFD를 이용하여 프레임의 시작점을 찾은 뒤 데이터 복조가 시작된다. 이때 CFO 보상부(1470)는 CFO 추정을 위한 위상자를 위해 프리앰블 구간이나 혹은 SFD 구간의 신호만을 사용할 수 있다. 즉, 프리앰블 구간이나 및/또는 SFD 구간은 CFO 추정 및 보상 구간으로 사용될 수 있다.
프리앰블 구간이나 혹은 SFD 구간은 비트 패턴이 알려져 있으므로, 프리앰블 구간이나 혹은 SFD 구간의 신호만을 이용하여 CFO를 추정하고 그 이후 비트 심볼에 대해서는 그 이전에 추정한 CFO를 이용하여 보상한다. 즉, 랜덤 비트에 대해서 CFO를 추정하면 CFO 추정 값이 안정적이지 않을 수 있기 때문에 프리앰블 혹은 SFD 구간만을 이용하여 CFO를 추정함으로써, 안정적인 CFO 추정 값을 제공할 수 있다.
또한 채널 상황이 좋은 않거나 채널이 변화하는 환경의 경우, CFO의 값이나 위상의 변화를 감지하여 패킷에 적용하기 위해서 FSK 송신 장치에서 신호의 구조를 변경할 수 있다. 예를 들어, FSK 송신 장치는 채널이 좋지 않은 경우, 비트 심볼의 전송에 있어, 비트 심볼을 확산(spreading)시킬 수 있다. 이 경우, 0이나 1에 해당하는 특정한 반복 패턴(특히 임의 길이의 01이나 10 형식)을 갖게 되는데, 이러한 반복 패턴에 의거하여 위상자를 CFO 추정에 이용할 수 있다.
비트 심볼을 확산하는 경우가 아니라면, FSK 송신 장치는 위상자의 업데이트를 돕기 위해서 일정한 비트 인터리빙 패턴을 통해서 일정한 패턴을 삽입할 수 있다. 예를 들어 일정한 데이터 비트 Nb 개수마다 Np개의 0과 1의 반복 패턴을 삽입하는 구조를 만들 수 있다. 이 경우에는 Nb개 중에 비트의 오류가 존재하여도, 일종의 파일럿처럼 Np개의 패턴에 의거하여 CFO를 보상하여 이후 비트의 수신을 용이하게 만들 수 있다. 이러한 구조는 패킷의 길이가 길 경우에 선택적으로 사용될 수 있다. 즉, 길이가 작은 패킷의 경우에는 파라미터의 변화가 거의 없으나, 패킷의 길이가 길어지는 경우에는 통신 환경의 변화가 충분히 패킷 중간에 발생할 수 있기 때문이다.
본 발명의 실시 예에 따른 위상자는 수학식 5와 같이 복소수의 곱으로 구현 가능하나, 위상자 상관기(1450)는 계산량을 줄이기 위해서 단순히 s(t) - s(t-d) 형태로 차이를 구하는 방식을 취할 수 있다. 이 경우 곱셈이 아닌 뺄셈을 수행하므로 복잡성(complexity)가 줄어드는 장점이 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치(1400)는 PSK 및 OFDM에서도 활용될 수 있다. PSK의 경우, 각 변조 심볼과 심볼 사이에는 급격한 위상 변화를 막기 위해서 보통 펄스 성형 필터(pulse shaping filter)를 사용한다. 이 펄스 성형 필터를 사용함으로써 심볼과 심볼 사이에 위상 천이(phase transition)가 나타나게 되고, 이를 통해서 앞에서 설명한 비트 결정이나 CFO 추정 기법을 활용할 수 있다.
OFDM의 경우에는 데이터 비트를 전송하는 부반송파에 직접 적용하는 방법과 파일럿 부반송파에 적용하는 방법으로 구분될 수 있다. 데이터 비트에 직접 적용하는 경우에는 데이터 부반송파 단위로 심볼의 값에 따라서 위상 변화에 데이터를 실어 보내는 방법이다. 이 경우 데이터 심볼은 시간 영역에서의 동기의 변화만큼 일정한 위상 회전을 겪게 되는데, 여기에 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기(1450)를 적용하게 되면, 각 부반송파 사이에서 변화하는 위상을 추정할 수 있으며, 이에 근거하여 시간 영역에서의 동기 오차를 추정하여 보정할 수 있다.
보통의 OFDM 심볼의 복조는 파일럿 혹은 기준 심볼들로부터 주파수 영역의 채널 응답을 추정하여 데이터 심볼을 복조하므로, 시간 영역에서의 동기 오차가 발생하여도 데이터 심볼을 복호하는 데 문제가 없다. 하지만 정확한 OFDM 심볼의 동기 시점에 대한 정보는 송신기와 수신기의 전파거리를 추정하는데 있어서 중요한 정보이며, 또한 다중 송수신 시스템인 CoMP 기반의 OFDM 성능을 극대화 하는데 필수적인 정보이다. 이를 효과적으로 추정하기 위해서는 파일럿 신호에 본 발명의 실시 예에 따른 위상자 상관기(1450)를 적용하게 되면, 매우 정확한 동기 추정 오차를 예측할 수 있다. 이를 위해서 주파수 영역에서의 파일럿 패턴은 일정한 싱글 톤(single tone) 형태나 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스와 같이 크기가 일정한 시퀀스를 사용하는 것이 바람직하다. 이러한 신호를 기반으로 파일럿 신호를 생성하여 파일럿 부반송파에 실으면, 주파수 영역에서 파일럿 신호를 위상자 상관기를 통과시킴으로써, 원래 추정되어야 하는 기준 위상자로부터 벗어나는 위상을 기반으로 동기 신호를 추정할 수 있다.
또한 OFDM 심볼에서 파일럿 부분에 싱글 톤을 사용할 경우 나타나는 장점은 다중 OFDM 심볼이 섞이게 되는 다중 사용자 환경(이동통신이나 MU-MIMO 환경)에서는 서로 다른 OFDM 심볼에 의한 파일럿 영향을 제거할 수 있는 특징을 갖는다. 그리고 필터링을 통해서 특정 OFDM 심볼용의 파일럿만 추출이 가능하고 이로부터 타이밍 에러에 대한 정보를 추출 할 수 있다.
또한 위상자 상관기(1450)는 동일 채널에 발생하는 간섭이나 재밍 신호에 대한 추정 및 제거에 활용될 수 있다. 이러한 간섭신호를 추정함에 있어서 싱글 톤과 같은 재밍 신호나 전자기기의 간섭 신호와 같은 경우에는 그 특성이 장시간 변화하지 않는 특징이 있다. 이를 제거하기 위한 방안으로 이러한 간섭신호를 추정하는 것인데, 위상자 상관기(1450)의 구조를 사용하게 되면, 간섭 신호를 쉽게 추정할 수 있다. 하나의 예로 송신 장치의 신호 구조에 간섭 신호를 추정하기 위한 아무런 장치도 되어 있지 않은 경우, FSK 수신 장치(1400)에서는 패킷을 수신하기 전에, 위상자 상관기(1450)를 먼저 동작시키면, 이 동안에 간섭 신호로 인한 일정한 위상자가 발생하게 된다. 이 신호로부터 수신신호에서의 간섭신호 성분을 추정하여 제거할 수 있다.
하지만 송신 장치에서 간섭 신호를 추정하기 위한 장치를 해주지 않으면 언제나 간섭신호를 효과적으로 제거할 수는 없다. 따라서 송신 신호는 간헐적으로 묵음(Silence) 구간(즉, 신호를 보내지 않는 구간)을 설정하여 간섭신호를 추정할 수 있도록 구성해야 한다. 예를 들어 도 18과 같이 송신 장치는 프리앰블 구간에서 일정한 프리앰블 신호 이후에 묵음 구간을 삽입하거나 프리앰블과 묵음 구간을 반복적으로 전송할 수 있다. 그리고 시변 특성을 가지는 간섭신호를 제거하기 위해서는 송신 장치에서 프리앰블 뿐만 아니라 페이로드 구간에 대해서도 일정한 묵음 구간을 삽입할 수 있다. 이때 송신 장치는 삽입 패턴을 일정한 간격을 갖거나 일정한 시간 패턴을 갖는 형식으로 묵음 구간을 삽입할 수 있다.
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치의 다른 일 예를 나타낸 도면이다.
도 19를 참고하면, 본 발명의 실시 예에 따른 FSK 수신 장치(1400')는 간섭 신호 제거부(1490)를 더 포함할 수 있다. 간섭 신호 제거부(1490)는 도 17에 도시한 바와 같은 패킷을 수신하면, 패킷의 묵음 구간에서 위상자 상관기(1450)의 출력인 위상자를 이용하여 시변하는 간섭 신호의 특징을 추정하고 수신 신호로부터 제거할 수 있다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. FSK(Frequency Shift Keying) 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법으로서,
    묵음 구간을 포함하는 FSK 신호를 수신하는 단계,
    상기 FSK 신호를 크기와 편각으로 이루어진 위상자로 변환하는 단계, 그리고
    상기 위상자로부터 데이터 비트를 복원하는 단계
    를 포함하며,
    상기 복원하는 단계는 상기 묵음 구간에서 변환된 위상자를 이용하여 상기 FSK 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  2. 제1항에서,
    상기 복원하는 단계 전에 CFO(Carrier Frequency Offset)를 보상하는 단계
    를 더 포함하는 수신 방법.
  3. 제2항에서,
    상기 보상하는 단계는 상기 FSK 신호 중 정해진 구간의 신호에 대응하는 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  4. 제3항에서,
    상기 정해진 구간은 프리앰블 구간을 포함하는 수신 방법.
  5. 제3항에서,
    상기 정해진 구간은 SFD(Start of Frame Delimiter) 구간을 포함하는 수신 방법.
  6. 제1항에서,
    상기 FSK 신호는 프리앰블 구간 및 페이로드 구간을 포함하고,
    상기 프리앰블 구간 및 상기 페이로드 구간 중 적어도 하나는 상기 묵음 구간을 포함하는 수신 방법.
  7. 삭제
  8. 제6항에서,
    상기 프리앰블 구간의 묵음 구간은 프리앰블 신호 이후에 삽입되는 수신 방법.
  9. 제6항에서,
    상기 페이로드 구간의 묵음 구간은 일정한 간격으로 삽입되는 수신 방법.
  10. 제1항에서,
    상기 변환하는 단계는 상기 FSK 신호와 위상 차만큼 지연된 FSK 신호의 켤레 복소수의 곱으로부터 상기 위상자를 계산하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  11. 제1항에서,
    상기 변환하는 단계는 상기 FSK 신호와 설정된 위상 차만큼 지연된 FSK 신호의 차이로부터 상기 위상자를 계산하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  12. 제1항에서,
    상기 복원하는 단계는 상기 위상자의 허수 크기(imaginary magnitude)로부터 비트 1 또는 0을 결정하는 단계를 더 포함하는 수신 방법.
  13. FSK(Frequency Shift Keying) 신호를 수신하는 장치로서,
    묵음 구간을 포함하는 FSK 신호를 크기와 편각으로 이루어진 위상자로 변환하는 위상자 상관기,
    상기 묵음 구간에서 변환된 위상자를 이용하여 상기 FSK 신호로부터 간섭 신호를 제거하는 간섭신호 제거부, 그리고
    상기 간섭 신호가 제거된 신호로부터 변환된 위상자를 이용하여 데이터 비트를 복원하는 클록 및 데이터 복원기
    를 포함하는 수신 장치.
  14. 제13항에서,
    상기 위상자 상관기에 의해 변환된 상기 위상자를 이용하여 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정하고 보상하는 CFO 보상부
    를 더 포함하는 수신 장치.
  15. 제14항에서,
    상기 FSK 신호는 프리앰블 신호를 포함하고,
    상기 CFO 보상부는 상기 프리앰블 신호로부터 변환된 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정하는 수신 장치.
  16. 제14항에서,
    상기 FSK 신호는 SFD(Start of Frame Delimiter)를 포함하고,
    상기 CFO 보상부는 상기 SFD로부터 변환된 위상자의 합으로부터 상기 CFO를 추정하는 수신 장치.
  17. 제14항에서,
    상기 FSK 신호는 데이터를 포함하며,
    상기 클록 및 데이터 복원기는 상기 데이터로부터 변환된 위상자의 허수 크기(imaginary magnitude)로부터 비트 1 또는 0을 결정하는 수신 장치.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 제13항에서,
    상기 FSK 신호는 프리앰블 신호를 포함하는 프리앰블 구간 및 데이터를 포함하는 페이로드 구간을 포함하고,
    상기 프리앰블 구간 및 상기 페이로드 구간 중 적어도 하나는 상기 묵음 구간을 포함하는 수신 장치.
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