JP2010288314A

JP2010288314A - 適応等化器

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Publication number: JP2010288314A
Application number: JP2010185829A
Authority: JP
Inventors: David George Cunningham; デイビッド・ジョージ・カニングハム; Ronald Kaneshiro; ロナルド・カネシロ; Samir Aboulhouda; サミール・アブールフーダ
Original assignee: Avago Technologies Fiber IP Singapore Pte Ltd
Current assignee: Avago Technologies International Sales Pte Ltd
Priority date: 2007-10-17
Filing date: 2010-08-23
Publication date: 2010-12-24
Also published as: JP4652438B2; CN101414880B; JP2009188978A; CN101414880A; US7715669B2; US20090103927A1

Abstract

【課題】高データレート能力を有する低価格のトランシーバ及び光リンクの必要性に対処するため、レーザーベースのリンクを設計する新方法のための受信器等化器を提供する。
【解決手段】アンチエイリアシングフィルタ４７０と、該フィルタ出力に対する遅延線要素４８０と、該遅延線要素出力から誤差信号を生成する誤差信号発生回路４９０と、誤差信号から遅延線要素の制御信号を生成する等化器制御回路５１０と、を含む適応等化器であって、該適応等化器は、当該適応等化器の等化プロセスを制御する適応等化アルゴリズムに従って、所定のデューティサイクルに基づいたバーストモードで動作し、前記デューティサイクルは、誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生する第１の期間と、誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生しない第２の期間と、を含む。
【選択図】図１４

Description

本発明は光ファイバリンクに関する。より具体的には、本発明は、レーザーベースのトランシーバを有する光ファイバリンクと、比較的低価格のレーザーベースのトランシーバを使用して高データレートを実現する能力を備えたこのようなリンクの等化器に関する。

従来、不等化型のマルチモードファイバレーザーベースの光ファイバリンクは、高帯域幅の光学送信器および光学受信器を考慮して設計されている。このことは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の主たる原因が、レジーバーまたは送信器ではなく、送信器と受信器とを接続するため使用される光ファイバであることを保証する。通常、適切な動作のための最長リンク長がその後に目標の最大ＩＳＩペナルティに基づいて決定される。標準ベースの光ファイバリンクでは、最大ＩＳＩペナルティは通常３〜４光学デシベル（ｄＢ）の範囲に収まる。

例えば、毎秒１０ギガビット（Ｇｂ／ｓ）のような高データレートでは、従来の設計法を使用して、高歩留まりかつ低コストで、レーザーベースのトランシーバを製造することは困難である。困難である理由は多数あるが、そのうちの一部は、（１）トランシーバ内で高品質信号経路を確保するために必要とされる困難さおよび精密さ、（２）トランシーバの高データレート光学部品を生み出す困難さ、および（３）トランシーバの部品を試験することに付随する高コストである。

近年、新たに仕様が定められた等化ベースのマルチモードファイバリンクが、ナイキスト周波数間隔中に深い周波数ノッチまたはヌルを作成する低帯域幅ファイバで動くように設計された。これらのリンクは、可能な最大距離に亘って動作する能力を有することが必要とされる。従って、ファイバの長さはリンクの帯域幅への制限要因である。しかし、適切な動作を保証するために、これらのリンクには低帯域幅フィルタが使用されるので、これらのトランシーバは非常に複雑な等化器および高帯域幅光学部品を組み込み、トランシーバのコストを増大させる。これらのトランシーバは意図されたアプリケーションに対して一般的に費用対効果に優れていることが期待されるので、これらのトランシーバは、依然として、より低い帯域幅のトランシーバより比較的高価であり、製造し、収益を上げ、試験することが困難である。

ファイバの長さがリンクの帯域幅の制限要因でなく、高データレートで動作する能力を有する低価格のトランシーバおよび光ファイバリンクの必要性が高まっている。この必要性に対処するため、レーザーベースのリンクを設計する新しい方法のための受信器の等化器が開発されなければならない。

本発明は、光ファイバリンク用いられるトランシーバの等化器として用いるために適している等化器を提供する。

本発明の等化器は、等化されるべき信号を受信する入力ポートと、該入力ポートに受信された信号に対するアンチエイリアシングフィルタと、該フィルタの出力に対する遅延線要素と、該遅延線要素を経た信号を出力する出力ポートと、前記遅延線要素の出力を受けて誤差信号を生成する誤差信号発生回路と、前記誤差信号に基づいて前記遅延線要素の制御信号を生成する等化器制御回路と、を含んで構成される適応等化器とすることができ、該適応等化器は、当該適応等化器によって実行される等化プロセスを制御する適応等化アルゴリズムを実行し、該適応等化アルゴリズムに従って、所定のデューティサイクルに基づいたバーストモードで動作し、前記所定のデューティサイクルは、前記誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生する第１の期間と、前記誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生しない第２の期間と、を含む。

本発明のこれらの特徴およびその他の特徴と利点は、説明、図面および特許請求の範囲から明白になる。

光ファイバリンクを設計し構築する実施形態による方法を表現するフローチャートを示す。非ゼロ復帰（ＮＲＺ）伝送プロトコルを使用するリンクのためのパワーバジェット図を示す。送信器および受信器が１００ｍの高帯域幅ファイバによって接続され、等化が受信器だけで適用されるときに、送信器および受信器タイプの関数としてパワーペナルティを表現するグラフを示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。上記方法の原理および概念を実施するため適している様々な構造を有するトランシーバのブロック図を示す。受信器等化を実行するトランシーバの受信器で用いるために適している既知の線形等化器（ＬＥ）のブロック図を示す。受信器等化を実行するトランシーバの受信器で用いるために適している既知のＤＦＥのブロック図を示す。図１１および図１２のそれぞれに示されているＬＥまたは判定帰還型等化器（ＤＦＥ）で用いられることがある既知のタップ遅延線フィルタのブロック図を示す。本発明のトランシーバの受信器等化器として用いるために適している適応等化器の既知の構造のブロック図を示す。図１４に示された誤差信号発生機能ブロックから出力された誤差信号の初期収束時間を表現して、デューティサイクルに基づいてその最小値に到達するタイミングチャートを示す。上記方法の原理および概念に従って構築され試験されたリンクのブロック図を示す。図１６に示されたリンクのパワーバジェット図を示す。高速監視フォトダイオードがレーザー出力パワーレベルを監視するため、ならびに、送信等化を制御するために使用される実施形態によるトランシーバのブロック図を示す。

本明細書で説明されている種々の実施形態によれば、高データレート動作を実現するために比較的安価な低帯域幅の光学部品および電気部品を組み込む比較的低価格のトランシーバを使用する光ファイバリンクが設けられている。その上、詳細に後述されるように、所与のファイバのタイプに対する単位長さ当たりの規定光帯域幅がリンクのファイバをどの程度の長さにすることができるかに関する制限要因であるが、リンクで使用される光ファイバの長さはリンクの帯域幅の制限要因ではない。さらに、光ファイバリンクのデータレートは、レーザーがある種の雑音要件を満たすならば、トランシーバのレーザーのデータレートより高い可能性があり、特に、レーザーの相対強度雑音（ＲＩＮ）は、リンクの低いビット誤り率（ＢＥＲ）を保証するために十分に低いことが必要である。本明細書の種々の実施形態の種々の態様の全てを詳細に説明する前に、光学リンク設計方法が概略的に説明される。

図１は、光ファイバリンクを設計する実施形態による方法を表現するフローチャートを例示している。フローチャート中にブロックが示されている順番は、対応するステップが実行される順番を必ずしも表現していない。リンクのため使用されるべき光ファイバのタイプは、ブロック１によって示されているように、設計中のリンクの意図された帯域幅に基づいて選択される。このことは、ファイバが光ファイバリンクの意図された帯域幅の制限要因ではないことを保証する。例えば、リンクが１０Ｇｂ／ｓの帯域幅を有すると仮定するならば、１０Ｇｂ／ｓのデータレートに十分である帯域幅レンジを有するファイバが選択される。光ファイバリンクを設計するときに典型的であるように、リンクのデータレートの０．７５倍である帯域幅を有するファイバがリンクの意図されたデータレートのため十分な帯域幅を有すると考えられる。従って、本実施例では、７．５Ｇｂ／ｓの帯域幅を有するファイバが十分である。本目的のための適当なファイバは、国際標準化機構（ＩＳＯ）によってＯＭ３多重モードファイバとして呼ばれている多重モードファイバのクラスから選択されたファイバである。

ファイバが選択されると、ブロック３によって示されているように、使用され得るファイバの長さが決定される。ファイバの長さは、ファイバの有効モード帯域幅（ＥＭＢ）および設計中のリンクの所望のデータレートに基づいて決定される。標準規格ベースのリンクは、典型的に、シンボル間干渉（ＩＳＩ）ペナルティがＥＭＢに対応する３または４ｄＢより大きくないことが要求される。リンクのデータ伝送レートが変数Ｂによって表現されていると仮定するならば、３ｄＢの最大ＩＳＩペナルティを伴うファイバを介して非ゼロ復帰（ＮＲＺ）データを送信できるようにするため、ヘルツ単位の光帯域幅が約０．７Ｂより高くなければならないことが産業界では一般的に容認されている。すなわち、多重モードファイバの３ｄＢの光ＥＭＢは、ヘルツ（Ｈｚ）×キロメートル（ｋｍ）の単位で帯域幅と距離の積として指定される。

従って、０．７Ｂの要件を満たすファイバの近似最大長Ｌｍａｘは、Ｌｍａｘ＝ＥＭＢ／（０．７Ｂ）によって与えられる。８５０ｎｍ付近の中心周波数を有するレーザーに関して、ＯＭ３多重モードファイバは、２ＧＨｚ・ｋｍのレーザー発射に対するＥＭＢを有する。例示の目的のため、Ｂが１０Ｇｂ／ｓに等しいと仮定するならば、送信器と受信器とを接続するために使用され得るファイバの最大長は、Ｌｍａｘ＝２ＧＨｚ・ｋｍ／（０．７＊１０Ｇｂ／ｓ）＝０．２８６ｋｍによって与えられる。

レーザー、受信器、または両方が非常に低データレートの部品でも構わないことを保証するために、本実施例では、０Ｇｂ／ｓから、約１／２Ｂ、すなわち、５Ｇｂ／ｓまで変化するファイバのナイキスト帯域幅における周波数応答の範囲内に深いヌルが存在しないことを保証することも重要である。このことを保証する最も簡単な方法は、ファイバの長さをＬｍａｘより下に大幅に低減させることである。例えば、Ｌｍａｘ／２に等しくなるようにファイバの長さを選択することは、ファイバのナイキスト帯域幅における周波数応答の範囲内に深いヌルが存在しないことを保証する。このことは、詳細に後述されるように、トランシーバ内の等化器が低複雑性かつ低電力の等化器でもよいことを保証するためにも役立つ。その他の手法が、Ｌｍａｘ未満となるようにファイバの長さを選択するために使用されることがあるが、上述されたアプローチは簡単であり、適当な結果を提供する。

本明細書で説明されている実施形態は多重モードファイバを対象としているが、単一モードレーザーにも同様に適用されることに注意を要する。さらに、単一モードファイバは、多くの場合に、ＥＭＢを有すると考えられないので、単一モードファイバのための仕様表は多くの場合にＥＭＢの仕様を定めていない。単一モードファイバは、典型的に、仕様表が仕様を定めていない色分散に起因した有効帯域幅を有すると考えられる。本明細書で使用されているＥＭＢという用語は、多重モードファイバに関連して使用されているとき、有効モード帯域幅を指定し、単一モードファイバに関連して使用されるとき、単に色分散に起因した有効帯域幅を指定することが意図されている。

同様に、本明細書で説明されている実施形態はデュプレックス光ファイバリンクを対象としているが、シンプレックス光ファイバリンクと、並列光ファイバに基づくリンクおよび／または波長分割多重（ＷＤＭ）に基づくリンクのどちらでもよい並列光チャンネルリンクにも同じように適用される。シンプレックス光ファイバリンクでは、送信器から受信器への一方向通信だけが提供されるように単一の送信器および単一の受信器だけが存在する。対照的に、並列光ファイバリンクでは、トランシーバの送信器は、典型的に、数本の光ファイバを介して、受信器が１個ずつのレーザーによって生成された光を検出する数個（例えば、１２または２４個）のフォトダイオードを有するトランシーバと並列に通信する数個（例えば、１２または２４個）のレーザーを有する。レーザーおよびフォトダイオードの一部がイネーブル状態にされてもよく、全部がイネーブル状態にされてもよい。したがって、本明細書で使用される用語「トランシーバ」は、１個以上のレーザーを有する単一の送信器を有する装置と、１個以上のフォトダイオードを有する単一の受信器を有する装置と、送信器および受信器のそれぞれに含まれているレーザーおよびフォトダイオードの個数とは無関係に送信器および受信器の両方を有する装置を表すことが意図されている。

使用されるべきファイバのタイプおよびファイバの長さが決定された前または後に、トランシーバの送信器で使用されるレーザーのタイプが選択され、送信器および受信器が、ブロック５によって示されるように、構成される。対象のデータレートのため通常使用される光学部品および電気部品より低い帯域幅を伴う低雑音の光学部品および電気部品が本実施形態の送信器および受信器に組み込まれている。等化器は光学リンク部品によって持ち込まれたＩＳＩを訂正するため組み込まれ得ることが一般に知られている。例えば、トランスバーサルフィルタに基づく等化器をリンクの受信器に組み込むことによって光学リンクの等化を実行することが知られている。しかし、本発明の受信器は、好ましくは、詳細に後述されているように、ある種の等化を使用するが、リンクの設計方法は、受信器で比較的低価格かつ低電力の等化器を使用し、送信器で低帯域幅のレーザーを使用することを可能にさせ、依然として高い帯域幅リンクを実現する。

ＲＩＮは送信された信号の最大信号対雑音比（ＳＮＲ）を決定するので、ＲＩＮは実現され得る最小ＢＥＲを定める。従って、送信器内で低データレートレーザーを使用できるようにするためには、レーザーのＲＩＮが十分に低くされ、等化されたリンクが所望のＢＥＲで動作することを可能にさせることに重大な注意が払われるべきである。この理由は以下の通りである。上述された既知の手法を用いると、受信器において等化を実行する主たる必要性は光ファイバ自体によって持ち込まれたＩＳＩを訂正することである。その状況では、ＲＩＮスペクトルは、送信されたデータ信号と同じ分量ずつ周波数の関数としてファイバによって減衰させられる。従って、等化器がＩＳＩを訂正するとき、ＲＩＮはファイバによる伝送前に送信器の出力でＲＩＮが有したレベルとほとんど同じレベルまで簡単に回復させられる。換言すると、等化器はＲＩＮに重大な影響を及ぼさない。

これに反して、低データレートレーザーが本実施形態による等化されたリンクのため使用されるとき、ＩＳＩの主たる原因は低データレートレーザーである。従って、ＲＩＮ電力スペクトルは、リンクのため使用された高帯域幅ファイバによって著しく周波数減衰させられない。すなわち、ＩＳＩを訂正するのに加えて、等化器はＲＩＮのレベルを著しく増幅または増強する。増強されたＲＩＮは、典型的に、より高い最小ＢＥＲを生じる。従って、本実施形態によれば、最小ＢＥＲを許容可能なレベル、または目標レベルまで低下させるために、送信器で用いるため選択された低データレートレーザーは、等化されていないリンクによるより高いデータレートでのデータ伝送のため普通は使用されることになるより高いデータレートレーザーのＲＩＮとほぼ同じである規定ＲＩＮを有するべきである。このことは非常に重要であり、その理由は、非常に高い規定ＲＩＮを有する低データレートレーザーが使用されるならば、等化されたデータ信号は目標または所要の最小ＢＥＲを満たさないためである。

上述のように、送信器で使用される低データレートレーザーは、等化されていないリンクおいて意図されたデータレートを実現するために普通は使用されることになるより高いデータレートレーザーのＲＩＮと同じ程度に低いか、またはほぼ同じ程度に低い規定ＲＩＮを有する場合、レーザーは、何らかの等化が送信器および／または受信器で使用されるならば、意図された結果を与える。しかし、レーザーがリンクに適する程度に低データレートレーザーの規定ＲＩＮが十分に低いかどうかが決定され得る他の方法が存在する。その上、受信器において等化を用いる他に、より詳細に後述されているように、前方誤り訂正符号が送信器で使用されるならば、より高いＲＩＮを有する低データレートレーザーを使用することが可能である。

トランシーバの送信器および受信器が構成された後、トランシーバは２つの別個の長さのファイバの両端に接続される。ファイバ端は、典型的に、トランシーバのレセプタクル（図示せず）と一体になるような形とサイズにされているプラグまたはコネクタに固定され、プラグまたはコネクタがレセプタクルと一体になるときに、プラグまたはコネクタ内に保持されているファイバの端がトランシーバの光学系と光学的に位置合わせされる。このようにして、出力光ファイバは、ファイバの一端でトランシーバの送信器に連結され、反対端で同じトランシーバまたは類似したトランシーバの受信器に連結されている。同様に、入力光ファイバは、ファイバの一端でトランシーバの受信器に連結され、反対端で同じトランシーバまたは類似したトランシーバの送信器に連結されている。

リンクのトラスミッターおよび受信器を構成するプロセス（図１のブロック４）の一部として、リンクが適切に動作するようにパワーバジェットプロセスが実行される必要がある。上述されているように、低データレートレーザーが送信器で使用されるので、受信器はある種の等化機能が設けられ、送信器は、必要不可欠ではないが、ある種の等化機能が設けられることがある。リンクの送信器および受信器の種々の実施形態は図４〜１０および１８を参照して後述されている。受信器、または受信器および送信器における等化機能のため、パワーバジェットプロセスは、等化機能に起因してもたらされたパワーペナルティを考慮することが必要である。

図２は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）伝送プロトコルを使用するリンクのパワーバジェット図を示しているが、より詳細に後述されているように、本方法は他のタイプの伝送プロトコルに同様に当てはまる。リンクのパワーバジェットプロセスは、ＩＳＩの支配的な原因がファイバ自体である上記の既知の等化されていないリンクに対して行われる方法と同様の方法で行われ得る。本実施形態のリンクは高帯域幅ファイバを使用し、かつ、ファイバ長は、ヌルまたはノッチがナイキスト周波数間隔に存在しないように設定されているので、パワーバジェット計算中に、ファイバ自体に関連したＩＳＩペナルティは、受信器等化によって、または受信器等化と送信器等化の組み合わせによって課せられたパワーペナルティで置き換えられ得る。

図２に示されている図の左側は、線形等化器（ＬＥ）または判定帰還型等化器（ＤＦＥ）が送信器ではなく受信器で用いられるシナリオに対応している。このパワーペナルティは、本明細書では、Ｐ_{ＬＥｏｒＤＦＥ}と呼ばれる。図２に示されている図の右側は、ＬＥまたはＤＦＥが受信器および送信器で用いられるシナリオに対応している。両方のシナリオにおいて、図は、（１）ファイバおよびコネクタと、（２）雑音とに関連した等しいパワーペナルティを示している。図は、両方のシナリオで同じである実施マージンをさらに示している。このマージンは、現実の等化器が理想的な等化器を用いて実現可能である最小パワーペナルティを実現しないという事実を考慮するために割り当てられた余分な電力量に対応している。この所要実施マージンまたは等化器の実際のペナルティはシミュレーションまたは特徴付けによって推定され得る。

ＬＥまたはＤＦＥが受信器だけで用いられるシナリオ（図の左側）と関連したパワーペナルティＰ_{ＬＥｏｒＤＦＥ}は、ＬＥまたはＤＦＥが受信器で用いられ、プリディストーション（ＰＤ）の形をした等化がさらに送信器で用いられるシナリオと関連したパワーペナルティＰ_{ＬＥｏｒＤＦＥ}より大きい。この理由は、後者のシナリオでは、送信器内で実行中のＰＤ等化に起因して課せられた送信パワーペナルティが、受信器内で実行中の等化に起因して課せられた送信ペナルティを削減するからである。従って、送信器および受信器で実行中の等化と関連した総パワーペナルティは、受信器だけで実行中の等化と関連したパワーペナルティにほぼ等しい。

本実施形態に従って等化されたリンクのため必要とされる主要な関数依存性およびパラメータを説明するため、理想的な等化およびプリディストーションに起因したパワーペナルティが説明され、本方法の原理に適用される。この説明は、低データレートレーザーが、パワーバジェットを超えることなく、高データレートリンクを実現させることを可能にするために、等化と併せて使用され得る様子を明らかにする。

等化された受信器に起因したパワーペナルティが次式
Ｐ_{ＬＥｏｒＤＦＥ}＝＜１／［｜Ｈ（ｆ）｜^２＋（Ｓ_Ｚ（ｆ）／Ｓ_Ａ（ｆ））］＞_{ＡｏｒＧ} （式１）
によって与えられことが知られ、式中、Ｓ_Ａ（ｆ）はＮＲＺデータの電力スペクトルであり、Ｓ_Ｚ（ｆ）は雑音のパワースペクトルであり、Ｈ（ｆ）はチャンネル、送信器および受信器の折り返し周波数応答であり、＜＞_Ａは算術平均を表現し、ＬＥに適用され、＜＞_Ｇは幾何平均を表現し、ＤＦＥに適用される。データと雑音は、直交、平均ゼロ、広義定常、ランダムプロセスであると仮定されている。Ｐ_{ＬＥｏｒＤＦＥ}は、等化器が入力で雑音を増幅する利得係数にほぼ等しいので、雑音強調係数とも呼ばれる。

最も簡単な等化器の形式は、雑音を無視し、チャンネルを反転させるＬＥである。チャンネルを反転させることにより、ＬＥは判定時点でＩＳＩを強制的にゼロにする。従って、このような等化器は、線形ゼロフォーシング等化器（ＬＺＦＥ）と呼ばれる。この等化器は、式１における項Ｓ_Ｚ（ｆ）／Ｓ_Ａ（ｆ）が無視されることを許容する。その結果、理想的なＬＺＦＥ（Ｐ_ＬＺＦＥ）に対するパワーペナルティは、今度は、
Ｐ_ＬＺＦＥ＝＜１／｜Ｈ（ｆ）｜^２＞_Ａ（式２）
として表現することが可能である。ゼロフォーシング等化器が存在するために、チャンネルはこのチャンネルの折り返し周波数応答中にヌルを有するべきでない。さらに、深いノッチがチャンネルに存在するならば、ＬＺＦＥは受け入れられない大きなパワーペナルティを被ることがある。従って、簡単な式が使用できるようにするため、低帯域幅送信器と受信器の合成応答は、ナイキスト周波数帯域中にヌルまたは深いノッチを有するべきでない。従って、図１にブロック５によって表現されているプロセスの一部として、アナログ送信路、長さの短い選択されたファイバ（例えば、２メートル）、およびアナログ受信路を含むチャンネルの周波数応答は、ナイキスト周波数帯域中にヌルまたは深いノッチが存在しないことを保証するために、設計または特徴付けの間に試験されるべきである。その上、高帯域幅ファイバ、および／または、ファイバがナイキスト帯域幅にノッチまたはヌルを持ち込まないように十分に短いリンク長を使用することは、簡単な等化回路が受信器で、または送信器および受信器で用いられるために適することを保証する。

ＬＺＦＥはチャンネルを反転するときに雑音を無視するが、等化後に判定点における全受信雑音は、目標ビット誤り率が達成され得ることを保証するために十分に低いことが必要である。全雑音には、２つの主要な要因、すなわち、レーザーのＲＩＮと、ＬＺＦＥに起因する増強された受信器回路雑音とがある。図１に示されたブロック５を参照して指摘されているように、レーザーＲＩＮが目標ＢＥＲより低いＢＥＲを生じないことを保証するために、レーザーのＲＩＮ仕様は、等化されていないリンクで通常使用されている通常の高帯域幅レーザーのＲＩＮ仕様と同じであるべきである。低帯域幅レーザーが等化されたリンクのため使用されるならば、レーザーは十分に低いＲＩＮも有していなければならないことは産業界では現在認識されていない。

受信器等化と関連したパワーペナルティについて説明したので、今度は、送信器におけるＰＤ等化の使用と関連したパワーペナルティについての説明がなされる。チャンネルおよびＰＤ等化に起因した折り返し周波数応答は、次式
｜Ｈ_ＰＤ（ｆ）｜^２＝（Ｓ_Ｂ（ｆ）／Ｓ_Ａ（ｆ））｜Ｈ（ｆ）｜^２（式３）
によって与えられる。項Ｓ_Ｂ（ｆ）はランダムなプリディストーション処理されたＮＲＺデータのパワースペクトルに対応する。プリディストーション処理されたＮＲＺデータに起因した受信器でのパワーペナルティは、式２の｜Ｈ（ｆ）｜^２に関する式３から｜Ｈ_ＰＤ（ｆ）｜^２を減算することにより計算され得る。従って、送信プリディストーションがチャンネル応答にほぼ適合しているならば、送信プリディストーションは必要とされる受信等化の量を削減する。チャンネルによく適合しているプリディストーションを用いると、受信等化に起因したペナルティは、図２に示された図によって明らかにされているように、元のＮＲＺ信号の電力と比較すると、プリディストーションに起因して送信されたおよそ余分な電力の量ずつ削減される。従って、雑音増強は送信プリディストーションを使用することにより削減される。送信器で実行されるプリディストーションは、典型的に、より詳細に後述されるように、シーケンス成形、または送信パルス成形である。

図３は、送信器および受信器が１００ｍの高帯域幅ファイバによって接続され、等化が受信器だけで適用されるときに、送信器および受信器タイプの関数としてパワーペナルティを表現するグラフを示している。縦軸は受信器で適用された等化と関連したパワーペナルティＰＩＥ＿Ｌを表現している。横軸は送信器のデータレートを表現し、各曲線は特定の帯域幅を有する受信器を表現している。曲線１１〜１５は、６Ｇｂ／ｓ、７Ｇｂ／ｓ、８Ｇｂ／ｓ、９Ｇｂ／ｓおよび１０Ｇｂ／ｓの帯域幅を有する受信器を表現している。この実験のため、ＶＣＳＥＬが送信器においてレーザーとして使用された。パワーペナルティは式１を使用して計算された。

ＶＣＳＥＬベースの光リンクのパワーバジェットは、約８ｄＢの総パワーバジェットから約４ｄＢの最大ＰＩＥ＿Ｌが等化のため割り当てられることを許可するだけである。曲線１５に対応する受信器を使用する１０Ｇｂ／ｓでのデータ伝送のため、使用され得る送信器の最低データレートは約４Ｇｂ／ｓであることが図１から分かる。約４Ｇｂ／ｓより低いデータレートを有する送信器が使用されるならば、等化のため必要な電力はパワーバジェットを超える原因になる。レーザーのＲＩＮと関連したパワーペナルティは誤り率の下限となるので、ＲＩＮと関連した最大パワーペナルティは約１．０ｄＢを超えるべきでない。さらに、ＲＩＮと関連したパワーペナルティは等化と関連したパワーペナルティに加わるので、レーザーのＲＩＮは、パワーバジェットを超えないことを保証するために、高データレートレーザーのＲＩＮとほぼ等しくなるべきである。当然ながら、このことは、１０Ｇｂ／ｓデータレートリンクが実現されようとしているときに、送信器で使用されるレーザーが約４Ｇｂ／ｓより低いデータレートを有し得ないことを意味していないが、パワーバジェットを超えないことを保証するために注意が払われるべきであり、かつ、レーザーのＲＩＮはこれらの目標が実現されることを可能にするために十分に低くなければならないということを意味している。

図４〜１０は、すべてが本方法の原理および概念を実施するため適している種々の構成を有するトランシーバのブロック図を示している。典型的に、全く同じトランシーバが光ファイバリンクの両端で使用される。各トランシーバは、図４〜１０に表されたトランシーバのすべてに共通しているある特定の部品を有する。例えば、各トランシーバの送信器は、レーザードライバ３０と、レーザー４０と、光学系５０とを含む。各トランシーバの受信器は、光学系６０と、フォトダイオード７０と、典型的にトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）である増幅器８０とを含む。トランシーバの送信器および受信器は、トランシーバの動作を制御するコントローラ２０を共有する。トランシーバは、例えば、ＴＩＡ８０の出力でクロックおよびデータ復元（ＣＤＲ）を実行するＣＤＲ回路と、レーザーの出力電力レベルを監視し、それに応じてレーザーバイアス電流を調整する監視フォトダイオードおよびフィードバック回路とのようなトランシーバモジュールに共通しているその他の部品を含むことがある。

図４を参照すると、本実施形態によれば、トランシーバ１０は、受信器内に等化器９０を含むが、送信器内にＰＤ等化を実行する部品を含んでいない。等化器９０は、典型的に、例えば、ＬＺＦＥのようなＤＦＥまたはＬＥである。しかし、受信器内で特定のタイプの等化器を使用することに限定されない。レーザードライバ３０の入力で受信された入力データ信号は、データのビットを表現する変調された光信号を生成するためにレーザー４０を監視する変調信号をレーザードライバ３０に生成させる。光学系５０は、出力光ファイバ５５の端部に光を案内する。これは、ファイバ５５の反対端に連結されている類似した、または同一のトランシーバへの光ファイバ５５を経由する伝送のためである。トランシーバ１０の受信器において、入力光ファイバ５７を介して受信された光信号は光学系６０によって、受信した光を電気信号に変換する受信フォトダイオード７０に向けられる。電気信号は増幅された電気信号を生成するためにＴＩＡ８０によって増幅される。増幅された電気信号は、その後に、トランシーバ１０の出力データ信号を生成するために等化器９０によって処理される。

図１〜３を参照して指摘されているように、トランシーバの送信器および受信器を構成するとき、例えば、リンクの所望の帯域幅、送信器で使用されるべき低帯域幅レーザーの必要とされるＲＩＮ、およびリンクのパワーバジェットを含むいくつかの事項が考慮される。その結果、トランシーバに含まれる部品はこれらの考慮事項およびその他の考慮事項に依存して変化する。

図５は、トランシーバ１０の外部にＣＤＲおよび誤り訂正１２０を実行する部品がある点を除いては、図４に示されているトランシーバ１０のブロック図を示している。このトランシーバ構成は、特に、低データレートレーザーが所望または必須のＢＥＲを実現するために十分に低いＲＩＮを有することが保証されない場合に有用である。この場合、ＣＤＲおよび誤り訂正は、所望または必須のＢＥＲを実現できるように適用される。

図６は、レーザードライバ３０がレーザー４０を駆動するために使用する入力データ信号をプリディストーション処理するため送信器側に等化器１４０を含むトランシーバ１３０のブロック図を示している。等化器は受信器に含まれていない。トランシーバ１３０は、ＴＩＡ１４０の出力を受信し、出力データ信号を生成するためにＴＩＡ１４０の出力を増幅する増幅器１５０を含む。このトランシーバ構成は、送信器でＰＤを使用することがレーザー４０のＲＩＮを高めないので有用である。従って、レーザー４０が所望または必須のＢＥＲを実現するために十分に低いＲＩＮを有することが保証され得ないならば、送信器で等化器１４０を使用し、受信器で増幅器１５０を使用することは、ＢＥＲが受け入れられるレベルであることを保証するのに役立つ。本実施形態では、レーザードライバ３０は線形レーザードライバであり、適用されるＰＤの量はレーザー４０を過剰に駆動しないように制限されている。

図７は、入力データ信号をプリディストーション処理するため等化器１８０を送信器に含み、ＴＩＡ８０の出力で等化を実行する等化器１９０を受信器に含むトランシーバ１７０のブロック図を示している。図６を参照して指摘されているように、送信器でＰＤを使用することはレーザー４０のＲＩＮを高めない。従って、レーザー４０が所望または必須のＢＥＲを実現するために十分に低いＲＩＮを有することが保証され得ないならば、送信器および受信器において等化器１８０および１９０をそれぞれ使用することは、結果として生じるＢＥＲが受け入れられることを保証するのに役立つ。図６を参照して説明された実施形態と同様に、本実施形態では、レーザードライバ３０は線形レーザードライバであり、適用されるＰＤの量はレーザー４０を過剰に駆動しないように制限されている。

図８は、ＢＥＲを改善すべくＣＤＲを実行するためにコントローラ２０と通信するＣＤＲ回路２２０を送信器に含むトランシーバ２１０のブロック図を示している。受信器における組み合わされた等化器およびＣＤＲ回路２３０は、ＢＥＲを改善するためにも役立つ。従って、等化は受信器だけで実行され、ＣＤＲは送信器と受信器の両方で実行される。

図９は、入力データ信号にＣＤＲおよびＰＤを実行する組み合わされた等化器およびＣＤＲ回路２５０を送信器に含み、ＴＩＡ８０の出力にＣＤＲおよび等化を実行する組み合わされた等化器およびＣＤＲ回路２６０を受信器に含むトランシーバ２４０のブロック図を示している。従って、等化およびＣＤＲはＢＥＲを改善するために受信器と送信器の両方で実行される。上述されている構成の一部と同様に、本トランシーバ構成は、低帯域幅レーザー４０のＲＩＮが所望または必須のＢＥＲを実現できるようにするために十分に低いということを保証し得ない場合に有用である。

図１０は、トランシーバ２７０の外部にあり、入力データ信号にＰＤを実行する等化器２８０およびＴＩＡ８０の出力に等化を実行する等化器回路２９０を有するトランシーバ２７０のブロック図を示している。本実施形態によれば、レーザー４０は、所望または必須のＢＥＲが実現されることを保証するために十分に低いＲＩＮを有するように選択されている。レーザー４０のＲＩＮが十分に低いということが保証され得ないならば、ＣＤＲおよび誤り訂正回路（図示せず）が受信等化器２９０の後に配置されるべきである。

図１１は、トランシーバの受信器で用いるために適し、受信器等化を実行する既知のＬＥ３１０のブロック図を示している。ＬＥ３１０は、入力信号のフィードフォワードフィルタリングを実行するフィードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）３２０と、ＦＦＦ３２０から受信された入力に基づいて判定ビットを出力する判定装置３３０とを有する。

図１２は、トランシーバの受信器で用いるために適し、受信器等化を実行するＤＦＥ３４０のブロック図を示している。ＤＦＥ３４０は、入力信号のフィードフォワードフィルタリングを実行するＦＦＦ３５０と、ＦＦＦ３５０から受信された入力に基づいて判定ビットを出力する判定装置３６０と、判定ビットを受信しフィルタ処理し、ＦＦＦ３５０の出力からフィルタ処理された結果を減算する加算器３８０へフィルタ処理された結果を戻すフィードバックフィルタ（ＦＢＦ）３７０とを有する。

図１３は、図１１および１２に示されているＦＦＦまたはＦＢＦとして、図１１および１２にそれぞれ表されているＬＥ３１０またはＤＦＥ３４０で使用されることがある既知のタップ付き遅延線フィルタ４１０のブロック図を示している。ブロック４２０は、各ビットを、通常は１伝送シンボル期間以下である遅延期間Ｄずつ遅延させる遅延要素を表現している。ブロック４３０は、遅延された各ビットをフィルタ係数Ｃ０−ＣＮによって乗算する乗算器を表現している。フィルタ応答はフィルタ係数を変更することによって変更され得る。乗算プロセスの結果はフィルタの出力を生成するために加算器４４０によって加算される。

図１４は、本発明のトランシーバの受信器等化器として用いるために適している適応等化器４６０のブロック図を示している。適応等化器４６０は、適応等化器の入力に、典型的にアナログ動作のための整合フィルタであり、かつ、デジタル実施のためのアンチエイリアシングフィルタであるフィルタ４７０を含む。フィルタ４７０の出力は遅延線要素４８０に入力され、遅延線要素は、遅延線要素４８０の内部のタップ設定に基づいて信号を遅延させる。遅延線要素４８０の出力は、誤差信号を生成するために遅延させられた入力を処理する誤差信号発生回路４９０に入力される。誤差信号は、遅延線要素４８０内のタップ設定値を変更させることにより遅延線要素４８０の周波数応答を制御する制御信号を生成するために誤差信号を処理する等化器制御機能回路５１０に入力される。制御信号は、誤差信号発生機能ブロック４９０によって生成された誤差信号がその最小値に達するまで遅延線要素４８０の応答を調整する。

一実施形態によれば、適応等化器４６０は、電力を節約するためバーストモードで動作する等化アルゴリズムを実行する機能性を含む。図１５は、バーストモード機能性付きで構成されているときに適応等化器４６０の動作を表現するタイミングチャートを示している。トランシーバの電源がオンにされるとき、キャリブレーションモードまたは正常動作モードのいずれかの間に、等化器制御機能ブロック５１０から誤差信号発生機能ブロック４９０へ送信された電力スイッチ（ＰＷＳ）制御信号がアサートされる初期収束時間５１１が存在する。この初期収束時間は、図１４に示されている誤差信号発生機能ブロック４９０から出力された誤差信号が最小値に到達するために要求される期間である。収束時間５１１の最後に、ＰＷＳ信号が第１の所定の期間５１２に亘ってデアサートされ、その後、ＰＷＳ信号が第２の所定の期間５１３に亘って再びアサートされる。ＰＷＳ制御信号は、デューティサイクルを規定するために周期的にアサートされ、デアサートされる。好ましくは、期間５１２および５１３は一定の時間間隔であるが、電力の保存を改善または最適化するために、これらの期間を適応的に変化させるために機能性が追加され得る。期間５１３は、典型的に、電力を節約するために期間５１２より著しく短い。期間５１２および５１３は、トランシーバコントローラ２０から等化器４６０へ入力されている新しい設定によって変更され得る。

等化器制御機能ブロック５１０は、典型的に、期間５１２および５１３を制御する状態機械（図示せず）を含むが、これはあるタイプの実行可能なソフトウェアを動かすプロセッサによっても達成され得る。誤差信号発生機能ブロック４９０は、典型的に、ＰＳＷ信号を受信しＰＳＷ信号の状態に依存して１つ以上の動作を実行する状態機械またはソフトウェアを実行するプロセッサのような回路を含む。特に、ＰＳＷ信号がアサートされるとき、ブロック４９０内の誤差発生回路は、遅延線要素４８０からの次の入力を処理し、その後に等化器制御機能ブロック５１０へ出力される対応した誤差信号を生成するようにイネーブル状態にされる。ＰＳＷ信号がデアサートされるとき、誤差発生機能ブロック４９０内のこの回路は、新しい誤差発生信号が発生されないようにディスエーブル状態にされる。この状態では、等化器制御機能ブロック５１０へ出力された誤差発生信号の直近の値が等化器制御機能ブロックへ出力され続ける。従って、ＰＳＷ信号がデアサートされ、誤差信号発生機能ブロック４９０内の回路がディスエーブル状態にされている期間５１２の間に、等化器４６０の動作は影響を受けない。

等化器４６０の完全に内側でバーストモードアルゴリズムを実行するのに代えて、等化器４６０は、トランシーバコントローラ２０がバーストモードアルゴリズムの一部を実行し、ＰＳＷ制御信号を誤差信号発生ブロック４９０へ供給することを可能にさせるため、選択的な動作モード付きで構成されることがある。このことは、例えば、等化器制御機能ブロック５１０内の状態機械において誤差が検出されていることが決定される場合に有用である。

本発明が数個の並列チャンネルを有する光リンクで実施される場合に、例えば、送信器が複数個のレーザーダイオードを含み、リンクの反対端においてトランシーバの受信器がそれぞれのレーザーダイオードによって発生させられた光信号を受信する複数個のフォトダイオードを含むような場合に、誤差信号発生機能ブロック４９０から出力された誤差信号は、受信器チャンネルのすべてを等化するために使用され得る。このことは、リンクのための受信器等化を実行するために必要とされるハードウェアの量を削減する。

実施可能な種々の方法が説明されたので、今度は、構築され試験された実際の光ファイバリンクの実施例が本方法の原理および概念の実際の実施の一実施例を明らかにするために説明される。例えば、それぞれが１００ｍの最大長を有する２本のＯＭ３ファイバがトランシーバの受信器と送信器を接続するために使用された。これらのファイバは高帯域幅ファイバであり、発生するあらゆるノッチは、Ｔが伝送シンボル期間であるとして、１／２Ｔのナイキスト周波数をはるかに超えるほどである。図１のブロック３を参照して上述されたように、使用されるべきファイバの長さは、ファイバのＥＭＢと、設計中のリンクの所望のデータレートとに基づいて決定される。このファイバのＥＭＢは２ＧＨｚ・ｋｍである。このリンクの意図された帯域幅は１０Ｇｂ／ｓであった。ファイバ長を計算するために上述された式を使用すると、０．２８６ｋｍ、すなわち、２８６メートルの最大ファイバ長が得られる。しかし、ファイバが取り得る最大長を１００ｍまで削減することにより、深いノッチまたはヌルがナイキスト帯域幅内でファイバの周波数応答中に存在しないことがさらに保証される。

送信器レーザーの最大ＲＩＮ＿ＯＭＡは、約−１２８ｄＢ／Ｈｚであるように選択された。最大送信（２０−８０）％立ち上がり−立ち下がり時間は約７０ピコ秒（ｐｓ）であった。光受信器（ＰＩＮフォトダイオードおよびＴＩＡ）帯域幅は、３ｄＢで約７．５ＧＨｚであるように選択された。受信器で使用された等化器は、図１５を参照して上述されたバーストモード適応アルゴリズムに従って作動された、図１３を参照して上述されたタイプの連続時間タップ付き遅延線等化器であった。トランシーバパッケージスタイルはＳＰＦ＋であった。

図１６は構築され試験されたリンク５００のブロック図を示し、リンクは、トランシーバ５１０と、トランシーバ５２０と、ファイバ５２５および５２７をトランシーバ５１０および５２０のレセプタクル（図示せず）に接続するコネクタ付き（図示されず）の光ファイバ５２５および５２７とを含む。トランシーバ５１０および５２０は、それぞれが、図８に示されている構成を有するように構築された。トランシーバ５１０の送信器５４０はファイバ５２５によってトランシーバ５２０の受信器５７０に連結されている。トランシーバ５１０の受信器５５０はファイバ５２７によってトランシーバ５２０の送信器５８０に連結されている。トランシーバ５１０の送信器５４０および受信器５５０の両方がコントローラ５３０によって制御される。同様に、送信器５８０および受信器５７０の両方がコントローラ５６０によって制御される。

図１７は図１６に示されているリンク５００のパワーバジェット図を示している。総パワーバジェットは８ｄＢｏであった。０．８５ｄＢのマージンが、受信器５５０および５７０で使用された等化器の非理想性を考慮するために割り当てられた。この実験のため、送信器５４０および５８０において等化は使用されなかった。ＣＤＲ回路２２０（図８）は送信器５４０および５８０で使用されているが、ＣＤＲ回路は選択的であるので、ＣＤＲ回路はディスエーブル状態にされ得るように構成された。４ｄＢのパワーペナルティが等化に割り当てられた。７０ｐｓの立ち上がり−立ち下がり時間と、−１２８ｄＢ／Ｈｚの最大ＲＩＮ＿ＯＭＡ仕様を有するレーザーを使用することにより、約０．５ｄＢのＲＩＮに起因したパワーペナルティが生じた。２ｄＢのパワーペナルティがコネクタ損失のため割り当てられ、０．３５ｄＢのパワーペナルティがファイバ減衰のため割り当てられた。０．２ｄＢのパワーペナルティがモード雑音のため割り当てられ、０．１ｄＢの相互作用パワーペナルティが割り当てられた。

リンクは予想どおりに動作し、送信器で低データレートレーザーを使用して１０Ｇｂ／ｓのデータレートを実現した。上述されたアプローチの利点の一つは、リンクのコストが、通常はリンクに対し所望の１０Ｇｂ／ｓのデータレートを実現するために使用されることになった高データレートレーザーより著しく低い低データレートレーザーのコストに主として起因して、実質的に削減されることである。低データレートレーザーが使用されるので、送信器および受信器において、同様にコストを削減する他の低帯域幅の光学部品および電気部品を使用することが可能になる。別の利点は、高データレートレーザーおよびその他の高帯域幅部品を製造し試験することに付随した比較的低い歩留まりおよび高コストが回避されることである。従って、本方法は、本方法以前には利用できなかった、より低コスト、より高データレートリンクの必要性の高まりを満たす。

等化がトランシーバの送信器で使用されるならば、監視フォトダイオードの出力は送信等化、またはプリディストーションを制御するために使用されることがある。監視フォトダイオードは、通常は、レーザーの平均出力電力レベルを想定するためだけに使用されるので、低速監視フォトダイオードである。図１８は、高速監視フォトダイオードがこの目的のため、および送信器の等化器を制御する目的のため使用される実施形態によるトランシーバ６００のブロック図を示している。トランシーバ６００は、トランシーバ６００が高速監視フォトダイオード６１０および高速増幅器６２０を含む点を除いて、図７に表されているトランシーバ１３０と同じである。図７および１８において同一である部品は、同じ参照符合で呼ばれる。

高速監視フォトダイオード６１０は、ＰＩＮダイオードのような、高速受信器で広く使用されるタイプでもよい。同様に、増幅器６２０は、ＴＩＡのような、高速受信器で広く使用されるタイプでもよい。高速監視フォトダイオード６１０は、レーザー４０によって生成され、変調された光の一部を同じ変調レートを有する電気信号に変換するために十分に高速である。高速増幅器６２０は、フォトダイオード６１０から出力された高速電気信号を検出し増幅し、増幅器６２０から出力される高速増幅電気信号を生成するために十分に高速である。増幅器６２０から出力された信号はコントローラ２０と送信器の等化器６４０とによって受信される。コントローラ２０はレーザーの平均出力パワーレベルを得るために信号を処理し、コントローラは、その後に、レーザードライバ３０によってレーザー４０に供給されるバイアス電流を調整するために通常の方法でこの平均出力パワーレベルを使用する。

送信器の等化器６４０は、例えば、図１４に示されている構成を有することがある。等化器６４０の内部または等化器の外部の何れかで、フォトダイオード６１０から等化器４６０の誤差信号発生機能ブロック４９０（図１４）までの経路と、等化器入力から誤差信号発生機能ブロック４９０までの経路との間の経路長の差を補償すべく、遅延要素が小さな時間遅延をＴＩＡ６２０から出力された信号に取り込むために使用される。誤差信号発生機能ブロック４９０は、その後に、誤差信号がその最小値に達するまで、等化器４８０のタップを調整する制御信号を得るために等化器制御機能ブロック５１０が処理することになる誤差信号を発生する。

図１８を参照して上述された実施形態は、送信器の等化器６４０が、レーザードライバ３０によって許容される最大バイアスおよび変調電流レベルを供給するためにできる限り高速であるアイ（ｅｙｅ）を発生することを可能にさせる。最大バイアスおよび変調電流レベルはレーザー４０が過剰に駆動されないことを保証するために設定される。

本発明は僅かな数の例示的な実施形態を参照して説明されていること、および本発明はこれらの実施形態に限定されないことに注意を要する。例えば、本発明のトランシーバは特定の部品および構成を有するものとして説明されているが、トランシーバは、本明細書に記載された部品および構成以外の部品および構成を含んでいてもよい。当業者は、これらの変形およびその他の変形が本発明になされ得ること、およびそのような変形はすべてが本発明の範囲内であることを理解する。

Claims

等化されるべき信号を受信する入力ポートと、
該入力ポートに受信された信号に対するアンチエイリアシングフィルタと、
該フィルタの出力に対する遅延線要素と、
該遅延線要素を経た信号を出力する出力ポートと、
前記遅延線要素の出力を受けて誤差信号を生成する誤差信号発生回路と、
前記誤差信号に基づいて前記遅延線要素の制御信号を生成する等化器制御回路と、
を含んで構成される適応等化器であって、
該適応等化器は、当該適応等化器によって実行される等化プロセスを制御する適応等化アルゴリズムを実行し、該適応等化アルゴリズムに従って、所定のデューティサイクルに基づいたバーストモードで動作し、
前記所定のデューティサイクルは、前記誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生する第１の期間と、前記誤差信号発生回路が新しい誤差信号を発生しない第２の期間と、を含む、適応等化器。