CN101986560A - 放大电路、半导体集成电路、无线传输系统和通信装置 - Google Patents

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Abstract

一种放大电路，包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。

Description

放大电路、半导体集成电路、无线传输系统和通信装置
技术领域
本发明涉及放大电路、其上安装放大电路的半导体集成电路、其上安装放大电路的无线传输系统和其上安装放大电路的通信装置。例如，本发明涉及高频放大电路，其应用于传输侧的通信装置和接收侧的通信装置的每个，并且该传输侧的通信装置和接收侧的通信装置的每个在超宽带(UWB)或毫米波段中运行。
背景技术
例如，在日本专利公开No.2009-005137和2007-195189(以下称为专利文献1和2)中公开了在宽频范围内具有平坦的放大特性的宽带放大电路，作为可以响应对宽带和大增益两种要求的放大电路。
例如，专利文献1提出一种高频电路。该高频电路配置如下。也就是说，该高频电路包括晶体管、负载、连接点和串联电路。在该情况下，晶体管具有电势固定的源极端和接收输入信号的栅极端。负载连接到晶体管的漏极端。晶体管的漏极端和负载在连接点相互连接。此外，在该串联电路中，电感器和电容器与高频电路的输出端串联连接。此外，具有预定特性的带通滤波器构成表示晶体管、负载和串联电路的输出阻抗的输出等效电路。总之，以使用电感器的负载电路的形式实现具有GHz或更多的宽带的宽带放大电路。
专利文献2提出一种差分跨导倒数(transimpedance)放大电路，包括第一运算放大器、第二运算放大器、第一反馈元件、第二反馈元件、第三反馈元件和第四反馈元件。在该情况下，第一运算放大器具有第一反相输入端、第一非反相输入端、第一反相输出端和第一非反相输出端。第二运算放大器具有第二反相输入端、第二非反相输入端、第二反相输出端和第二非反相输出端。第二反相输出端连接到第一非反相输入端。第二非反相输出端连接到第一反相输入端。第一反馈元件连接到第一非反相输入端和第一反相输入端的每个。第二反馈元件连接到第一反相输入端和第一非反相输入端的每个。第三反馈元件连接到第二反相输入端和第一反相输出端的每个。此外，第四反馈元件连接到第一非反相输入端和第一非反相输出端的每个。总之，以电阻反馈型电路的形式实现了具有GHz或更多的宽带的宽带放大电路。
发明内容
然而，专利文献1中描述的高频电路的配置涉及由于在负载电路中使用电感器而导致的缺点(其细节将在“具体实施例”章节中描述)。此外，在专利文献2中描述的差分跨导倒数放大器电路的配置中，例如参考图26到29描述了使用PMOS晶体管的电路。此外，在第81段中描述了“该图示出图7的第一级嵌套的TIA700，并且TIA700包括运算放大器710的第一实施例”。然而，该差分跨导倒数电路通过使用多个使用P型晶体管(如PMOS晶体管或PNP晶体管)的跨导倒数放大器配置，该P型晶体管在频率特性上不如N型晶体管。因此，该差分跨导倒数放大器电路涉及宽带加宽中的缺点。
已经进行本发明以便解决上述问题，因此期望提供一种其中可以在宽带上获得满意的增益而在负载中不使用任何电感器和P型晶体管的放大电路、其上安装该放大电路的半导体集成电路、其上安装该放大电路的无线传输系统和其上安装该放大电路的通信装置。
为了达到上述希望，根据本发明的实施例，提供了一种放大电路，包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
总之，不使用电感器和P型晶体管，但是负载电阻器用作放大单元中相互差分连接的一对N型晶体管的负载。此外，多级放大单元相互级联，从而获得大的增益，并且差分输出信号从后级侧反馈到前级侧的放大单元的输入端，从而配置负反馈放大电路。
根据本发明的另一实施例，提供了一种半导体集成电路，包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端；以及半导体基底，其中形成所述放大单元部分、所述反馈部分和所述输入部分。
此外，分别具有上述配置的放大电路和半导体集成电路的每个例如用作用于在UWB或毫米波段中执行无线传输的无线传输系统的传输侧的通信装置和接收侧的通信装置的每个中的放大部分(高频放大电路)。
根据本发明的另一实施例，提供了一种无线传输系统，包括：第一通信装置；第二通信装置；以及毫米波信号传输路径，通过其将信息适于在所述第一通信装置和所述第二通信装置之间以毫米波段传输。所述第一通信装置和所述第二通信装置的每个具有放大电路，其包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。在该无线传输系统中，所述第一通信装置将作为传输对象的信号转换为毫米波信号，并且在所述放大电路中放大得到的毫米波信号，并且通过所述毫米波信号传输路径将这样放大的得到的毫米波传输到所述第二通信装置，或者所述第二通信装置通过所述毫米波信号传输路径从所述第一通信装置接收毫米波信号，并且在所述放大电路中放大毫米波信号，并且将这样放大的毫米波信号解调为作为传输对象的信号。
根据本发明的另一实施例，提供了一种传输侧的通信装置，包括：传输侧的信号生成部分，配置为对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成毫米波信号；放大部分，配置为放大在所述传输侧的信号生成部分中生成的毫米波信号；以及传输侧的信号耦合部分，配置为将在所述放大部分中放大的毫米波信号耦合到通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径。所述放大部分包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将在所述传输侧的信号生成部分中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
根据本发明的另一实施例，提供了一种接收侧的通信装置，包括：接收侧的信号耦合部分，用于接收通过毫米波信号传输路径传输的毫米波信号；放大部分，配置为放大在所述接收侧的信号耦合部分中接收的毫米波信号；以及接收侧的信号生成部分，配置为对在所述放大部分中放大的毫米波信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号。所述放大部分包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将在所述接收侧的信号耦合部分中接收的毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
根据本发明的另一实施例，提供了一种通信装置，包括：传输部分，包括传输侧的信号生成部分和传输侧的放大部分，该传输侧的信号生成部分配置为对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成传输信号，并且该传输侧的放大部分配置为放大在所述传输侧的信号生成部分中生成的传输信号；和/或接收部分，包括接收侧的放大部分和接收侧的信号生成部分，该接收侧的放大部分配置为放大接收信号，并且该接收侧的信号生成部分配置为对在所述接收侧的放大部分中放大的接收信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号。所述放大部分包括：放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及输入部分，配置为将在所述传输侧的信号生成部分中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
如上所述，根据本发明，可能实现其中在宽带中实现了大增益而不使用电感器和在频率特性上不如P型晶体管的N型晶体管的放大电路、其上安装放大电路的半导体集成电路、其上安装放大电路的无线传输系统和其上安装放大电路的通信装置。
附图说明
图1是示出根据本发明第一实施例的放大电路的配置的电路图；
图2是说明根据本发明第一实施例的放大电路的频带的图形表示；
图3是示出根据本发明第二实施例的放大电路的配置的电路图；
图4A和4B分别是示出示出根据本发明第三实施例的放大电路的配置的电路图、和示出在图4A所示的放大电路中的负电容电路的配置的电路图；
图5是示出根据本发明第四实施例的放大电路的配置的电路图；
图6A是示出根据本发明第五实施例的放大电路的配置的电路图；
图6B到6D分别是示出可变电阻器电路侧的功能部分的配置的电路图、示出控制电路侧的功能部分的配置的电路图、和说明电压关系和电压判断部分的操作之间的关系的图；
图7是根据本发明第七实施例的、从功能配置方面说明对其安装放大电路的无线传输系统中的信号接口的方块图；以及
图8A和8B、8C和8D分别是说明图7所示的第七实施例的无线传输系统中的信号的复用的图形表示、方块图和图形表示。
具体实施方式
下面将参考附图详细描述本发明的优选实施例。当在各实施例中区分功能构成元件时，通过分别增加大写字母(如A、B、C、......)的参考符号到原始参考标号来描述该功能构成元件。另一方面，当给出描述而没有特别区分时，在省略这些参考符号的情况下描述该功能构成元件。这对附图也适用。
要注意，下面将根据以下顺序给出描述。
1.放大电路(第一到第五实施例)
2.半导体集成电路(第六实施例)
3.无线传输系统(第七实施例)
4.传输侧的通信装置(第八实施例)
5.接收侧的通信装置(第九实施例)
6.通信装置(第十实施例)
1.放大电路
第一实施例(多级放大单元+反馈电路)
图1和2分别是说明书根据本发明第一实施例的放大电路的电路图和图形表示。这里，图1是示出根据本发明第一实施例的放大电路的配置的电路图，并且图2是说明根据本发明第一实施例的放大电路的频带的图形表示。
第一实施例的放大电路1A包括输入部分3、放大单元部分4、D.C.反馈路径5和参考电源部分6。在该情况下，在放大单元部分4中，每个具有放大信号的功能的多级放大单元AS相互级联。此外，参考电源部分6生成参考电压，根据该参考电压调整操作电流。输入部分3、放大单元部分4、D.C.反馈路径5和参考电源部分6(功能部分)配置在相同半导体基底上，并且以半导体集成电路(IC)的形式提供。
在该情况下，通过将每个配置为差分放大器的三级放大单元AS(120、140和160)相互级联来配置放大单元部分4。最后级的放大单元160也用作输出放大器。多级放大单元AS相互级联，从而获得大的增益，因此由于通过D.C.反馈部分5的D.C.负反馈操作，D.C.操作点稳定维持在某个范围度内。考虑与某个部分的操作点与参考点一致的这种负反馈电路不同的点，使用了用语“在某个范围度内”。当只考虑A.C.增益时，可以通过电容耦合执行反馈。
这里，为了配置作为差分放大器的每个放大单元，第一实施例的特征是通过使用N型晶体管配置差分对，并且不使用有源负载和电感单元作为负载，而是替代地使用电阻器作为负载。尽管可以使用N沟道晶体管(NMOS晶体管)和N型双极结晶体管(NPN晶体管)的任一作为N型晶体管，但是在下面的描述中，使用NMOS晶体管作为N型晶体管。
预期在差分对或有源负载中使用P型晶体管(如P沟道晶体管(PMOS晶体管)或PNP晶体管)。然而，在此没有采用P型晶体管，因为P型晶体管在高频特性上不如N型晶体管。
例如，预期通过使用其每个使用在频率特性上差的晶体管的多个跨导倒数放大器来配置放大器。然而在该情况下，这样配置的放大器不适于用于对应于宽带的基带信号的放大器。
此外，电感器的使用涉及这样的缺点，即由于电感器的Q值将带宽变窄，显示带通(BPF)特性。尽管预期当BPF特性的频带等于或宽于原始使用应用中的频带时，没有问题。然而，存在由于恒定离差而劣化性能的缺点。此外，当以半导体集成电路(IC)的形式安装放大电路1A时，电感器的使用导致芯片尺寸变大的缺点。当优先考虑芯片尺寸时，在一些情况下还必须将电感器布置在芯片外部。另一方面，在半导体IC中电阻器比电感器更容易形成，并且在电阻器中恒定离差较小。
每个放大单元AS(120、140和160)包括NMOS晶体管的差分对、作为负载的电阻器和用于生成对应于放大单元120、140和160之一的操作电流的电流源。例如，初始级中(第一级中)的放大单元120包括NMOS晶体管122和124的差分对、其一端分别连接到NMOS晶体管122和124的漏极端的负载电阻器126和128、以及其一端共同连接到NMOS晶体管122和124的源极端的电流源132。负载电阻器126和128的另一端每个连接到高电势侧的电源Vdd_1。电流源132的另一端连接到地(GND)。要注意，可以使用低电势侧的电源电压Vss_1替代使用地。
第二级中的放大单元140包括NMOS晶体管142和144的差分对、其一端分别连接到NMOS晶体管142和144的漏极端的负载电阻器146和148、以及其一端共同连接到NMOS晶体管142和144的源极端的电流源152。负载电阻器146和148的另一端每个连接到高电势侧的电源Vdd_2。电流源152的另一端连接到地(GND)。要注意，可以使用低电势侧的电源电压Vss_2(优选地，Vss_1＝Vss_2)替代使用地(GND)。
最后级(第三级)中的放大单元160包括NMOS晶体管162和164的差分对、其一端分别连接到NMOS晶体管162和164的漏极端的负载电阻器166和168、以及其一端共同连接到NMOS晶体管162和164的源极端的电流源172。负载电阻器166和168的另一端每个连接到高电势侧的电源Vdd_3。电流源172的另一端连接到地(GND)。要注意，可以使用低电势侧的电源电压Vss_3(优选地，Vss_1＝Vss_2＝Vss_3)替代使用地(GND)。
当分别使用低电势侧的电源电压Vss_1、Vss_2和Vss_3作为放大单元120、140和160的低电势侧的参考替代使用地时，也使用低电势侧的电源电压Vss作为稍后将描述的第二到第五实施例中用于每个部分的低电势侧的参考，替代使用地。
参考电源部分6包括一个参考电压源102，其对于多级放大单元AS(120、140和160)共用。电流源132、152和172的每个连接到参考电压源102，使得用于电流值的设置的参考电势Vref1共同提供到电流源132、152和172。电流源132、152和172提供D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3(操作电流)，其每个分别对应于到NMOS晶体管122和124的差分对、NMOS晶体管142和144的差分对和NMOS晶体管162和164的差分对的参考电势Vref1。为了优化操作点和第一到第三级的互导(mutual conductance)，在每一个放大单元AS设置D.C.偏置电流值。
在该连接中，在每一个放大单元AS将D.C.偏置电流值划分为两部分，以使得流过两个负载电阻器，从而确定输出信号的操作点。此外，差分对的互导根据D.C.偏置电流增加或减少。也就是说，根据D.C.偏置电流的设置值确定放大单元AS的增益。在该配置的情况下，操作点和互导(即，增益)不是相互独立地设置，而是相互结合地设置。换句话说，当优化操作点时(例如，在电源Vdd和地之间的中点)，根据此时的D.C.偏置电流确定互导(增益)。与此相反，当设置D.C.偏置电流以便获得必需的互导(增益)时，不能说操作点不必优化。当操作点变得不适合时，必须确定失真性能。具体地，因为在最后级中输出幅度大，所以关于操作点和失真性能之间的关系的问题显著出现。
输入部分3提供在初始级中的放大单元120的输入侧(栅极侧)。输入部分3具有这样的配置，以便具有分别对应于信号路径上的差分信号的电阻器。也就是说，在输入部分3中，输入电阻器112和114的一端分别连接到NMOS晶体管122和124的栅极端，用于放大单元120中的差分输入。输入电阻器112和114的另一端分别连接到信号输入端，即，用于时钟信号的输入端IN_P和用于放大电路1A的反相信号的输入端IN_N，从而分别提供差分信号(即，正常相位输入信号SP和反相输入信号SN)给差分对中的NMOS晶体管122和124的栅极端。
来自初始级中的放大单元120的差分输出信号分别变为第二级中的放大单元140的差分输入信号。在该情况下，NMOS晶体管122的输出端(漏极端)连接到NMOS晶体管144的栅极端，并且NMOS晶体管124的输出端(漏极端)连接到NMOS晶体管142的栅极端。
同样，来自第二级中的放大单元140的差分输出信号分别变为第三级中的放大单元160的差分输入信号。在该情况下，NMOS晶体管142的输出端(漏极端)连接到NMOS晶体管164的栅极端，并且NMOS晶体管144的输出端(漏极端)连接到NMOS晶体管162的栅极端。第三级中的放大单元160的NMOS晶体管162的输出端(漏极端)连接到用于与输入到放大电路1A的输入端IN_P(时钟信号输入端)的信号同相的信号的输出端(时钟信号输出端OUT_P)。第三级中的放大单元160的NMOS晶体管164的输出端(漏极端)连接到用于与输入到放大电路1A的输入端IN_N(反相信号输入端)的信号同相的信号的输出端(反相信号输出端OUT_N)。
D.C.反馈部分5采用这样的配置，以便通过D.C.耦合将后级侧的输出信号反馈到前级侧，从而起作用以便将前级侧和后级侧之间的放大单元AS中的操作D.C.电平保持在恒定值。从要D.C.反馈给前级侧的输入端子的后级侧的输出信号提取D.C.分量，从而优化对于来自后级侧的放大单元AS的输出信号的D.C.偏置。因此，即使在输出幅度增加时，也改进了失真性能。
例如，D.C.反馈部分5采用这样的配置，以便具有分别对应于信号路径上的差分信号的电阻器。在第一实施例中，D.C.反馈部分5采用这样的配置，使得来自第二级中的放大单元140的差分输出信号(对第三级中的放大单元160的差分输入信号)分别通过反馈电阻器182和184，反馈给初始级中的放大单元120的NMOS晶体管122和124的栅极端。
要注意，尽管在第一实施例中来自第二级中的放大单元140的差分输出信号反馈给初始级中的放大单元120，但是本发明不限于此，并且例如来自最后级中的放大单元160的差分输出可以反馈给初始级中的放大单元120。然而，在该情况下，减少了对放大电路1A的输出阻抗的设置自由度。例如，尽管在UWB或毫米波段情况下使用的输出放大器具有大的增益和高的输出功率是重要的，但是在UWB或毫米波段情况下使用的输出放大器在使用的波段中符合输出匹配也是重要的。当没有充分符合输出匹配时，例如，在天线等的外部电路中导致不必要的反射，因此可能产生电路的异常振荡。因此，在超宽带(如UWB或毫米波段)的通信系统中使用的输出放大器必须在整个波段上符合输出匹配。
考虑这方面，第一实施例采用这样的配置，使得当提供D.C.反馈部分5时，来自紧接在最后级之前的一级(第一实施例中为第二级)中的放大单元的差分输出信号通过D.C.耦合反馈给初始级中的放大单元，从而使得最后级与反馈回路独立。
这里，第一级中的放大单元120的放大增益G1由表达式(1)表示：
G 1 = gm 1 · R 1 1 + j 2 πf · C 1 · R 1 . . . ( 1 )
其中gm1是NMOS晶体管122和124每个的互导，R1是负载电阻器126和128每个的电阻值，并且C1是每个负载电容器的电容。要注意，例如考虑布线电容和以下一级(第二级)的阻抗的形式连接的NMOS晶体管142和144的输入电容(栅极电容、栅极-漏极电容、栅极-源极电容等的合成值)表示每个负载电容器的电容C1。放大增益G1变为频率的函数，因为不仅纯电阻，而且负载电容C1也存在为负载阻抗。
第二级中的放大单元140的放大增益G2由表达式(2)表示：
G 2 = gm 2 · R 2 1 + j 2 πf · C 2 · R 2 . . . ( 2 )
其中gm2是NMOS晶体管142和144每个的互导，R2是负载电阻器146和148每个的电阻值，并且C2是每个负载电容器的电容值。要注意，例如考虑布线电容和以下一级(第三级)的阻抗的形式连接的NMOS晶体管162和164的输入电容(栅极电容、栅极-漏极电容、栅极-源极电容等的合成值)表示负载电容C2。放大增益G2变为频率的函数，因为不仅纯电阻，而且负载电容C2也存在为负载阻抗。
第三级中的放大单元160的放大增益G3由表达式(3)表示：
G 3 = gm 3 R 3 Zo R 3 + zo . . . ( 3 )
其中gm3是NMOS晶体管162和164每个的互导，R3是负载电阻器166和168每个的电阻值，并且Zo是负载阻抗。
第一实施例的放大电路1A的开路增益由第一到第三级中的放大增益G1、G2和G3的乘积表示。因为第一实施例的放大电路1A提供有D.C.反馈部分5，用于将来自第二级中的放大单元140的差分输出信号反馈给第一级中的放大部分120，所以实际放大增益没有变为开路增益，而是变为闭环增益。
也就是说，来自第二级中的放大单元140的差分输出信号负反馈到第一级中的放大单元120，因此负反馈放大电路由输入部分3、第一级和第二级中的放大单元120和140、以及D.C.反馈部分5的全部构成。这里，负反馈放大电路的放大增益G4(闭环增益)由表达式(4)表示：
G 4 = R 5 R 4 · G 1 · G 2 1 + G 1 · G 2 ≅ R 5 R 4
∵G1·G2＞＞1        ...(4)
其中R4是输入电阻器112和114的每个的电阻值，并且R5是反馈电阻器182和184每个的电阻值。
当第一级和第二级中的放大增益G1和G2每个足够大时，根据反馈电阻器182和184每个的电阻值R5与输入电阻器112和114每个的电阻值R4的比率确定放大增益G4。
因为不仅纯电阻，而且负载电容器C1和C2分别存在为放大单元120和140中的负载阻抗，如前所述，放大增益G1和G2的每个变为频率f的函数。因此，负反馈放大电路的闭环增益G4也具有频率特性。
例如，如果对于放大单元120和140(称为信号放大器)的每个没有执行反馈时的频带通过截止频率f1(3dB以下值的频率)调节，则当C1＝C2、R1＝R2并且gm1＝gm2时，截止频率f1由表达式(5)表示：
f 1 = 1 2 π · C 1 · R 1 . . . ( 5 )
另一方面，如果负反馈放大电路的频带通过截止频率fc(3dB以下值的频率)调节，则当C1＝C2、R1＝R2并且gm1＝gm2时，因为(1/√2)×G4＝G1×G2，所以截止频率fc由表达式(6)表示：
1 2 R 5 R 4 = ( gm 1 · R 1 ) 2 1 + ( 2 πfc · C 1 · R 1 ) 2 . . . ( 6 )
. . . fc = 1 2 π · C 1 · R 1 2 R 4 R 5 ( gm 1 · R 1 ) 2 - 1 = 1 2 π · C 1 · R 1 2 ( G 1 · G 2 ) G 4 - 1
如从表达式(1)到(6)理解的，第一级和第二级中的放大单元120和140的放大增益G1和G2的每个相对于闭环增益G4增加，从而负反馈放大电路的频带(截止频率fc)可以相对于由表达式(5)表示的单个放大器中的频带(截止频率f1)变宽。尽管依赖于负载电容器的电容值C1和C2、负载电阻器的电阻值R1和R2以及互导gm1和gm2的设置值，但是例如截止频率fc也可以设置为大约几GHz。
尽管在第一实施例中负反馈放大电路由两级放大单元AS组成，但是当级数进一步增加时，在相同频带中可以实现的增益可以增加，并且当增益保持在相同水平时，频带可以变宽。
如上所述，第一实施例的放大电路1A以此方式配置，使得其每个包括一对相互差分连接的NMOS晶体管的多个放大单元AS和两个负载电阻器相互级联，并且来自后级侧中的放大单元的差分输出信号D.C.反馈到前级侧中的放大单元。结果，可以在直流(D.C.)到几GHz的宽带中实现大的增益，而不使用电感单元和在频率特性上不如NMOS晶体管的PMOS晶体管的任一。通过不使用电感单元配置放大电路1A，与使用电感单元的情况相比，可以减少芯片面积。因为所有电路元件(包括电流源132、152和172)可以配置在芯片上，所以任何外围元件都不需要，因此还可以减少成本。
尽管预期采用利用PMOS晶体管替换NMOS晶体管的互补放大电路，但是首先PMOS晶体管在频率特性上不如NMOS晶体管，因此其截止频率减少。不使用频率特性上不如NMOS晶体管的PMOS晶体管配置放大电路1A，从而与使用PMOS晶体管的放大电路相比，频带可以变宽。
此外，在放大电路1A中，在D.C.反馈部分5中，来自紧接在最后级之前一级中的放大单元的差分输出信号通过D.C.耦合反馈给第一级中的放大单元，从而使得最后级中的放大单元独立于反馈回路。结果，可以独立于反馈回路设置放大电路1A的输出阻抗，因此可以增加对于与连接到随后级的负载的关系的设计的自由度。
第二实施例(第一实施例+D.C.操作点稳定电路)
图3是示出根据本发明第二实施例的放大电路的配置的电路图。根据本发明第二实施例的放大电路1B的特征是基于第一实施例的放大电路1A，要包括操作点电压稳定电路200(换句话说，D.C.操作点改变抑制电路)。操作点电压稳定电路200监视来自放大单元AS的差分输出信号的操作点电压，并且以此方式执行控制，使得放大单元AS的操作点电压每个基于监视结果保持恒定。此后，将通过关注第一实施例和第二实施例之间的差别描述第二实施例的放大电路1B。
在第二实施例的放大电路1B中，首先，在第一到第三级中的放大单元AS(120、140和160)的每个中，负载电阻器没有分别直接连接到电源Vdd，而是通过D.C.操作点调节元件分别连接到电源Vdd。在第二实施例中，电阻器用作D.C.操作点调节元件。例如，第一级中的放大单元120包括D.C.操作点调节元件129，其由布置在电阻器126和128之间的连接点(节点N21)和电源Vdd_1之间的电阻器构成。第二级中的放大单元140包括D.C.操作点调节元件149，其由布置在电阻器146和148之间的连接点(节点N22)和电源Vdd_2之间的电阻器构成。此外，最后级中的放大单元160包括D.C.操作点调节元件169，其由布置在电阻器166和168之间的连接点(节点N23)和电源Vdd_3之间的电阻器构成。
此外，第二实施例的放大电路1B包括D.C.操作点控制部分202和最后级的下一级中的电流驱动部分240。包括D.C.操作点控制部分202和电流驱动部分240的功能部分配置在相同半导体基底上，并且以半导体集成电路(IC)的形式提供。
D.C.操作点控制部分202包括差分放大电路210(其也可以是比较器)、监视元件222和224、和用于生成参考电势Vref2的参考电压源230。在第二实施例中，电阻器分别用作监视元件222和224。差分放大电路210比较分别由监视元件222和224监视的、来自放大单元AS(第二实施例中的放大单元160)的差分输出信号的操作点电压的每个和由参考电压源230生成的参考电势Vref2。
电流驱动部分240根据来自差分放大电路210的输出信号，使得D.C.电流分别流过第一到第三级中的放大单元120、140和160的D.C.操作点调节元件129、149和169。为此，电流驱动部分240包括分别对应于第一到第三级中的放大单元120、140和160的D.C.操作点调节元件129、149和169的驱动晶体管242、244和246。
第一到第三级中的放大单元120、140和160的D.C.操作点调节元件129、149和169、D.C.操作点控制部分202和电流驱动部分240监视分别来自第一到第三级中的放大单元120、140和160的差分输出信号的操作点电压。此外，配置操作点电压稳定电路200，其以此方式执行控制，使得各操作点电压每个根据监视结果保持恒定。
要注意，预期提供用于监视D.C.电势电平(操作点电压)的D.C.操作点控制部分202，以便对应于分别来自第一到第三级中的放大单元AS(120、140和160)的差分输出信号。然而，在该情况下，电路增大。为了处理这种情况，第二实施例采用了这样的配置，其中仅在最后级的下一级中提供D.C.操作点控制部分202，使得对于输出信号的D.C.偏置改变具有较少余量的、来自最后级的差分输出信号的每个成为监视点，并且以此方式执行负反馈控制，使得不仅来自最后级的放大单元中差分输出信号的D.C.电平，而且来自剩余级中的放大单元的差分输出信号的D.C.电平的每个根据基于监视结果的控制信号保持恒定。
监视元件222的一端连接到最后级中的放大单元160中的NMOS晶体管162的漏极端(即，时钟信号输出端OUT_P)。监视元件224的一端连接到最后级中的放大单元160中的NMOS晶体管164的漏极端(即，反相信号输出端OUT_N)。监视元件222和224的每个连接到最后级中的放大单元160的节点N23的原因是因为最后级中的放大单元160中输出幅度大，因此考虑关于操作点和失真性能之间的关系显著出现的问题。
监视元件222和224的另一端共同连接到差分放大电路210的一个输入端(该实施例中的非反相输入端(+))。差分放大电路210的另一输入端(该实施例中的反相输入端(-))连接到参考电压源230，因此参考电势Vref2提供给差分放大电路210的反相输入端(-)。参考电势Vref2示出与输出信号的操作点电势Vo的每个的一一对应，并且例如具有与电源Vdd和地(或低电势侧的电源电压Vss)之间的中点电势相同的值。
NMOS晶体管分别用作第二实施例中的驱动晶体管242、244和246。分别由NMOS晶体管构成的第二实施例中的驱动晶体管242、244和246的栅极端共同连接到差分放大器210的输出端，并且驱动晶体管242、244和246的源极端每个接地。驱动晶体管242的漏极端连接到第一级中的放大单元120的节点N21。驱动晶体管244的漏极端连接到第二级中的放大单元140的节点N22。此外，驱动晶体管246的漏极端连接到最后中的放大单元160的节点N23。
差分放大电路210比较分别通过监视元件222和224检测的最后级中的放大单元160的在节点N23处的每个D.C.电平(换句话说，最后级中的每个操作点电势Vo)和通过参考电压源230设置的参考电势Vref2。因此，差分放大电路210通过驱动晶体管242、244和246执行负反馈控制，使得操作点电势Vo和参考电势Vref2相互一致。
例如，当每个操作点电势Vo＞参考电势Vref2的关系成立时，来自差分放大电路210的输出电压增加，并且驱动晶体管242、244和246的漏极电流每个增加。因此，使得分别流过D.C.操作点调节元件129、149和169的电流每个增加。结果，分别在节点N21、N22和N23形成的电压每个下降，并且最后级中的放大单元160的每个操作点电势Vo(换句话说，在时钟信号输出端OUT_P的电压和在反相信号输出端OUT_N的电压)每个下降。因此，控制每个操作点电势Vo以便接近参考电势Vref2。
与此相反，当每个操作点电势Vo＜参考电势Vref2的关系成立时，来自差分放大电路210的输出电压减小，并且驱动晶体管242、244和246的漏极电流每个减小。因此，使得分别流过D.C.操作点调节元件129、149和169的电流每个减小。结果，分别在节点N21、N22和N23形成的电压每个上升，并且最后级中的放大单元160的每个操作点电势Vo(换句话说，在时钟信号输出端OUT_P的电压和在反相信号输出端OUT_N的电压)每个上升。因此，控制每个操作点电势Vo以便接近参考电势Vref2。
总之，D.C.操作点控制部分202以此方式执行控制，使得每个操作点电势Vo与参考电势Vref2一致。因此，利用第二实施例的放大电路1B，每个操作点和互导(换句话说，增益)可以相互独立地设置。例如，当通过参考电压源102设置D.C.偏置电流以便获得必需的互导(增益)时，根据对D.C.偏置电流的设置来设置在节点N21、N22和N23处的电势。在该情况下，不能必然地说每个操作点电势Vo是优化的。然而。D.C.操作点控制部分202检测在节点N21、N22和N23处的电势，并且以此方式执行控制，使得每个操作点电势Vo与参考电势Vref2一致。
放大电路1B从输出信号提取D.C.分量，并且将这样提取的D.C.分量以电流形式分别馈送给负载电阻器126和128、负载电阻器146和148以及负载电阻器166和168的连接点(节点N21、N22和N23)。因此，以此方式执行负反馈控制，使得每个操作点Vo保持在恒定值(优化值：与第二实施例中的参考电势Vref2一致的值)。为此，可能实现这样的放大器，其中即使在优化输出信号的D.C.偏置以增加输出幅度时也可以改进失真性能，同时频率特性保持在与第一实施例的放大电路1A的频率特性相同的水平。
要注意，尽管在第二实施例中NMOS晶体管分别用作驱动晶体管242、244和246，但是PMOS晶体管也可以替代地分别用作驱动晶体管242、244和246，因为D.C.操作点稳定处理不要求高频特性，如信号放大。然而，在该情况下，考虑PMOS晶体管的使用导致与NMOS晶体管的操作互补的操作的关系，配置放大电路1B。
例如，由PMOS晶体管构成的驱动晶体管242、244和246的源极端分别连接到电源Vdd，并且其漏极端分别连接到节点N21、N22和N23。当来自差分放大电路210的输出电压减少时，驱动晶体管242、244和246的漏极电流每个增加，而当来自差分放大电路210的输出电压增加时，驱动晶体管242、244和246的漏极电流每个减少。因此，监视元件222和224的一端每个连接到差分放大电路210的反相输入端，并且参考电压源230连接到差分放大电路210的非反相输入端。
第三实施例(第一实施例+负载寄生电容校正电路)
图4A和4B分别是示出根据本发明第三实施例的放大电路的配置的电路图、和示出图4A中所示的放大电路中的负电容电路的配置的电路图。第三实施例的放大电路1C的特征基于第一实施例的放大电路1A，要包括寄生电容校正电路，其用于校正(抵消)在放大单元AS的输出侧寄生出现的负载电容。此后，将通过关注与第一实施例的放大电路1A的差别给出描述。
如图4A所示，第三实施例的放大电路1C包括负电容电路300，其每个分别用作第一到第三级中的放大单元AS(放大单元120、140和160)的输出侧的寄生电容校正电路。包括负电容电路300的功能部分配置在相同半导体基底上，并且以半导体IC的形式提供。
每个负电容电路300具有执行用于等效抵消寄生电容(包括下一级中的晶体管电容和布线电容)的操作，该寄生电容等效与第一到第三级中的放大单元AS(120、140和160)的对应的一个的负载电阻器并联连接，从而使放大单元AS的对应的一个的频带变宽。
在连接到第一级中的放大单元120的输出侧的负电容电路300_1中，第一输出节点301连接到NMOS晶体管122的漏极端，并且第二输出节点311连接到NMOS晶体管124的漏极端。在连接到第二级中的放大单元140的输出侧的负电容电路300_2中，第一输出节点301连接到NMOS晶体管142的漏极端，并且第二输出节点311连接到NMOS晶体管144的漏极端。此外，在连接到第三级中的放大单元160的输出侧的负电容电路300_3中，第一输出节点301连接到NMOS晶体管162的漏极端，并且第二输出节点311连接到NMOS晶体管164的漏极端。
如图4B所示，负电容电路300包括一对NMOS晶体管302和312、用于生成用于NMOS晶体管302和312的操作电流的电流源304和314、以及校正电容器306和316。电流源304和314的一端以及校正电容器306和316的一端分别连接到交叉耦合的NMOS晶体管302和312的源极端(另一端)。在该情况下，在交叉耦合的NMOS晶体管302和312中，NMOS晶体管302的栅极端(控制输入端)连接到NMOS晶体管312的漏极端(一端)，并且NMOS晶体管302的漏极端连接到NMOS晶体管312的栅极端。电流源304和314的另一端以及校正电容器306和316的另一端全部接地。
校正电容器306和316的每个的电容值设为对应于放大单元AS的寄生电容的值。校正电容器306和316的每个可以以其中布置电极以便相互相对的金属和金属之间的电容器的形式制成，或者可以通过利用MOS晶体管的寄生电容(例如，栅极和漏极/源极之间的电容)制成。
通过使用提供给NMOS晶体管302和312的每个的信号电压Vin，负电容电路300使得电流Io(＝Vin×jωCo)流入校正电容器306和316的每个(每个电容值认为是Co)。负电容电路300将根据电流Io在NMOS晶体管302和312的漏极侧生成的电流反馈到反极性侧，从而操作表面上就像负电容存在于放大单元AS的输出端。结果，等效与各级中的放大单元AS(120、140和160)的各个负电阻器并联连接的寄生电容的影响可以抵消，从而使放大单元AS(120、140和160)的频带变宽。
要注意，尽管在第三实施例的放大电路1C中，已经关于其中将负电容电路300增加到第一实施例的放大电路1A的配置给出描述，但是本发明不限于此，因此负电容电路300还可以应用于第二实施例或稍后将描述的第四和第五实施例。
第四实施例(第二实施例+增益调节电路)
图5是示出根据本发明第四实施例的放大电路的配置的电路图。第四实施例的放大电路1D基于第二实施例的放大电路1B，要增加增益调节功能。以下，将通过关注与第二实施例的放大电路1B的差别来描述第四实施例的放大电路1D。
如图5所示，在第四实施例的放大电路1D中，放大电路1B的电流源132、152和172分别用NMOS晶体管134、154和174替换，并且放大电路1B的参考电源部分6用可变电压源404替换。换句话说，参考电源部分6具有对多级放大单元AS(120、140和160)共同的一个可变电压源404。增益调节电路400由NMOS晶体管134、154和174以及可变电压源404构成。
NMOS晶体管134、154和174的栅极端每个连接到可变电压源404的正侧一端，因此用于电流值的调节的调节电势Vadj4共同提供到NMOS晶体管134、154和174的栅极端。NMOS晶体管134、154和174将每个对应于调节电势Vadj4的D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3(操作电流)分别提供到差分对。如从此理解的，NMOS晶体管134、154和174分别用作用于为放大单元AS(120、140和160)生成操作电流的电流源晶体管。为了优化各级中的操作点和互导，可以在每个放大单元AS设置D.C.偏置电流值。
如从关于通过第一实施例的放大电路1A中的参考电压源102的参考电势Vref1的设置给出的描述估计的，当通过可变电压源404调节调节电势Vadj4时，调节了用于各个差分对的D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3，因此放大电路120、140和160的互导分别依赖于D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3增加或减少。换句话说，依赖于调节电势Vadj4的设置值确定放大单元AS(120、140和160)的增益。因为由于D.C.反馈部分5的存在第一和第二级中的放大电路120和140的增益G1和G2的每个遵循表达式(4)，所以即使放大单元AS(120、140和160)的增益G1和G2改变时，在各个反馈放大电路方面增益基本上没有改变。然而，当通过可变电压源404调节调节电势Vadj4时，依赖于D.C.偏置电流I_3，最后级中的放大单元160的增益G3增加或减少。因此，可以控制放大电路1D的增益。
此时，如从关于通过第一实施例的放大电路1A中的参考电压源102的D.C.偏置的设置给出的描述估计的，当通过调节调节电势Vadj4改变D.C.偏置电流以便获得必需的互导时，跨越负载电阻器下降的电压量根据D.C.偏置电流的增加或减少而改变，使得差分输出信号的操作点(偏置电压)试图改变。换句话说，如果这种情况继续，则可能与增益调节一起导致输出D.C.偏移。
然而，第四实施例的放大电路1D包括基于第二实施例的放大电路1B的、最后级的下一级中的D.C.操作点控制部分202。为此，D.C.操作点控制部分202起作用以便抵消跟随通过可变电压源404的增益调节的输出D.C.偏移，从而以此方式执行负反馈控制，使得最后级中的放大单元160的每个操作点电势Vo与参考电势Vref2一致。即使在组合使用通过调节放大单元AS(120、140和160)的操作电流获得的增益调节功能时，放大单元AS(120、140和160)的每个操作点可以维持恒定。
第五实施例(第四实施例+对应于所需频带的操作电流设置)
图6A到6C和6D分别是说明根据本发明第五实施例的放大电路的电路图和图。这里，图6A是示出第五实施例的放大电路的配置的电路图。图6B和6C分别是示出在第五实施例的放大电路中使用的操作点电压改变校正部分(可变电阻器电路侧的功能部分)的配置的电路图、和示出在第五实施例的放大电路中使用的操作点电压改变校正部分(控制电路侧的功能部分)的电路图。此外，图6D是说明操作点电压改变校正部分(控制电路侧的功能部分)的操作的方块图。
第五实施例的放大电路1E的特征是基于第四实施例的放大电路1D，要增加根据所需频带将操作电流切换到另一个操作电流的功能。以下，将关注与第四实施例的放大电路1D的差别描述第五实施例的放大电路1E。
在第五实施例的放大电路1E中，将第四实施例的第一到第三级中的放大单元AS(放大单元120、140和160)的负载侧的电阻器126和128、电阻器146和148以及电阻器166和168分别用第一到第三级中的可变电阻器502和502、可变电阻器502和502以及可变电阻器502和502替换。在该配置中，第一到第三级中的这些可变电阻器502可以根据所需频带改变其电阻值。在第五实施例的情况下，操作电流调节电路500由NMOS晶体管134、154和174以及可变电压源404构成。
此外，第五实施例的放大电路1E包括操作点电压改变校正部分502。在该情况下，操作点电压改变校正部分502起作用，以便校正(抵消)由通过操作电流调整电路500调节的操作电流(D.C.偏置电流)的改变导致的放大单元AS的输出D.C.电平(操作点电压)的改变。
第五实施例的放大电路1E通过改变第四实施例的放大电路1D来配置。因此，原理上，第四实施例的放大电路1D中的负载电阻器126、128、146、148、166和168以及D.C.操作点调节元件129、149和169可以变为负载侧的电阻器的对象。在第五实施例中，如图6A所示，在负载电阻器126、128、146、148、166和168以及D.C.操作点调节元件129、149和169中，负载电阻器126、128、146、148、166和168变为可变电阻器电路。例如，当操作电流调节电路500将操作电流调节为较小值时，操作点电压改变校正部分502的可变电阻器电路侧的功能部分增加放大单元AS的每个负载电阻器值。另一方面，当操作电流调节电路500将操作电流调节为较大值时，操作点电压改变校正部分502的可变电阻器电路侧的功能部分减小放大单元AS的每个负载电阻器值。
为了实现该操作，操作点电压改变校正部分502的可变电阻器电路侧的功能部分采用这样的配置，其中每个由用作负载电阻器的电阻器504构成的多个串联电路、和开关元件506相互并联连接。因此，操作点电压改变校正部分502的电阻值以定相方式(in a phased manner)改变，以便对应于频带。例如，如图6B所示，提供三个串联电路的系统，并且设置电阻器504_1、504_2和504_3的电阻值R504_1、R504_2和R504_3以便满足关系R504_1＞R504_2＞R504_3。
预期NMOS晶体管或PMOS晶体管的任何一种的晶体管开关用作开关元件506。或者，还预期以具有所谓的传送门配置的开关的形式配置开关元件506，在该传送门配置中，NMOS晶体管和PMOS晶体管相互并联连接。注意，图6B所示的操作点电压改变校正部分502的配置仅仅是示例。因此，各种改变配置可用于操作点电压改变校正部分502，如在图6B的一个系统中，移除开关元件506等。
对于通过操作点电压改变校正部分502改变负载电阻器的电阻值，考虑使得负载电阻器的电阻值的改变对应于通过可变电压源404对于D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的调节。顺便提及，利用图6B所示的操作点电压改变校正部分502的配置，以实际上处理该考虑的定相方式改变电阻值(在第五实施例中的三级中)。
基本上，使得负载电阻器的电阻值的改变对应于通过可变电压源404的对于调节电势Vadj4的调节，换句话说，对于D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的调节。因此，当要放大的信号具有窄带时，增加负载电阻器502的电阻值以减少要使用的操作电流。与此相反，当要放大的信号具有宽带时，减少负载电阻器502的电阻值以增加要使用的操作电流。此外，类似地，使得连接到下一级的电路的输入阻抗Zo可变，从而使得可能以下面表达式(3)的方式控制操作电流。
例如，如图6C所示，操作点电压改变校正部分502的控制电路侧的功能部分包括电阻器梯形电路510、电压比较部分520和电压判断部分530。电阻器梯形电路510具有这样配置，其中电阻器512、514和516串联连接在电源Vdd和地之间。因此，阈值Th_1设在电阻器512和514之间的连接点，并且阈值Th_2(Th_1＜Th_2)设在电阻器514和516之间的连接点。电压比较部分520包括用于比较调节电势Vadj4和阈值Th_1的比较器522、以及用于比较调节电势Vadj4和阈值Th_2(Th_1＜Th_2)的比较器524。
电压判断部分530包括分别对应于多个开关元件506(第五实施例中的三个开关元件506_1、506_2和506_3)的多个判断输出端(第五实施例中为三个输出端)。在该情况下，三个输出端分别连接到对应于三个输出端的三个开关元件506_1、506_2和506_3的控制端CN_1、CN_2和CN_3。电压判断部分530基于比较结果COMP_1和COMP_2，判断满足Vadj4＜Th_1、Th_1≤Vadj4＜Th_2和Th_2≤Vadj4的哪一个，并且只导通多个开关元件(第五实施例中的三个开关元件506_1、506_2和506_3)之一。
当满足“Vadj4＜Th_1”时，D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于小的水平。当满足“Th_1≤Vadj4＜Th_2”时，D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于中等水平。此外，当满足“Th_2≤Vadj4”时，D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于较大水平。如图6D的图中所示，当要放大的信号的频带最窄没有问题时，可变电压源404操作，以便满足“Vadj4＜Th_1”(D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于小的水平)。响应于此，电压判断部分530只导通开关元件506_1，以选择具有最大电阻值的电阻器504_1。当要放大的信号的频带大约中等没有问题时，可变电压源404操作，以便满足“Th_1≤Vadj4＜Th_2”(D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于中等水平)。响应于此，电压判断部分530只导通开关元件506_2，以选择具有中等电阻值的电阻器504_2。此外，当要放大的信号的频带需要最宽时，可变电压源404操作，以便满足“Th_2≤Vadj4”(D.C.偏置电流I_1、I_2和I_3的每个处于大的水平)。响应于此，电压判断部分530只导通开关元件506_3，以选择具有最小电阻值的电阻器504_3。
以此方式，在第五实施例的放大电路1E中，可以选择遵循所需频带的适当的D.C.偏置电流。结果，可能使用第五实施例的放大电路1E增强半导体芯片或系统中的功耗效率。
2.半导体集成电路
根据本发明第六实施例的半导体集成电路包括：通过级联多级放大单元120、140和160配置的放大单元部分4，该放大单元120、140和160每个包括相互差分连接的一对NMOS晶体管(例如，122和124)、负载电阻器(例如，126和128)、以及用于生成操作电流的电流源(例如，132)，并且每个具有放大差分信号的功能；D.C.反馈部分5，用于将来自放大单元部分4的后级侧中的放大单元140的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元120的差分输入端；输入部分3，用于将差分输入信号提供给放大单元部分4的第一级中的放大单元120的栅极端；以及半导体基底，其中形成放大单元部分4、D.C.反馈部分5和输入部分3。
3.无线传输系统
图7和图8A到8D分别是说明根据本发明第七实施例的无线传输系统的方块图、图形表示、方块图和图形表示。在该情况下，上述第一到第五实施例的放大电路1A到1E的任何一个应用于无线传输系统1001F。这里，图7是从功能配置方面说明第七实施例的无线传输系统1001F的信号接口的方块图。图8A到8D分别是说明第七实施例的无线传输系统1001F中的信号复用的图形表示、方块图和图形表示。
功能配置
如图7所示，第七实施例的无线传输系统1001F以此方式配置，使得作为第一无线装置的示例的第一通信装置1100F和作为第二无线装置的示例的第二通信装置1200F通过毫米波信号传输路径1009相互连接，从而在毫米波段中执行信号传输。将作为传输对象的信号频率转换为适于宽带传输的毫米波段中的毫米波信号，并且传输通过频率转换获得的得到的毫米波信号。
第一通信装置1100F(第一毫米波传输装置)和第二通信装置1200F(第二毫米波传输装置)构成无线传输装置1001F(系统)。此外，在将作为传输对象的信号频率转换为毫米波信号后，通过毫米波信号传输路径1009，在以相对短的距离布置的第一通信装置1100F和1200F之间传输得到的毫米波信号。在第七实施例中所述的用语“无线传输”意味着作为传输对象的信号不通过电布线传输，而是以毫米波的形式传输。
用语“相对短的距离”意味着有关距离短于广播或普通无线通信中使用的通信装置之间的距离，因此所需要的是传输范围是能够实际上以封闭空间的形式限定的东西。例如，电子装置的底盘内的基底间通信、同一基底上的芯片间通信、或其中多个电子装置相互集成的状态(就像其他电子装置安装到一个电子装置的状态)下的装置间通信对应于该情况下的在相对短的距离的通信。
在相互跨越毫米波信号路径提供的通信装置中，基于成对组合布置传输部分和接收部分。一个通信装置和其他通信装置之间的信号传输可以是单向信号传输或双向信号传输。例如，当第一通信装置1100F变为传输侧、并且第二通信装置1200F变为接收侧时，传输部分布置在第一通信装置1100F中，并且接收部分布置在第二通信装置1200F中。另一方面，当第二通信装置1200F变为传输侧、并且第一通信装置1100F变为接收侧时，传输部分布置在第二通信装置1200F中，并且接收部分布置在第一通信装置1100F中。
传输部分例如包括传输侧的信号生成部分(用于将作为传输对象的电信号转换为毫米波信号的信号转换部分)、和传输侧的信号耦合部分。在该情况下，传输侧的信号生成部分对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成毫米波信号。传输侧的信号耦合部分将在传输侧的信号生成部分中生成的毫米波信号耦合到通过其传输毫米波信号的传输路径(毫米波信号传输路径)。优选地，传输侧的信号生成部分最好与用于生成作为传输对象的信号的功能部分集成。
例如，传输侧的信号生成部分包括调制电路，并且调制电路调制作为传输对象的信号。传输侧的信号生成部分对已经由调制电路调制后的信号进行频率转换，以生成毫米波信号。原理上，还预期将作为传输对象的信号直接转换为毫米波信号。传输侧的信号耦合部分将由传输侧的信号生成部分生成的毫米波信号提供给毫米波信号传输路径。
另一方面，接收部分例如包括接收侧的信号耦合部分和接收侧的信号生成部分(用于将毫米波信号转换为作为传输对象的电信号的信号转换部分)。在该情况下，接收侧的信号耦合部分接收通过毫米波信号传输路径传输给其的毫米波信号。接收侧的信号生成部分对由接收侧的信号耦合部分接收的毫米波信号(输入信号)进行信号处理，以生成普通电信号(作为传输对象的信号)。优选地，接收侧的信号生成部分最好与用于接收作为传输对象的信号的功能部分集成。例如，接收侧的信号生成部分包括解调电路，并且对毫米波信号进行频率转换以生成输出信号。此后，解调电路解调输出信号以生成作为传输对象的信号。原理上，还预期将毫米波信号直接转换为作为传输对象的信号。
换句话说，为了获得信号接口，基于无接触或无线，以毫米波的形式传输作为传输对象的信号(不通过电布线传输)。优选地，至少信号(特别是对其要求高速传输的图像捕获信号或高速主时钟信号)以毫米波信号的形式传输。换句话说，在现有情况中已经通过电布线传输的信号在第七实施例中以毫米波信号的形式传输。通过在毫米波段中执行信号传输，可以以Gbps的量级的高速实现信号传输，可以容易地限制毫米波信号的范围，并且可以获得由于该性质的效果。
这里，所需要的是信号耦合部分允许毫米波信号通过毫米波信号传输路径在第一通信装置和第二通信装置之间传输。例如，信号耦合部分可以包括天线结构(天线耦合部分)或者可以具有不包括天线结构的耦合。
尽管“通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径”可以是空中(air)(所谓的自由空间)，优选地，“通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径”最好具有这样的结构，通过该结构传输毫米波信号，同时毫米波信号限定在传输路径内。通过积极利用该性质，毫米波信号传输路径的分布可以任意地确定为例如利用电布线。
最好是由允许传输毫米波信号的电介质材料(称为“电介质传输路径”或“毫米波内电介质传输路径”)制成的构造或空的波导用作这种限制。在该情况下，在空的波导中，提供构成传输路径并用于抑制毫米波信号的向外辐射的屏蔽材料以便围绕传输路径。此外，屏蔽材料的内部是空的。电介质材料或屏蔽材料给出灵活性，从而使得可能分布毫米波信号传输路径。
顺便提及，在空中(所谓的自由空间)的情况下，每个信号耦合部分采用天线结构，并且信号通过空间在以短距离布置的天线结构之间传输。另一方面，尽管当该构造由电介质材料制成时，也可以采用天线结构，但是该采用不是基本的。
此后，将具体描述根据本发明第七实施例的无线传输系统的配置。
在第一通信装置1100F中，提供利用其可以在毫米波段中执行通信的半导体芯片1103。在第二通信装置1200F中，也提供利用其可以在毫米波段中执行通信的半导体芯片1203。
在第七实施例中，变为毫米波段中的通信对象的信号仅限于对其要求高速性质和大容量性质的信号。因此，即使在低速性质和小容量性质时也足够的其他信号以及被当作D.C.信号的来自电源等的信号，其每个都不成为转换为毫米波信号的对象。关于其每个都不成为转换为毫米波信号的对象的这些信号(包括来自电源的D.C.信号)，类似于现有情况，基底通过电布线相互连接。要注意，在转换为毫米波之前的作为传输对象的原始电信号统称为“基带信号”。
第一通信装置
在第一通信装置1100F中，利用其可以在毫米波段中执行通信的半导体芯片1103和传输路径耦合部分1108两者都安装在基底1102上。半导体芯片1103是系统大规模集成芯片(LSI)，其中LSI功能部分1104和信号生成部分1107(毫米波信号生成部分)相互集成。尽管未示出，但是还可以采用这样的配置，其中LSI功能部分1104和信号生成部分1107没有相互集成。当LSI功能部分1104和信号生成部分1107相互分开提供时，关于LSI功能部分1104和信号生成部分1107之间的信号传输，担心由通过电布线传输信号导致的问题。因此，优选的是将LSI功能部分1104和信号生成部分1107相互集成。
使得信号生成部分1107和传输路径耦合部分1108采用具有数据的双向性质的配置。为此，在信号生成部分1107中提供传输侧的信号生成部分和接收侧的信号生成部分两者。尽管传输路径耦合部分1108可以提供在传输侧和接收侧的每个中，但是在第七实施例中，传输路径耦合部分1108用于接收以及传输。
要注意，这里所述的“双向通信”变为单导体双向通信，其中作为用于毫米波的传输信道的毫米波信号传输路径1009是一个系统(单个导体)。对其应用时分双工(TDD)、频分双工(FDD：参考图8A、8B和8D)等的半双工系统应用于“双向通信”的实现。
在时分双工的情况下，以时分方式执行传输和接收的分开。因此，没有实现“双向通信的同时性(单导体同时双向通信)”，其中同时执行从第一通信装置1100F到第二通信装置1200F的信号传输以及从第二通信装置1200F到第一通信装置1100F的信号传输，但是通过利用频分双工实现了单导体同时双向传输。然而如图8A所示，因为在频分双工中，在传输和接收之间使用了不同频率，所以毫米波信号传输路径1009的传输带宽需要变宽。
半导体芯片1103不直接安装在基底1102上，而是半导体芯片1103可以安装在插入基底上，并且替代地其中半导体芯片1103用树脂(如环氧树脂)铸模的半导体封装可以安装在基底1102上。也就是说，在该情况下，插入基底包括用于芯片安装的基底，并且半导体芯片1103提供在插入基底上。所需要的是例如通过将在给定区域中具有相对介电常数(大约2到大约10)的热增强树脂和铜箔相互结合获得的片状(sheet)部件用作插入基底。
半导体芯片1103连接到传输路径耦合部分1108。例如包括天线耦合部分、天线端子、微带(micro-strip)线、天线等的天线结构应用于传输路径耦合部分1108。要注意，通过应用用于直接在芯片中形成天线的技术，传输路径耦合部分1108还可以集成在半导体芯片1103中。
LSI功能部分1104对第一通信装置1100F执行主要应用控制。因此，例如LSI功能部分1104包括用于处理期望传输给其它方的各种信号的电路、以及用于处理从其它方接收的各种信号的电路。
信号生成部分1107(电信号转换部分)将从LSI功能部分1104提供的信号转换为毫米波信号，并且对通过毫米波信号传输路径1009的信号传输执行控制。
具体地，信号生成部分1107包括传输侧信号生成部分1110和接收侧信号生成部分1120。传输部分包括传输侧信号生成部分1110和传输路径耦合部分1108，并且接收部分包括接收侧信号生成部分1120和传输路径耦合部分1108。
为了对输入信号进行信号处理以生成毫米波信号，传输侧信号生成部分1110包括复用处理部分1113、并-串转换部分1114、调制部分1115、频率转换部分1116和高频放大部分1117。要注意，调制部分1115和频率转换部分1116可以集中到符合所谓的直接转换系统的一个部分中。
为了对由传输路径耦合部分1108接收的毫米波电信号进行信号处理以生成输出信号的目的，接收侧信号生成部分1120包括高频放大部分1124、频率校正部分1125、解调部分1126、串-并转换部分1127和一致化处理部分1128。率校正部分1125和解调部分1126可以集中到符合所谓的直接转换系统的一个部分中。
并-串转换部分1114和串-并转换部分1127两者为当没有应用第七实施例的无线传输系统1001F时、使用并行传输的多个信号的并行接口规范的情况准备。因此，并-串转换部分1114和串-并转换部分1127两者在串行接口规范的情况下不是必须的。
当存在多种信号(认为是N种信号)时，其每个是从LSI功能部分1104提供的信号的毫米波段中的通信对象，复用处理部分1113执行复用处理，如时分双工、频分双工或码分双工，从而将多种信号集中为一个信号系统。在第七实施例的情况下，使得多种信号的每个成为以毫米波的形式执行的传输的对象，对该多种信号的每个要求高速性质和大容量性质，并且将其集中为一个信号系统。
在时分双工或码分双工的情况下，所需要的是在并-串转换部分1114的前级提供复用处理部分1113，并且将从LSI功能部分1104提供的多种信号收集为一个信号系统，其依次提供给并-串转换部分1114。在时分双工的情况下，所需要的是提供用于关于多种信号_@(@：1到N)精细划分时间的转换开关，从而基于时分将多种信号_@提供给并-串转换部分1114。
另一方面，在频分双工的情况下，如图8B所示，相互不同的频带F_@中的频率需要通过频率转换来获得，从而生成毫米波段中的信号。为此，例如如图8C所示，所需要的是提供并-串转换部分1114、调制部分1115、频率转换部分1116和高频放大部分1117以便对应于多种信号_@，并且在每个高频放大部分1117(1117_1，1117_2，.....，1117_N)的后级中提供加法处理部分作为复用处理部分1113。此外，所需要的是将在频率复用处理完成后在F_1+......+F_N的频带中的毫米波电信号提供给传输路径耦合部分1108。
如从图8B可以看到的，在通过其将多个信号系统集中为一个信号系统的频分双工的情况下，传输带宽需要变宽。当如图8D所示通过频分复用将多个信号系统集中为一个信号系统、并且在其中在传输和接收之间使用不同频率的全双工系统相互组合使用时，传输带宽需要进一步变宽。
并-串转换部分1114将并行信号转换为串行数据信号，并且将得到的串行数据信号提供给调制部分1115。调制部分1115是调制作为传输对象的信号的部分，并且将得到的信号提供给频率转换部分1116。所需要的是在信号作为传输对象的情况下调制部分1115调制幅度、频率和相位的至少一个。此外，还可以采用关于幅度、频率和相位的调制的任意组合的系统。例如，在模拟调制系统的情况下，例如存在幅度调制(AM)和矢量调制。关于矢量调制，存在频率调制(FM)和相位调制(PM)。另一方面，在数字调制系统的情况下，例如，存在幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)和用于调制幅度和相位的幅相移键控(APSK)。幅度相位调制以正交幅度调制(QAM)为代表。
频率转换部分1116对已经由调制部分1115调制后的作为传输对象的信号进行频率调制，以生成毫米波电信号，其依次提供给高频放大部分1117。毫米波电信号指具有在大约30到大约300GHz范围内的频率的电信号。在频率范围中描述“大约”的原因是基于这样的事实，即通过第七实施例的毫米波通信获得效果的这种频率是可用的，并且下限不限于30GHz，并且上限不限于300GHz。
尽管各种电路配置可用于频率转换部分1116，例如，所需要的是采用包括混频(mixer)电路和本地振荡器的配置。本地振荡器生成用于调制的载波(载波信号或参考载波)。混频电路将由本地振荡器生成的毫米波段中的载波与从并-穿转换部分1114提供的信号相乘(调制)，以生成毫米波段中的调制信号，并且将得到的调制信号提供给高频放大部分1117。
上述第一到第五实施例的任何一个的放大电路1应用于传输侧的高频放大部分1117。在该配置中，高频放大部分1117还包含在作为半导体集成电路(IC)的示例的半导体芯片1103中。高频放大部分1117放大已经被频率转换的毫米波电信号，并且将这样放大的毫米波电信号提供给传输路径耦合部分1108。高频放大部分1117通过天线端子(未示出)连接到双向传输路径耦合部分1108。
传输路径耦合部分1108将由传输侧信号生成部分1110生成的毫米波信号传输给毫米波信号传输路径1009。此外，传输路径耦合部分1108从毫米波信号传输路径1009接收毫米波信号，并且将毫米波信号输出给接收侧信号生成部分1120。
传输路径耦合部分1108包括天线耦合部分。天线耦合部分包括传输路径耦合部分1108(信号耦合部分)的示例或一部分。天线耦合部分狭义地指这样的部分，其中形成在半导体芯片内的电子电路和布置在半导体芯片内部或外部的天线相互耦合，并且广义地指这样的部分，其中半导体芯片和毫米波信号传输路径1009相互信号耦合。例如，天线耦合部分至少包括天线结构。此外，当基于时分双工执行传输或接收时，在传输路径耦合部分1108中提供天线开关部分(天线双工机)。
天线结构指具有毫米波信号传输路径1009的耦合部分中的结构。因此，所需要的是毫米波段中的电信号通过天线结构耦合到毫米波信号传输路径1009，因此天线结构不仅仅意味着天线自身。例如，天线结构包括天线端子、微带线和天线。当天线开关部分形成在相同半导体芯片内时，天线端子和微带线而不是天线开关部分构成传输路径耦合部分1108。
天线具有基于毫米波信号的波长λ(例如，大约600μm)的长度，并且耦合到毫米波信号传输路径1009。除了插线天线(patch antenna)外，探针天线(如偶极)、环形天线、小孔耦合元件(如隙缝天线)等也可用作天线。
当布置第一通信装置1100F侧的天线和第二通信装置1200F侧的天线以便相互相对时，这些天线可以是非定向天线。当布置第一通信装置1100F侧的天线和第二通信装置1200F侧的天线以便平面偏移时，所需要的是这些天线是定向天线，或者以此方式实现设备，使得提供介电传输路径，其用于将行进方向从基底的厚度方向改变为平面方向或通过使用反射部件使得毫米波信号在平面方向上行进等等。
传输侧的天线将基于毫米波信号的电磁波辐射到毫米波信号传输路径1009。此外，接收侧的天线从毫米波信号传输路径1009接收基于毫米波信号的电磁波。微带线连接在天线端子和天线之间，并且将传输侧的毫米波信号从天线端子传输到天线，并且将接收侧的毫米波信号从天线传输到天线端子。
当天线用于接收以及用于传输时，使用天线开关部分。例如，当毫米波信号传输到作为其它方的第二通信装置1200F时，天线开关部分将天线连接到传输侧信号生成部分1110。另一方面，当从作为其它方的第二通信装置1200F接收毫米波信号时，天线开关部分将天线连接到接收侧信号生成部分1120。尽管天线开关部分提供在基底1102上，与半导体芯片1103分开，但是本发明不限于此，因此天线开关部分可以形成在半导体芯片1103内。当用于传输的天线和用于接收的天线相互分离提供时，可以省略天线开关部分。
尽管作为毫米波的传播路径的毫米波信号传输路径1009可以是自由空间传输路径，但是优选地，毫米波信号传输路径1009以波导结构(如波导、传输路径、电介质线或电介质内传输路径)的形式构造。此外，毫米波信号传输路径1009具有允许毫米波段内的电磁波被有效传输的特性。例如，毫米波信号传输路径1009最好以电介质传输路径1009F的形式构造，构造该电介质传输路径1009F以便包含具有给定范围内的相对介电常数和给定范围内的电介质耗散因数的电介质材料。
关于“给定范围”，所需要的是电介质材料的相对介电常数和电介质耗散因数落入获得第七实施例的效果的这种范围，因此在该方面具有预定值。换句话说，所需要的是电介质材料是这样的电介质材料，其具有获得第七实施例的效果的这种特性，并且利用其可以传输毫米波。尽管各特性不是必须清楚地定义，因为各特性不能通过电介质材料自身确定，并且还不仅涉及传输路径长度，而且涉及毫米波的频率，但是各特性作为示例描述如下。
为了以高速通过电介质传输路径1009F传输毫米波信号的目的，优选电介质材料的相对介电常数在大约2到大约10的范围内(优选地，在3到6的范围内)，并且电介质材料的电介质耗散因数在大约0.00001到大约0.01的范围内(优选地，在0.00001到0.001的范围内)。例如由丙烯酸树脂系统、聚氨酯树脂系统、环氧树脂系统、硅系统、聚茚树脂系统或腈基丙烯酸酯树脂系统制成的电介质材料可以用作符合这种条件的电介质材料。电介质材料的相对介电常数和电介质耗散因数的这种范围也应用于第七实施例，除非特别进行提示。要注意，除了电介质传输路径1009F外，空的波导也可以用作其中将毫米波信号限定在传输路径内的毫米波信号传输路径1009，在该空的波导中传输路径的周围被屏蔽材料围绕。
接收侧信号生成部分1120连接到传输路径耦合部分1108。为了对由传输路径耦合部分1108接收的毫米波电信号进行信号处理以生成输出信号的目的，接收侧信号生成部分1120包括高频放大部分1124、频率转换部分1125、解调部分1126、串-并转换部分1127和一致化处理部分1128。要注意，率校正部分1125和解调部分1126可以集中到符合所谓的直接转换系统的一个部分中。
第一到第五实施例的放大电路1A到1E的任何一个应用于接收侧的高频放大部分1124。在该配置中，高频放大部分1124还包含在作为第六实施例的半导体集成电路(IC)的示例的半导体芯片1103中。高频放大部分1124连接到传输路径耦合部分1108。因此，高频放大部分1124放大已经由天线接收的毫米波电信号，并且将这样放大的毫米波电信号提供给频率转换部分1125。频率转换部分1125对已经放大的毫米波电信号进行频率转换，并且将这样频率转换的毫米波电信号提供给解调部分1126。解调部分1126解调已经被频率转换的信号以获取基带信号，并且将这样获取的基带信号提供给串-并转换部分1127。
串-并转换部分1127将串行接收数据转换为输出数据，并且将得到的并行输出数据提供给一致化处理部分1128。
一致化处理部分1128对应于复用处理部分1113，并且将通过集中获得的一个信号系统分开为多种信号_@(@：1到N)。在第七实施例的情况下，将如集中为一个信号系统的多种数据信号分开为各个数据信号，并且将各个数据信号提供给LSI功能部分1104。
要注意，当基于频分双工将多种数据信号集中为一个信号系统时，频分双工完成后在F_1+......+F_N的频带内的毫米波电信号需要被接收以处理，以便分别对应于各频带F_@。为此，所需要的是如图8C所示，提供高频放大部分1224、频率转换部分1125、解调部分1226和串-并转换部分1227，以便分别对应于多种信号_@，并且在每个高频放大部分1224(1224_1，1224_2，......，1224_N)的前级中提供频率分开部分作为一致化处理部分1228。此外，所需要的是将分开完成后在各个频带F_@的毫米波电信号分别提供给频带F_@的系统。
当以上述方式配置半导体芯片1103时，输入信号经历并-串转换以传输到半导体芯片1203侧。此外，来自半导体芯片1203的接收信号经历串-并转换，从而减少其每个作为毫米波转换对象的信号的数目。
当第一通信装置1100F和第二通信装置1200F之间的原始信号传输符合串行格式时，可以不提供并-串转换部分1114和串-并转换部分1127两者。
第二通信装置
第二通信装置1200F具有与第一通信装置1100F的功能和配置大概相同的功能和配置。各个功能部分分别用1200s的参考标号指定，并且与第一通信装置1100F中的那些相同或相似的功能部分分别用与第一通信装置1100F中的那些相同的参考标号指定，即，参考标号10s和1s。传输部分包括传输侧信号生成部分1210和传输路径耦合部分1208，并且接收部分包括接收侧信号生成部分1220和传输路径耦合部分1208。
LSI功能部分1204对第二通信装置1200F执行主要应用控制。因此，LSI功能部分1204包括用于处理期望传输给其它方的各种信号的电路、以及用于处理从其它方接收的各种信号的电路。
这里，用于对输入信号进行频率转换并传输得到的信号的技术通常在广播和无线通信中使用。在这些使用使用中，使用相对复杂的发射机、接收机等，其可以处理以下问题，如α)通信可以进行多远(关于S/N比针对热噪声的问题)，β)该配置如何处理反射和多路径，γ)如何抑制阻碍和对其它信道的干扰等。另一方面，在第七实施例的无线传输系统1001F中使用的信号生成部分1107和1207的每个在毫米波段中使用，并且具有其每个高于通常在广播和无线通信中使用的相对复杂的发射机、接收机等中的使用频率的各频率，同样波长λ更短。因此，各频率易于再使用，因此信号生成部分1107和1207的每个适于其每两个以短距离布置的多个设备中的通信。
连接和操作
在第七实施例中，不同于利用现有电布线的信号接口，如上所述在毫米波段中执行信号传输，从而使得可能灵活地响应高速性质和大容量性质。例如，只有对其要求高速性质和大容量性质两者的信号成为毫米波段中的通信对象。因此，第一通信装置1100F和第二通信装置1200F的每个部分地包括通过现有电布线的接口(通过端子和连接器的连接)，以便响应具有低速性质和小容量性质的信号以及电源电压的提供。
信号生成部分1107对从LSI功能部分1104输入到其的输入信号进行信号处理，以生成毫米波信号。信号生成部分1107通过传输线(如微带线、带线、共面线或插槽线)连接到传输路径耦合部分1108。因此，得到的毫米波信号通过传输路径耦合部分1108提供给毫米波信号传输路径1009。
传输路径耦合部分1108具有天线结构，并且具有将传输到其的毫米波信号转换为电磁波并发送得到的电磁波的功能。通过转换获得的传输路径耦合部分1108耦合到毫米波信号传输路径1009，因此传输路径耦合部分1108中的得到的电磁波提供给毫米波信号传输路径1009的一端部分。第二通信装置1200F侧的传输路径耦合部分1208耦合到毫米波信号传输路径1009的另一端部分。在第一通信装置1100F侧的传输路径耦合部分1108和第二通信装置1200F侧的传输路径耦合部分1208之间提供毫米波信号传输路径1009，使得毫米波段中的电磁波通过毫米波信号传输路径1009传播。
第二通信装置1200F侧的传输路径耦合部分1208耦合到毫米波信号传输路径1009。传输路径耦合部分1208接收传输到毫米波信号传输路径1009的另一端部分的电磁波，将这样接收的电磁波转换为毫米波信号，并且将得到的毫米波信号提供给信号生成部分1207(基带信号生成部分)。信号生成部分1207对通过转换获得的毫米波进行信号处理以生成输出信号(基带信号)，并且将得到的输出信号提供给LSI功能部分1204。
尽管在该情况下已经关于从第一通信装置1100F到第二通信装置1200F的情况的信号传输的情况给出了描述，但是类似地可以考虑将从第二通信装置1200F的LSI功能部分1204提供的信号传输到第一通信装置1100F的情况。因此，毫米波信号可以双向传输。
例如，其中通过电布线传输信号的信号传输系统涉及以下问题。
i)尽管要求传输数据的大容量和增加的高速两者，但是对于电布线的传输速度和传输容量存在限制。
ii)预期为了处理关于传输数据的增加的高速的问题的目的，布线数目增加，因此通过信号的并行减少了每一个信号的传输速度。然而，该情况导致输入/输出端子的数目增加。结果，要求复杂的印刷布线板和电缆布线，增加了连接部分和电接口每个的物理尺寸等。因此，导致印刷布线板和电缆布线的形状、以及连接器部分和电接口复杂，减少了其可靠性，并且增加了成本。
iii)当基带信号的频带随着增加的庞大信息量(如电影和视频和计算机图像)变宽时，关于电磁兼容性(EMC)的问题进一步成为现实。例如，当使用电布线时，布线用作天线，因此对应于天线的调谐频率的信号受到干扰。此外，由于布线阻抗的不匹配等的反射和共振导致因素也导致不需要的辐射。当导致共振和辐射时，辐射容易跟随共振和辐射，因此关于电磁感应故障(EMI)的问题也变得严重。为了处理这种问题，完成了电子装置的配置。
iv)除了EMC和EMI，当导致反射时，由于符号之间的冲突的传输错误以及由于自发障碍的传输错误也变为接收侧的问题。
另一方面，第七实施例的无线传输系统1001F通过使用毫米波而不使用电布线执行信号传输。意图从LSI功能部分1104传输到LSI功能部分1204的信号被转换为毫米波信号，并且得到的毫米波信号通过毫米波传输路径1009，在传输路径耦合部分1108和1208之间传输。
由于无线传输，不必担心连接器的布线形状和位置。因为，对于布局的限制没有那么多。因为对于以毫米波的形式传输替代通过电布线传输的信号，可以省略布线和端子。结果，解决了关于EMC和EMI的问题。通常，其每个使用毫米基带中的频率的任何功能部分不存在于除了第一和第二通信装置1100F和1200F内的其它地方。结果，可以容易地实现用来处理EMC和EMI的措施。
因为在第一通信装置1100F和第二通信装置1200F以短距离布置的状态中的无线传输、以及固定位置之间和涉及已知的位置关系的信号传输，获得以下优点。
1)易于适当地设计传输侧和接收侧之间的传播信道(波导结构)。
2)密封传输侧和接收侧的传输路径耦合部分的电介质结构和传播信道(毫米波信号传输路径1009的波导结构)相互结合设计，从而比自由空间传输更可靠和更优异的传输变得可能。
3)也不需要像一般无线通信一样动态地、适当地和经常地执行用于管理无线通信的、通过控制器(第七实施例中的功能部分1104)的控制。因此，与一般无线通信相比，可以减少控制的开销。结果，小型化、低功耗和高速操作变得可能。
4)当在生产阶段和设计阶段中校正了无线传输环境、并且掌握了各个构成元件的离散时，通过参考得到的数据执行传输，从而使得可能执行更高等级的通信。
5)即使在存在反射时，因为固定反射，所以通过使用小的均衡器可以在接收侧容易地移除反射的影响。均衡器的设置也可以根据预设或静态控制执行，因此容易实现。
此外，因为毫米波通信，所以获得以下优点。
a)因为在毫米波通信中广泛获得通信波段，所以可能简单地获得大的数据速率。
b)传输中使用的频率每个可以与用于基带信号处理的其它频率分开。因此，难以导致毫米波和基带信号之间的频率的冲突，因此易于实现稍后将描述的空分双工。
c)因为波长在毫米波段中短，所以可能小型化天线和波导结构，其每个依赖于波长。此外，因为距离衰减大并且差别小，所以易于执行电磁屏蔽。
d)在普通领域的无线通信中，对载波的稳定性设置严格规定以便防止冲突等。为了实现这种具有高稳定性的载波的目的，使用其每个具有高稳定性的外部频率标准部件或组件、乘法电路、锁相环(PLL)电路等，因此电路规模变大。然而，在毫米波中(特别是在与固定位置之间或涉及已知位置关系的信号传输结合的阶段)，可以容易地屏蔽毫米波，并且可以防止毫米波泄漏到外部。此外，在传输中可以使用具有低稳定性的载波，并且可以抑制电路规模的增加。为了通过接收侧的小电路解调利用具有低稳定性的载波传输的信号，优选采用注入锁定系统。
要注意，尽管在第七实施例中，用于以毫米波段执行通信的无线传输系统1001F例示为对其应用第一到第五实施例的任何一个的放大电路1的无线传输系统，但是第一到第五实施例的任何一个的放大电路1的应用范围不限于毫米波段的通信。也就是说，第一到第五实施例的任何一个的放大电路1还可以应用为用于在低于毫米波段的频段(例如，UWB或等于或小于UWB的频段)中、或与此相反在超过毫米波段的频段中通信的传输部分和/或接收部分中的放大电路的每个。
4.传输侧的通信装置
根据本发明第八实施例的传输侧的通信装置包括：传输侧的信号生成部分1110、1210，用于对作为传输对象的信号进行信号处理以生成毫米波信号；高频放大部分1117、1217，用于放大在传输侧的信号生成部分1110、1210中生成的毫米波信号；以及传输侧的传输路径耦合部分1108、1208，用于将在高频放大部分1117、1217中放大的毫米波信号耦合到通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径1009。在该情况下，高频放大部分1117、1217包括：放大单元部分4，通过级联多级放大单元120、140和160来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管(例如，122和124)、负载电阻器(例如，126和128)和用于生成操作电流的电流源(例如，132)，并且每个具有放大差分信号的功能；D.C.反馈部分5，用于将来自放大单元部分4的后级侧中的放大单元140的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元120的差分输入端；以及输入部分3，用于将传输侧的信号生成部分1110、1210中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给放大单元部分4的第一级中的放大单元120的栅极端。
5.接收侧的通信装置
根据本发明第九实施例的接收侧的通信装置包括：接收侧的传输路径耦合部分1108、1208，用于接收通过毫米波信号传输路径1009传输的毫米波信号；高频放大部分1117、1217，用于放大在接收侧的传输路径耦合部分1108、1208中接收的毫米波信号；以及接收侧的信号生成部分1120、1220，用于对在高频放大部分1117、1217中放大的毫米波信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号。在该情况下，在该情况下，高频放大部分1117、1217包括：放大单元部分4，通过级联多级放大单元120、140和160来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管(例如，122和124)、负载电阻器(例如，126和128)和用于生成操作电流的电流源(例如，132)，并且每个具有放大差分信号的功能；D.C.反馈部分5，用于将来自放大单元部分4的后级侧中的放大单元140的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元120的差分输入端；以及输入部分3，用于将传输侧的信号生成部分1110、1210中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给放大单元部分4的第一级中的放大单元120的栅极端。
6.通信装置
根据本发明第十实施例的通信装置包括：传输部分，包括传输侧的信号生成部分1110、1210和传输侧的高频放大部分1117、1217，该传输侧的信号生成部分1110、1210用于对作为传输对象的信号进行信号处理以生成传输信号，并且该传输侧的高频放大部分1117、1217用于放大在传输侧的信号生成部分1110、1210中生成的传输信号；和/或接收部分，包括接收侧的高频放大部分1124、1224和接收侧的信号生成部分1120、1220，该接收侧的高频放大部分1124、1224用于放大接收信号，并且该接收侧的信号生成部分1120、1220用于对在接收侧的高频放大部分1124、1224中放大的接收信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号。在该情况下，高频放大部分1124、1224包括：放大单元部分4，通过级联多级放大单元120、140和160来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管(例如，122和124)、负载电阻器(例如，126和128)和用于生成操作电流的电流源(例如，132)，并且每个具有放大差分信号的功能；D.C.反馈部分5，用于将来自放大单元部分4的后级侧中的放大单元140的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元120的差分输入端；以及输入部分3，用于将传输侧的信号生成部分1110、1210中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给放大单元部分4的第一级中的放大单元120的栅极端。
本申请包含涉及于2009年7月28日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2009-174964中公开的主题，在此通过引用并入其全部内容。
本领域的技术人员应该理解，取决于设计要求和其它因素，可以出现各种修改、组合、子组合和替换，只要它们在权利要求或其等价物的范围内。

Claims (20)

1.一种放大电路，包括：
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的放大单元的差分输入端；以及
输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
2.如权利要求1所述的放大电路，其中所述输入部分在信号路径上包括分别对应于各差分信号的各电阻器，并且所述反馈部分在所述信号路径上包括分别对应于各差分信号的各电阻器。
3.如权利要求1所述的放大电路，其中所述反馈部分将来自所述放大单元部分中的最后级中的放大单元的差分输出信号通过D.C.耦合馈送到第一级中的放大单元的差分输入端。
4.如权利要求1所述的放大电路，还包括：
操作点电压稳定电路，用于监视来自放大单元的差分输出的每个操作点电压，并且以此方式执行控制，使得基于监视结果将每个操作点电压保持恒定。
5.如权利要求4所述的放大电路，其中所述操作点电压稳定电路包括：
D.C.操作点调节元件，提供在高电势侧的电源和所述负载电阻器之间；
D.C.操作点控制部分，包括用于分别监视来自放大单元的差分输出信号的操作点电压的监视元件、用于生成参考电压的参考电压源、以及比较部分，该比较部分配置为比较分别由所述监视元件监视的来自放大单元的差分输出信号的操作点电压与由所述参考电压源生成的参考电压；以及
电流驱动部分，配置为根据来自所述比较部分的输出信号，使得D.C.电流分别流过所述D.C.操作点调节元件。
6.如权利要求5所述的放大电路，其中为所述多级放大单元分别提供D.C.操作点调节元件；
为所述多级放大单元共同提供所述D.C.操作点控制部分；
所述电流驱动部分具有多个驱动晶体管，用于使得电流分别流过为所述多级放大单元分别提供的所述D.C.操作点调节元件；以及
所述D.C.操作点控制部分通过所述监视元件监视来自最后级中的所述放大单元的差分输出信号的操作点电压，并且根据通过比较如此监视的操作点电压和由所述比较部分中的所述参考电压源生成的参考电压获得的结果，分别驱动为所述多级放大单元提供的所述驱动晶体管。
7.如权利要求4所述的放大电路，还包括：
增益调节电路，用于通过调节从放大单元的电流源生成的操作电流的值来调节增益。
8.如权利要求7所述的放大电路，其中所述增益调节电路包括：
一个可变电压源，适于改变用于操作电流值的调节的调节电势，并且为所述多级放大单元共同提供；以及
多个电流源晶体管，其每个生成具有对应于由所述一个可变电压源生成的调节电势的幅度的操作电流，并且分别为所述多级放大单元提供。
9.如权利要求1所述的放大电路，还包括：
寄生电容校正电路，用于校正在放大单元的输出侧生成的寄生电容。
10.如权利要求9所述的放大电路，其中所述寄生电容校正电路包括：
一对晶体管，具有连接到放大单元的差分输出端的控制输入端，所述一对晶体管之一的输出端和所述控制输入端分别交叉连接到所述一对晶体管的另一个的所述控制输入端和输出端；
一对电流源，分别连接到相互交叉连接的所述一对晶体管的其它输出端，用于分别提供操作电流给所述一对晶体管；以及
一对校正电容器，与所述一对电流源并联。
11.如权利要求1所述的放大电路，还包括：
操作电流调节电路，用于调节由放大单元的电流源生成的操作电流的值；以及
操作点电压改变校正部分，配置为在通过所述操作电流调节电路的操作电流的调节后，校正放大单元的操作点电压的改变。
12.如权利要求11所述的放大电路，其中当所述操作电流调节电路将操作电流的值调节到较小的值时，所述操作点电压改变校正部分增加所述放大单元的负载电阻器的值；以及
当所述操作电流调节电路将操作电流的值调节到较大的值时，所述操作点电压改变校正部分减少所述放大单元的负载电阻器的值。
13.一种半导体集成电路，包括：
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端；
输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端；以及
半导体基底，其中形成所述放大单元部分、所述反馈部分和所述输入部分。
14.一种无线传输系统，包括：
第一通信装置；
第二通信装置；以及
毫米波信号传输路径，通过其信息适于以毫米波段在所述第一通信装置和所述第二通信装置之间传输，并且
所述第一通信装置和所述第二通信装置的每个具有放大电路，其包括
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能，
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端，以及
输入部分，配置为将差分输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端，
其中所述第一通信装置将作为传输对象的信号转换为毫米波信号，并且在所述放大电路中放大得到的毫米波信号，并且通过所述毫米波信号传输路径将如此放大的得到的毫米波传输到所述第二通信装置，或者所述第二通信装置通过所述毫米波信号传输路径从所述第一通信装置接收毫米波信号，并且在所述放大电路中放大毫米波信号，并且将如此放大的毫米波信号解调为作为传输对象的信号。
15.一种传输侧的通信装置，包括：
传输侧的信号生成部分，配置为对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成毫米波信号；
放大部分，配置为放大在所述传输侧的信号生成部分中生成的毫米波信号；以及
传输侧的信号耦合部分，配置为将在所述放大部分中放大的毫米波信号耦合到通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径，并且
所述放大部分包括
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端；以及
输入部分，配置为将在所述传输侧的信号生成部分中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
16.一种接收侧的通信装置，包括：
接收侧的信号耦合部分，配置为接收通过毫米波信号传输路径传输的毫米波信号；
放大部分，配置为放大在所述接收侧的信号耦合部分中接收的毫米波信号；以及
接收侧的信号生成部分，配置为对在所述放大部分中放大的毫米波信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号，并且
所述放大部分包括
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端；以及
输入部分，配置为将在所述接收侧的信号耦合部分中接收的毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
17.一种通信装置，包括：
传输部分，包括传输侧的信号生成部分和传输侧的放大部分，该传输侧的信号生成部分配置为对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成传输信号，并且该传输侧的放大部分配置为放大在所述传输侧的信号生成部分中生成的传输信号，以及
接收部分，包括接收侧的放大部分和接收侧的信号生成部分，该接收侧的放大部分配置为放大接收信号，并且该接收侧的信号生成部分配置为对在所述接收侧的放大部分中放大的接收信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号，并且
所述放大部分包括
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到所述前级侧的放大单元的差分输入端；以及
输入部分，配置为将在所述传输侧的信号生成部分中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
18.一种通信装置，包括：
传输部分，包括传输侧的信号生成部分和传输侧的放大部分，该传输侧的信号生成部分配置为对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成传输信号，并且该传输侧的放大部分配置为放大在所述传输侧的信号生成部分中生成的传输信号，或
接收部分，包括接收侧的放大部分和接收侧的信号生成部分，该接收侧的放大部分配置为放大接收信号，并且该接收侧的信号生成部分配置为对在所述接收侧的放大部分中放大的接收信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号，并且
所述放大部分包括
放大单元部分，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部分，配置为将来自所述放大单元部分的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到所述前级侧的放大单元的差分输入端；以及
输入部分，配置为将在所述传输侧的信号生成部分中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部分的第一级中的输入端。
19.一种传输侧的通信装置，包括：
传输侧的信号生成部件，用于对作为传输对象的信号进行信号处理，以生成毫米波信号；
放大部件，用于放大在所述传输侧的信号生成部件中生成的毫米波信号；以及
传输侧的信号耦合部件，用于将在所述放大部件中放大的毫米波信号耦合到通过其传输毫米波信号的毫米波信号传输路径，并且
所述放大部件包括
放大单元部件，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部件，配置为将来自所述放大单元部件的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端；以及
输入部件，配置为将在所述传输侧的信号生成部件中生成的差分毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部件的第一级中的输入端。
20.一种接收侧的通信装置，包括：
接收侧的信号耦合部件，用于接收通过毫米波信号传输路径传输的毫米波信号；
放大部件，用于放大在所述接收侧的信号耦合部件中接收的毫米波信号；以及
接收侧的信号生成部件，用于对在所述放大部件中放大的毫米波信号进行信号处理，以生成作为传输对象的信号，并且
所述放大部件包括
放大单元部件，通过级联多级放大单元来配置，该放大单元每个包括一对相互差分连接的N型晶体管、负载电阻器和用于生成操作电流的电流源，并且每个具有放大差分信号的功能；
反馈部件，配置为将来自所述放大单元部件的后级侧中的所述放大单元的差分输出信号反馈到前级侧的所述放大单元的差分输入端；以及
输入部件，配置为将在所述接收侧的信号耦合部件中接收的毫米波信号作为输入信号提供给所述放大单元部件的第一级中的输入端。
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