CN101414880B - 光纤链路、用于链路中的收发器及它们的设计和构造方法 - Google Patents

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    • H04B10/6971—Arrangements for reducing noise and distortion using equalisation

Abstract

本发明涉及光纤链路、用于链路中的收发器及它们的设计和构造方法。本发明提供了一种光纤链路，所述光纤链路使用相对低成本的收发器来实现高数据率工作，所述收发器包含较便宜的低带宽光学和电学组件。该光纤链路的数据率可以比收发器的激光器的数据率更大，只要该激光器符合一定噪声要求；具体地说，激光器的相对强度噪声必须足够低以确保链路的低误码率工作。

Description

光纤链路、用于链路中的收发器及它们的设计和构造方法
技术领域
本发明涉及光纤链路。更具体地说，本发明涉及有基于激光的收发器的光纤链路，以及设计这种能够使用相对低的成本的基于激光的收发器实现高数据率的链路的方法。
背景技术
传统地，非均衡的、多模光纤的、基于激光的光纤链路设计有高带宽的光学发射器和接收器。这确保了符号间干扰(ISI)的主要原因为用于连接发射器和接收器的光纤而不是发射器或接收器。于是通常适合正常工作的最长链路长度就基于目标最大ISI损失来决定。在基于标准的光纤链路中，最大ISI损失通常在3到4光学分贝(dB)的范围内。
在例如10吉比特每秒(Gb/s)这样的高数据率时，使用传统设计方法制造高产量和低成本的基于激光器的收发器非常难。这有很多原因，其中几个为：(1)确保收发器中高质量信号通路的困难和需要的精度；(2)获得收发器的高数据率光学组件的困难；(3)与测试收发器的组件有关的高成本。
最近，已经设计出了以新规范的均衡为基础(newly specifiedequalization-based)的多模光纤链路，它们工作于在奈奎斯特频率间隔中产生深频率陷波(notch)或零陷(null)的低带宽光纤上。这些链路需要能够工作于可能的最大距离。因此，光纤的长度是链路的带宽的限制因素。但是，因为将低带宽光纤用于这些链路，所以为确保其正常的工作，这些收发器集成了非常复杂的均衡器和高带宽光学组件，而这增加了收发器的成本。尽管由于其预期的应用使得这些收发器被认为一般是有成本效益的，但是相比于低带宽收发器它们还是相对昂贵并且很难制造、生产和测试。
对于低成本收发器和可以工作于高数据率且光纤的长度不是链路带宽的限制因素的光纤链路的需求在增加。为适应这种需求，必须发展设计基于激光器的链路的新方法。
发明内容
本发明提供了光纤链路、使用在该链路中的收发器以及设计和构造所述链路和收发器的方法。所述光纤链路的设计方法包括：至少部分地基于特定类型的光纤是否有对于光纤链路预期的特定数据率而言足够的光学带宽，来选择要用在链路中的光纤的类型，以确保光纤自身不是链路的数据率的限制因素；至少部分地基于所选择的光纤类型的有效模带宽和基于所述链路预期具有的数据率，来确定所选用的光纤类型的长度；分别构造用于链路的第一和第二收发器的第一、第二发射器和第一、第二接收器。作为至少构造第一发射器的步骤的一部分，至少部分地基于激光器的类型是否有足够低的相对强度噪声(RIN)来选择至少使用在第一发射器中的激光器的类型。所设计的光纤链路所预期的特定数据率高于至少包括在第一发射器中的所选择的激光器类型的激光器额定的数据率。
用于构造链路的方法包括：至少构造第一收发器的第一发射器和第二收发器的第二接收器，并光学地将第一光纤的相反端耦合于第一收发器的第一发射器和第二收发器的第二接收器。作为至少构造第一发射器的步骤的一部分，至少部分地基于激光器的类型是否有足够低的相对强度噪声来选择要用在第一发射器中的激光器的类型。第一光纤的类型是至少部分地基于特定类型的光纤是否有对于光纤链路的预期特定数据率而言足够的光学带宽而选择的，以确保所述第一光纤自身不会是链路的数据率的限制因素。第一光纤的长度是至少部分地基于所选择的光纤类型的有效模带宽和基于所述链路预期具有的数据率而选择的。设计的光纤链路所预期的特定数据率高于至少包括在所述第一发射器中的所选择的激光器类型的激光器额定的数据率。
本发明也提供了一种自适应均衡器，所述自适应均衡器包括：输入端口，其用于接收要被均衡的信号；滤波器组件，其耦合于所述输入端口并接收在输入端口所接收到的信号；延迟线元件，其耦合于所述滤波器并接收从滤波器输出的经滤波的信号；输出端口，其耦合于所述延迟线元件以从均衡器输出经延迟的信号；误差信号发生组件，其耦合于所述延迟线元件；均衡器控制组件，其耦合于所述误差信号发生组件和所述延迟线元件。所述滤波器对所接收到的信号进行滤波并输出被延迟线元件接收的经滤波的信号。所述延迟线元件基于由延迟线元件接收的第一控制信号延迟所述经滤波的信号并输出经延迟的信号，该信号从均衡器的输出端口输出。耦合到延迟线元件的误差信号发生组件接收经延迟的信号并在误差信号发生电路中处理经延迟的信号以产生误差信号。所述误差信号发生组件输出所述误差信号，该信号被均衡器控制组件接收。所述均衡器控制组件接收从误差信号发生组件输出的所述误差信号并处理所接收的误差信号以产生被延迟线元件接收的第一控制信号。所述均衡器控制组件还产生并输出被误差信号发生组件接收的第二控制信号。所述误差信号发生组件基于所述第二控制信号的状态来禁用或激活所述误差信号发生电路。
通过以下描述和附图，本发明的这些和其他的特性和优点将会变得更加清楚。
附图说明
图1示出的流程图表示根据一种实施例用于设计和构造光纤链路的方法。
图2示出了将使用非归零(NRZ)传输协议的链路的功率预算图。
图3示出的曲线图表示当发射器和接收器通过100m的高带宽光纤连接并且仅在接收器中实施均衡时，与发射器和接收器类型有关的功率损失。
图4-10示出了有多种结构的收发器的框图，全部这些结构都适合应用本发明的原理和概念。
图11示出了适合用在收发器的接收器中执行接收器均衡的公知的线性均衡器(LE)的框图。
图12示出了适合用在收发器的接收器中执行接收器均衡的公知的判决反馈均衡器(DFE)的框图。
图13示出了可以被用在图11和图12分别示出的线性均衡器或判决反馈均衡器中的公知的抽头延迟线滤波器的框图。
图14示出了适合用作本发明的收发器的接收器均衡器的自适应均衡器的公知的结构的框图。
图15示出的时序图表示用于从图14所示误差信号发生功能块输出的误差信号到达其最小值的初始收敛时间以及其后的工作循环。
图16示出了根据本发明的原理和概念建立并测试的链路的框图。
图17示出了图16中示出的链路的功率预算图。
图18示出了根据一种实施例的收发器的框图，在该实施例中，高速监测光电二极管被用来监测激光器输出功率水平并控制发射均衡。
具体实施方式
根据这里将会描述的多个实施例，光纤链路被设置为使用相对低成本的收发器以实现链路的高数据率工作，其中该收发器包含较便宜的低带宽光学和电学的组件。另外，链路中使用的光纤的长度不是链路带宽的限制因素，尽管如以下面详细描述的，给定类型的光纤每单位长度的额定光学带宽值将会是链路的光纤可以有多长的限制因素。此外，光纤链路的数据率可以比收发器的激光器(假设激光器满足一定的噪声要求)更大；更具体地说，激光器的相对强度噪声(RIN)必须足够低以确保链路的低误码率(BER)工作。在全部描述本发明各个实施例的各个方面之前，概括地描述本发明的光纤链路设计方法。
图1示出了表示根据实施例的用于设计光纤链路的方法的流程图。流程图中的块示出的顺序不一定示出执行对应步骤的顺序。如块1中所示，基于设计链路的预期带宽选择用于链路的光纤的类型。这确保了光纤不会是光纤链路的预期带宽的限制因素。例如，假定链路预期会有10Gb/s的带宽，那么将会选择带宽范围足够用于10Gb/s的数据率的光纤。如设计光纤链路时典型的，假定有链路数据率0.75倍的带宽的光纤对于链路预期的数据率将有足够的带宽。因此，在这个例子中，光纤有7.5Gb/s的带宽就足够了。为了该目的的合适的光纤是从国际标准化组织(ISO)制定的被称作OM3多模光纤的一类多模光纤中选择的光纤。
如块3所示，选择光纤之后，决定可以被使用的光纤的长度。光纤的长度基于光纤的有效模带宽(EMB)和设计的链路的期望数据率来决定。与EMB对应，基于标准的链路通常需要符号间干扰(ISI)损失不比3或4dB大。假设链路的数据传输率由变量B表示，为了能够经由最大ISI损失为3dB的光纤传输非归零(NRZ)数据，行业中通常接受的链路的光学带宽应该高于约0.7B，单位是赫兹。通常地，多模光纤的3dB光学EMB被规定为带宽和距离的乘积，单位为赫兹(Hz)乘千米(km)。
因此，给出适应0.7B的需要的光纤的近似最大长度(Lmax)：Lmax＝EMB/(0.7B)。对于中心波长在850nm附近的激光器来说，OM3多模光纤对于激光发射的EMB为2GHz·km。为示例性目的假设B为10Gb/s，那么给出可以被用来连接发射器和接收器的光纤的最大长度为：Lmax＝2GHz·km/(0.7*10Gb/s)＝0.286km。
为了确保激光器或接收器或它们两个都可以是非常低数据率的组件，确保在光纤的奈奎斯特带宽(在这个例子中范围从0Gb/s到大约1/2B即5Gb/s)中的频率响应中没有深度零陷也很重要。确保其最简单的方法是将光纤的长度显著地减少至Lmax之下。例如，选择的光纤的长度等于Lmax/2将保证在光纤奈奎斯特带宽中的频率响应中没有深度零陷。这也帮助确保收发器中的均衡器可以是低复杂度和低功率的均衡器，之后将会对其详细描述。可以使用其他的技术来选择光纤的长度以使其小于Lmax，但是上面给出的方法是直接的并提供了合适的结果。
需要注意，尽管这里描述的实施例针对多模光纤，本发明同样地可以实施于单模光纤。同样，单模光纤一般不被认为具有EMB，并且因此单模光纤的规格表中一般不指明EMB。单模光纤通常被认为具有与色散有关的有效带宽，而规格表中确实会将其指明。这里使用的术语EMB当用于多模光纤时是用来表示有效模带宽，而当用于单模光纤时仅用来表示与色散有关的有效带宽。
相似地，尽管在这里描述的实施例针对双工光纤链路，本发明同样地可以实施于单工光纤链路又可以实施于平行光学信道链路，其中平行光学信道链路可以为基于平行光纤的链路和/或基于波分复用器(WDM)的链路。在单工光纤链路中，可以仅仅有一个发射器和一个接收器，因此从发射器到接收器只设置有单向通信。相反地，在平行光纤链路中，收发器的发射器通常有多个激光器(例如12个或24个)，这些激光器平行的通过多个光纤与收发器进行通信，所述收发器的接收器中有用于检测对应激光器发出的光的多个光电二极管(例如12个或24个)。一些或全部的激光器和光电二极管可以被启动。因此，这里使用的术语“收发器”是用来表示具有有一个或多个激光器的单一发射器的设备、具有有一个或多个光电二极管的单一接收器的设备、以及具有发射器和接收器而不论发射器和接收器中分别包括的激光器和光电二极管的数目的设备。
如块5所示，在决定所使用的光纤的类型和光纤的长度之前或之后，选择要在收发器的发射器中使用的激光器的类型并构造发射器和接收器。将具有比通常用于所关心的数据率的光学和电学组件更低带宽的低噪声光学和电学组件结合进本发明的发射器和接收器中。均衡器已经公知可以被结合进接收器中以校正由光纤链路组件引入的ISI。例如，已知通过将基于横向滤波器的均衡器结合在链路的接收器中以执行光纤链路的均衡。虽然本发明的接收器最好使用某种均衡，但是如以下详细描述的，本发明的设计方法使得在接收器中使用相对低成本和低功率的均衡器而发射器中使用低带宽激光器成为可能，并且还能实现高带宽链路。
因为RIN决定所传递信号的最大信噪比(SNR)，所以RIN决定了可以达到的最小BER。因此，为了在发射器中能够使用低数据率激光器，需要特别注意确保激光器的RIN足够低以使均衡的链路能够以所期望的BER工作。其原因如下。有了上述公知的均衡技术，在接收器中执行均衡的主要需要是校正由光纤自身引入的ISI。在那种情况下，光纤造成RIN谱以频率的函数衰减与所传输的数据信号相同的量。因此，当均衡器校正ISI时，RIN只是被恢复为与经由光纤传递前从发射器输出的水平大体上相同的水平。换言之，均衡器对RIN没有显著影响。
相反地，当低数据率激光器被用于根据本发明的均衡的链路中时，ISI的主要来源是低数据率激光器。因此，链路中使用的高带宽光纤没有造成RIN功率谱的显著的频率衰减。这意味着除了校正ISI，均衡器还可以显著的放大或增强RIN的水平。增强的RIN一般将导致更高的最小BER。因此，根据本发明，已经确定为了将最小BER减少到可接受的或目标的水平，被选择用在发射器中的低数据率激光器应该具有与通常经由非均衡的链路在高数据率下用于数据传递的更高数据率激光器大体上相同的额定RIN。这是非常重要的，因为如果使用的低数据率激光器的额定RIN太高的话，那么均衡的数据信号将不能满足目标的或需要的最小BER。
如上所述，如果收发器中使用的低数据率激光器有与在非均衡链路中通常被用来实现预期数据率的高数据率激光器一样低或几乎一样低的额定RIN的话，那么在发射器和/或接收器中使用某种均衡的情况下，激光器可以提供所期望的结果。但是，也有其他方法，在这些方法中可以判定低数据率激光器的额定RIN是否足够低以使得激光器适合该链路。另外，除了在接收器中使用均衡之外，如果在发射器中使用前向错误纠正码，就使得使用具有更高RIN的低数据率激光器成为可能，以下将会对其进行更详细的描述。
在构造好收发器中的发射器和接收器之后，将收发器连接到两段不同光纤的相反末端。光纤末端通常被固定于被成型和控制尺寸以与收发器的插座(未示出)匹配的插头或连接器，因此当插头或连接器与插座匹配时，插头或连接器中固定的光纤的末端与收发器的光学系统光学对准。因此，输出光纤在其一个末端被耦合于收发器的发射器，而在相反的一端被耦合于同样的或相似的收发器的接收器。相似地，输入光纤在其一个末端被耦合于收发器的接收器，而相反的一端被耦合于同样的或相似的收发器的发射器。
作为构造链路的发射器和接收器的过程的一部分(图1中的块5)，需要执行功率预算处理以确保链路能够正常工作。如上所述，因为在发射器中使用了低数据率激光器，所以接收器设置有某种均衡功能，且发射器可以但并不是必须设置有某种均衡功能。以下参考图4-10和图18描述本链路的发射器和接收器的多种实施例，因为接收器中的均衡功能或者接收器和发射器中的均衡功能，在功率预算处理中需要考虑由均衡功能引起的功率损失。
图2示出了对将使用非归零(NRZ)传输协议的链路的功率预算图，但是如同接下来更详细描述的，本发明也同样适用于其他类型的传输协议。对于链路的功率预算处理可以以对于前述已知非均衡链路的功率预算处理所执行的方式相似的方式执行，该已知链路中ISI的决定因素为光纤自身。因为本发明的链路使用高带宽光纤并且光纤的长度被设置为在奈奎斯特频率间隔中不存在零陷和陷波，因此在功率预算的计算中，与光纤自身有关的ISI损失可以被替换为由接收器均衡引起的功率损失，或由接收器和发射器均衡的组合引起的功率损失。
图2中左侧对应于在接收器中而不在发射器中使用线性均衡器(LE)或判决反馈均衡器(DFE)的情况。在本申请中，这种功率损失称为PLE or DFE。图2中右侧对应于在接收器和发射器中都使用LE或DFE的情况。在这两种情况下，该图示出了相等的功率损失，其中功率损失与以下因素有关：(1)光纤和连接器；(2)噪声。该图也示出了对于两种情况相同的执行余量。该余量对应于额外数量的功率，其被分配以解决实际均衡器不能实现理想均衡器可能的最小功率损失的情况。需要的执行余量或均衡器的实际损失可以通过模拟或表征估计出来。
与仅仅在接收器中使用LE或DFE的情况(图的左侧)相关联的功率损失(PLE or DFE)大于在接收器中使用LE或DFE且在发射器中也使用预失真(PD)形式的均衡的情况相关联的功率损失(PLE or DFE)。这是因为在后一种情况中，由在发射器中执行PD均衡引起的发射功率损失降低了由在接收器中执行均衡引起的功率损失。因此，与在发射器中和接收器中执行均衡相关联的总功率损失和与仅在接收器中执行均衡相关联的功率损失近似相等。
为说明根据本发明的均衡的链路涉及的关键函数表达式和相关参数，将对由理想均衡和预失真引起的功率损失进行描述并将其应用到本发明的原理上。这将说明在不超出功率预算的情况下低数据率激光器可以结合均衡来使得高数据率链路得以实现的方式。
公知由均衡的接收器引起的电功率损失由以下表达式给出：
PLE or DFE＝<1/[|H(f)|2+(Sz(f)/SA(f))]>A or G  (等式1)，
其中SA(f)为NRZ数据的功率谱，SZ(f)为噪声的功率谱，H(F)为信道、发射器和接收器的混叠频率响应，<>A应用于LE并表示求算术平均值，而<>G应用于DFE并表示求几何平均值。假设数据和噪声为正交的、零均值的、广义平稳的随机过程。因为PLE or DFE与噪声输入时均衡器对其放大的增益因子近似相等，所以有时它被称为噪声增强因子。
均衡器最简单的形式为忽略了噪声并使信道反转的LE。通过反转信道，LE在判决瞬时强迫ISI为零。因此，这种均衡器被称作线性迫零均衡器(LZFE)。这允许忽略公式1中的项Sz(f)/SA(f)。因此，理想LZFE的电功率损失(PLZFE)可以被表示为：
PLZFE＝<1/[|H(f)|2]>A  (等式2)
对于现有的迫零均衡器来说，信道在其混叠频率响应中必须没有零陷。同样，如果在信道中存在深陷波，LZFE可能遭受不可接受的大功率损失。因此，为允许简单均衡可以被使用，低带宽发射器和接收器的联合响应在奈奎斯特频带中必须没有零陷或深陷波。因此，作为图1中块5示出的步骤的一部分，信道的频率响应应该通过设计或特性的测试来确保在奈奎斯特频带中没有零陷或深陷波，所述信道包括模拟传输路径、一小段(例如2米)被选的光纤和模拟接收路径。另外，使用高带宽光纤和/或足够短的链路长度使得光纤不会在奈奎斯特带宽中引入陷波或零陷以确保简单均衡电路也可以适合用在接收器中或发射器和接收器中
虽然LZFE在其反转信道时忽略噪声，但均衡后在判决点所接收到的总噪声必须足够低以保证目标误码率可以实现。总噪声将有两个主要贡献，即激光器的RIN和由LZFE引起的增强的接收器电路噪声。如前面参考图1中块5描述的，为确保激光器的RIN不导致BER低于目标BER，激光器的RIN规格应该与通常用在非均衡的链路中的普通高带宽激光器的RIN规格相同。在行业中还没有普遍地认识到如果要在均衡的链路中使用低带宽激光器，那么该激光器必须同样具有足够低的RIN。
已经描述了与接收器均衡相关联的功率损失，现在将会描述与在发射器中使用PD均衡相关联的功率损失。通过以下等式给出由信道和PD均衡引起的混叠频率相应：
|HPD(f)|2＝(SB(f)/SA(f))|H(f)|2  (等式3)
项SB(f)对应于随机预失真NRZ数据的功率谱。通过用等式3中的|HPD(f)|2取代等式2中的|H(f)|2可以计算出由预失真NRZ数据引起的接收器处的功率损失。因此，如果传输的预失真与信道响应近似匹配，那么这会减少所需要的接收均衡的量。如图2所示，与原始NRZ信号的功率相比，通过与信道良好匹配的预失真，由接收均衡引起的损失减少了与因预失真而发射的额外功率相近似的量。因此，通过发射预失真减少了噪声增强。在发射器中执行的预失真通常为序列整形或发射脉冲整形，以下将会对其更详细的描述。
图3示出了当发射器和接收器通过100m的高带宽光纤连接并且仅在接收器中实施均衡时，随发射器和接收器变化的功率损失。垂直坐标轴表示功率损失(PIE_L)，其与施加到接收器中的均衡有关。水平坐标轴表示发射器的数据率，每条曲线表示有特定带宽的接收器。曲线11-15分别表示有6Gb/s、7Gb/s、8Gb/s、9Gb/s、10Gb/s带宽的接收器。对于这个实验，VCSEL作为激光器使用在发射器中。使用等式1计算功率损失。
基于VCSEL的光纤链路的功率预算可能仅允许从约为8dB的总功率预算中为均衡器分配出约为4dB的最大PIE_L。可以从图1中看出，对于使用对应于曲线15的接收器进行10Gb/s的数据传输，可以使用的发射器的最低数据率约为4Gb/s。如果使用了比4Gb/s更低数据率的发射器，那么均衡器所需要的功率将导致功率预算被超出。因为与激光器的RIN有关的功率损失造成误码率平台(floor)，所以与RIN有关的最大功率损失不应该超过约1.0dB。同样，因为与RIN有关的功率损失不包括与均衡有关的功率损失，所以激光器的RIN应该与高数据率激光器的RIN近似相等以保证功率预算不被超出。当然，这不意味着如果试图实现数据率10Gb/s的链路，发射器中使用的激光器就不能有比4Gb/s更低的数据率，而是意味着需要注意确保功率预算不被超出并且激光器的RIN必须足够低以使这些目标能够实现。
图4-10示出了各种结构的收发器的框图，全部这些收发器都适合实现本发明的原理和概念。通常地，在光纤链路的每个末端使用相同的收发器。每个收发器都有某些组件是图4-10中示出的全部收发器所共有的。例如，每个收发器的发射器都包括激光器驱动器30、激光器40和光学系统50。每个收发器的接收器都包括光学系统60、光电二极管70和放大器80(通常为跨阻放大器(TIA))。收发器的发射器和接收器共享控制收发器工作的控制器20。收发器可以包括收发器模块中常见的其他组件，例如，对TIA80的输出实施时钟和数据恢复(CDR)的CDR电路，以及监测光电二极管和反馈电路，所述监测二极管和反馈电路监测激光器输出功率水平并相应调节激光器偏置电流。
参考图4，根据此实施例，收发器10在其接收器中也包括均衡器90，但在发射器中不包括执行PD均衡的任何组件。均衡器90通常为DFE或LE，例如LZFE。但是，本发明不限于在接收器中使用任何特定类型的均衡器。激光器驱动器30的输入端接收到的输入数据Data In信号使得激光器驱动器30产生调制信号，该调制信号控制激光器40以产生表示数据位的经调制光信号。光被光学系统50引导进输出光纤55的末端以经由光纤55传输到耦合于光纤55的相反末端的相似或相同的收发器。在收发器10的接收器中，经由输入光纤57接收到的光信号被光学系统60引导到接收光电二极管70上，光电二极管70将其接收到的光转化为电信号。电信号被TIA80放大以产生放大的电信号。之后，放大的电信号被均衡器90处理以产生收发器10的输出数据信号Data Out。
如上面参考图1-3指出的，当构造收发器的发射器和接收器时，需要考虑多个需要考虑的事项，例如包括：链路的期望带宽，使用在发射器中的低带宽激光器所需要的RIN和链路的功率预算。因此，包括在收发器中的组件将随着这些和其他的需要考虑的事项而变化。
图5示出了图4中的收发器10的方框图，但收发器10的外部为用于执行CDR和纠错的组件120。此收发器结构在如果低数据率激光器不能保证有足够低的RIN以实现所期望的或需要的BER时尤其有利。在这种情况下，实施CDR和纠错以使所期望的或需要的BER能够实现。
图6示出了收发器130的方框图，收发器130在发射器侧包括均衡器140以使由激光器驱动器30用来驱动激光器40的输入数据Data In信号预失真。在接收器中不包括均衡器。收发器130包括放大器150，放大器150接收TIA140的输出并将其放大以产生输出数据信号Data Out。此收发器结构的有利之处在于，在发射器中使用PD不增强激光器40的RIN。因此，如果激光器40不能保证有足够低的RIN以实现所期望的或需要的BER，则在发射器中使用均衡器140并在接收器中使用放大器150将帮助确保BER处于可接受的水平。在此实施例中，激光器驱动器30为线性激光器驱动器，并且施加的PD的值被限制以免过度驱动激光器40。
图7示出了收发器170的方框图，收发器170在发射器中包括均衡器180以使输入数据Data In信号预失真，并且在接收器中包括均衡器190以对TIA80的输出执行均衡。如上面参考图6指出的，在发射器中使用PD不会增强激光器40的RIN。因此，如果激光器40不能保证有足够低的RIN以实现所期望的或需要的BER，在发射器和接收器中分别使用均衡器180和190将帮助确保所得的BER是可接受的。与上面参考图6描述的实施例相似，在此实施例中，激光器驱动器30为线性激光器驱动器，并且施加的PD的值被限制以免过度驱动激光器40。
图8示出了收发器210的方框图，收发器210在其发射器中包括CDR电路220，CDR电路220与控制器20通讯以执行CDR来改善BER。接收器中的均衡器和CDR组合电路230也能帮助改善BER。因此，虽然在发射器和接收器中都进行CDR，但是仅在接收器中执行均衡。
图9示出了收发器240的方框图，收发器240在其发射器中包括均衡器和CDR组合电路250以对输入数据信号Data In执行CDR和PD，收发器240在其接收器中也包括均衡器和CDR组合电路260以对TIA80的输出执行CDR和均衡。因此，在接收器和发射器中都执行均衡和CDR以改善BER。与上面描述的一些结构相类似，此收发器结构在不能保证低带宽激光器40的RIN足够低以使所期望的或需要的BER能够实现的情况下非常有用。
图10示出了收发器270的方框图，收发器270在其外部有分别对数据输入信号Data In和TIA80的输出执行PD和均衡的均衡器电路280和290。根据此实施例，所选择的激光器40有足够低的RIN以保证可以实现所期望的或需要的BER。如果不能保证激光器40的RIN足够低，那么应该在接收均衡器290之后放置CDR和纠错电路(未示出)。
图11示出了一种已知LE310的方框图，LE310适合使用在收发器的接收器中以执行接收器均衡。LE310有对输入信号执行前馈滤波的前馈滤波器(FFF)320，和输出判决位的判决装置330，判决位基于从FFF320接收到的输入。
图12示出了一种已知DFE340的方框图，DFE340适合使用在收发器的接收器中以执行接收器均衡。DFE340包括：FFF350，其用以执行输入信号的前馈滤波；判决装置360，其输出判决位，所述判决位基于从FFF350接收的输入；反馈滤波器(FBF)370，其接收并过滤判决位，并将过滤结果馈送回加法器380，加法器380从FFF350的输出中减去过滤结果。
图13示出了公知的抽头延迟线(tap delay line)过滤器410的方框图，它可以分别用在图11和图12中的LE310或DFE340中作为图11和图12中的FFF或FBF。块420表示延迟元件，该延迟元件可以将每位延迟一个延迟周期D，该周期通常小于或等于一个传输符号周期。块430表示用每个延迟的位乘以滤波器系数(C0-CN)的乘法器。可以通过改变滤波器系数改变滤波器响应。通过加法器440将乘法处理的结果相加以产生滤波器的输出。
图14示出了自适应均衡器460的方框图，该自适应均衡器460适合作为本发明的收发器的接收器均衡器使用。自适应均衡器460在其输入端包括滤波器470，其通常为用于模拟操作的匹配滤波器和用于数字实现方式的抗混叠(anti-aliasing)滤波器。滤波器470的输出被输入到延迟线元件480，该元件其基于延迟线元件480内的抽头设定而延迟信号。延迟线元件480的输出被输入到误差信号发生电路490，误差信号发生电路490处理经延迟的输入以产生误差信号。误差信号被输入到处理误差信号以产生控制信号的均衡器控制功能电路510，该控制信号通过给延迟线元件480中的抽头设定造成变动以对延迟线元件480的频率响应进行控制。控制信号调节延迟线元件480的响应，直到由误差信号发生功能块490产生的误差信号到达其最小值。
根据一种实施例，自适应均衡器460包括用于执行均衡算法的功能，该功能以突发(burst)模式工作以节省功率。图15示出了表示自适应均衡器460在被设置为具有突发模式功能时的工作时序图。当收发器开机工作时，无论在校准模式期间还是普通工作模式期间，都有初始收敛时间段511，在这段时间内从均衡器控制功能块510向误差信号发生功能块490发出的功率开关(PWS)控制信号被建立(assert)。初始收敛时间段为从图14中示出的误差信号发生功能块490输出的误差信号到达其最小值所需要的时间量。在初始收敛时间段511结束时，PWS信号在第一预定时间段512被撤销(deassert)，之后在第二预定时间段513被重新建立。PWS控制信号被周期性地建立和撤销以提供工作循环。虽然可以增加功能以适应性地改变这些时间段以改善或优化节省功率，但是优选地，时间段512和513为固定持续时间。为节省功率，时间段513通常比时间段512短得多。时间段512和513可以由从发送器控制器20输入到均衡器460的新设定而改变。
均衡器控制功能块510通常会包括控制时间段512和513的状态机(未示出)，尽管这也可以通过运行某些类型的可执行软件的处理器实现。误差信号发生功能块490通常会包括接收PSW信号并根据PSW信号的状态执行一个或多个操作的电路(诸如状态机或执行软件的处理器)。具体来说，当PSW信号被建立时，块490中的误差发生电路被激活，以处理来自延迟线元件480的下一个输入并产生相应的误差信号，该误差信号之后被输出到均衡器控制功能块510。当PSW信号被撤销时，误差发生功能块490内部的这个电路被失效，因此没有新的误差信号被产生。在这种状态下，已输出到均衡器控制功能块510的误差发生信号的最近的值继续被输出到均衡器控制功能块。因此，在撤销PSW信号并且误差信号发生功能块490内的电路失效的时间段512，均衡器460的操作不被影响。
作为完全在均衡器内部执行突发模式算法的另一选择，均衡器460可以构造有可选的工作模式，以使收发器控制器20能够执行突发模式算法的一部分并将PSW控制信号传递给误差信号发生块490。在例如确定探测到均衡器控制功能块510中的状态机中有错误的情况下，这将会是非常有用的。
在本发明被实施在有几个平行信道的光链路中的情况下，例如在发射器包括多个激光二极管而链路相反端的收发器的接收器包括多个用以分别接收由激光二极管产生的光信号的光电二极管的情况下，从误差信号发生功能块490输出的误差信号可以被用来均衡全部的接收器信道。这可以减少对链路执行接收器均衡所需要的硬件的数量。
已经描述了本发明可以被实现的多种方式，现在将描述已经构造和测试了的实际光纤链路的实例，以示范实际执行本发明的原理和概念的例子。对于这个例子，两根最大长度都为100m的OM3光纤被用于连接收发器的接收器与发射器。这些光纤为高带宽光纤，因此发生的任何陷波都充分的超过了1/2T的奈奎斯特频率，其中T为传输符号周期。如上面参考图1中块3所描述的，基于光纤的EMB和设计链路所期望的数据率来决定使用的光纤的长度。此光纤的EMB为2GHz·km。链路预期的带宽为10Gb/s。使用上述公式计算光纤长度，其结果为最大光纤长度为0.286km或286m。但是，通过将光纤可以有的最大长度减少到100m，更加确保在奈奎斯特带宽中光纤的频率响应中不存在深陷波或零陷。
所选择的发射器激光器最大的RIN_OMA近似是-128dB/Hz。最大的发射(20-80)％的上升下降时间为近似是70皮秒(ps)。所选择的光学接收器(PIN光电二极管和TIA)带宽在3dB时近似是7.5GHz。用在接收器中的均衡器为上面参考图13描述的类型的持续时间抽头延迟线均衡器，并依照上面参考图15描述的突发模式自适应算法工作。收发器封装类型为SPF+。
图16示出了所建立和测试的链路500的框图，其中包括收发器510、收发器520和光纤525和527，其中光纤525和527有用于将其连接到收发器520和520的插座的连接器(未示出)。收发器510和520的每个都被构造为具有图8所示的结构。收发器510的发射器540通过光纤525耦合于收发器520的接收器570。收发器510的接收器550通过光纤527耦合于收发器520的发射器580。收发器510的发射器540和接收器550都由控制器530控制。相似地，发射器580和接收器570都由控制器560控制。
图17示出了图16中示出的链路500的功率预算图。总功率预算为8dBo。为使用在接收器550和570中的均衡器的不理想性分配了0.85dB的余量。对于此实验，在发射器540和580中没有使用均衡。CDR电路220(图8)被用在发射器540和580中，但是CDR电路是可选的并因此而设置为可以使其失效。为均衡分配了4dB的功率损失。所使用的激光器有70ps的上升下降时间和-128dB/Hz的最大RIN_OMA参数，这使得由RIN引起的功率损失为0.5dB。为连接器损耗分配了2db的功率损失而为光纤衰减分配了0.35dB功率损失。为模噪声分配了0.2dB的功率损失并分配了0.1dB的交互作用功率损失。
此链路如预期地工作并在发射器中使用低数据率激光器实现了10Gb/s的数据率。上述方法的一个优点为显著减少了链路的成本，主要是由于相对于通常被用于在链路中实现所期望的10Gb/s数据率的高数据率激光器，低数据率激光器显著下降的成本。因为使用了低数据率激光器，使在发射器和接收器中使用其他低带宽的光学和电学组件成为可能，这同样降低了成本。另一个优点为可以避免与生产和测试高数据率激光器和其他高带宽组件有关的相对低产量和高成本。因此，本发明满足了对现有技术不能得到的更低成本更高数据率的链路的越来越多的需要。
如果在收发器的发射器中使用均衡，那么监测光电二极管的输出可以被用来控制发射均衡或者预失真。监测光电二极管一般为低速监测光电二极管，因为它仅被用来测量激光器的平均输出功率水平。图18示出根据实施例的收发器600的框图，其中高速监测光电二极管被用于该目的并用于控制发射器均衡器。收发器600与图7中的收发器130是相同的，除了收发器600包括高速监测光电二极管610和高速放大器620。图7和图18中相同的组件被标注为相同的附图标记。
高速监测光电二极管610可以为一般用于高速接收器中的类型，例如PIN二极管。同样，放大器620可以是告诉接收器中常用的类型，例如TIA。高速监测光电二极管610快得足以将由激光器40产生的经调制的光的一部分转换为具有相同调制率的电信号。高速放大器620快得足以探测并放大从光电二极管610输出的高速电信号并产生从高速放大器620输出的高速的经放大的电信号。从放大器620输出的信号被控制器20和发射器均衡器640接收。控制器20处理该信号以获得激光器的平均输出功率水平，并将以普通方式用其调节由激光器驱动器30传递给激光器40的偏置电流。
举例来说，发射器均衡器640可以有图14所示的结构。在均衡器640的内部或者外部，延迟元件被用来将小时间延迟引入从TIA620输出的信号中以补偿路径长度的任何差异，所述路径长度的差异为从光电二极管610到均衡器460的误差信号发生功能块490(图14)的路径与从均衡器输出端到误差信号发生器功能块490的路径间的不同。误差信号发生器功能块490之后将会产生误差信号，均衡器控制功能块510将会对该信号处理以获得控制信号，所述控制信号将调节均衡器480的抽头，直到误差信号达到其最小值。
上面参考图18描述的实施例使得发射器均衡器640能够尽可能快的产生眼图(eye)以提供激光器驱动器30允许的最大偏压和调制电流水平。设置最大偏压和调制电流水平以确保激光器40不会被过驱动。
可以认识到已经通过参考多个示例性实施例对本发明进行了描述而本发明并不限于这些实施例。例如，尽管本发明的收发器被描述为具有特定组件和结构，但是收发器可以包括其他组件和其他这里描述的结构。本领域的技术人员可以理解，在本发明的范围内可以对本发明进行这些和其他的修改。

Claims (25)

1.一种用来设计预期具有特定数据率的光纤链路的方法，其中所述光纤链路被设计为至少包括第一收发器和第二收发器，所述第一收发器和所述第二收发器分别耦合于第一光纤和第二光纤的相反末端，所述方法包括：
至少部分地基于特定类型的光纤是否有对于所述光纤链路预期的特定数据率而言足够的光学带宽，来选择用在所述链路中的光纤的类型，以确保所述光纤自身不是所述链路的数据率的限制因素；
至少部分地基于所选择的类型的光纤的有效模带宽和基于所述特定数据率，来确定所选择的类型的光纤的长度，所述类型的光纤被用作与所述收发器耦合的光纤；和
分别构造用于所述第一收发器的发射器和接收器以及用于所述第二收发器的发射器和接收器，
其中，作为至少构造所述第一收发器的发射器和所述第二收发器的发射器的步骤的一部分，至少部分地基于激光器的类型是否有足够低的相对强度噪声来选择使用在这些发射器中的激光器的类型，这些发射器被构造为包括所选择的激光器类型的激光器和用于向所选择的激光器类型的激光器传递驱动信号的激光器驱动器，其中，光纤链路所预期的特定数据率高于这些发射器中所包括的、所选择的激光器类型的激光器额定的数据率。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，如果相对强度噪声与额定具有与所述特定数据率相等的数据率的激光器的相对强度噪声近似相等，那么所述激光器的类型被判定为有足够低的相对强度噪声。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，如果该相对强度噪声与额定具有与所述特定数据率相等的数据率的激光器的相对强度噪声相等或更低，那么所述激光器的类型被判定为有足够低的相对强度噪声。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，作为至少构造所述第一收发器的接收器和所述第二收发器的接收器的步骤的一部分，从多个接收均衡器类型中选择使用在这些接收器中的接收均衡器的类型，并且这些接收器被构造为包括所选择的接收均衡器类型的接收均衡器。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述接收均衡器是从包括线性均衡器类型和判决反馈均衡器类型的接收均衡器类型中选择的。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，作为至少构造这些发射器的步骤的一部分，用在这些发射器中的发射均衡器的类型被选择，并且这些发射器被构造为包括所选择的发射均衡器类型的发射均衡器。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述发射均衡器类型为预失真均衡器类型。
8.根据权利要求4所述的方法，其中，所述接收均衡器类型为自适应均衡器类型。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，至少使用在这些接收器中的自适应均衡器类型的接收均衡器执行自适应均衡算法，所述自适应均衡算法控制由所述接收均衡器执行的均衡过程。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述自适应均衡算法以突发模式执行，使得由所述接收均衡器执行的所述均衡算法基于预定的工作循环工作，所述预定的工作循环包括第一时间段和第二时间段，所述接收均衡器的误差信号发生功能电路在所述第一时间段期间产生新的误差信号，所述接收均衡器的误差信号发生功能电路在所述第二时间段期间不产生新的误差信号，这些接收器使用所述误差信号以控制经由与这些接收器相关联的光学信道接收到的信号的均衡。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述误差信号由平行接收器使用以控制经由平行光学信道的信号的均衡。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，所设计的光纤链路所预期的特定数据率大约为这些发射器中所包括的、所选择的激光器类型的激光器额定的数据率的至少两倍。
13.一种用于构造具有特定数据率的光纤链路的方法，所述方法包括：
为第一收发器至少构造第一发射器和为第二收发器至少构造第二接收器，其中，作为至少构造所述第一发射器的步骤的一部分，至少部分地基于激光器的类型是否有足够低的相对强度噪声来选择至少使用在所述第一发射器中的激光器的类型，至少所述第一发射器被构造为包括所选择的激光器类型的激光器和用于向所选择的激光器类型的激光器传递驱动信号的激光器驱动器，其中，所述光纤链路预期的特定数据率高于包括在所述第一发射器中的所选择的激光器类型的激光器额定的数据率；和
光学地将第一光纤的相反末端耦合于所述第一收发器的第一发射器和所述第二收发器的第二接收器，所述第一光纤是第一光纤类型的，所述第一光纤类型已被至少部分地基于特定类型的光纤是否有对于所述光纤链路的预期特定数据率而言足够的光学带宽而选择用在所述链路中，以确保所述第一光纤自身不会是所述链路的所述数据率的限制因素，所述第一光纤的长度已被至少部分地基于所选择的光纤类型的有效模带宽和基于所述特定数据率而选择。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，如果该相对强度噪声与额定具有与所述特定数据率相等的数据率的激光器的相对强度噪声近似相等，那么所述激光器的类型被判定为有足够低的相对强度噪声。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，如果该相对强度噪声与额定具有与所述特定数据率相等的数据率的激光器的相对强度噪声相等或更低，那么所述激光器的类型被判定为有足够低的相对强度噪声。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，作为至少构造所述第二接收器的步骤的一部分，从多个接收均衡器类型中选择使用在所述第二接收器中的接收均衡器的类型，并且至少所述第二接收器被构造为包括所选择的接收均衡器类型的接收均衡器。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述接收均衡器是从包括线性均衡器类型和判决反馈均衡器类型的接收均衡器类型中选择的。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，作为至少构造所述第一发射器的步骤的一部分，用在所述第一发射器中的发射均衡器的类型被选择，并且至少所述第一发射器被构造为包括所选择的发射均衡器类型的发射均衡器。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述发射均衡器类型为预失真均衡器类型。
20.根据权利要求16所述的方法，其中，所述接收均衡器类型为自适应均衡器类型。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，至少使用在所述第二接收器中的自适应均衡器类型的接收均衡器执行自适应均衡算法，所述算法控制由所述接收均衡器执行的均衡过程。
22.根据权利要求21所述的方法，其中，所述自适应均衡算法以突发模式执行，使得由所述接收均衡器执行的所述均衡算法基于预定的工作循环工作，所述预定的工作循环包括第一时间段和第二时间段，所述接收均衡器的误差信号发生功能电路在所述第一时间段期间产生新的误差信号，所述接收均衡器的误差信号发生功能电路在所述第二时间段期间不产生新的误差信号，所述第二接收器使用所述误差信号以控制经由与所述第二接收器相关联的光学信道接收到的信号的均衡。
23.根据权利要求22所述的方法，其中，所述误差信号由平行接收器使用以控制经由平行光学信道的信号的均衡。
24.根据权利要求13所述的方法，其中，所述光纤链路的特定数据率大约为这些发射器中所包括的、所选择的激光器类型的激光器额定的数据率的至少两倍。
25.一种自适应均衡器，包括：
输入端口，其用于接收要被均衡的信号；
滤波器组件，其耦合于所述输入端口并接收在所述输入端口所接收到的信号，所述滤波器对所接收到的信号进行滤波并输出经滤波的信号；
延迟线元件，其耦合于所述滤波器并接收从所述滤波器输出的经滤波的信号，所述延迟线元件基于由所述延迟线元件接收的第一控制信号延迟所述经滤波的信号并输出经延迟的信号；
输出端口，其耦合于所述延迟线元件以从所述均衡器输出所述经延迟的信号；
误差信号发生组件，其耦合于所述延迟线元件，所述误差信号发生组件接收所述经延迟的信号并在误差信号发生电路中处理所述经延迟的信号以产生误差信号，所述误差信号发生组件输出所述误差信号；和
均衡器控制组件，其耦合于所述误差信号发生组件和所述延迟线元件，所述均衡器控制组件接收从所述误差信号发生组件输出的所述误差信号并处理所接收的误差信号以产生所述第一控制信号，所述均衡器控制组件向所述延迟线元件输出所述第一控制信号，所述均衡器控制组件将第二控制信号输出到所述误差信号发生组件，所述误差信号发生组件基于所述第二控制信号的状态来禁用或激活所述误差信号发生电路。
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