JP2010075037A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストを実現することができるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】 本発明の１形態のスイッチング電源回路は、スイッチ３１と、エネルギー伝達要素であるコイル５と、コイル５から伝達されるエネルギーを電圧として出力する出力生成回路である容量６と、出力電圧に応じた検出信号を生成する出力電圧検出回路８と、検出信号の値に応じた伝達信号を出力する伝達回路であるＰＮＰトランジスタ９と、伝達信号に応じてスイッチ３１を制御するコントローラ３２と、伝達回路（ＰＮＰトランジスタ９）とコントローラ３２との間に接続された整流要素であるダイオード１０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流出力電圧を安定化するための非絶縁型電源回路として、３端子型スイッチングレギュレータを用いて出力電圧を安定化するスイッチング電源回路に関するものである。

従来から、例えば電子機器組み込み用の電源回路で直流出力電圧を安定化するための非絶縁型電源回路として、３端子型スイッチングレギュレータを用いて出力電圧を安定化するスイッチング電源回路が、広く利用されている。

従来のスイッチング電源回路（例えば、特許文献１の図６を参照）では、出力電圧に応じた信号をスイッチング動作を制御するコントローラへ伝達する伝達回路として、フォトカプラのような入力側と出力側が絶縁された伝達回路を用いて出力電圧をフィードバックしている。

米国特許第６２９４９０３号明細書（図５、図６）

しかしながら、上記のような従来のスイッチング電源回路では、入力側と出力側とが非絶縁である電源回路でありながら、フォトカプラ等の入力側と出力側が絶縁された素子が必要な回路構成となっている。そのため、フォトカプラ等の絶縁タイプの素子によりコストが上がり、低コスト化の妨げとなっている。

本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、３端子型スイッチングレギュレータを用いた非絶縁型電源回路として、伝達手段に非絶縁タイプの素子を使用することで、低コストに実現することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明の１形態におけるスイッチング電源回路は、入力電圧が入力される２つの入力端子の一方に接続されたスイッチと、前記スイッチによりスイッチングされた入力電圧をエネルギーとして伝達するエネルギー伝達要素と、前記エネルギー伝達要素から伝達されるエネルギーを平滑化しつつ電圧として２つの出力端子間に出力する出力生成回路と、前記出力生成回路の出力電圧を検出し、前記出力電圧に応じた検出信号を生成する出力電圧検出回路と、前記２つの出力端子の一方に接続され、前記出力電圧検出回路で生成された前記検出信号の値に応じた伝達信号を出力する伝達回路と、前記スイッチと前記エネルギー伝達要素の接続点の電位を動作基準電圧とし、前記伝達信号に応じて前記スイッチのスイッチングを制御する駆動信号を生成する制御回路と、前記伝達回路と前記制御回路との間に接続され、前記伝達回路から前記制御回路の方向へのみ前記伝達信号を流す整流要素とを備える。

この構成によれば、３端子型スイッチングレギュレータを用いた非絶縁型電源回路として、フォトカプラではなく非絶縁タイプの整流要素を使用している。これにより、低コストに実現することができる。

ここで、前記整流要素の耐圧は、前記入力電圧と前記整流要素の順方向降下電圧との和以上であってもよい。

ここで、前記スイッチング電源回路は、さらに、前記整流要素と前記制御回路との間に挿入された変換回路を備え、前記変換回路は、前記伝達信号を定電圧化してもよい。

ここで、前記変換回路は、前記整流要素と前記制御回路との接続点と、前記スイッチと前記エネルギー伝達要素との接続点との間に挿入された容量により構成されてもよい。

ここで、前記伝達回路がバイポーラトランジスタであってもよい。

ここで、前記伝達回路がＭＯＳトランジスタであってもよい。

ここで、前記出力電圧検出回路は、前記２つの出力端子間に直列に挿入された第１の抵抗器および第２の抵抗器と、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との接続点の分割電圧値に応じた電流信号を前記検出信号として前記伝達回路に出力する電流信号出力回路とを有していてもよい。

ここで、前記電流信号出力回路は、前記分割電圧値をリファレンス電圧とするリファレンス端子と、前記伝達回路に接続されたカソードと、前記２つの出力端子の他方に接続されたアノードとを有するシャントレギュレータを備えても良い。

ここで、前記出力電圧検出回路は、前記２つの出力端子間に直列に挿入された第３の抵抗器およびツェナーダイオードと、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器の接続点にベースが接続され、前記伝達回路にコレクタが接続され、前記第３の抵抗器と前記ツェナーダイオードの接続点にエミッタが接続されたトランジスタとを有していてもよい。

ここで、前記出力電圧検出回路は、前記２つの出力端子間に直列に挿入された第３の抵抗器とツェナーダイオードを有し、前記ツェナーダイオードのカソードが第３の抵抗器と接続され、上記ツェナーダイオードのアノードが前記２つ出力端子の他方に接続され、上記ツェナーダイオードのカソードへ流入する電流信号に応じた前記検出信号を前記伝達回路に出力してもよい。

ここで、前記制御回路は、前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのオン時間を制御するための前記駆動信号を生成してもよい。

ここで、前記制御回路は、前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのオン期間に前記スイッチから前記エネルギー伝達要素に流入する電流のピーク値を制御するための前記駆動信号を生成しても良い。

ここで、前記制御回路は、前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのスイッチング周波数を制御するための前記駆動信号を生成してもよい。

ここで、前記制御回路は、前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのスイッチング動作期間とスイッチング停止期間を制御するための前記駆動信号を生成してもよい。

ここで、前記スイッチは前記入力電圧の正電圧側の入力端子に接続され、前記入力電圧の負電圧側の入力端子は、前記２つの出力端子のうちの負電圧側の出力端子に接続される正電圧出力型であってもよい。

ここで、前記入力電圧の正電圧側を前記スイッチに接続し、前記入力電圧の負電圧側を前記２つの出力端子のうちの正電圧側の出力端子に接続されていてもよい。

以上のように本発明によれば、３端子型スイッチングレギュレータを用いた非絶縁型電源回路として、出力電圧の安定化を、入力側と出力側が非絶縁である伝達手段で出力部の電圧変動をフィードバックすることにより、制御することができる。

そのため、３端子型スイッチングレギュレータを用いた非絶縁型電源回路を、伝達手段を高価な入力側と出力側が絶縁された素子から安価な非絶縁の素子へ変更することで、低コストに実現することができる。

本発明の実施の形態１のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図 同実施の形態１のスイッチング電源回路の動作を示す波形図 本発明の実施の形態２のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図 本発明の実施の形態３のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図 本発明の実施の形態４のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図 同実施の形態４のスイッチング電源回路の動作を示す波形図 比較参照例としてのスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図 比較参照例としてのスイッチング電源回路の動作を示す波形図

以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源回路について、図面を参照しながら具体的に説明する。なお、本実施の形態において、同じ符号を付した構成要素は同様の動作を行うため、再度の説明を省略する場合がある。また、添付の図面は、本発明の一実施例として詳細に図示したものであり、本発明は添付の図面に限定するものではない。

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源回路を説明する。

図１は本実施の形態１のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図である。本実施の形態１のスイッチング電源回路は、図１に示すように、入力部１、出力部２、３端子型スイッチングレギュレータ３、変換回路である容量４、エネルギー伝達要素であるコイル５、出力生成回路である容量６、ダイオード７、出力電圧検出回路８、伝達回路であるＰＮＰトランジスタ９、整流要素であるダイオード１０を備える。

入力部１は、正電圧端子１１と負電圧端子１２とを有し、入力電圧ＶＩＮが入力される。

出力部２は、正電圧端子２１と負電圧端子２２とを有し、この２つの端子間に電圧を出力する。

３端子型スイッチングレギュレータ３は、入力部１の正電圧端子１１から入力電圧ＶＩＮが印加され、入力電圧ＶＩＮをスイッチングした電圧をコイル５に出力する。

容量４は、３端子型スイッチングレギュレータ３の電源電圧を供給する。また容量４は、ダイオード１０からの伝達信号を定電流化、定電圧化する変換回路でもある。

コイル５は、３端子型スイッチングレギュレータ３と出力部２の間に挿入したエネルギー伝達要素である。

容量６は、コイル５から出力部２へ出力される電圧を平滑化する出力生成回路である。

ダイオード７は、３端子型スイッチングレギュレータ３とコイル５の接続点にカソードを接続し、出力部２の負電圧端子２２にアノードを接続している。

出力電圧検出回路８は、出力部２の出力電圧ＶＯを検出する。

ＰＮＰトランジスタ９は、出力電圧検出回路８で検出された出力電圧に対応する信号を３端子型スイッチングレギュレータ３にフィードバックする伝達回路である。

ダイオード１０は、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタと３端子型スイッチングレギュレータ３の間に挿入された整流要素である。

出力電圧検出回路８は、出力部２の正電圧端子２１と負電圧端子２２との間に直列接続されて挿入された第１の抵抗器８１および第２の抵抗器８２と、基準電圧検知用端子を第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２の接続点に接続し、カソードをＰＮＰトランジスタ９のベースに接続し、アノードを出力部２の負電圧端子２２に接続したシャントレギュレータ８３とにより構成される。

以上のように構成されたスイッチング電源回路の動作を以下に説明する。

図２は本実施の形態１のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。ここでは、後述する比較参照例（図７、図８）と異なる伝達回路（ＰＮＰトランジスタ９）と整流回路（ダイオード１０）と容量４の動作についてのみ説明し、比較参照例と同様の構成である部分の動作についての説明は省略する。また、３端子型スイッチングレギュレータ３とコイル５の動作は比較参照例と同様であるため、図２の波形（１）で示すコイルを流れる電流ＩＬと波形（２）で示すコイルに生じる電位差ＶＬは、図８の比較参照例の波形（１）で示すコイルを流れる電流ＩＬと波形（２）で示すコイルに生じる電位差ＶＬと同様の動作波形になる。

図２において、波形（１）ＩＬはコイル５に流れる電流、波形（２）ＶＬはコイル５に生じる電位差、波形（３）ＶＡはＰＮＰトランジスタ９のベースの電圧（図１のＡ点）、波形（４）ＶＡ’はＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧（図１のＡ’点、）、波形（５）はコントロール端子電圧ＶＣのイメージ図である。

図２中のＴＯＮはスイッチ３１のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチ３１のオフ期間、ＶＳはソース端子３４の電圧、ＶＣはコントロール端子３５の電圧、ＶＣＳはソース端子３４の電位に対するコントロール端子３５の電圧であり、波形（３）ＶＡと波形（４）ＶＡ’と波形（５）ＶＣは電源の基準電圧ＧＮＤを基準とした場合の動作波形である。また、図２の動作波形は、図１のコイル５の電流ＩＬに対する矢印の方向を順方向とする。

出力電圧検出回路８の第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２は、出力部２の出力電圧ＶＯが電源仕様の出力電圧と一致したとき、その第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２との接続点Ｃの電圧が、シャントレギュレータ８３に予め設定された基準電圧と一致するように、各抵抗値が設定される。

ここで、出力電圧ＶＯが増減すると、その増減と同様に第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２との接続点Ｃの電圧も増減し、接続点Ｃの電圧がシャントレギュレータ８３の基準電圧検知用端子に印加される。接続点Ｃの電圧とシャントレギュレータ８３の基準電圧との誤差に合わせて、シャントレギュレータ８３のカソードからアノードに流れる電流量が変化する。

シャントレギュレータ８３に電流が流れると、シャントレギュレータ８３のカソードと出力部２の正電圧端子２１の間に挿入された第３の抵抗器９１に電流が流れ、第３の抵抗器９１の電圧降下により、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間電圧が生じ、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にも電流が流れる。ここで、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間の電流の変動は、シャントレギュレータ８３のカソードからアノードへ流れる電流の変動と一致する。ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間に電流が流れると、そのエミッタ−ベース間の電流に応じた電流が、エミッタ−コレクタ間に流れる。上記の一連の動作により、出力電圧ＶＯの誤差の電流信号がＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間に流れ、ダイオード１０のアノードへ流入する。

ここで、ＰＮＰトランジスタ９のベースの電圧（図１のＡ点）は、出力部２の正電圧端子２１の電位よりＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間電圧だけ低い電位となり、ＧＮＤに対して出力部２の正電圧端子２１の電位が出力電圧ＶＯで一定であるため、図２の波形（３）に示すように、ＧＮＤに対して一定の動作波形となる。

同様に、定常動作時は常に出力電圧のフィードバックが行われ、ＰＮＰトランジスタ９は常にエミッタ−ベース間に電流が流れており、エミッタ−コレクタ間は導通している。そのため、電源の基準電圧ＧＮＤを基準に考えると、図２の波形（４）のように、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧ＶＡ’は出力部２の正電圧端子２１の電圧ＶＯよりもＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間の電圧だけ低い電圧で一定の動作波形となる。

ダイオード１０のアノードの電圧（もしくはＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧、図１のＡ’点）がダイオード１０のカソードの電圧（もしくはコントロール端子電圧ＶＣ）よりも高いときのみ、ダイオード１０のアノードへ流入した電流は、カソードから流出し、３端子型スイッチングレギュレータ３のコントロール端子３５へと流入する。

スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦでは、図２の波形（４）および波形（５）に示すように、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧ＶＡ’はコントロール端子電圧ＶＣよりも高くなるため、ダイオード１０に電流が流れる。このとき、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧ＶＡ’は、コントロール端子電圧ＶＣよりもダイオード１０の順方向降下電圧ＶＦ分よりも高くなる値である必要がある。

スイッチ３１のオン期間ＴＯＮでは、図２の波形（４）および波形（５）に示すように、出力部２の正電圧端子２１の電圧ＶＯがコントロール端子電圧ＶＣより低くなるため、ダイオード１０のアノードの電圧よりもカソードの電圧が高くなり、ダイオード１０には電流が流れない。

その結果、スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦのみ、ダイオード１０はＰＮＰトランジスタ９からコントローラ３２の方向へ電流伝達信号を流し、出力電圧検出回路８からの電流信号に応じたパルス状の電流伝達信号が、変換回路でもある容量４により一定の電流・電圧の帰還信号に変換されてコントロール端子３５へ流入する。定常的に出力電圧ＶＯの変動に応じた電流・電圧帰還信号をコントローラ３２にフィードバックすることと、コントローラ３２の電源電圧を供給することが同時に可能となり、上記の電源制御を実現することができる。

コントローラ３２は、コントロール端子３５に流入する電流量に応じて、スイッチ３１のスイッチングを制御するため、出力電圧ＶＯの誤差が小さくなるようにスイッチ３１のオンデューティが変化し、それにより出力電圧ＶＯは一定に保たれる。

ここで、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧（図２の波形（４））とコントロール端子３５の電圧（図２の波形（５））の電圧差は、スイッチ３１のスイッチングに併せて変動している。その電圧差は、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅よりも大きくなることはないため、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタとコントロール端子３５の間に挿入されるダイオード１０はコントロール端子電圧ＶＣの変動幅以上の耐圧を確保する必要がある。ここで、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅は、図２の波形（５）より、（ＶＩＮ＋ＶＣＳ）−（−ＶＦ＋ＶＣＳ）＝（ＶＩＮ＋ＶＦ）となり、ダイオード１０は（ＶＩＮ＋ＶＦ）以上の耐圧が必要となる。

さらに、図２の波形（３）と波形（４）のように、伝達手段であるＰＮＰトランジスタ９の入力側であるベースの電圧（図２の波形（３））と出力側であるコレクタの電圧（図２の波形（４））は、ともにＧＮＤに対して常に一定であり、またその電圧差はＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間電圧特性により決定するため、ＰＮＰトランジスタの耐圧を超えることはない。そのため、伝達手段の入力側と出力側は絶縁されている必要がない。

以上のように、本実施の形態１によれば、伝達手段とコントローラ３２の間に十分な耐圧を持った整流要素であるダイオード１０を挿入することにより、伝達回路は絶縁でもなく高耐圧でもないトランジスタで回路で構成されることができる。従来では伝達回路に入力側と出力側が絶縁されたフォトカプラ等の素子が必要であったが、本実施の形態では、入力側と出力側が絶縁されたフォトカプラ等の素子が不要となり入力側と出力側が非絶縁のＰＮＰトランジスタ等の伝達回路で構成できるため、低コスト化を実現することができる。

なお、本実施の形態１によれば、ダイオード１０に高耐圧のダイオードを使用することにより、入力電圧ＶＩＮが大きい高入力電圧の電源回路にも使用することができる。

なお、本実施の形態１によれば、３端子型スイッチングレギュレータ３のコントローラ３２はコントロール端子３５へ流入する電流信号に応じて、スイッチ３１の駆動信号を制御しているが、それに限定するものではない。３端子型スイッチングレギュレータ３のコントローラ３２はコントロール端子３５のソース端子３４に対する電圧変動に応じて、スイッチ３１の駆動信号を制御する制御方法でも、上記の電源制御を実現することができる。

なお、本実施の形態１によれば、ダイオード１０からコントロール端子３５の方向への電流がスイッチ３１のスイッチングに併せてパルス状に流れているため、一定の電流・電圧化する変換回路としてダイオード１０とコントロール端子３５の間に挿入した容量４を使用しているが、それに限定するものではない。パルス状の電流信号を一定の電流・電圧信号に変換する回路であれば、電流・電圧の平均化やピークホールドなど、その変換方法は問わない。

また、本実施の形態１によれば、コントローラ３２によるスイッチ３１の制御方法は、デューティを変化させるＰＷＭ制御方式で説明しているが、それに限定するものではない。ドレイン端子３３−ソース端子３４間に流れる電流ピークを変化させる電流モードＰＷＭ制御方式や、発振周波数を変化させるＰＦＭ制御方式や、発振期間と発振停止期間とを繰り返す間欠制御方式などでも実現可能であり、その制御方法は問わない。

また、本実施の形態１によれば、出力電圧検出回路８は抵抗器８１、８２とシャントレギュレータ８３により構成されているが、それに限定するものではない。出力部２の出力電圧ＶＯの誤差を検知し、その誤差を電流信号に変換し、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にその電流を流すことができる回路であれば、その構成は問わない。

また、本実施の形態１によれば、ＰＮＰトランジスタ９はＰＮＰバイポーラ型のトランジスタにより構成されているが、それに限定するものではない。出力電圧検出回路８からの電流信号に応じた信号を整流要素であるダイオード１０に流入することができる回路であれば、その構成は問わない。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のスイッチング電源回路を説明する。

図３は本実施の形態２のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図である。上記の実施の形態１において、出力部２の出力電圧ＶＯの誤差を検知し、その誤差を電流信号に変換し、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にその電流を流すことができる回路として、例えば、図３のように、第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２とツェナーダイオード８４とＰＮＰトランジスタ８５とによる構成でも可能である。

図３の出力電圧検出回路８では、出力部２の出力電圧ＶＯの変動に応じて、第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２の接続点Ｃの電圧が変動し、その接続点Ｃの電圧がＰＮＰトランジスタ８５のベースに印加される。そのベースに印加される電圧の変動に応じてＰＮＰトランジスタ８５のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ、その電流はＰＮＰトランジスタ９のベースから流出するため、出力部２の出力電圧ＶＯの誤差に応じて、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間に電流が流れる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３のスイッチング電源回路を説明する。

図４は本実施の形態３のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図である。上記の実施の形態１において、出力部２の出力電圧ＶＯの誤差を検知し、その誤差を電流信号に変換し、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にその電流を流すことができる回路として、例えば、図４のように、ツェナーダイオード８６を使用した構成でも可能である。

図４の出力電圧検出回路８では、出力部２の出力電圧ＶＯの変動に応じて、ツェナーダイオード８６にツェナー降伏による電流が流れ、その電流に応じた電流がＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間に流れるため、出力部２の出力電圧ＶＯの誤差に応じてＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間に電流が流れる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４のスイッチング電源回路を説明する。

図５は本実施の形態４のスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図である。上記の実施の形態１では、入力部１の正電圧端子１１を３端子型スイッチングレギュレータ３に接続し、入力部１の負電圧端子１２を出力部２の負電圧端子２２と接続した降圧型の非絶縁型電源回路であるが、例えば、図５のように、入力部１の正電圧端子１１を３端子型スイッチングレギュレータ３に接続し、入力部１の負電圧端子１２を出力部２の正電圧端子２１と接続した極性反転型の非絶縁型電源回路とした構成でも可能である。

以上のように構成されたスイッチング電源回路の動作を以下に説明する。

図６は本実施の形態４のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。図６において、波形（１）ＩＬはコイル５を流れる電流、波形（２）ＶＬはコイル５に生じる電位差、波形（３）ＶＤはＰＮＰトランジスタ９のベースの電圧（図５のＤ点）、波形（４）ＶＤ’はＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧（図５のＤ’点、）、波形（５）はコントロール端子電圧ＶＣのイメージ図である。

図６中のＴＯＮはスイッチ３１のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチ３１のオフ期間、ＶＳはソース端子３４の電圧、ＶＣはコントロール端子３５の電圧であり、ＶＣＳはソース端子３４の電位に対するコントロール端子３５の電圧であり、波形（３）ＶＤと波形（４）ＶＤ’と波形（５）ＶＣは電源の基準電圧ＧＮＤを基準とした場合の動作波形である。なお、図６の動作波形は図５のコイル５の電流ＩＬに対する矢印の方向を順方向とする。

ここで、入力電圧ＶＩＮが入力部１に印加されると、３端子型スイッチングレギュレータ３のドレイン端子３３に入力電圧ＶＩＮが印加される。コイル５のインダクタンスをＬとすると、コイル５に流れる電流ＩＬの時間変化の傾きはＶＬ／Ｌに比例するので、図６の波形（２）のように、スイッチ３１のオン期間ＴＯＮでは、ドレイン端子３３−ソース端子３４間が導通して入力電圧ＶＩＮがコイル５のソース端子３４側に印加されるため、コイル５にソース端子３４側から出力部２側への電位差ＶＩＮが生じ、順方向の電流ＩＬの値が増加し、コイル５にエネルギーが充電される。

スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦには、ドレイン端子３３−ソース端子３４間の導通が切断されてダイオード７に電流が流れるため、ソース端子３４の電位ＶＳは、出力部２の負電圧端子２２の電圧−ＶＯからダイオード７の順方向降下電圧ＶＦ分低くなった電位（−ＶＯ−ＶＦ）となり、出力部２の正電圧端子２１の電位ＧＮＤがソース端子３４の電位ＶＳより高くなるので、コイル５に流れる電流ＩＬの値は減少し、コイル５に充電されていたエネルギーは出力部２へ出力される。出力生成回路である容量６はこの電流ＩＬを平滑化して、出力電圧−ＶＯを生成し、出力電流ＩＯは電流ＩＬの平均値となる。

定常発振時は、以上のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦを繰り返し、エネルギーが出力部２へ供給される。

出力電圧検出回路８の第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２は、出力部２の出力電圧ＶＯが電源仕様の出力電圧と一致したとき、その第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２との接続点Ｃの電圧が、シャントレギュレータ８３に予め設定された基準電圧と一致するように、各抵抗値が設定される。

ここで、出力電圧ＶＯが増減すると、その増減と同様に第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２との接続点Ｃの電圧も増減し、接続点Ｃの電圧がシャントレギュレータ８３の基準電圧検知用端子に印加される。接続点Ｃの電圧とシャントレギュレータ８３の基準電圧との誤差に合わせて、シャントレギュレータ８３のカソードからアノードに流れる電流量が変化する。

シャントレギュレータ８３に電流が流れると、シャントレギュレータ８３のカソードと出力部２の正電圧端子２１の間に挿入された第３の抵抗器９１に電流が流れ、第３の抵抗器９１の電圧降下により、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間電圧が生じ、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にも電流が流れる。ここで、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間の電流の変動は、シャントレギュレータ８３のカソードからアノードへ流れる電流の変動と一致する。ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間に電流が流れると、そのエミッタ−ベース間の電流に応じた電流が、エミッタ−コレクタ間に流れる。上記の一連の動作により、出力電圧−ＶＯの誤差の電流信号がＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間に流れ、ダイオード１０のアノードへ流入する。

ここで、ＰＮＰトランジスタ９のベースの電圧（図５のＤ点）は、出力部２の正電圧端子２１の電圧ＧＮＤよりＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間電圧だけ低い電位となり、図６の波形（３）に示すように、ＧＮＤに対して一定の動作波形となる。

同様に、定常動作時は常に出力電圧のフィードバックが行われ、ＰＮＰトランジスタ９は常にエミッタ−ベース間に電流が流れており、エミッタ−コレクタ間は導通している。そのため、図６の波形（４）のように、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電圧ＶＤ’は出力部２の正電圧端子２１の電圧ＧＮＤよりもＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間の電圧だけ低い電圧で一定の動作波形となる。

ダイオード１０のアノードの電圧（もしくはＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧、図５のＤ’点）がダイオード１０のカソードの電圧（もしくはコントロール端子電圧ＶＣ）よりも高いときのみ、ダイオード１０のアノードへ流入した電流は、カソードから流出し、３端子型スイッチングレギュレータ３のコントロール端子３５へと流入する。

スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦでは、図６の波形（４）および波形（５）に示すように、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧ＶＤ’はコントロール端子電圧ＶＣよりも高くなるため、ダイオード１０に電流が流れる。このとき、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧ＶＤ’は、コントロール端子電圧ＶＣはよりもダイオード１０の順方向降下電圧ＶＦ分よりも高くなる値である必要がある。

スイッチ３１のオン期間ＴＯＮでは、図６の波形（４）および波形（５）に示すように、出力部２の正電圧端子２１の電圧ＧＮＤがコントロール端子電圧ＶＣより低くなるため、ダイオード１０のアノードの電圧よりもカソードの電圧が高くなり、ダイオード１０には電流が流れない。

その結果、スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦのみ、ダイオード１０はＰＮＰトランジスタ９からコントローラ３２の方向へ電流伝達信号を流し、出力電圧検出回路８からの電流信号に応じたパルス状の電流伝達信号が、変換回路でもある容量４により一定の電流・電圧の帰還信号に変換されてコントロール端子３５へ流入する。定常的に出力電圧ＶＯの誤差に応じた電流・電圧帰還信号をコントローラ３２にフィードバックすることと、コントローラ３２の電源電圧を供給することが同時に可能となり、上記の電源制御を実現することができる。

コントローラ３２は、コントロール端子３５に流入する電流量に応じて、スイッチ３１のスイッチングを制御するため、出力電圧ＶＯの誤差が小さくなるようにスイッチ３１のオンデューティが変化し、それにより出力電圧ＶＯは一定に保たれる。

ここで、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタの電圧（図６の波形（４））とコントロール端子３５の電圧（図６の波形（５））の電圧差は、スイッチ３１のスイッチングに併せて変動している。その電圧差は、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅よりも大きくなることはないため、ＰＮＰトランジスタ９のコレクタとコントロール端子３５の間に挿入されるダイオード１０はコントロール端子電圧ＶＣの変動幅以上の耐圧を確保する必要がある。ここで、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅は、図６の波形（５）より、（ＶＩＮ＋ＶＣＳ）−（−ＶＯ−ＶＦ＋ＶＣＳ）＝（ＶＩＮ＋ＶＯ＋ＶＦ）となり、ダイオード１０は（ＶＩＮ＋ＶＯ＋ＶＦ）以上の耐圧が必要となる。

さらに、図６の波形（３）と波形（４）のように、伝達手段であるＰＮＰトランジスタ９の入力側であるベースの電圧（図６の波形（３））と出力側であるコレクタの電圧（図６の（４））は、ともにＧＮＤに対して常に一定であり、またその電圧差はＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−コレクタ間電圧特性により決定するため、ＰＮＰトランジスタ９の耐圧を超えることはない。そのため、伝達回路の入力側と出力側は絶縁されている必要がない。

このように、本実施の形態４によれば、極性反転型の非絶縁型電源回路でも、伝達回路を非絶縁でもなく高耐圧でもないトランジスタで回路を構成されることができる。

なお、図５の極性反転型の非絶縁型電源回路によれば、出力電圧検出回路８は抵抗器８１、８２とシャントレギュレータ８３により構成されているが、それに限定するものではない。出力部２の出力電圧ＶＯの誤差を検知し、その誤差を電流信号に変換し、ＰＮＰトランジスタ９のエミッタ−ベース間にその電流を流すことができる回路であれば、その構成は問わない。

例えば、図３の出力電圧検出回路８のように、第１の抵抗器８１と第２の抵抗器８２とツェナーダイオード８４とトランジスタ８５の構成や、図４の出力電圧検出回路８のように、ツェナーダイオード８６を使用した構成でも可能であることは明らかである。

以上説明してきた実施の形態におけるスイッチング電源回路に対する、比較参照例として、フォトカプラを用いたスイッチング電源回路について説明する。図７は、図１に対する比較参照例としてのスイッチング電源回路の構成を示す概略回路図である。図７の比較参照例のスイッチング電源回路は、図１と比較して、伝達回路（ＰＮＰトランジスタ９）および整流回路（ダイオード１０）の代わりにフォトカプラを備える点が異なっている。

まず、３端子型スイッチングレギュレータ３について説明する。

３端子型スイッチングレギュレータ３は、その内部にスイッチ３１と制御回路であるコントローラ３２とで構成され、３つの端子３３、３４、３５を有している。スイッチ３１は例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタで構成され、スイッチ３１の発振（スイッチング）はコントローラ３２により制御される。３端子型スイッチングレギュレータ３の各端子は、それぞれ、入力部１に接続される端子がドレイン端子３３、コイル５に接続される端子がソース端子３４、フォトカプラ１１０に接続される端子がコントロール端子３５と呼ばれ、この３端子型スイッチングレギュレータ３は、フォトトランジスタ１１２からコントロール端子３５に流れ込む電流量に応じて、スイッチ３１のオンデューティを変化させるＰＷＭ制御を行う。また、コントロール端子３５には電流が流入することで、コントローラ３２の電力が供給され、コントローラ３２の電源電圧となるコントロール端子電圧ＶＣはコントローラ３２の基準電圧であるソース端子電圧ＶＳに対して常に一定に保たれた端子でもある。

次に、フォトカプラ１１０内のフォトトランジスタ１１２に対して電源供給する補助電源回路１２について説明する。

この補助電源回路１２０は、出力部２の正電圧端子２１からフォトトランジスタ１１２のコレクタへのみ電流を流す整流素子１２１と、３端子型スイッチングレギュレータ３のソース端子３４とコイル５との接続点と整流素子１２１とフォトトランジスタ１１２のコレクタとの接続点との間に挿入された容量１２２とにより構成される。

以上のように構成された従来のスイッチング電源回路について、その動作を以下に説明する。

図８は図７の比較参照例のスイッチング電源回路の動作を示す各部の波形図である。図８において、波形（１）ＩＬはコイル５に流れる電流、波形（２）ＶＬはコイル５に生じる電位差を示す。波形（３）ＶＢはフォトカプラ１１０のフォトダイオード１１１のカソードの電圧（図７のＢ点）を示す。波形（４）ＶＢ’はフォトトランジスタ１１２のエミッタの電圧（もしくはコントロール端子電圧）（図７のＢ’点）を示す。

図８中のＴＯＮはスイッチ３１のオン期間、ＴＯＦＦはスイッチ３１のオフ期間を示す。ＶＳはソース端子３４の電圧、ＶＣはコントロール端子３５の電圧を示す。ＶＣＳはソース端子３４の電位に対するコントロール端子３５の電圧であり、常に一定である。また、波形（３）ＶＢと波形（４）ＶＢ’は電源の基準電圧ＧＮＤを基準とした場合の動作波形である。また、図８の動作波形は、図７のコイル５の電流ＩＬに対する矢印の方向を順方向とする。

ここで、入力電圧ＶＩＮが入力部１に印加されると、３端子型スイッチングレギュレータ３のドレイン端子３３に入力電圧ＶＩＮが印加される。コイル５のインダクタンスをＬとすると、コイル５に流れる電流ＩＬの時間変化の傾きはＶＬ／Ｌに比例するので、図８の波形（２）のように、スイッチ３１のオン期間ＴＯＮでは、ドレイン端子３３−ソース端子３４間が導通し入力電圧ＶＩＮがコイル５のソース端子３４側に印加される。そのため、オン期間ＴＯＮにおいて、コイル５にソース端子３４側から出力部２側への電位差（ＶＩＮ−ＶＯ）が生じ、順方向の電流ＩＬの値が増加し、コイル５にエネルギーが充電される。この間、ソース端子電圧ＶＳは入力電圧ＶＩＮと等しくなるため、（４）ＶＢ’に示すように、コントロール端子電圧ＶＣはＧＮＤに対して（ＶＩＮ＋ＶＣＳ）の電位になる。

スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦには、ドレイン端子３３−ソース端子３４間の導通が切断されてダイオード７に電流が流れるため、ソース端子３４の電位はＧＮＤからダイオード７の順方向降下電圧ＶＦ分低くなった電位となり、コイル５にソース端子３４側から出力部２側への電位差（−ＶＦ−ＶＯ）が生じ、出力部２の正電圧端子２１の電位がソース端子３４側の電位より高くなるので、コイル５に流れる電流ＩＬの値は減少し、コイル５に充電されていたエネルギーは出力部２へ出力される。容量６は、この出力エネルギーを平滑化して、出力電圧ＶＯを生成し、出力電流ＩＯはコイル５に流れる電流ＩＬの平均値となる。この間、ソース端子電圧ＶＳはＧＮＤに対して−ＶＦとなるため、（４）ＶＢ’に示すように、コントロール端子電圧ＶＣはＧＮＤに対して（−ＶＦ＋ＶＣＳ）の電位になる。

定常発振時は、以上のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦを繰り返し、エネルギーが出力部２に接続された負荷（図示せず）へ供給される。

出力電圧検出回路８は、出力部２の出力電圧ＶＯを検出し、その出力電圧ＶＯと電源仕様で設定された出力電圧との誤差を電流信号に変換してフォトカプラ１１０のフォトダイオード１１１に流入する。ここでフォトダイオード１１１のカソードの電圧は、（３）ＶＢに示すように、出力電圧ＶＯよりもフォトダイオード１１１の順方向電圧分だけ低い電圧で、ＧＮＤに対してはほぼ一定となる。

このようにフォトダイオード１１１に電流が流れると、フォトカプラ１１０のフォトトランジスタ１１２が導通し、出力電圧ＶＯの誤差に応じた電流をコントロール端子３５に流入する。コントローラ３２は、コントロール端子３５に流入する電流量に応じてスイッチ３１のスイッチングを制御するため、出力電圧ＶＯの誤差が小さくなるようにスイッチ３１のオンデューティを変化させることにより、出力電圧ＶＯは一定に保たれる。

また、フォトトランジスタ１１２に流れた電流はコントロール端子３５とソース端子３４との間の容量４を充電し、コントロール端子３５とソース端子３４との間の電位差を確保してコントローラ３２の電源電圧を形成する役割もある。

ここで、フォトカプラ１１０のフォトトランジスタ１１２を導通（ＯＮ）するためには、フォトトランジスタ１１２のコレクタ−エミッタ間電圧を保ち、フォトトランジスタ１１２に流れる電流を供給する補助電源回路１２０が必要となる。

補助電源回路１２０において、スイッチ３１のオフ期間ＴＯＦＦでは、図８の波形（４）に示すように、出力部２の正電圧端子２１の電圧ＶＯはコントロール端子電圧ＶＣ（ＶＢ’）よりも高くなるため、ダイオード１２１に電流が流れる。このとき、ダイオード１２１のカソード側の電圧は、出力電圧ＶＯよりもダイオード１２１の順方向降下電圧ＶＦＯ分低い電位になる。ここで出力電圧ＶＯは、ダイオード１２１のカソード側の電圧がコントロール端子電圧ＶＣよりも高くなる値である必要がある。

スイッチ３１のオン期間ＴＯＮでは出力部２の正電圧端子２１の電圧ＶＯがコントロール端子電圧ＶＣより低くなるためダイオード１２１には電流が流れないが、フォトトランジスタ１１２のコレクタの電位はコントロール端子電圧ＶＣよりも低くなることがないように、容量１２２により保たれる。その結果、フォトトランジスタ１１２のコレクタ電圧が常にコントロール端子電圧ＶＣよりも高くなり、フォトトランジスタ１１２のコレクタ−エミッタ間電圧が確保される。

図７の比較参照例のスイッチング電源回路では、出力電圧に出力電圧に応じた信号をコントローラ３２へ伝達する伝達回路の入力側がＧＮＤに対して一定であるのに対し、伝達回路の出力側のコントロール端子電圧ＶＣが変動しているため、伝達回路の入力側（図８の波形（３））と出力側（図８の波形（４））の間に電圧差が生じることとなる。その電圧差は、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅よりも大きくなることはないため、伝達回路は入力側と出力側の間がコントロール端子電圧ＶＣの変動幅以上の耐圧を確保する必要がある。ここで、コントロール端子電圧ＶＣの変動幅は、図８の波形（４）より、（ＶＩＮ＋ＶＳＣ）−（−ＶＦ＋ＶＣＳ）＝（ＶＩＮ＋ＶＦ）となり、伝達回路は入力側と出力側の間が（ＶＩＮ＋ＶＦ）以上の耐圧を確保する必要がある。そのため、フォトカプラのような入力側と出力側が絶縁された伝達回路を用いて出力電圧ＶＯのフィードバックしている。

これに対して、図１のスイッチング電源回路によれば、伝達手段とコントローラ３２の間に十分な耐圧を持った整流要素であるダイオード１０を挿入することにより、伝達回路は絶縁でもなく高耐圧でもないトランジスタで構成されることができる。図７の比較参照例では伝達回路に入力側と出力側が絶縁されたフォトカプラ等の素子が必要であったが、図１等の本実施の形態では、入力側と出力側が絶縁されたフォトカプラ等の素子が不要となり入力側と出力側が非絶縁のＰＮＰトランジスタ等の伝達回路で構成できるため、低コスト化を実現することができる。また、上記の各実施の形態によれば、非絶縁型電源回路のエネルギー伝達要素にコイル５を用いて構成した例を示しているが、それに限定するものではない。３端子型スイッチングレギュレータ３から出力部２へのエネルギー伝達要素はインダクタ成分をもつものであればその手段は問わない。

本発明のスイッチング電源回路は、３端子型スイッチングレギュレータを用いた非絶縁型電源回路として、従来では伝達回路として出力電圧制御フィードバックに用いていたフォトカプラを、トランジスタ等の非絶縁の部品に置き換えることができ、より低コストに実現することができるもので、非絶縁型電源回路の低コスト化技術等に適用する場合に有用である。

１ 入力部
１１ 正電圧端子
１２ 負電圧端子
２ 出力部
２１ 正電圧端子
２２ 負電圧端子
３ ３端子型スイッチングレギュレータ
３１ スイッチ
３２ コントローラ
３３ ドレイン端子
３４ ソース端子
３５ コントロール端子
４ 容量
５ コイル
６ 容量
７ ダイオード
８ 出力電圧検出回路
８１ 第１の抵抗器
８２ 第２の抵抗器
８３ シャントレギュレータ
８４ ツェナーダイオード
８５ トランジスタ
８６ ツェナーダイオード
９ ＰＮＰトランジスタ
９１ 第３の抵抗器
１１０ フォトカプラ
１１１ フォトダイオード
１１２ フォトトランジスタ
１２０ 補助電源回路
１２１ ダイオード
１２２ 容量
１０ ダイオード
ＶＳ ソース端子電圧
ＶＣ コントロール端子電圧
ＶＯ 出力電圧
ＶＩＮ 入力電圧
ＶＦ 順方向降下電圧

Claims (16)

1. 入力電圧が入力される２つの入力端子の一方に接続されたスイッチと、
   前記スイッチによりスイッチングされた入力電圧をエネルギーとして伝達するエネルギー伝達要素と、
   前記エネルギー伝達要素から伝達されるエネルギーを平滑化しつつ電圧として２つの出力端子間に出力する出力生成回路と、
   前記出力生成回路の出力電圧を検出し、前記出力電圧に応じた検出信号を生成する出力電圧検出回路と、
   前記２つの出力端子の一方に接続され、前記出力電圧検出回路で生成された前記検出信号の値に応じた伝達信号を出力する伝達回路と、
   前記スイッチと前記エネルギー伝達要素の接続点の電位を動作基準電圧とし、前記伝達信号に応じて前記スイッチのスイッチングを制御する駆動信号を生成する制御回路と、
   前記伝達回路と前記制御回路との間に接続され、前記伝達回路から前記制御回路の方向へのみ前記伝達信号を流す整流要素と
   を備えるスイッチング電源回路。
2. 前記整流要素の耐圧は、前記入力電圧と前記整流要素の順方向降下電圧との和以上である
   請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記スイッチング電源回路は、さらに、
   前記整流要素と前記制御回路との間に挿入された変換回路を備え、
   前記変換回路は、前記伝達信号を定電圧化する
   請求項１または２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記変換回路は、
   前記整流要素と前記制御回路との接続点と、前記スイッチと前記エネルギー伝達要素との接続点との間に挿入された容量により構成される
   請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記伝達回路がバイポーラトランジスタである
   請求項１から請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
6. 前記伝達回路がＭＯＳトランジスタである
   請求項１から請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
7. 前記出力電圧検出回路は、
   前記２つの出力端子間に直列に挿入された第１の抵抗器および第２の抵抗器と、
   前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との接続点の分割電圧値に応じた電流信号を前記検出信号として前記伝達回路に出力する電流信号出力回路とを有する
   請求項１から請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
8. 前記電流信号出力回路は、前記分割電圧値をリファレンス電圧とするリファレンス端子と、前記伝達回路に接続されたカソードと、前記２つの出力端子の他方に接続されたアノードとを有するシャントレギュレータを備える請求項７に記載のスイッチング電源回路。
9. 前記出力電圧検出回路は、
   前記２つの出力端子間に直列に挿入された第３の抵抗器およびツェナーダイオードと、
   前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器の接続点にベースが接続され、前記伝達回路にコレクタが接続され、前記第３の抵抗器と前記ツェナーダイオードの接続点にエミッタが接続されたトランジスタとを有する
   請求項７に記載のスイッチング電源回路。
10. 前記出力電圧検出回路は、
    前記２つの出力端子間に直列に挿入された第３の抵抗器とツェナーダイオードを有し、
    前記ツェナーダイオードのカソードが第３の抵抗器と接続され、上記ツェナーダイオードのアノードが前記２つの出力端子の他方に接続され、
    上記ツェナーダイオードのカソードへ流入する電流信号に応じた前記検出信号を前記伝達回路に出力する
    請求項１から請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
11. 前記制御回路は、
    前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのオン時間を制御するための前記駆動信号を生成する
    請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
12. 前記制御回路は、
    前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのオン期間に前記スイッチから前記エネルギー伝達要素に流入する電流のピーク値を制御するための前記駆動信号を生成する
    請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
13. 前記制御回路は、
    前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのスイッチング周波数を制御するための前記駆動信号を生成する
    請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
14. 前記制御回路は、
    前記伝達信号の値に応じて、前記出力電圧検出回路で検出される出力電圧が一定となるように、前記スイッチのスイッチング動作期間とスイッチング停止期間を制御するための前記駆動信号を生成する
    請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
15. 前記スイッチは前記入力電圧の正電圧側の入力端子に接続され、
    前記入力電圧の負電圧側の入力端子は、前記２つの出力端子のうちの負電圧側の出力端子に接続される
    正電圧出力型である請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
16. 前記入力電圧の正電圧側を前記スイッチに接続し、
    前記入力電圧の負電圧側を前記２つの出力端子のうちの正電圧側の出力端子に接続される
    負電圧出力型である請求項１から請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。

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