JP2011030036A - 増幅回路、半導体集積回路、無線伝送システム、通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域に亘って良好な利得を得ることができる増幅回路にする。
【解決手段】入力抵抗１１２，１１４を有する入力部３、差動構成の増幅セル１２０，１４０，１６０を縦続接続した増幅セル部４、増幅セル１４０の差動出力を増幅セル１２０の入力へ帰還する帰還抵抗１８２，１８４を有する直流帰還部５を設ける。増幅セル１２０はＮＭＯＳ１２２，１２４と負荷抵抗１２６，１２８と電流源１３２を有する。増幅セル１４０はＮＭＯＳ１４２，１４４と負荷抵抗１４６，１４８と電流源１５２を有する。増幅セル１６０はＮＭＯＳ１６２，１６４と負荷抵抗１６６，１６８と電流源１７２を有する。差動接続された一対のＮＭＯＳの負荷としてインダクタンスやＰＭＯＳを用いずに負荷抵抗を使用した増幅セルを複数段縦続接続して利得を稼ぐとともに、後段側の増幅セルの出力から前段側の増幅セルの入力に対して帰還をかけることで負帰還増幅回路を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅回路、半導体集積回路、無線伝送システム、通信装置に関する。たとえば、ＵＷＢ（Ultra Wide Band ）やミリ波帯で動作する送信側や受信側の通信装置などに適用される高周波増幅回路に関する。

広帯域および高利得の両者の要求に応え得る増幅回路として、たとえば特許文献１，２には、広い周波数範囲において平坦な増幅特性を備える広帯域増幅器が提案されている。

特開２００９−００５１３７号公報 特開２００７−１９５１８９号公報

たとえば、特許文献１では、ソース端子の電位が固定され、入力信号をゲート端子で受けるトランジスタと、トランジスタのドレイン端子に接続された負荷と、トランジスタのドレイン端子と負荷との接続点と、高周波回路の出力端子との間に、インダクタおよび容量が直列に接続された直列回路と、を備え、トランジスタの出力インピーダンスを表す出力等価回路、負荷、および直列回路により、所定の特性を備えるバンドパスフィルタが構成されることを高周波回路を提案している。要するに、ＧＨｚ以上の広帯域増幅回路をインダクタンスを用いた負荷回路で実現している。

特許文献２では、第１の反転入力、第１の非反転入力、第１の反転出力、および第１の非反転出力を有する第１の演算増幅器と、第２の反転入力、第２の非反転入力、第２の反転出力、および第２の非反転出力を有する第２の演算増幅器であって、第２の反転出力が第１の非反転入力に接続し、第２の非反転出力が第１の反転入力に接続する該第２の演算増幅器と、第１の非反転入力および第１の反転出力に接続する第１のフィードバック素子と、第１の反転入力および第１の非反転出力に接続する第２のフィードバック素子と、第２の反転入力および第１の反転出力に接続する第３のフィードバック素子と、第１の非反転入力および第１の非反転出力に接続する第４のフィードバック素子と、を備える差動トランスインピーダンス増幅器回路を提案している。要するに、ＧＨｚ以上の広帯域増幅回路を抵抗帰還型で実現している。

しかしながら、特許文献１の仕組みは、負荷回路にインダクタンスを用いていることに起因する難点がある（詳細は実施形態で説明する）。また、特許文献２の仕組みでは、たとえば、図２６，２７，２８，２９にてＰＭＯＳを用いた回路が記載されており、さらに、段落８１にて「この図は、図７の一次の入れ子状のＴＩＡ７００を示しており、当該ＴＩＡ７００は、オペアンプ７１０の第１の実装形態を含んでいる。」と記載されている。しかし、周波数特性の劣るＰ型のトランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ、ＰＮＰトランジスタ）を用いたトランスインピーダンス増幅器を複数使用して構成しているために広帯域化には難点がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、負荷にインダクタンスやＰ型のトランジスタを用いずに、広帯域に亘って良好な利得を得ることができる仕組みを提供することを目的とする。

本発明に係る増幅回路の一態様は、差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部と、増幅セル部の後段側の増幅セルの差動出力信号を前段側の増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部と、差動の入力信号を増幅セル部の初段の入力に供給する入力部とを備えるものとした。

つまり、増幅セルの差動接続された一対のＮ型のトランジスタの負荷としては、インダクタンスやＰ型のトランジスタを用いずに、負荷抵抗を使用している。加えて、増幅セルを複数段縦続接続して利得を稼ぐ構成にするとともに、後段側の増幅セルの出力から前段側の増幅セルの入力に対して帰還をかけることで、負帰還増幅回路が構成されるようにしている。

このような構成の増幅回路は、好適な形態としては、増幅セル部、帰還部、入力部を同一の半導体基板に形成して半導体集積回路として提供される。

また、このような構成の増幅回路や半導体集積回路は、たとえばＵＷＢやミリ波帯で無線伝送を行なう無線伝送システムの送信側や受信側の通信装置における増幅部（高周波増幅回路）として適用される。

本発明の一態様によれば、インダクタンスや周波数特性の劣るＰ型のトランジスタを用いることなく、広い帯域で高利得を実現する増幅回路や増幅回路が実装された半導体集積回路や無線伝送システムや通信装置を実現できる。

第１実施形態の増幅回路の構成を示す図である。 第１実施形態の増幅回路の周波数帯域を説明する図である。 第２実施形態の増幅回路の構成を示す図である。 第３実施形態の増幅回路の構成を示す図である。 第４実施形態の増幅回路の構成を示す図である。 第５実施形態の増幅回路の構成を示す図である。 第５実施形態の増幅回路で使用される可変抵抗回路を説明する図である。 第６実施形態の無線伝送システムの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。 第６実施形態の無線伝送システムにおける信号の多重化を説明する図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。各機能要素について実施形態別に区別する際には、Ａ，Ｂ，Ｃ，…などのように大文字の英語の参照子を付して記載し、特に区別しないで説明する際にはこの参照子を割愛して記載する。図面においても同様である。

なお、説明は以下の順序で行なう。

１．第１実施形態（複数段の増幅セル＋帰還回路）
２．第２実施形態（第１実施形態＋直流動作点安定化回路）
３．第３実施形態（第１実施形態＋負荷寄生容量補正回路）
４．第４実施形態（第２実施形態＋利得調整回路）
５．第５実施形態（第４実施形態＋必要周波数帯域に応じた動作電流設定）
６．第６実施形態（無線伝送システムの通信装置への適用）

＜第１実施形態＞
図１〜図１Ａは、第１実施形態の増幅回路を説明する図である。ここで、図１は、第１実施形態の増幅回路の構成を示す図である。図１Ａは、第１実施形態の増幅回路１Ａの周波数帯域を説明する図である。

第１実施形態の増幅回路１Ａは、入力部３、信号を増幅する機能を持つ増幅セルASを複数段縦続接続した増幅セル部４、直流帰還部５、動作電流を規定する基準電圧を生成する基準電源部６を備えている。これらの各機能部は、同一の半導体基板上に構成され半導体集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）として提供される。

この例では、増幅セル部４は、差動アンプ構成の増幅セルAS（１２０，１４０，１６０）の３段を縦続接続した構成のものである。最終段の増幅セル１６０は、出力アンプとしても機能する。増幅セルASを複数段縦続接続することで利得を稼ぎ、合わせて直流帰還部５による直流負帰還作用により直流動作点をある程度の範囲で安定に維持する構成としている。「ある程度の範囲で」と称しているのは、ある箇所の動作点が基準点と一致するような負帰還回路とは異なる点を考慮したものである。交流ゲインだけを考えた場合には、容量結合で帰還させてもよい。

ここで、増幅セルASを差動アンプ構成とするに当たり、本実施形態では、Ｎ型のトランジスタを用いて差動対を構成するとともに、負荷には能動負荷やインダクタンスセルを用いずに抵抗素子を用いる点に特徴がある。Ｎ型のトランジスタとしては、Ｎ型のＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳ）や、Ｎ型のバイポーラ接合トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）の何れをも使用し得るが、以下ではＮＭＯＳを使用するものとして説明する。

差動対や能動負荷にＰ型のトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ（ＰＭＯＳ）やＰＮＰトランジスタ）を使用することが考えられるが、Ｐ型のトランジスタはＮ型のトランジスタと比べると高周波特性が劣るので採用しないことにした。

たとえば、周波数特性の劣る型のトランジスタを用いたトランスインピーダンス増幅器を複数使用して構成することが考えられるが、それでは、広帯域に対応したベースバンド信号の増幅器としては適さない。

また、インダクタンスを使用すると、そのＱ値により帯域幅が狭くなりバンドパス（ＢＰＦ）特性を呈してしまう難点がある。ＢＰＦ特性の帯域が元々の用途と同じかそれ以上であれば問題ないと考えられるが、定数ばらつきにより性能が劣化する難点がある。また、増幅回路１Ａを半導体集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）として実装する場合には、インダクタンスを使用するとチップサイズが大きくなる難点がある。チップサイズを優先すると、場合によってはインダクタンスをチップ外に配することも必要になる。これに対して、抵抗素子はインダクタンスよりも半導体集積回路に作り込み易いし定数ばらつきも少ない。

各増幅セルASは、ＮＭＯＳの差動対、負荷となる抵抗素子、増幅セルASの動作電流を生成する電流源を有する。たとえば、初段（１段目）の増幅セル１２０は、ＮＭＯＳ１２２，１２４の差動対、ＮＭＯＳ１２２，１２４のドレインに各別に接続された負荷抵抗１２６，１２８、ＮＭＯＳ１２２，１２４のソースに共通に接続された電流源１３２を有する。負荷抵抗１２６，１２８の他方の端子は高電位側の電源Ｖdd_1と接続される。電流源１３２の他方の端子は接地（ＧＮＤ）と接続される。なお、接地に代えて低電位側の電源電圧Ｖss_1としてもよい。

２段目の増幅セル１４０は、ＮＭＯＳ１４２，１４４の差動対、ＮＭＯＳ１４２，１４４のドレインに各別に接続された負荷抵抗１４６，１４８、ＮＭＯＳ１４２，１４４のソースに共通に接続された電流源１５２を有する。負荷抵抗１４６，１４８の他方の端子は高電位側の電源Ｖdd_2と接続される。電流源１５２の他方の端子は接地（ＧＮＤ）と接続される。なお、接地に代えて低電位側の電源電圧Ｖss_2（好ましくはＶss_1＝Ｖss_2）としてもよい。

最終段（３段目）の増幅セル１６０は、ＮＭＯＳ１６２，１６４の差動対、ＮＭＯＳ１６２，１６４のドレインに各別に接続された負荷抵抗１６６，１６８、ＮＭＯＳ１６２，１６４のソースに共通に接続された電流源１７２を有する。負荷抵抗１６６，１６８の他方の端子は高電位側の電源Ｖdd_3と接続される。電流源１７２の他方の端子は接地（ＧＮＤ）と接続される。なお、接地に代えて低電位側の電源電圧Ｖss_3（好ましくはＶss_1＝Ｖss_2＝Ｖss_3）としてもよい。

増幅セル１２０，１４０，１６０の低電位側の基準を接地ではなく低電位側の電源電圧Ｖss_1，Ｖss_2，Ｖss_3とする場合、後述の他の実施形態における各部の低電位側の基準も、接地ではなく低電位側の電源電圧Ｖssにするようにする。

基準電源部６としては、複数段の増幅セルASについて共通に１つの基準電圧源１０２を有している。各電流源１３２，１５２，１７２は基準電圧源１０２と接続されており、電流値を設定する基準電位Ｖref1が共通に供給されるようになっている。電流源１３２，１５２，１７２は、基準電位Ｖref1と対応した直流バイアス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3（動作電流）を差動対に供給する。各段の動作点や相互コンダクタンスを最適にするため、直流バイアス電流値は増幅セルASごとに設定される。

因みに、増幅セルASごとに直流バイアス電流が２分されて各負荷抵抗に流れることで出力信号の動作点が決まる。加えて、差動対の相互コンダクタンスが直流バイアス電流に応じて増減する。つまり、直流バイアス電流の設定値により増幅セルASの利得が決定される。本構成の場合、動作点と相互コンダクタンス（つまり利得）の設定は独立ではなく、連動して設定されることになる。換言すると、動作点を最適（たとえば電源Ｖdd−接地間の中点）にした場合、そのときの直流バイアス電流で相互コンダクタンス（利得）が決定されてしまい、逆に、必要な相互コンダクタンス（利得）となるように直流バイアス電流を設定すると、動作点は必ずしも最適とは言えない。動作点が不適正になると歪み性能が劣化する。特に、最終段は出力振幅が大きいので、動作点と歪み性能の関係の問題が顕著に現われる。

初段の増幅セル１２０の入力側（ゲート側）には、入力部３が設けられている。入力部３は、差動の信号のそれぞれに対応した抵抗素子を信号経路上に有する構成となっている。すなわち、入力部３は、入力抵抗１１２，１１４が増幅セル１２０の差動入力用のゲート別に接続されている。入力抵抗１１２，１１４の他端は当該増幅回路１Ａの信号入力端（正転信号入力端IN_P，反転信号入力端IN_N）に接続され、差動信号（正相入力信号SPと逆相入力信号SN）が供給される。

初段の差動出力は２段目の差動入力となる。この例では、ＮＭＯＳ１２２の出力（ドレイン）をＮＭＯＳ１４４のゲートと接続し、ＮＭＯＳ１２４の出力（ドレイン）をＮＭＯＳ１４２のゲートと接続している。

同様にして、２段目の差動出力は３段目の差動入力となる。この例では、ＮＭＯＳ１４２の出力（ドレイン）をＮＭＯＳ１６４のゲートと接続し、ＮＭＯＳ１４４の出力（ドレイン）をＮＭＯＳ１６２のゲートと接続している。３段目のＮＭＯＳ１６２の出力（ドレイン）は当該増幅回路１Ａの信号入力端IN_P（正転信号入力端）と同相の信号出力端（正転信号出力端 OUT_P）と接続され、３段目のＮＭＯＳ１６４の出力（ドレイン）は当該増幅回路１Ａの信号入力端IN_N（反転信号入力端）と同相の信号出力端（反転信号出力端 OUT_N）と接続される。

直流帰還部５は、後段側の出力を前段側に直流結合で帰還させる構成を採ることで、その間の増幅セルASの動作直流レベルを一定に維持するように機能する。後段側の出力信号より直流成分を抽出し前段側の入力へ直流帰還することで、後段側の増幅セルASの出力の直流バイアスを最適にして、出力振幅を拡大しても歪み性能を改善するようにしている。

たとえば、直流帰還部５は、差動の信号のそれぞれに対応した抵抗素子を信号経路上に有する構成となっている。本構成では、２段目の差動出力（３段目の差動入力）をそれぞれ帰還抵抗１８２，１８４を介して初段のＮＭＯＳ１２２，１２４のゲートに帰還させる構成を採っている。

なお、この例では、２段目の差動出力を初段に帰還させているが、これに限らず、たとえば最終段の差動出力を初段に帰還させてもよい。ただし、その場合、増幅回路１Ａの出力インピーダンスの設定の自由度が減る。たとえば、ＵＷＢやミリ波帯で使用する出力増幅器は、高利得、高出力電力であることが重要であるが、使用する帯域で出力整合を満たすことも重要である。出力整合が不十分であれば、たとえば、アンテナなどの外部回路で不要な反射を生じ、回路の異常発振などが生じ得る。ＵＷＢやミリ波帯などの超広帯域な通信方式で使用する出力増幅器では全帯域に亘って出力整合を満たす必要がある。

本実施形態では、この点を考慮して、直流帰還部５を設ける際には、最終段の１段前（この例では２段目）の出力を初段に直流結合で帰還させ、最終段を帰還ループから独立させる構成を採っている。

ここで、初段の増幅セル１２０の増幅利得Ｇ１は、ＮＭＯＳ１２２，１２４の相互コンダクタンスをｇｍ１、負荷抵抗１２６，１２８の抵抗値をＲ１、負荷容量をＣ１とすると式（１）で表わされる。なお、負荷容量Ｃ１は、たとえば、配線容量や次段（２段目）のインピーダンスとして接続されるＮＭＯＳ１４２，１４４の入力容量（ゲート容量、ゲート・ドレイン間容量、ゲート・ソース間容量などの合成値）を考慮したものである。負荷インピーダンスとして純抵抗だけでなく負荷容量Ｃ１も存在するので、増幅利得Ｇ１は周波数ｆの関数となる。

２段目の増幅セル１４０の増幅利得Ｇ２は、ＮＭＯＳ１４２，１４４の相互コンダクタンスをｇｍ２、負荷抵抗１４６，１４８の抵抗値をＲ２、負荷容量をＣ２とすると式（２）で表わされる。なお、負荷容量Ｃ２は、たとえば、配線容量や次段（３段目）のインピーダンスとして接続されるＮＭＯＳ１６２，１６４の入力容量（ゲート容量、ゲート・ドレイン間容量、ゲート・ソース間容量などの合成値）を考慮したものである。負荷インピーダンスとして純抵抗だけでなく負荷容量Ｃ２も存在するので、増幅利得Ｇ２は周波数ｆの関数となる。

３段目の増幅セル１６０の増幅利得Ｇ３は、ＮＭＯＳ１６２，１６４の相互コンダクタンスをｇｍ３、負荷抵抗１４６，１４８の抵抗値をＲ２、負荷インピーダンスをＺｏとすると式（３）で表わされる。

第１実施形態の増幅回路１Ａのオープン利得は、各段の増幅利得Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の積で表わされる。第１実施形態の増幅回路１Ａは、２段目の出力を初段に帰還させる直流帰還部５が設けられているので、実際の増幅ゲインはオープン利得とはならず、閉ループゲインとなる。

すなわち、増幅セル１２０と増幅セル１４０の出力が帰還抵抗１８２，１８４により初段に負帰還された形となり、入力部３、増幅セル１２０，１４０、直流帰還部５の全体で負帰還増幅回路が構成されている。ここで、入力抵抗１１２，１１４の抵抗値をＲ４、帰還抵抗１８２，１８４の抵抗値をＲ５とすると、負帰還増幅回路の増幅利得Ｇ４（閉ループゲイン）は式（４）で表わされる。各段の増幅利得Ｇ１，Ｇ２が十分に大きいときには、入力抵抗１１２，１１４と帰還抵抗１８２，１８４の抵抗値Ｒ４，Ｒ５の比により増幅利得Ｇ４が決定される。

増幅セル１２０，１４０は、負荷インピーダンスとして純抵抗だけでなく負荷容量Ｃ１，Ｃ２が存在するため、前述のように、各増幅利得Ｇ１，Ｇ２は周波数ｆの関数となり、負帰還増幅回路の閉ループゲインＧ４も周波数特性を持つ。

たとえば、増幅セル１２０，１４０について帰還をかけないとき（単体増幅器と称する）の周波数帯域をカットオフ周波数ｆ１（３dBダウン値の周波数）で規定すると、Ｃ１＝Ｃ２、Ｒ１＝Ｒ２、ｇｍ１＝ｇｍ２とした場合カットオフ周波数ｆ１は式（５）表わされる。

これに対して、負帰還増幅回路の周波数帯域をカットオフ周波数ｆｃ（３dBダウン値の周波数）で規定すると、Ｃ１＝Ｃ２、Ｒ１＝Ｒ２、ｇｍ１＝ｇｍ２とした場合、（１／√２）・Ｇ４＝Ｇ１・Ｇ２より、カットオフ周波数ｆｃは式（６）で表わされる。その状況が図１Ａに示されている。

これらから理解されるように、閉ループゲインＧ４に対して各段の増幅利得Ｇ１，Ｇ２を大きくすることで、式（５）に示す単体増幅器での周波数帯域（カットオフ周波数ｆ１）に対して、負帰還増幅回路の周波数帯域（カットオフ周波数ｆｃ）を拡大できる。負荷容量値Ｃ１，Ｃ２、負荷抵抗値Ｒ１，Ｒ２、相互コンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２の設定値次第ではあるが、たとえば、カットオフ周波数ｆｃを数ＧＨｚ程度にすることも可能である。

前例では、負帰還増幅回路を２段の増幅セルASで構成した場合であるが、その段数をさらに増加させれば、同じ周波数帯域で実現できる利得を大きくすることが可能であるし、利得を同じにする場合には周波数帯域を拡大できる。

このように、第１実施形態の増幅回路１Ａは、差動接続された一対のＮＭＯＳトランジスタと負荷抵抗を備える複数の増幅セルASを縦続接続し、また、後段側の出力から前段側に対して直流帰還をかける構成にしている。これにより、インダクタンスセルや周波数特性の劣るＰＭＯＳトランジスタを用いることなく、ＤＣ（Direct Current：直流）から数ＧＨｚの広い帯域で高利得を実現することができる。インダクタンスセルを用いることなく増幅回路１Ａを構成することで、インダクタンスセルを用いる場合に比べてチップ面積を縮小できる。電流源１３２，１５２，１７２や基準電圧源１０２も含めて、全ての回路素子をチップ上に構成できるので周辺部品が必要なくコストを削減することもできる。

ＮＭＯＳをＰＭＯＳに置き換えた相補型の増幅回路にすることも考えられるが、ＰＭＯＳはそもそも周波数性能が劣りカットオフ周波数が低下する。周波数性能の劣るＰＭＯＳトランジスタを用いることなく増幅回路１Ａを構成することで、ＰＭＯＳトランジスタを用いる増幅回路に比べて帯域を拡大できる。

また増幅回路１Ａは、直流帰還部５では最終段の１段前の出力を初段に直流結合で帰還させ最終段を帰還ループから独立させており、増幅回路１Ａの出力インピーダンスを帰還ループと独立して設定でき、後段に接続される負荷との関係の設計自由度を向上できる。

＜第２実施形態＞
図２は、第２実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第２実施形態の増幅回路１Ｂは、第１実施形態の増幅回路１Ａをベースに、動作点電圧安定化回路（換言すると直流動作点変動抑制回路）を備える点に特徴がある。動作点電圧安定化回路２００は、増幅セルASの差動出力の動作点電圧を監視し、その監視結果に基づいて、増幅セルASの動作点電圧を一定に維持するように制御する。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。

第２実施形態の増幅回路１Ｂは先ず、各段の増幅セルASは、負荷抵抗を直接に電源Ｖddに接続するのではなく、直流動作点調整素子を介して接続している。この例では、直流動作点調整素子として抵抗素子を利用している。たとえば、初段の増幅セル１２０は、負荷抵抗１２６，１２８の接続点（ノードＮ２１）と電源Ｖdd_1の間に抵抗素子で構成された直流動作点調整素子１２９を備えている。２段目の増幅セル１４０は、負荷抵抗１４６，１４８の接続点（ノードＮ２２）と電源Ｖdd_2の間に抵抗素子で構成された直流動作点調整素子１４９を備えている。最終段の増幅セル１６０は、負荷抵抗１６６，１６８の接続点（ノードＮ２３）と電源Ｖdd_3の間に抵抗素子で構成された直流動作点調整素子１６９を備えている。

また、第２実施形態の増幅回路１Ｂは、最終段の後段に直流動作点制御部２０２と電流駆動部２３０を備えている。直流動作点制御部２０２と基準電圧源２３０を含む各機能部は、同一の半導体基板上に構成され半導体集積回路（ＩＣ）として提供される。

直流動作点制御部２０２は、差動増幅回路２１０（コンパレータでもよい）、監視素子２２２，２２４、基準電位Ｖref2を生成する基準電圧源２３０を有する。この例では、監視素子２２２，２２４として抵抗素子を利用している。差動増幅回路２１０は、監視素子２２２，２２４で監視された増幅セルAS（この例では増幅セル１６０）の差動出力のそれぞれの動作点電圧と基準電圧源２３０で生成された基準電位Ｖref2を比較する。

電流駆動部２４０は、差動増幅回路２１０の出力に基づき各段の増幅セルASの直流動作点調整素子に直流電流を流す。そのため、電流駆動部２４０は、増幅セルASごとの直流動作点調整素子１２９，１４９，１６９に対応する駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６を有している。

各段の増幅セルASの直流動作点調整素子１２９，１４９，１６９と直流動作点制御部２０２と電流駆動部２４０で、増幅セルASルの差動出力の動作点電圧を監視し、その監視結果に基づいて、動作点電圧を一定に維持するように制御する動作点電圧安定化回路２００が構成される。

なお、各段の増幅セルASの差動出力ごとに直流電位レベル（動作点電圧）を監視する直流動作点制御部２０２を設けることが考えられる。しかしながらそれでは回路規模が大きくなる。そこで、第２実施形態では、出力のＤＣバイアス変動に対する余裕が少ない最終段の出力を監視点とするように、最終段の後段にのみ直流動作点制御部２０２を設け、その監視結果に基づく制御信号により、最終段だけでなく全ての段の増幅セルASの出力ＤＣレベルを一定に維持するように負帰還制御する構成を採ることにした。

監視素子２２２の一方の端子が最終段の増幅セル１６０のＮＭＯＳ１６４のドレイン（つまり正転信号出力端 OUT_P）と接続されており、監視素子２２４の一方の端子がＮＭＯＳ１６２のドレイン（つまり反転信号出力端 OUT_N）と接続されている。監視素子２２２，２２４を最終段の増幅セル１６０のノードＮ２３に接続しているのは、最終段は出力振幅が大きく、動作点と歪み性能の関係の問題が顕著に現われる点を考慮したものである。

監視素子２２２，２２４の他方の端子は共通に差動増幅回路２１０の一方の入力端（本例では非反転入力端＋）に接続されている。差動増幅回路２１０の他方の入力端（本例では反転入力端−）は基準電圧源２３０と接続されており、基準電位Ｖref2が供給されるようになっている。基準電位Ｖref2は、出力信号の動作点電位Ｖｏと一対一に対応するもので、たとえば、電源Ｖdd−接地（または低電位側の電源電圧Ｖss）間の中点電位と同じ値にする。

駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６としては、本構成ではＮＭＯＳを使用している。ＮＭＯＳで構成された駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６は、各ゲートが共通に差動増幅回路２１０の出力に接続され、各ソースは接地されている。駆動トランジスタ２４２のドレインは初段の増幅セル１２０のノードＮ２１と接続され、駆動トランジスタ２４４のドレインは２段目の増幅セル１４０のノードＮ２２と接続され、駆動トランジスタ２４６のドレインは最終段の増幅セル１６０のノードＮ２３と接続されている。

差動増幅回路２１０は、監視素子２２２，２２４を介して検知した最終段の増幅セル１６０のノードＮ２３の直流レベル（つまり最終段の動作点電位Ｖｏ）と基準電圧源２３０により設定される基準電位Ｖref2を比較して、動作点電位Ｖｏと基準電位Ｖref2が一致するように、駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６を介して負帰還制御する。

たとえば、動作点電位Ｖｏ＞基準電位Ｖref2の場合は、差動増幅回路２１０の出力電圧が増加し、駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６のドレイン電流が増加するので、各直流動作点調整素子１２９，１４９，１６９に流れる電流が増加する。その結果、ノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３の電圧が低下し、最終段の動作点電位Ｖｏ（つまり正転信号出力端 OUT_Pおよび反転信号出力端 OUT_Nの電圧）が低下する。動作点電位Ｖｏが基準電位Ｖref2に近づく方向に動作点電位Ｖｏが制御される。

逆に、動作点電位Ｖｏ＜基準電位Ｖref2の場合は、差動増幅回路２１０の出力電圧が低下し、駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６のドレイン電流が低下するので、各直流動作点調整素子１２９，１４９，１６９に流れる電流が減少する。その結果、ノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３の電圧が上昇し、最終段の動作点電位Ｖｏ（つまり正転信号出力端 OUT_Pおよび反転信号出力端 OUT_Nの電圧）が上昇する。動作点電位Ｖｏが基準電位Ｖref2に近づく方向に動作点電位Ｖｏが制御される。

つまり、このような制御によって、動作点電位Ｖｏが基準電位Ｖref2と一致するように制御される。したがって、第２実施形態の増幅回路１Ｂでは、動作点と相互コンダクタンス（つまり利得）を独立に設定できるようになる。たとえば、必要な相互コンダクタンス（利得）となるように基準電圧源１０２により直流バイアス電流を設定すると、それに応じてノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３の電位が設定される。この状態では、必ずしも動作点電位Ｖｏが最適とは言えない。しかしながら、直流動作点制御部２０２は、このノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３の電位を検知して、動作点電位Ｖｏが基準電位Ｖref2と一致するように制御する。

増幅回路１Ｂでは、出力信号より直流成分を抽出し、負荷抵抗の接続点（ノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３）に電流で帰還することで、動作点電位Ｖｏが一定値（最適値：この例では基準電位Ｖref2と一致する値）に維持されるように負帰還制御をしている。そのため、周波数特性を第１実施形態と同等レベルに保持しつつ、出力のＤＣバイアスを最適にして、出力振幅を拡大しても歪み性能を改善し得る増幅器を実現できる。

なお、この例では駆動トランジスタとしてＮＭＯＳを使用したが、直流動作点安定化処理は信号増幅のような高周波特性を要しないので、ＰＭＯＳを使用してもよい。ただし、ＰＭＯＳを使用するとＮＭＯＳとは相補関係の動作になる点に配慮した構成にする。

たとえば、ＰＭＯＳで構成された駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６の各ソースを電源Ｖddに接続し、ドレインをノードＮ２１，Ｎ２２，Ｎ２３に接続する。差動増幅回路２１０の出力電圧が低下すると駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６のドレイン電流が増加し、差動増幅回路２１０の出力電圧が上昇すると駆動トランジスタ２４２，２４４，２４６のドレイン電流が減少する。よって、監視素子２２２，２２４は差動増幅回路２１０の反転入力端に接続し、基準電圧源２３０は差動増幅回路２１０の非反転入力端に接続する。

＜第３実施形態＞
図３は、第３実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第３実施形態の増幅回路１Ｃは、第１実施形態の増幅回路１Ａをベースに、各増幅セルASの出力側に寄生して発生する負荷容量を補正する（キャンセルする）寄生容量補正回路を備える点に特徴がある。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。

図３（１）に示すように、第３実施形態の増幅回路１Ｃは、各段の増幅セルAS（増幅セル１２０，１４０，１６０）の出力側に寄生容量補正回路として機能する負性容量回路３００を備えている。負性容量回路３００を含む各機能部は、同一の半導体基板上に構成され半導体集積回路（ＩＣ）として提供される。

負性容量回路３００は、各段の増幅セルASの負荷抵抗に等価的に並列に接続されることになる寄生容量（次段のトランジスタ容量や配線容量）を等価的キャンセルする動作を行なうことで、増幅セルASの周波数帯域が伸びるようにする機能を持つ。

増幅セル１２０の出力側に接続される負性容量回路３００_1は、第１の出力ノード３０１がＮＭＯＳ１２２のドレインと接続され、第２の出力ノード３１１がＮＭＯＳ１２４のドレインと接続される。増幅セル１４０の出力側に接続される負性容量回路３００_2は、第１の出力ノード３０１がＮＭＯＳ１４２のドレインと接続され、第２の出力ノード３１１がＮＭＯＳ１４４のドレインと接続される。増幅セル１６０の出力側に接続される負性容量回路３００_3は、第１の出力ノード３０１がＮＭＯＳ１６２のドレインと接続され、第２の出力ノード３１１がＮＭＯＳ１６４のドレインと接続される。

図３（２）に示すように、負性容量回路３００は、一対のＮＭＯＳ３０２，３１２と、ＮＭＯＳ３０２，３１２の動作電流を生成する電流源３０４，３１４と、補正容量３０６，３１６を有する。互いにゲート（制御入力端）とドレイン（一方の出力端）を接続した襷掛け接続構造のＮＭＯＳ３０２，３１２の各ソース（他方の出力端）に電流源３０４，３１４と補正容量３０６，３１６が接続されている。電流源３０４，３１４と補正容量３０６，３１６の他方の端子は接地されている。

補正容量３０６，３１６は、その容量値を、増幅セルASの寄生容量と対応する程度の値にする。補正容量３０６，３１６は、電極を対向配置したメタル−メタル間の容量として生成してもよいし、ＭＯＳトランジスタの寄生容量（たとえばゲートとドレイン・ソース間の容量）を利用して構成してもよい。

負性容量回路３００は、ＮＭＯＳ３０２，３１２のゲートに供給された信号電圧Ｖinで補正容量３０６，３１６（容量値をＣｏとする）に電流Ｉｏ（＝Ｖin＊ｊｗＣｏ）を流し込む。負性容量回路３００は、この電流Ｉｏに対応してＮＭＯＳ３０２，３１２のドレイン側に発生する電流を逆極性側にフィードバックすることで、増幅セルASの出力に、負性容量が見かけ上存在するように動作する。これによって、各段の増幅セルASの負荷抵抗に等価的に並列に接続されることになる寄生容量の影響がキャンセルされ、増幅セルASの周波数帯域が伸びるようになる。

なお、ここでは、第１実施形態の増幅回路１Ａに負性容量回路３００を追加知る構成例で説明したが、これに限定されず、第２実施形態や後述する第４，第５実施形態にも負性容量回路３００を適用することが可能である。

＜第４実施形態＞
図４は、第４実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第４実施形態の増幅回路１Ｄは、第２実施形態の増幅回路１Ｂをベースに、利得調整機能を追加した点に特徴がある。以下、第２実施形態との相違点を中心に説明する。

図４に示すように、第４実施形態の増幅回路１Ｄは、電流源１３２，１５２，１７２をＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４に置き換え、また、基準電源部６の基準電圧源１０２を可変電圧源４０４に置き換えている。つまり、基準電源部６としては、複数段の増幅セルASについて共通に１つの可変電圧源４０４を有している。ＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４と可変電圧源４０４により利得調整回路４００が構成される。

ＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４の各ゲートは可変電圧源４０４と接続されており、電流値を調整する調整電位Ｖadj4が共通に供給されるようになっている。ＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４は、調整電位Ｖadj4と対応した直流バイアス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3（動作電流）を差動対に供給する。このことから理解されるように、ＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４は、増幅セルASの動作電流を生成する電流源トランジスタとして機能する。各段の動作点や相互コンダクタンスを最適にするため、直流バイアス電流値は増幅セルASごとに設定される。

第１実施形態の基準電圧源１０２による基準電位Ｖref1の設定の説明から推測されるように、可変電圧源４０４により調整電位Ｖadj4を調整すると差動対の直流バイアス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3が調整され、相互コンダクタンスが直流バイアス電流に応じて増減する。つまり、調整電位Ｖadj4の設定値により増幅セルASの利得が決定される。初段と２段目は直流帰還部５の存在により式（４）に従うので増幅セルAS（増幅セル１２０，１４０）の利得Ｇ１，Ｇ２が変更されても負帰還増幅回路としては実質的な利得変更はないが、最終段の増幅セル１６０の増幅利得Ｇ３が増減するので、増幅回路１の利得を制御できる。

このとき、第１実施形態の基準電圧源１０２による直流バイアス電流の設定の説明から推測されるように、必要な相互コンダクタンスとなるように調整電位Ｖadj4を調整して直流バイアス電流を変更すると、直流バイアスの増減により、負荷抵抗での電圧降下量が変化して、出力の動作点（バイアス電圧）が変動しようとする。つまり、このままでは、利得調整に伴って出力ＤＣオフセットが発生し得る。

しかしながら、第４実施形態の増幅回路１Ｄは、第２実施形態の１Ｂをベースにしており、最終段の後段に直流動作点制御部２０２を備えている。このため、可変電圧源４０４による利得調整を伴う出力ＤＣオフセットをキャンセルするように直流動作点制御部２０２が機能することで、最終段の動作点電位Ｖｏは基準電位Ｖref2と一致するように負帰還制御される。増幅セルASの動作電流を調整することによる利得調整機能を併用する場合であっても、増幅セルASの動作点を一定に維持することができる。

＜第５実施形態＞
図５〜図５Ａは、第５実施形態の増幅回路を説明する図である。ここで、図５は、第５実施形態の増幅回路の構成を示す図である。図５Ａは、第５実施形態の増幅回路１Ｅで使用される可変抵抗回路を説明する図である。

第５実施形態の増幅回路１Ｅは、第４実施形態の増幅回路１Ｄをベースに、必要とされる周波数帯域に応じて動作電流を切り替える機能を追加した点に特徴がある。以下、第４実施形態との相違点を中心に説明する。

第５実施形態の増幅回路１Ｅは、各段の増幅セルAS（増幅セル１２０，１４０，１６０）の負荷側の抵抗を可変抵抗回路に変更し、その抵抗値を必要とされる周波数帯域に応じて変更可能に構成している。第５実施形態の場合、ＮＭＯＳ１３４，１５４，１７４と可変電圧源４０４により動作電流調整回路５００が構成される。

また、第５実施形態の増幅回路１Ｅは、動作電流調整回路５００により調整された動作電流（直流バイアス電流）の変更分による増幅セルASの出力ＤＣレベル（動作点電圧）の変動分を補正（相殺）するように機能する動作点電圧変動補正部５０２を有する。

本例では、第４実施形態の増幅回路１Ｄに対して変形しており、負荷側の抵抗としては、原理的には、負荷抵抗１２６，１２８，１４６，１４８，１６６，１６８と直流動作点調整素子１２９，１４９，１６９が対象となり得る。本例では、図５に示すように、その内で、負荷抵抗１２６，１２８，１４６，１４８，１６６，１６８を可変抵抗回路にするようにしている。たとえば、動作電流調整回路５００が動作電流の値を小さい方向に調整したときには、動作点電圧変動補正部５０２の可変抵抗回路側の機能部は増幅セルASの負荷抵抗の値を大きくし、動作電流調整回路５００が動作電流の値を大きい方向に調整したときには、動作点電圧変動補正部５０２の可変抵抗回路側の機能部は増幅セルASの負荷抵抗の値を小さくする。

この実現のために、動作点電圧変動補正部５０２の可変抵抗回路側の機能部は、負荷抵抗として機能する抵抗素子５０４とスイッチ素子５０６の直列回路を複数並列接続した構成を採用する。したがって、動作点電圧変動補正部５０２の抵抗値は、周波数帯域に応じた段階的な変更になる。たとえば、図５Ａ（１）に示す例では３系統設けており、抵抗素子５０６の抵抗値は、Ｒ５０４_1＞Ｒ５０４_2＞Ｒ５０４_3としている。

スイッチ素子５０６としてはＮＭＯＳまたはＰＭＯＳの何れか１つのトランジスタスイッチを使用することが考えられるし、ＮＭＯＳとＰＭＯＳを並列接続したいわゆるトランスファゲート構成のスイッチにすることも考えられる。ここで示した動作点電圧変動補正部５０２の構成は一例に過ぎず、たとえば、図５Ａ（１）における１系統はスイッチ素子５０６を取り外すなど様々な変形構成を採り得る。

動作点電圧変動補正部５０２により負荷抵抗の抵抗値を変更するに当たっては、可変電圧源４０４による直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3の調整と対応させることを考える。因みに、図５Ａに示す動作点電圧変動補正部５０２の構成では、抵抗値を段階的（本例では３段階）に切り替える構成となるので、実際には、その対処をすることになる。

基本的には、可変電圧源４０４による調整電位Ｖadj4の調整つまり直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3の調整と対応させ、増幅する信号の帯域が狭いときは抵抗値を大きくして動作電流を下げて使用し、逆に周波数帯域が広い場合は抵抗値を小さくして動作電流を大きくする。また、次段に接続される回路の入力インピーダンスＺｏについても同様に可変することにより、式（３）に示すように動作電流を制御できる。

たとえば、動作点電圧変動補正部５０２の制御回路側の機能部は、図５Ａ（２）に示すように、抵抗ラダー回路５１０と電圧比較部５２０と、電圧判定部５３０を備える。抵抗ラダー回路５１０は、抵抗素子５１２，５１４，５１６を電源Ｖddと接地間に直列接続した構成であり、抵抗素子５１２，５１４の接続点に閾値Th_1を設定し、抵抗素子５１４，５１６の接続点に閾値Th_2（Th_1＜Th_2）を設定する。電圧比較部５２０は、調整電位Ｖadj4を閾値Th_1，Th_2（Th_1＜Th_2）と比較するコンパレータ５２２，５２４を有する。

電圧判定部５３０は、複数（本例では３つ）のスイッチ素子５０６のそれぞれと対応する複数の判定出力端子を備えており、各判定出力端子が各別に対応するスイッチ素子５０６の制御端子と接続される。電圧判定部５３０は、コンパレータ５２２，５２２の比較結果COMP_1，COMP_2に基づいて、Ｖadj4＜Th_1，Th_1≦Ｖadj4＜Th_2，Th_2≦Ｖadj4の何れにあるかを切り分け、複数（本例では３つ）のスイッチ素子５０６の何れか１つのみをオンさせる。

「Ｖadj4＜Th_1」を満たす場合は直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は「小レベル」、「Th_1≦Ｖadj4＜Th_2」を満たす場合は直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は「中レベル」、「Th_2≦Ｖadj4」を満たす場合は直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は「大レベル」である。増幅する信号の周波数帯域が最も狭くてよいときは、可変電圧源４０４は「Ｖadj4＜Th_1」を満たすようにし（直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は小レベル）、それに対応して電圧判定部５３０は、スイッチ素子５０６_1のみをオンして抵抗値が最も大きな抵抗素子５０６_1を選択するようにする。増幅する信号の周波数帯域が中程度でよいときは、可変電圧源４０４は「Th_1≦Ｖadj4＜Th_2」を満たすようにし（直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は中レベル）、それに対応して電圧判定部５３０はスイッチ素子５０６_2のみをオンして抵抗値が中程度の抵抗素子５０６_2を選択するようにする。増幅する信号の周波数帯域が最も広く必要とするときは、可変電圧源４０４は「Th_2≦Ｖadj4」を満たすようにし（直流バイス電流Ｉ_1，Ｉ_2，Ｉ_3は大レベル）、それに対応して電圧判定部５３０はスイッチ素子５０６_3のみをオンして、抵抗値が最も小さな抵抗素子５０６_3を選択するようにする。

このように、第５実施形態の増幅回路１Ｅでは、必要な周波数帯域にしたがった適正な直流バイアス電流を選択し得るようにしている。これによって、増幅回路１Ｅを用いたチップやシステムの消費電力効率を向上させることができる。

＜第６実施形態＞
図６〜図６Ａは、前述の第１〜第５実施形態の増幅回路１を適用した第６実施形態の無線伝送システム１００１Ｆを説明する図である。ここで、図６は、第６実施形態の無線伝送システム１００１Ｆの信号インタフェースを機能構成面から説明する図である。図６Ａは、第６実施形態の無線伝送システム１００１Ｆにおける信号の多重化を説明する図である。

［機能構成］
図６に示すように、第６実施形態の無線伝送システム１００１Ｆは、第１の無線機器の一例である第１通信装置１１００Ｆと第２の無線機器の一例である第２通信装置１２００Ｆがミリ波信号伝送路１００９を介して結合されミリ波帯で信号伝送を行なうように構成されている。伝送対象の信号を広帯域伝送に適したミリ波帯域に周波数変換して伝送するようにする。

第１の通信装置（第１のミリ波伝送装置）と第２の通信装置（第２のミリ波伝送装置）で、無線伝送装置（システム）を構成する。そして、比較的近距離に配置された第１の通信装置と第２の通信装置の間では、伝送対象の信号をミリ波信号に変換してから、このミリ波信号をミリ波信号伝送路を介して伝送するようにする。本実施形態の「無線伝送」とは、伝送対象の信号を電気配線ではなくミリ波で伝送することを意味する。

「比較的近距離」とは、放送や一般的な無線通信で使用される通信装置間の距離に比べて距離が短いことを意味し、伝送範囲が閉じられた空間として実質的に特定できる程度のものであればよい。たとえば、電子機器の筐体内での基板間通信や同一基板上でのチップ間通信や、一方の電子機器に他方の電子機器が装着された状態のように複数の電子機器が一体となった状態での機器間の通信が該当する。

ミリ波信号伝送路を挟んで設けられる各通信装置においては、送信部と受信部が対となって組み合わされて配置される。一方の通信装置と他方の通信装置との間の信号伝送は片方向（一方向）のものでもよいし双方向のものでもよい。たとえば、第１の通信装置が送信側となり第２の通信装置が受信側となる場合には、第１の通信装置に送信部が配置され第２の通信装置に受信部が配置される。第２の通信装置が送信側となり第１の通信装置が受信側となる場合には、第２の通信装置に送信部が配置され第１の通信装置に受信部が配置される。

送信部は、たとえば、伝送対象の信号を信号処理してミリ波の信号を生成する送信側の信号生成部（伝送対象の電気信号をミリ波の信号に変換する信号変換部）と、ミリ波の信号を伝送する伝送路（ミリ波信号伝送路）に送信側の信号生成部で生成されたミリ波の信号を結合させる送信側の信号結合部を備えるものとする。好ましくは、送信側の信号生成部は、伝送対象の信号を生成する機能部と一体であるのがよい。

たとえば、送信側の信号生成部は変調回路を有し、変調回路が伝送対象の信号を変調する。送信側の信号生成部は変調回路によって変調された後の信号を周波数変換してミリ波の信号を生成する。原理的には、伝送対象の信号をダイレクトにミリ波の信号に変換することも考えられる。送信側の信号結合部は、送信側の信号生成部によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路に供給する。

一方、受信部は、たとえば、ミリ波信号伝送路を介して伝送されてきたミリ波の信号を受信する受信側の信号結合部と、受信側の信号結合部により受信されたミリ波の信号（入力信号）を信号処理して通常の電気信号（伝送対象の信号）を生成する受信側の信号生成部（ミリ波の信号を伝送対象の電気信号に変換する信号変換部）を備えるものとする。好ましくは、受信側の信号生成部は、伝送対象の信号を受け取る機能部と一体であるのがよい。たとえば、受信側の信号生成部は復調回路を有し、ミリ波の信号を周波数変換して出力信号を生成し、その後、復調回路が出力信号を復調することで伝送対象の信号を生成する。原理的には、ミリ波の信号からダイレクトに伝送対象の信号に変換することも考えられる。

つまり、信号インタフェースをとるに当たり、伝送対象の信号に関して、ミリ波信号により接点レスやケーブルレスで伝送する（電気配線での伝送でない）ようにする。好ましくは、少なくとも信号伝送（特に高速伝送が要求される撮像信号や高速のマスタークロック信号）に関しては、ミリ波信号により伝送するようにする。要するに、従前は電気配線によって行なわれていた信号伝送を第６実施形態ではミリ波信号により行なうものである。ミリ波帯で信号伝送を行なうことで、Ｇｂｐｓオーダーの高速信号伝送を実現することができるようになるし、ミリ波信号の及ぶ範囲を容易に制限でき、この性質に起因する効果も得られる。

ここで、各信号結合部は、第１の通信装置と第２の通信装置がミリ波信号伝送路を介してミリ波の信号が伝送可能となるようにするものであればよい。たとえばアンテナ構造（アンテナ結合部）を備えるものとしてもよいし、アンテナ構造を具備せずに結合をとるものであってもよい。

「ミリ波の信号を伝送するミリ波信号伝送路」は、空気（いわゆる自由空間）であってもよいが、好ましくは、ミリ波信号を伝送路中に閉じ込めつつミリ波信号を伝送させる構造を持つものがよい。その性質を積極的に利用することで、たとえば電気配線のようにミリ波信号伝送路の引回しを任意に確定することができる。

このような構造のものとしては、たとえば、ミリ波信号伝送可能な誘電体素材で構成されたもの（誘電体伝送路やミリ波誘電体内伝送路と称する）や、伝送路を構成し、かつ、ミリ波信号の外部放射を抑える遮蔽材が伝送路を囲むように設けられその遮蔽材の内部が中空の中空導波路がよい。誘電体素材や遮蔽材に柔軟性を持たせることでミリ波信号伝送路の引回しが可能となる。

因みに、空気（いわゆる自由空間）の場合、各信号結合部はアンテナ構造をとることになり、そのアンテナ構造によって近距離の空間中を信号伝送することになる。一方、誘電体素材で構成されたものとする場合は、アンテナ構造をとることもできるが、そのことは必須でない。

以下、第６実施形態の仕組みについて具体的に説明する。

第１通信装置１１００Ｆにはミリ波帯通信可能な半導体チップ１１０３が設けられ、第２通信装置１２００Ｆにもミリ波帯通信可能な半導体チップ１２０３が設けられている。

第６実施形態は、ミリ波帯での通信の対象となる信号を、高速性や大容量性が求められる信号のみとし、その他の低速・小容量で十分なものや電源など直流と見なせる信号に関してはミリ波信号への変換対象としない。これらミリ波信号への変換対象としない信号（電源を含む）については、従前と同様に、基板間を電気配線で接続をとるようにする。なお、ミリ波に変換する前の元の伝送対象の電気信号を纏めてベースバンド信号と称する。

［第１通信装置］
第１通信装置１１００Ｆは、基板１１０２上に、ミリ波帯通信可能な半導体チップ１１０３と伝送路結合部１１０８が搭載されている。半導体チップ１１０３は、ＬＳＩ機能部１１０４と信号生成部１１０７（ミリ波信号生成部）を一体化したシステムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）である。図示しないが、ＬＳＩ機能部１１０４と信号生成部１１０７を一体化しない構成にしてもよい。別体にした場合には、その間の信号伝送に関しては、電気配線により信号を伝送することに起因する問題が懸念されるので、一体的に作り込んだ方が好ましい。

信号生成部１１０７と伝送路結合部１１０８はデータの双方向性を持つ構成にする。このため、信号生成部１１０７には送信側の信号生成部と受信側の信号生成部を設ける。伝送路結合部１１０８は、送信側と受信側に各別に設けてもよいが、ここでは送受信に兼用されるものとする。

なお、ここで示す「双方向通信」は、ミリ波の伝送チャネルであるミリ波信号伝送路１００９が１系統（一芯）の一芯双方向伝送となる。この実現には、時分割多重（ＴＤＤ：Time Division Duplex）を適用する半二重方式と、周波数分割多重（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex ：図６Ａ）などが適用される。

時分割多重の場合、送信と受信の分離を時分割で行なうので、第１通信装置１１００Ｆから第２通信装置１２００Ｆへの信号伝送と第２通信装置１２００Ｆから第１通信装置１１００Ｆへの信号伝送を同時に行なう「双方向通信の同時性（一芯同時双方向伝送）」は実現されず、一芯同時双方向伝送は、周波数分割多重で実現される。しかし、周波数分割多重は、図６Ａ（１）に示すように、送信と受信に異なった周波数を用いるので、ミリ波信号伝送路１００９の伝送帯域幅を広くする必要がある。

半導体チップ１１０３を直接に基板１１０２上に搭載するのではなく、インターポーザ基板上に半導体チップ１１０３を搭載し、半導体チップ１１０３を樹脂（たとえばエポキシ樹脂など）でモールドした半導体パッケージを基板１１０２上に搭載するようにしてもよい。すなわち、インターポーザ基板はチップ実装用の基板をなし、インターポーザ基板上に半導体チップ１１０３が設けられる。インターポーザ基板には、一定範囲（２〜１０程度）の比誘電率を有したたとえば熱強化樹脂と銅箔を組み合わせたシート部材を使用すればよい。

半導体チップ１１０３は伝送路結合部１１０８と接続される。伝送路結合部１１０８は、たとえば、アンテナ結合部やアンテナ端子やマイクロストリップ線路やアンテナなどを具備するアンテナ構造が適用される。なお、アンテナをチップに直接に形成する技術を適用することで、伝送路結合部１１０８も半導体チップ１１０３に組み込むようにすることもできる。

ＬＳＩ機能部１１０４は、第１通信装置１１００Ｆの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。

信号生成部１１０７（電気信号変換部）は、ＬＳＩ機能部１１０４からの信号をミリ波信号に変換し、ミリ波信号伝送路１００９を介した信号伝送制御を行なう。

具体的には、信号生成部１１０７は、送信側信号生成部１１１０および受信側信号生成部１１２０を有する。送信側信号生成部１１１０と伝送路結合部１１０８で送信部が構成され、受信側信号生成部１１２０と伝送路結合部１１０８で受信部が構成される。

送信側信号生成部１１１０は、入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成するために、多重化処理部１１１３、パラレルシリアル変換部１１１４、変調部１１１５、周波数変換部１１１６、高周波増幅部１１１７を有する。なお、変調部１１１５と周波数変換部１１１６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

受信側信号生成部１１２０は、伝送路結合部１１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、高周波増幅部１１２４、周波数変換部１１２５、復調部１１２６、シリアルパラレル変換部１１２７、単一化処理部１１２８を有する。周波数変換部１１２５と復調部１１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

パラレルシリアル変換部１１１４とシリアルパラレル変換部１１２７は、本実施形態を適用しない場合に、パラレル伝送用の複数の信号を使用するパラレルインタフェース仕様のものである場合に備えられ、シリアルインタフェース仕様のものである場合は不要である。

多重化処理部１１１３は、ＬＳＩ機能部１１０４からの信号の内で、ミリ波帯での通信の対象となる信号が複数種（Ｎとする）ある場合に、時分割多重、周波数分割多重、符号分割多重などの多重化処理を行なうことで、複数種の信号を１系統の信号に纏める。第６実施形態の場合、高速性や大容量性が求められる複数種の信号をミリ波での伝送の対象として、１系統の信号に纏める。

時分割多重や符号分割多重の場合には、多重化処理部１１１３はパラレルシリアル変換部１１１４の前段に設けられ、１系統の信号に纏めてパラレルシリアル変換部１１１４に供給すればよい。時分割多重の場合、複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ）について時間を細かく区切ってパラレルシリアル変換部１１１４に供給する切替スイッチを設ければよい。

一方、周波数分割多重の場合には、図６Ａ（２）に示すように、それぞれ異なる周波数帯域Ｆ_@の範囲の周波数に変換してミリ波の信号を生成する必要がある。このため、たとえば、パラレルシリアル変換部１１１４、変調部１１１５、周波数変換部１１１６、高周波増幅部１１１７を複数種の信号_@の別に設け、各高周波増幅部１１１７の後段に多重化処理部１１１３として加算処理部を設けるとよい。そして、周波数多重処理後の周波数帯域Ｆ_1＋…＋Ｆ_Nのミリ波の電気信号を伝送路結合部１１０８に供給するようにすればよい。

図６Ａ（２）から分かるように、複数系統の信号を周波数分割多重で１系統に纏める周波数分割多重では伝送帯域幅を広くする必要がある。図６Ａ（３）に示すように、複数系統の信号を周波数分割多重で１系統に纏めることと、送信と受信に異なった周波数を用いる全２重方式と併用する場合は伝送帯域幅を一層広くする必要がある。

パラレルシリアル変換部１１１４は、パラレルの信号をシリアルのデータ信号に変換して変調部１１１５に供給する。変調部１１１５は、伝送対象信号を変調して周波数変換部１１１６に供給する。変調部１１１５としては、振幅・周波数・位相の少なくとも１つを伝送対象信号で変調するものであればよく、これらの任意の組合せの方式も採用し得る。たとえば、アナログ変調方式であれば、たとえば、振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation ）とベクトル変調がある。ベクトル変調として、周波数変調（ＦＭ：Frequency Modulation）と位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）がある。デジタル変調方式であれば、たとえば、振幅遷移変調（ＡＳＫ：Amplitude shift keying）、周波数遷移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）、位相遷移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）、振幅と位相を変調する振幅位相変調（ＡＰＳＫ：Amplitude Phase Shift Keying）がある。振幅位相変調としては直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation ）が代表的である。

周波数変換部１１１６は、変調部１１１５によって変調された後の伝送対象信号を周波数変換してミリ波の電気信号を生成して高周波増幅部１１１７に供給する。ミリ波の電気信号とは、概ね３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲のある周波数の電気信号をいう。「概ね」と称したのは第６実施形態のミリ波通信による効果が得られる程度の周波数であればよく、下限は３０ＧＨｚに限定されず、上限は３００ＧＨｚに限定されないことに基づく。

周波数変換部１１１６としては様々な回路構成を採り得るが、たとえば、混合回路（ミキサー回路）と局部発振器とを備えた構成を採用すればよい。局部発振器は、変調に用いる搬送波（キャリア信号、基準搬送波）を生成する。混合回路は、パラレルシリアル変換部１１１４からの信号で局部発振器が発生するミリ波帯の搬送波と乗算（変調）してミリ波帯の変調信号を生成して高周波増幅部１１１７に供給する。

送信側の高周波増幅部１１１７には、前述の第１〜第５実施形態の増幅回路１が適用される。本構成では、半導体集積回路の一例である半導体チップ１１０３に高周波増幅部１１１７も含まれる。高周波増幅部１１１７は、周波数変換後のミリ波の電気信号を増幅して伝送路結合部１１０８に供給する。高周波増幅部１１１７には図示しないアンテナ端子を介して双方向の伝送路結合部１１０８に接続される。

伝送路結合部１１０８は、送信側信号生成部１１１０によって生成されたミリ波の信号をミリ波信号伝送路１００９に送信するとともに、ミリ波信号伝送路１００９からミリ波の信号を受信して受信側信号生成部１１２０に出力する。

伝送路結合部１１０８は、アンテナ結合部で構成される。アンテナ結合部は伝送路結合部１１０８（信号結合部）の一例またはその一部を構成する。アンテナ結合部とは、狭義的には半導体チップ内の電子回路と、チップ内またはチップ外に配置されるアンテナを結合する部分をいい、広義的には、半導体チップとミリ波信号伝送路１００９を信号結合する部分をいう。たとえば、アンテナ結合部は、少なくともアンテナ構造を備える。また、時分割多重で送受信を行なう場合には、伝送路結合部１１０８にアンテナ切替部（アンテナ共用器）を設ける。

アンテナ構造は、ミリ波信号伝送路１００９との結合部における構造をいい、ミリ波帯の電気信号をミリ波信号伝送路１００９に結合させるものであればよく、アンテナそのもののみを意味するものではない。たとえば、アンテナ構造には、アンテナ端子、マイクロストリップ線路、アンテナを含み構成される。アンテナ切替部を同一のチップ内に形成する場合は、アンテナ切替部を除いたアンテナ端子とマイクロストリップ線路が伝送路結合部１１０８を構成するようになる。

アンテナは、ミリ波の信号の波長λ（たとえば６００μｍ程度）に基づく長さを有しており、ミリ波信号伝送路１００９に結合される。アンテナは、パッチアンテナの他に、プローブアンテナ（ダイポールなど）、ループアンテナ、小型アパーチャ結合素子（スロットアンテナなど）などが使用される。

第１通信装置１１００Ｆ側のアンテナと第２通信装置１２００Ｆ側のアンテナとが対向配置される場合は無指向性のものでよい。平面的にズレて配置される場合には指向性を有するものとするか、または反射部材を利用して進行方向を基板の厚さ方向から平面方向に変化させる、平面方向に進行させる誘電体伝送路を設けるなどの工夫をするのがよい。

送信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路１００９に輻射する。また、受信側のアンテナはミリ波の信号に基づく電磁波をミリ波信号伝送路１００９から受信する。マイクロストリップ線路は、アンテナ端子とアンテナとの間を接続し、送信側のミリ波の信号をアンテナ端子からアンテナへ伝送し、また、受信側のミリ波の信号をアンテナからアンテナ端子へ伝送する。

アンテナ切替部はアンテナを送受信で共用する場合に用いられる。たとえば、ミリ波の信号を相手方である第２通信装置１２００Ｆ側に送信するときは、アンテナ切替部がアンテナを送信側信号生成部１１１０に接続する。また、相手方である第２通信装置１２００Ｆ側からのミリ波の信号を受信するときは、アンテナ切替部がアンテナを受信側信号生成部１１２０に接続する。アンテナ切替部は半導体チップ１１０３と別にして基板１１０２上に設けているが、これに限られることはなく、半導体チップ１１０３内に設けてもよい。送信用と受信用のアンテナを別々に設ける場合はアンテナ切替部を省略できる。

ミリ波の伝搬路であるミリ波信号伝送路１００９は、自由空間伝送路でもよいが、好ましくは、導波管、伝送線路、誘電体線路、誘電体内などの導波構造で構成し、ミリ波帯域の電磁波を効率よく伝送させる特性を有するものとする。たとえば、一定範囲の比誘電率と一定範囲の誘電正接を持つ誘電体素材を含んで構成された誘電体伝送路１００９Ｆにするとよい。

「一定範囲」は、誘電体素材の比誘電率や誘電正接が、本実施形態の効果を得られる程度の範囲であればよく、その限りにおいて予め決められた値のものとすればよい。つまり、誘電体素材は、本実施形態の効果が得られる程度の特性を持つミリ波を伝送可能なものであればよい。誘電体素材そのものだけで決められず伝送路長やミリ波の周波数とも関係するので必ずしも明確に定められるものではないが、一例としては、次のようにする。

誘電体伝送路１００９Ｆ内にミリ波の信号を高速に伝送させるためには、誘電体素材の比誘電率は２〜１０（好ましくは３〜６）程度とし、その誘電正接は０．００００１〜０．０１（好ましくは０．００００１〜０．００１）程度とすることが望ましい。このような条件を満たす誘電体素材としては、たとえば、アクリル樹脂系、ウレタン樹脂系、エポキシ樹脂系、シリコーン系、ポリイミド系、シアノアクリレート樹脂系からなるものが使用できる。誘電体素材の比誘電率とその誘電正接のこのような範囲は、特段の断りのない限り、本実施形態で同様である。なお、ミリ波信号を伝送路に閉じ込める構成のミリ波信号伝送路１００９としては、誘電体伝送路１００９Ｆの他に、伝送路の周囲が遮蔽材で囲まれその内部が中空の中空導波路としてもよい。

伝送路結合部１１０８には受信側信号生成部１１２０が接続される。受信側信号生成部１１２０は、伝送路結合部１１０８によって受信したミリ波の電気信号を信号処理して出力信号を生成するために、高周波増幅部１１２４、周波数変換部１１２５、復調部１１２６、シリアルパラレル変換部１１２７、単一化処理部１１２８を有する。なお、周波数変換部１１２５と復調部１１２６は纏めていわゆるダイレクトコンバーション方式のものにしてもよい。

受信側の高周波増幅部１１２４には、前述の第１〜第５実施形態の増幅回路１が適用される。本構成では、半導体集積回路の一例である半導体チップ１２０３に高周波増幅部１１２４も含まれる。高周波増幅部１１２４は、伝送路結合部１１０８に接続され、アンテナによって受信された後のミリ波の電気信号を増幅して周波数変換部１１２５に供給する。周波数変換部１１２５は、増幅後のミリ波の電気信号を周波数変換して周波数変換後の信号を復調部１１２６に供給する。復調部１１２６は、周波数変換後の信号を復調してベースバンドの信号を取得しシリアルパラレル変換部１１２７に供給する。

シリアルパラレル変換部１１２７は、シリアルの受信データをパラレルの出力データに変換して単一化処理部１１２８に供給する。

単一化処理部１１２８は、多重化処理部１１１３と対応するもので、１系統に纏められている信号を複数種の信号_@（＠は１〜Ｎ）に分離する。第６実施形態の場合、たとえば、１系統の信号に纏められている複数本のデータ信号を各別に分離してＬＳＩ機能部１１０４に供給する。

なお、周波数分割多重により１系統に纏められている場合には、周波数多重処理後の周波数帯域Ｆ_1＋…＋Ｆ_Nのミリ波の電気信号を受信して周波数帯域Ｆ_@別に処理する必要がある。このため、図６Ａ（２）に示すように、高周波増幅部１２２４、周波数変換部１２２５、復調部１２２６、シリアルパラレル変換部１２２７を複数種の信号_@の別に設け、各高周波増幅部１２２４の前段に単一化処理部１２２８として周波数分離部を設けるとよい。そして、分離後の各周波数帯域Ｆ_@のミリ波の電気信号を対応する周波数帯域Ｆ_@の系統に供給するようにすればよい。

このように半導体チップ１１０３を構成すると、入力信号をパラレルシリアル変換して半導体チップ１２０３側へ伝送し、また半導体チップ１２０３側からの受信信号をシリアルパラレル変換することにより、ミリ波変換対象の信号数が削減される。

第１通信装置１１００Ｆと第２通信装置１２００Ｆの間の元々の信号伝送がシリアル形式の場合には、パラレルシリアル変換部１１１４およびシリアルパラレル変換部１１２７を設けなくてもよい。

［第２通信装置］
第２通信装置１２００Ｆは、概ね第１通信装置１１００Ｆと同様の機能構成を備える。各機能部には１２００番台の参照子を付し、第１通信装置１１００Ｆと同様・類似の機能部には第１通信装置１１００Ｆと同一の１０番台および１番台の参照子を付す。送信側信号生成部１２１０と伝送路結合部１２０８で送信部が構成され、受信側信号生成部１２２０と伝送路結合部１２０８で受信部が構成される。

ＬＳＩ機能部１２０４は、第２通信装置１２００Ｆの主要なアプリケーション制御を司るもので、たとえば、相手方に送信したい各種の信号を処理する回路や相手方から受信した種々の信号を処理する回路が含まれる。

ここで、入力信号を周波数変換して信号伝送するという手法は、放送や無線通信で一般的に用いられている。これらの用途では、α）どこまで通信できるか（熱雑音に対してのＳ／Ｎの問題）、β）反射やマルチパスにどう対応するか、γ）妨害や他チャンネルとの干渉をどう抑えるかなどの問題に対応できるような比較的複雑な送信器や受信器などが用いられている。これに対して、本実施形態で使用する信号生成部１１０７，１２０７は、放送や無線通信で一般的に用いられる複雑な送信器や受信器などの使用周波数に比べて、より高い周波数帯のミリ波帯で使用され、波長λが短いため、周波数の再利用がし易く、近傍で多くのデバイス間での通信をするのに適したものが使用される。

［接続と動作］
第６実施形態では、従来の電気配線を利用した信号インタフェースとは異なり、前述のようにミリ波帯で信号伝送を行なうことで高速性と大容量に柔軟に対応できるようにしている。たとえば、高速性や大容量性が求められる信号のみをミリ波帯での通信の対象としており、通信装置１１００Ｆ，１２００Ｆは、低速・小容量の信号用や電源供給用に、従前の電気配線によるインタフェース（端子・コネクタによる接続）を一部に備えることになる。

信号生成部１１０７は、ＬＳＩ機能部１１０４から入力された入力信号を信号処理してミリ波の信号を生成する。信号生成部１１０７には、たとえば、マイクロストリップライン、ストリップライン、コプレーナライン、スロットラインなどの伝送線路で伝送路結合部１１０８に接続され、生成されたミリ波の信号が伝送路結合部１１０８を介してミリ波信号伝送路１００９に供給される。

伝送路結合部１１０８は、アンテナ構造を有し、伝送されたミリ波の信号を電磁波に変換し、電磁波を送出する機能を有する。伝送路結合部１１０８はミリ波信号伝送路１００９と結合されており、ミリ波信号伝送路１００９の一方の端部に伝送路結合部１１０８で変換された電磁波が供給される。ミリ波信号伝送路１００９の他端には第２通信装置１２００Ｆ側の伝送路結合部１２０８が結合されている。ミリ波信号伝送路１００９を第１通信装置１１００Ｆ側の伝送路結合部１１０８と第２通信装置１２００Ｆ側の伝送路結合部１２０８の間に設けることにより、ミリ波信号伝送路１００９にはミリ波帯の電磁波が伝搬するようになる。

ミリ波信号伝送路１００９には第２通信装置１２００Ｆ側の伝送路結合部１２０８が結合されている。伝送路結合部１２０８は、ミリ波信号伝送路１００９の他端に伝送された電磁波を受信し、ミリ波の信号に変換して信号生成部１２０７（ベースバンド信号生成部）に供給する。信号生成部１２０７は、変換されたミリ波の信号を信号処理して出力信号（ベースバンド信号）を生成しＬＳＩ機能部１２０４へ供給する。

ここでは第１通信装置１１００Ｆから第２通信装置１２００Ｆへの信号伝送の場合で説明したが、第２通信装置１２００ＦのＬＳＩ機能部１２０４からの信号を第１通信装置１１００Ｆへ伝送する場合も同様に考えればよく双方向にミリ波の信号を伝送できる。

たとえば、電気配線を介して信号伝送を行なう信号伝送システムでは、次のような問題がある。

i）伝送データの大容量・高速化が求められるが、電気配線の伝送速度・伝送容量には限界がある。

ii）伝送データの高速化の問題に対応するため、配線数を増やして、信号の並列化により一信号線当たりの伝送速度を落とすことが考えられる。しかしながら、この対処では、入出力端子の増大に繋がってしまう。その結果、プリント基板やケーブル配線の複雑化、コネクタ部や電気的インタフェースの物理サイズの増大などが求められ、それらの形状が複雑化し、これらの信頼性が低下し、コストが増大するなどの問題が起こる。

iii）映画映像やコンピュータ画像等の情報量の膨大化に伴い、ベースバンド信号の帯域が広くなるに従って、ＥＭＣ（電磁環境適合性）の問題がより顕在化してくる。たとえば、電気配線を用いた場合は、配線がアンテナとなって、アンテナの同調周波数に対応した信号が干渉される。また、配線のインピーダンスの不整合などによる反射や共振によるものも不要輻射の原因となる。共振や反射があると、それは放射を伴い易く、ＥＭＩ（電磁誘導障害）の問題も深刻となる。このような問題を対策するために、電子機器の構成が複雑化する。

iv）ＥＭＣやＥＭＩの他に、反射があると受信側でシンボル間での干渉による伝送エラーや妨害の飛び込みによる伝送エラーも問題となってくる。

これに対して、第６実施形態の無線伝送システム１００１Ｆは、電気配線ではなくミリ波で信号伝送を行なうようにしている。ＬＳＩ機能部１１０４からＬＳＩ機能部１２０４に対する信号は、ミリ波信号に変換され、ミリ波信号は伝送路結合部１１０８，１２０８間をミリ波信号伝送路１００９を介して伝送する。

無線伝送のため、配線形状やコネクタの位置を気にする必要がないため、レイアウトに対する制限があまり発生しない。ミリ波による信号伝送に置き換えた信号については配線や端子を割愛できるので、ＥＭＣやＥＭＩの問題から解消される。一般に、通信装置１１００Ｆ，１２００Ｆ内部で他にミリ波帯の周波数を使用している機能部は存在しないため、ＥＭＣやＥＭＩの対策が容易に実現できる。

第１通信装置１１００Ｆと第２通信装置１２００Ｆを近接した状態での無線伝送であり、固定位置間や既知の位置関係の信号伝送であるため、次のような利点が得られる。

１）送信側と受信側の間の伝搬チャネル（導波構造）を適正に設計することが容易である。

２）送信側と受信側を封止する伝送路結合部の誘電体構造と伝搬チャネル（ミリ波信号伝送路１００９の導波構造）を併せて設計することで、自由空間伝送より、信頼性の高い良好な伝送が可能になる。

３）無線伝送を管理するコントローラ（本例ではＬＳＩ機能部１１０４）の制御も一般の無線通信のように動的にアダプティブに頻繁に行なう必要はないため、制御によるオーバーヘッドを一般の無線通信に比べて小さくすることができる。その結果、小型、低消費電力、高速化が可能になる。

４）製造時や設計時に無線伝送環境を校正し、個体のばらつきなどを把握すれば、そのデータを参照して伝送することでより高品位の通信が可能になる。

５）反射が存在していても、固定の反射であるので、小さい等化器で容易にその影響を受信側で除去できる。等化器の設定も、プリセットや静的な制御で可能であり、実現が容易である。

また、ミリ波通信であることで、次のような利点が得られる。

ａ）ミリ波通信は通信帯域を広く取れるため、データレートを大きくとることが簡単にできる。

ｂ）伝送に使う周波数が他のベースバンド信号処理の周波数から離すことができ、ミリ波とベースバンド信号の周波数の干渉が起こり難く、後述の空間分割多重を実現し易い。

ｃ）ミリ波帯は波長が短いため、波長に応じてきまるアンテナや導波構造を小さくできる。加えて、距離減衰が大きく回折も少ないため電磁シールドが行ない易い。

ｄ）通常の野外での無線通信では、搬送波の安定度については、干渉などを防ぐため、厳しい規制がある。そのような安定度の高い搬送波を実現するためには、高い安定度の外部周波数基準部品と逓倍回路やＰＬＬ（位相同期ループ回路）などが用いられ、回路規模が大きくなる。しかしながら、ミリ波では（特に固定位置間や既知の位置関係の信号伝送との併用時は）、ミリ波は容易に遮蔽でき、外部に漏れないようにでき、安定度の低い搬送波を伝送に使用することができ、回路規模の増大を抑えることができる。安定度を緩めた搬送波で伝送された信号を受信側で小さい回路で復調するのには、注入同期方式を採用するのが好適である。

なお、第６実施形態では、第１〜第５実施形態の増幅回路１を適用した無線伝送システムの一例として、ミリ波帯で通信を行なうシステムを例示したが、第１〜第５実施形態の増幅回路１の適用範囲はミリ波帯で通信を行なうものに限定されない。ミリ波帯を下回るたとえばＵＷＢやそれ以下の周波数帯や、逆にミリ波帯を超える周波数帯での通信用の送信部や受信部の増幅回路として適用されもよい。

１…増幅回路、３…入力部、４…増幅セル部、５…直流帰還部、１２０，１４０，１６０…増幅セル、１２２，１２４，１４２，１４４，１６２，１６４…ＮＭＯＳ、１２６，１２８，１４６，１４８，１６６，１６８…負荷抵抗、１２９，１４９，１６９…直流動作点調整素子、１３２，１５２，１７２…電流源、１３４，１５４，１７４…ＮＭＯＳ（電流源トランジスタ）、１８２，１８４…帰還抵抗、２００…動作点電圧安定化回路、２０２…直流動作点制御部、２１０…差動増幅回路、２２２，２２４…監視素子、２３０…基準電圧源、２４０…電流駆動部、２４２，２４４，２４６…駆動トランジスタ、３００…負性容量回路（寄生容量補正回路）、３０２，３１２…ＮＭＯＳ、３０４，３１４…電流源、３０６，３１６…補正容量、４００…利得調整回路、４０４…可変電圧源、５００…動作電流調整回路、５０２…動作点電圧変動補正部、５０４…抵抗素子、５０６…スイッチ素子、５１０…抵抗ラダー回路、５１２，５１４，５１６…抵抗素子、５２０…電圧比較部、５２２，５２４…コンパレータ、５３０…電圧判定部、１００１…無線伝送システム、１００９…ミリ波信号伝送路、１１００…第１通信装置、１２００…第２通信装置、１１０８…伝送路結合部、１１１７，１１２４，１２１７，１２２４…高周波増幅部

Claims (17)

1. 差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部と、
   前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部と、
   差動の入力信号を前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部と、
   を備えた増幅回路。
2. 前記入力部と前記帰還部は、差動の信号のそれぞれに対応した抵抗素子を信号経路上に有する
   請求項１に記載の増幅回路。
3. 前記帰還部は、前記増幅セル部の最終段の前記増幅セルの差動出力信号を初段の前記増幅セルの差動入力に直流結合で帰還させる
   請求項１または２に記載の増幅回路。
4. 前記増幅セルの差動出力の動作点電圧を監視し、その監視結果に基づいて、前記動作点電圧を一定に維持するように制御する動作点電圧安定化回路
   を備えている請求項１〜３の内の何れか一項に記載の増幅回路。
5. 前記動作点電圧安定化回路は、
   前記負荷抵抗と高電位側の電源との間に設けられた直流動作点調整素子と、
   前記増幅セルの差動出力のそれぞれの動作点電圧を監視する監視素子、基準電圧を生成する基準電圧源、前記監視素子で監視された前記増幅セルの差動出力のそれぞれの動作点電圧と前記基準電圧源で生成された基準電圧を比較する比較部を具備する直流動作点制御部と、
   前記比較部の出力に基づき前記直流動作点調整素子に直流電流を流す電流駆動部と、
   を有している請求項４に記載の増幅回路。
6. 複数段の前記増幅セルのそれぞれについて前記直流動作点調整素子が設けられており、
   複数段の前記増幅セルについて共通に１つの前記直流動作点制御部が設けられており、
   前記電流駆動部は、前記直流動作点調整素子に電流を流す駆動トランジスタを複数段の前記増幅セルのそれぞれについて有しており、
   前記直流動作点制御部は、前記監視素子が最終段の前記増幅セルの差動出力のそれぞれの動作点電圧を監視し、この監視した動作点電圧と前記基準電圧源で生成された基準電圧を前記比較部で比較した結果に基づいて、複数段の前記増幅セルのそれぞれについて設けられている前記駆動トランジスタを駆動する
   請求項５に記載の増幅回路。
7. 前記増幅セルの前記電流源が生成する動作電流の値を調整することで利得を調整する利得調整回路を備えている
   請求項４〜６の内の何れか一項に記載の増幅回路。
8. 前記利得調整回路は、
   前記動作電流の値を調整するための調整電位を変更可能な可変電圧源を、複数段の前記増幅セルについて共通に１つ有しており、
   前記可変電圧源により生成された調整電位と対応する大きさの動作電流を生成する電流源トランジスタを複数段の前記増幅セルのそれぞれについて有している
   請求項７に記載の増幅回路。
9. 前記増幅セルの出力側に発生する寄生容量を補正する寄生容量補正回路を備えている
   請求項１〜８の内の何れか一項に記載の増幅回路。
10. 前記寄生容量補正回路は、前記増幅セルの差動出力のそれぞれに制御入力端が接続されるとともに一方の出力端が互いに他方の制御入力端と襷掛け接続されている一対のトランジスタと、前記襷掛け接続されている一対のトランジスタのそれぞれの他方の出力端と接続され動作電流を供給する一対の電流源と、前記電流源と並列に接続されている一対の補正容量と、
    を有する請求項９に記載の増幅回路。
11. 前記増幅セルの前記電流源が生成する動作電流の値を調整する動作電流調整回路と、
    前記動作電流調整回路による前記動作電流の調整に伴う前記増幅セルの動作点電圧の変動分を補正する動作点電圧変動補正部と、
    を備えている請求項１〜１０の内の何れか一項に記載の増幅回路。
12. 前記動作電流調整回路が前記動作電流の値を小さい方向に調整したときには、前記動作点電圧変動補正部は前記増幅セルの負荷抵抗の値を大きくし、
    前記動作電流調整回路が前記動作電流の値を大きい方向に調整したときには、前記動作点電圧変動補正部は前記増幅セルの負荷抵抗の値を小さくする
    請求項１１に記載の増幅回路。
13. 差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部と、
    前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部と、
    差動の入力信号を前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部と、
    前記増幅セル部、前記帰還部、前記入力部が形成されている半導体基板と、
    を備えた半導体集積回路。
14. 第１の通信装置と、
    第２の通信装置と、
    前記第１の通信装置と前記第２の通信装置の間でミリ波帯での情報伝送が可能なミリ波信号伝送路と、
    を備え、
    前記第１の通信装置と前記第２の通信装置は、差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部、前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部、および差動の入力信号を前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部を具備した増幅回路を有し、
    前記第１の通信装置は伝送対象の信号をミリ波信号に変換し前記増幅回路で増幅してからこのミリ波信号を前記ミリ波信号伝送路を介して前記第２の通信装置に送信する、または、前記第２の通信装置は、前記ミリ波信号伝送路を介して前記第１の通信装置からミリ波信号を受信し前記増幅回路で増幅してからこのミリ波信号を伝送対象の信号に戻す
    無線伝送システム。
15. 伝送対象の信号を信号処理してミリ波の信号を生成する送信側の信号生成部と、
    前記送信側の信号生成部で生成されたミリ波の信号を増幅する増幅部と、
    ミリ波の信号を伝送するミリ波信号伝送路に前記増幅部で増幅されたミリ波の信号を結合させる送信側の信号結合部と、
    を備え、
    前記増幅部は、差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部、前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部、および前記送信側の信号生成部で生成された差動のミリ波の信号を入力信号として前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部を有する
    送信側の通信装置。
16. ミリ波信号伝送路を介して伝送されてきたミリ波の信号を受信する受信側の信号結合部と、
    前記受信側の信号結合部で受信されたミリ波の信号を増幅する増幅部と、
    前記増幅部で増幅されたミリ波の信号を信号処理して伝送対象の信号を生成する受信側の信号生成部と、
    を備え、
    前記増幅部は、差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部、前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部、および前記受信側の信号結合部で受信されたミリ波の信号を入力信号として前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部を有する
    受信側の通信装置。
17. 伝送対象の信号を信号処理して送信信号を生成する送信側の信号生成部と前記送信側の信号生成部で生成された送信信号を増幅する送信側の増幅部を具備した送信部、
    および／または、
    受信信号を増幅する受信側の増幅部と前記受信側の増幅部で増幅された受信信号を信号処理して伝送対象の信号を生成する受信側の信号生成部を具備した受信部、
    を備え、
    前記増幅部は、差動接続された一対のＮ型のトランジスタと負荷抵抗と動作電流を生成する電流源を具備し差動の信号を増幅する機能を持つ増幅セルを複数段縦続接続して構成されている増幅セル部、前記増幅セル部の後段側の前記増幅セルの差動出力信号を前段側の前記増幅セルの差動入力へ帰還する帰還部、および前記送信側の信号生成部で生成された差動のミリ波の信号を入力信号として前記増幅セル部の初段の入力に供給する入力部を有する
    通信装置。

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