JP2010068029A - 光トランシーバ - Google Patents

Abstract

【課題】 直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、光伝送波形のリンギングを抑制し、受信信号の誤り率を低減することができる光トランシーバを提供する。
【解決手段】 本発明に係る光トランシーバ１は、入力される電気信号から駆動信号を生成して出力し、電気−光変換部を直接変調する駆動回路１２と、駆動回路１２から出力される駆動信号を光信号に変換して出力する電気−光変換部１３とを有する光送信器１０と、受信した光信号を電気信号に変換して出力する光−電気変換部２１と、光−電気変換部２１から出力された電気信号の所定周波数以下の帯域を通過させる帯域制限フィルタ２２と、帯域制限フィルタ２２を通過した電気信号に基づいて最尤系列推定を行うことにより、受信信号を判定して出力する分散等化部２３とを有する光受信器２０とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光信号を送受信する光トランシーバに関する。

光通信システムは、一方の光トランシーバの送信部から送出された光信号を光ファイバ伝送路により伝送させ、他方の光トランシーバの受信部により受信するものであり、大容量の情報を高速に送受信することができる。

近年、高速の光通信システムでは、光ファイバ伝送路としてシングルモード光ファイバが用いられ、その送信部として、１．５５μｍ帯の信号光を出力する半導体レーザと外部変調器が用いられている。外部変調器を用いることにより、信号光のスペクトル幅が半導体レーザを直接変調した場合より小さくなるため、波長分散の影響を受けにくく、光波形が崩れにくいという特長がある。これらは、データ伝送速度が１０Ｇｂｐｓで、伝送距離が４０ｋｍ，８０ｋｍ等のＳＤＨ，ＳＯＮＥＴ或いはイーサネット（登録商標）に用いられている。

更に、光通信システムの伝送距離を伸ばすために、光トランシーバに電子式の分散等化回路を適用する技術が種々検討されている。非特許文献１には、トランスバーサルフィルタ型の分散等化回路であるＦＦＥ（Feed Forward Equalizer），ＤＦＥ（Decision Feedback Equalizer）が開示されている。或いは、特許文献１及び非特許文献２には、ＭＬＳＥ（Maximum Likelihood Sequence Estimation）、すなわち最尤系列推定型の分散等化回路が開示されている。また、特許文献２，３には、送信帯域又は受信帯域を狭くすることによって波長分散による波形劣化を抑え、高周波ロスを補償する分散等化回路を組み込んだ光トランシーバが開示されている。
米国特許公開第２００４−２６４５５５号公報 特開２００６−２８７６９４号公報 特開２００６−２８７６９５号公報 H. Bulow,et al. "Electron Equalization of Transmission Impairments",Technical Digest of OFC 2002, TuE4 H.Bae, et al. "An MLSE Receiver forElectronic Dispersion Compensation of OC-192 Fiver Links" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.41, No.11, pp.2541-2554,2006

ところで、高価な外部変調器の代わりに安価な直接変調方式の半導体レーザを用いた場合、信号光に周波数のズレ、すなわちチャープが生じること（チャーピング）により光スペクトルが広がってしまう。そして、チャープを生じた信号光がシングルモード光ファイバを伝搬すると、波長分散の影響を大きく受けて光伝送波形にリンギングが生じてしまうという問題がある。従来の技術では、上記文献に記載されたＦＦＥやＤＦＥのように高周波ロスを補償する電子式分散等化回路は、一般に線形伝送において高い効果は見られるものの、半導体レーザを直接変調した場合のような非線形伝送に対しては効果を発揮しにくかった。他方、ＭＬＳＥ型の分散等化回路は、受信信号のレプリカを生成するため、ＦＦＥやＤＦＥに比べて非線形伝送に対する効果は得られるが、半導体レーザを直接変調した場合のような複雑な波形に対しては、ＦＦＥ，ＤＦＥと同様、対応できなかった。

また、特許文献２，３に記載の光トランシーバは、チャープパラメータがα＝０，−０．７と線形な伝送であり、送信帯域又は受信帯域を制限することで立ち上がり及び立ち下がりをなだらかにすることしか開示されておらず、実際に信号を判定する箇所（立ち上がりと立ち下がりの中間）については何ら言及されていない。また、高周波ロスを補償するイコライザでは、受信帯域を狭くしても、イコライザでアイパターンが完全に潰れた状態から波形を復元する際に、雑音信号も同時に増幅するため、結果的には、大幅な伝送距離の増加は見込めない。

上述したような従来の光トランシーバでは、直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、直接変調によって生じるチャープと波長分散との相互作用により光伝送波形にリンギングが生じてしまい、その結果、光受信器の分散等化部において生成されるレプリカ信号の誤差が大きくなり、受信信号の誤り率が増加する傾向にあった。

本発明は、係る問題を解決するためになされたものであり、直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、光伝送波形のリンギングを抑制し、受信信号の誤り率を低減することができる光トランシーバを提供することを目的とする。

本発明に係る光トランシーバは、入力される電気信号から駆動信号を生成して出力し、電気−光変換部を直接変調する駆動回路と、駆動回路から出力される駆動信号を光信号に変換して出力する電気−光変換部とを有する光送信器と、受信した光信号を電気信号に変換して出力する光−電気変換部と、光−電気変換部から出力された電気信号の所定周波数以下の帯域を通過させる帯域制限フィルタと、帯域制限フィルタを通過した電気信号に基づいて最尤系列推定を行うことにより、受信信号を判定して出力する分散等化部とを有する光受信器とを備えることを特徴とする。

上記構成の光トランシーバによれば、光トランシーバの光送信器において、駆動回路が生成して出力する駆動信号により電気−光変換部が直接変調されて、電気−光変換部から光信号が出力される。出力された光信号は、光トランシーバの光受信器によって受信され、受信された光信号は、光−電気変換部によって電気信号に変換され、出力される。ここで、帯域制限フィルタは、出力された電気信号の所定周波数以下の帯域を通過させ、分散等化部は、帯域制限フィルタを通過した所定周波数以下の電気信号に基づいて、最尤系列推定を行うことにより、受信信号を判定して出力する。

光受信器の光−電気変換部によって出力される電気信号は、光送信器の電気−光変換部を直接変調することによって生じたチャーピングに起因する、リンギング成分を含んでいる。ここで、帯域制限フィルタによって帯域制限をかけることにより、当該電気信号のリンギングを抑制できる。そして、リンギングが抑制された電気信号に基づいて、最尤系列推定による分散等化処理が行われるため、受信信号の誤り率を低減できる。よって、上記構成の光トランシーバによれば、直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、光伝送波形のリンギングを抑制でき、受信信号の誤り率を低減することができる。

本発明に係る光トランシーバの帯域制限フィルタにおける所定周波数は２〜５ＧＨzであることが好ましい。この構成によれば、帯域制限フィルタは、２〜５ＧＨｚの所定周波数以下の帯域を通過させるため、光伝送波形のリンギングをより効果的に抑制できる。そして、リンギングが抑制された電気信号に基づいて、最尤系列推定による分散等化処理が行われるため、受信信号の誤り率を一層低減することができる。

本発明によれば、直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、光伝送波形のリンギングを抑制し、受信信号の誤り率を低減することができる。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明
を省略する。

図１は、本実施形態に係る光トランシーバ１の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、光トランシーバ１は、光送信器１０と光受信器２０とを備える。

光送信器１０は、ＣＤＲ１１、レーザドライバ１２及びレーザダイオード１３を有する。ＣＤＲ（clock data recovery）１１は、送信データを表す電気信号を入力し、その電気信号のデータを復元して、データ復元後の電気信号をレーザドライバ１２へ出力する。レーザドライバ１２は、レーザダイオード１３用の駆動回路として機能するものであり、ＣＤＲ１１から出力される電気信号を入力し、その電気信号に基づいてレーザダイオード１３を駆動するための駆動信号を生成する。そして、生成した駆動信号をレーザダイオード１３へ出力して、レーザダイオード１３を直接変調する。レーザダイオード１３は、電気−光変換部として機能するものであり、レーザドライバ１２から出力される駆動信号を入力し、その駆動信号を光信号に変換（Ｅ／Ｏ変換）して、例えば１．５５μｍ帯の信号光を出力する。

光受信器２０は、フォトダイオード２１、ローパスフィルタ２２、ＭＬＳＥ型等化部２３及びＣＤＲ２４を有する。フォトダイオード２１は、光−電気変換部として機能するものであり、受信した光信号を入力し、その光信号を電気信号に変換（Ｏ／Ｅ変換）し、ローパスフィルタ２２へ出力する。フォトダイオード２１としては、例えば、電子なだれ現象を利用して内部で増幅を行うアバランシェフォトダイオードが適用される。ローパスフィルタ２２は、帯域制限フィルタとして機能するものであり、フォトダイオード２１から出力された電気信号の所定周波数以下の帯域を通過させる。ローパスフィルタ２２としては、例えば、ベッセル・トムソンフィルタやＲＣフィルタが適用される。ＭＬＳＥ型等化部２３は、分散等化部として機能するものであり、ローパスフィルタ２２を通過した電気信号に基づいて最尤系列推定を行い、受信信号を判定して、その受信信号をＣＤＲ２４へ出力する。ＣＤＲ２４は、ＭＬＳＥ型等化部２３から出力される受信信号を入力し、その受信信号のデータを復元して、データ復元後の電気信号を出力する。

次に、光トランシーバ１の動作について説明する。光トランシーバ１では、ＣＤＲ１１に入力される電気信号はＣＤＲ１１によりデータが復元されて、そのデータ復元後の電気信号がＣＤＲ１１から出力され、レーザドライバ１２に入力される。レーザドライバ１２では、ＣＤＲ１１から出力される電気信号に基づいてレーザダイオード１３を駆動するための駆動信号が生成されて、その生成された駆動信号がレーザダイオード１３へ出力される。そして、レーザダイオード１３では、レーザドライバ１２から出力される駆動信号が入力され、その駆動信号が光信号にＥ／Ｏ変換されて、例えば１．５５μｍ帯の信号光が出力される。すなわち、レーザダイオード１３は、レーザドライバ１２によって直接変調される。光トランシーバ１のレーザダイオード１３から出力された信号光は、シングルモード光ファイバにより伝送されて、他方の光トランシーバ１のフォトダイオード２１へ入力される。

また、光トランシーバ１では、他方の光トランシーバ１からシングルモード光ファイバにより伝送されて到達した光信号がフォトダイオード２１により受信され、そのフォトダイオード２１に入力される。そして、入力された光信号がフォトダイオード２１によって電気信号にＯ／Ｅ変換され、ローパスフィルタ２２へ出力される。ローパスフィルタ２２では、フォトダイオード２１から出力される電気信号のうち所定周波数以下の帯域の電気信号が通過し、ＭＬＳＥ型等化部２３へ出力される。ＭＬＳＥ型等化部２３では、ローパスフィルタ２２から出力される電気信号が入力され、その電気信号に基づいて最尤系列推定が行われる。この最尤系列推定によって分散等化処理がなされ、受信信号が判定される。そして、この受信信号がＣＤＲ２４へ出力される。ＣＤＲ２４では、ＭＬＳＥ型等化部２３から出力される受信信号が入力され、その受信信号のデータが復元されて、データ復元後の電気信号が出力される。

ここで、ＭＬＳＥ型等化部２３の構成及び動作について詳細に説明する。図２は、光トランシーバ１のＭＬＳＥ型等化部２３を示すブロック図である。図２に示すように、ＭＬＳＥ型等化部２３は、チャネル推定部２６及びビタビアルゴリズム部２７で構成される。先ず、ローパスフィルタ２２から出力された電気信号とビダビアルゴリズム部２７から出力された電気信号とが、ＭＬＳＥ型等化部２３のチャネル推定部２６に入力される。以下の説明においては、ローパスフィルタ２２から出力されてＭＬＳＥ型等化部２３に入力される電気信号を「データ信号」、ビタビアルゴリズム部２７で判定され、出力される電気信号を「判定信号」という。チャネル推定部２６では、データ信号と判定信号とに基づいて、データ信号のレプリカ信号が生成される。

ビタビアルゴリズム部２７では、データ信号と、チャネル推定部２６から出力されたレプリカ信号とに基づいて最尤系列推定が行われる。ビタビアルゴリズム部２７は、データ信号との自乗誤差が最も小さくなるようなレプリカ信号を受信信号として判定し、判定信号を出力する。例えば、ビタビアルゴリズム部２７では、４ビット（２値信号の場合２^４＝１６通り）で推定を行う場合、１６通りのレプリカ信号とデータ信号との自乗誤差に基づいて、受信信号を判定する。従って、受信信号の誤り率を低減するためには、レプリカ信号を如何に正確に生成するかが重要となる。ＭＬＳＥ型等化部２３による分散等化処理では、初期の判定信号には誤りが含まれるが、チャネル推定及び最尤系列推定を繰り返すに従い、誤りは徐々に減少する。

図３は、ＭＬＳＥ型等化部２３のチャネル推定部２６の例を示すブロック図である。チャネル推定部２６としては、図３に示すようなトランスバーサルフィルタが用いられる。トランスバーサルフィルタ２６は、Ｍ個の遅延回路３１_１〜３１_Ｍ、複数のタップを構成するＭ＋１個の乗算器３２_０〜３２_Ｍ、Ｓｕｍ回路３３、比較回路３４、及びタップ係数制御回路３５を有しており、これらはフィードフォワード等化部を構成している。さらに、トランスバーサルフィルタ２６は、レプリカ信号生成回路３６を有している。

Ｍ個の遅延回路３１_１〜３１_Ｍは、この順に縦属接続されており、判定信号に対して時間Ｔだけ遅延を与えて出力する。なお、時間Ｔは、ＣＤＲ２４により受信信号が復元される際に得られるクロック信号の周期である。乗算器３２_０〜３２_Ｍは、判定信号にタップ係数ｃ_０〜ｃ_Ｍを乗じて、当該乗算後の電気信号をＳｕｍ回路３３へ出力する。Ｓｕｍ回路３３は、Ｍ＋１個の乗算器３２_０〜３２_Ｍから出力される電気信号の値の総和を求め、当該総和値を表す電気信号を出力する。乗算器３２_０〜３２_Ｍにおけるタップ係数は、後述するタップ係数制御回路３５から送信される設定信号ｉによって適切な値に決定される。

比較回路３４は、Ｓｕｍ回路３３から出力される電気信号とデータ信号とを入力し、その誤差信号を出力する。誤差信号は、タップ係数制御回路３５へ送信される。タップ係数制御回路３５は、誤差信号に基づいて、Ｓｕｍ回路３３から出力される電気信号とデータ信号との誤差の絶対値が最小となるように、乗算器３２_０〜３２_Ｍにおけるタップ係数ｃ_０〜ｃ_Ｍを制御する。レプリカ信号生成回路３６は、タップ係数ｃ_０〜ｃ_Ｍに基づいて、データ信号のレプリカ信号を生成する。そして、生成されたレプリカ信号に基づいて、ビタビアルゴリズム部２７による最尤系列推定が行われ、受信信号が判定される。

以上説明した光トランシーバ１は、同一の構成の光トランシーバ１とシングルモード光ファイバ（図示せず）とにより光学的に接続される。これにより、２つの光トランシーバ１間で、光通信によるデータの送受信が行われる。

本実施形態に係る光トランシーバ１によれば、一方の光トランシーバ１の光送信器１０において、レーザダイオード１３の直接変調により、出力される光信号にはチャーピングが生じる。このため、他方の光トランシーバ１の受信器によって受信される光信号及びＯ／Ｅ変換される電気信号には、波長分散の影響を受けてリンギングが生じる。しかし、ここで、ローパスフィルタ２２によって帯域制限をかけることにより、当該電気信号のリンギングを抑制できる。リンギングが抑制されたデータ信号に基づいて、ＭＬＳＥ型等化部２３のトランスバーサルフィルタ２６においてタップ係数が決定され、レプリカ信号が生成されるため、データ信号とレプリカ信号との誤差を低減できる。即ち、より正確なレプリカ信号を生成することができる。そして、より正確なレプリカ信号を用いて、ＭＬＳＥ型等化部２３のビタビアルゴリズム部２７における最尤系列推定が行われ、受信信号が判定されるため、受信信号の誤り率を低減できる。

次に、本実施形態に係る光トランシーバ１による光送受信の例について説明する。図４は、光トランシーバ１から送信される光信号の波形及び周波数の例を示すグラフである。図４には、１．５５μm帯のレーザダイオード１３を10.3125Ｇｂ／ｓで直接変調した場合の波形を示す。図４に示すように、１．５５μm帯のレーザダイオード１３を直接変調した場合、信号“０”と信号“１”の間に周波数のズレ（チャープ）が発生する。信号“０”と信号“１”との周波数差は断熱チャープと呼ばれ、光信号の立ち上がり時に見られる周波数差は過渡チャープと呼ばれている。図４に示す例から読み取られる断熱チャープ、過渡チャープはそれぞれ、６ＧＨｚ，２ＧＨｚ程度である。

図５には、図４に示す光信号をシングルモード光ファイバで２４０ｋｍ伝送し、帯域７．７ＧＨｚのフォトダイオード２１でＯ／Ｅ変換した電気信号のアイパターンを示す。図５から、伝送後の光信号の波形が劣化していることがわかる。これは、直接変調による信号光において信号“１”の周波数成分が正の断熱チャープ及び過渡チャープを有し、正の分散を有するシングルモード光ファイバを伝送する時に、信号“０”に対し早く進むためである。このように、直接変調によって生じるチャープとシングルモード光ファイバの波長分散特性による相互作用の結果、伝送後の波形は大きなリンギング成分を含み、複雑に歪んでしまう。

図６には、図５に示すＯ／Ｅ変換後の電気信号に対し、帯域３．１ＧＨｚのローパスフィルタ２２で帯域制限をかけたデータ信号、及びＭＬＳＥ型等化部２３のチャネル推定部２６によって生成された当該データ信号のレプリカ信号を示す。ここで、レプリカ信号を生成するチャネル推定部２６は、４ｂｉｔのトランスバーサルフィルタ２６で構成している。また、図６の横軸において、３２の倍数に相当する時間は、信号“０”，信号“１”を判定するタイミングである。図６に示すように、光伝送波形に含まれたリンギング成分が帯域制限によって抑制されており、データ信号とレプリカ信号とに大きな誤差は生じていない。

更に、図６に示す結果では、ＰＲＢＳ７段（１２８ｂｉｔ）の信号に対し、データ信号とレプリカ信号との自乗誤差（以下、単に「自乗誤差」という。）を振幅±１で規格すると、自乗誤差は−８．０ｄＢ、１２８ｂｉｔ中の誤り数は零個（誤り率０）であった。このように、本実施形態に係る光トランシーバ１によれば、直接変調方式を用いた光送信器１０とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおいて、受信信号の誤り率を低減することができた。なお、ＰＲＢＳ（Pseudo RandomBit Stream）は、擬似ランダムビット列を意味する。

図７には、図５に示すＯ／Ｅ変換後の電気信号に対し、帯域１．０ＧＨｚのローパスフィルタ２２で帯域制限をかけた結果を示す。チャネル推定部２６は上記の例と同様に４ｂｉｔのトランスバーサルフィルタ２６である。ここでも、光伝送波形に含まれたリンギング成分が、帯域制限によって抑制されている。この結果、自乗誤差は−９．０ｄＢと更に改善した。しかしながら、ローパスフィルタ２２の設定帯域を小さくし過ぎたため、送信される光信号の本来の情報が欠落してしまい、図６に示す結果と比較して、１２８ｂｉｔ中の誤り数は１４個（誤り率０．１）に増加した。

図８には、ローパスフィルタ２２の設定帯域と、自乗誤差及び誤り数の関係を示す。図８に示すように、ローパスフィルタ２２による帯域制限の結果、光伝送波形のリンギング成分が抑制され、自乗誤差が減少し、誤り数（誤り率）を低減できた。しかし、帯域制限の設定帯域を小さくし過ぎると、誤り数（誤り率）は増加した。これは、設定帯域を小さくし過ぎることによって、ローパスフィルタ２２を通過後のデータ信号に対するレプリカ信号の誤差は減少するが、送信される光信号の本来の情報が欠落し、誤り数が増加してしまうためである。

本実施形態に係る光トランシーバ１によれば、光信号の伝送速度（10.3125Ｇｂ／ｓ）に対し、ローパスフィルタ２２の帯域を１．５〜１０ＧＨｚ（10.3125ＧＨｚの０．１５〜１倍）とすれば、自乗誤差を−5ｄＢ以下、１２８ｂｉｔ中の誤り数を５個以下（誤り率４×１０^−２以下）に低減できた（図８参照）。更に、ローパスフィルタ２２の帯域を２〜５ＧＨｚ（10.3125ＧＨｚの０．２〜０．５倍）とすれば、自乗誤差を−６ｄＢ以下、１２８ｂｉｔ中の誤り数を零個（誤り率０）に低減できた。

以上、本発明の好適な実施形態について詳述したが、本発明の光トランシーバ１は、上記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態におけるＭＬＳＥ型等化部２３では、ビタビアルゴリズム部２７の出力である判定信号とデータ信号とに基づいてトランスバーサルフィルタ２６のタップ係数を決定し、レプリカ信号を生成することとしたが、予め既知の信号列を判定信号の代わりに使用するトレーニングモードによって、レプリカ信号を生成しても良い。

ここで、図９及び図１０を参照しながら、本発明の比較例について説明する。図９は、本発明の比較例に係る光トランシーバ４の概略構成を示すブロック図である。光トランシーバ４は、光送信器４０にＣＤＲ４１、レーザドライバ４２及びレーザダイオード４３を有し、光受信器５０にフォトダイオード５１、ＭＬＳＥ型等化部５２及びＣＤＲ５３を有する。この点において、光トランシーバ４は上記実施形態に係る光トランシーバ１と共通しているが、ローパスフィルタ２２を有さない点で相違している。

本比較例における光トランシーバ４は、上記実施形態に係る光トランシーバ１と同様の構成の光送信器４０を備えるため、送信される光信号は、図４にて示したように、レーザダイオードの直接変調に起因するチャープを有する。また、当該光信号の２４０ｋｍ伝送後の光伝送波形は、図５に示したように、チャープと波長分散との相互作用によって劣化し、大きなリンギング成分を含む。

図１０に、図９の光トランシーバを用いて行った光送受信における、データ信号及びレプリカ信号を示す。本比較例では、光トランシーバの構成が異なる点を除き、上記実施形態に係る光トランシーバ１による光送受信と同一条件にて送受信を行った。その結果、図１０に示すように、リンギング成分を含む光伝送波形の影響を受け、データ信号とレプリカ信号との誤差が大きい部分が見られ、自乗誤差は−４．９ｄＢ、１２８ｂｉｔ中の誤り数は７個（誤り率５×１０^−２）であった。上記実施形態に比して誤り率が増加した要因は、大きなリンギング成分を含んだデータ信号に基づいてＭＬＳＥ型等化部による分散等化を行ったことにより、正確なレプリカ信号を生成できなかったためと推察される。

上記の比較例からも、上記実施形態に係る光トランシーバ１が、直接変調方式を用いた光送信器とシングルモード光ファイバとを用いた非線形伝送型の光送受信システムにおける、光伝送波形のリンギングの抑制及び受信信号の誤り率低減に有用であることが示された。

本発明の好適な実施形態に係る光トランシーバの概略構成を示すブロック図である。 本発明の好適な実施形態に係る光トランシーバが備えるＭＬＳＥ型等化部を示すブロック図である。 本実施形態に係るＭＬＳＥ型等化部のチャネル推定部の例を示すブロック図である。 本実施形態に係る光トランシーバから送信される光信号の波形及び周波数の例を示すグラフである。 図４に示す光信号をシングルモード光ファイバで２４０ｋｍ伝送してＯ／Ｅ変換した電気信号のアイパターンを示す図である。 図５に示す電気信号に対して帯域３．１ＧＨｚのローパスフィルタで帯域制限をかけたデータ信号及びレプリカ信号を示すグラフである。 図５に示す電気信号に対して帯域１．０ＧＨｚのローパスフィルタで帯域制限をかけたデータ信号及びレプリカ信号を示すグラフである。 本実施形態に係る光トランシーバの帯域制限フィルタの設定帯域と、自乗誤差及び誤りビット数の関係を示したグラフである。 本発明の比較例に係る光トランシーバの概略構成を示すブロック図である。 図９の光トランシーバを用いて行った光送受信におけるデータ信号及びレプリカ信号を示すグラフである。

符号の説明

１・・・光トランシーバ、１０・・・光送信器、１２・・・レーザドライバ（駆動回路）、１３・・・レーザダイオード（電気−光変換部）、２０・・・光受信器、２１・・・フォトダイオード（光−電気変換部）、２２・・・ローパスフィルタ（帯域制限フィルタ）、２３・・・ＭＬＳＥ型等化部（分散等化部）。

Claims (2)

1. 入力される電気信号から駆動信号を生成して出力し、電気−光変換部を直接変調する駆動回路と、
   前記駆動回路から出力される駆動信号を光信号に変換して出力する電気−光変換部と、
   を有する光送信器と、
   受信した光信号を電気信号に変換して出力する光−電気変換部と、
   前記光−電気変換部から出力された電気信号の所定周波数以下の帯域を通過させる帯域制限フィルタと、
   前記帯域制限フィルタを通過した電気信号に基づいて最尤系列推定を行うことにより、受信信号を判定して出力する分散等化部と、
   を有する光受信器と、
   を備えることを特徴とする光トランシーバ。
2. 前記帯域制限フィルタにおける前記所定周波数は２〜５ＧＨzであることを特徴とする、請求項１に記載の光トランシーバ。