CN102144353B

CN102144353B - 开关电源电路

Info

Publication number: CN102144353B
Application number: CN200980132267.3A
Authority: CN
Inventors: 崎村纮子; 村田一大
Original assignee: 松下电器产业株式会社
Current assignee: Nuvoton Technology Corp Japan
Priority date: 2008-08-18
Filing date: 2009-08-10
Publication date: 2016-06-29
Anticipated expiration: 2029-08-10
Also published as: JP2010075037A; JP5513778B2; WO2010021103A1; US20100039087A1; TW201014134A; CN102144353A; US8085007B2

Abstract

本发明的一个方式的开关电源电路具备：开关(31)、作为能量传达元件的线圈(5)、作为将从线圈(5)传达的能量以电压输出的输出生成电路的电容(6)、生成与输出电压相应的检测信号的输出电压检测电路(8)、作为输出与检测信号的值相应的传达信号的传达电路的PNP晶体管(9)、按照传达信号控制开关(31)的控制器(32)、以及作为连接在PNP晶体管(9)与控制器(32)之间的整流元件的二极管(10)。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明作为用于使直流输出电压稳定的非绝缘型电源电路，涉及使用3端子型开关调节器使输出电压稳定的开关电源电路。

背景技术

以往，作为例如在电子设备内部用的电源电路中用于使直流输出电压稳定的非绝缘型电源电路，使用3端子型开关调节器使输出电压稳定的开关电源电路被广泛利用。

在以往的开关电源电路（例如参照专利文献1的图6）中，作为向控制开关动作的控制器传达与输出电压相应的信号的传达电路，使用光电耦合器那样的输入侧与输出侧绝缘的传达电路来反馈输出电压。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利第6294903号说明书（图5、图6）

发明的概要

发明要解决的课题

但是，在如上所述的以往的开关电源电路中，虽然是输入侧与输出侧非绝缘的电源电路，却成为需要光电耦合器等输入侧与输出侧绝缘的元件的电路结构。因此，由于光电耦合器等绝缘型的元件而成本上升，对低成本化造成阻碍。

发明内容

本发明解决上述以往的问题，其目的在于，提供一种开关电源电路，作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，对传达单元使用非绝缘型的元件，由此能够以低成本实现。

用于解决课题的手段

为了解决上述课题，本发明的第一方式的开关电源电路具备：开关，与输入输入电压的两个输入端子中的一方连接；能量传达元件，将通过上述开关而通断的输入电压作为能量传达；输出生成电路，使从上述能量传达元件传达的能量平滑并且作为电压从两个输出端子之间输出；输出电压检测电路，检测上述输出生成电路的输出电压，生成与上述输出电压相应的检测信号；传达电路，与上述两个输出端子中的一方连接，输出与由上述输出电压检测电路生成的上述检测信号的值相应的传达信号；控制电路，将上述开关与上述能量传达元件的连接点的电位作为动作基准电压，按照上述传达信号生成控制上述开关的通断的驱动信号；整流元件，连接在上述传达电路与上述控制电路之间，使上述传达信号仅从上述传达电路向上述控制电路的方向流动，以及电容，与上述控制电路的控制端子连接，上述两个输出端子中的另一方连接于GND电位，上述输出电压检测电路具有：第一电阻器和第二电阻器，串联插入在上述两个输出端子之间，以及电流信号输出电路，将与上述第一电阻器和上述第二电阻器的连接点的分割电压值相应的电流信号作为上述检测信号输出至上述传达电路，上述电流信号输出电路具备分路调节器，该分路调节器具有：基准电压检测用端子，与上述第一电阻器和上述第二电阻器的连接点相连接；负极，与上述传达电路连接；以及正极，与上述两个输出端子中的另一方连接，上述电流信号输出电路，按照上述第一电阻器与上述第二电阻器的连接点的电压与在上述分路调节器预先设定的基准电压的误差，生成上述检测电流信号，上述整流元件在上述开关断开的期间内，上述传达电路的电压成为比上述控制端子的电压高，使上述传达信号向上述控制电路的方向流过，并且，能够防止在上述开关导通时从电位比上述传达电路高的控制电路向上述传达电路流入电流，上述电容将上述传达信号变换为一定的电流、电压的反馈信号，使上述反馈信号流入上述控制端子，上述控制电路根据上述反馈信号生成上述驱动信号以使上述输出生成电路的电压保持一定。

根据此结构，作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，不使用光电耦合器，而使用非绝缘型的整流元件。由此，能够以低成本实现。

在此，也可以是，上述整流元件的耐压为上述输入电压与上述整流元件的顺方向下降电压之和以上。

在此，也可以是，上述开关电源电路还具备变换电路，该变换电路插入在上述整流元件与上述控制电路之间；上述变换电路对上述传达信号进行稳压。

在此，也可以是，上述变换电路由插入在上述整流元件与上述控制电路的连接点和上述开关与上述能量传达元件的连接点之间的的电容构成。

在此，也可以是，上述传达电路是双极性晶体管。

在此，也可以是，上述传达电路是MOS晶体管。

在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有：第一电阻器及第二电阻器，串联插入在上述两个输出电子之间；以及电流信号输出电路，将与上述第一电阻器与上述第二电阻器的连接点的分割电压值相应的电流信号作为上述检测信号输出至上述传达电路。

在此，也可以是，上述电流信号输出电路具备分路调节器，该分路调节器具有：参考端子，将上述分割电压值作为参考电压；负极，与上述传达电路连接；以及正极，与上述两个输出端子中的另一方连接。

在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有：第三电阻器及齐纳二极管，串联插入在上述两个输出端子之间；以及晶体管，基极连接至上述第一电阻器与上述第二电阻器的连接点，集电极连接至上述传达电路，射极连接至上述第三电阻器与上述齐纳二极管的连接点。

在此，也可以是，上述输出电压检测电路具有第三电阻器及齐纳二极管，该第三电阻器及齐纳二极管串联插入在上述两个输出端子之间，上述齐纳二极管的负极与第三电阻器连接，上述齐纳二极管的正极与上述两个输出端子中的另一方连接，将与流入上述齐纳二极管的负极的电流信号相应的上述检测信号输出至上述传达电路。

在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的导通时间的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。

在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制在上述开关的导通期间从上述开关流入上述能量传达元件的电流的峰值的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。

在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的通断频率的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。

在此，也可以是，上述控制电路按照上述传达信号的值，生成用于控制上述开关的通断动作期间和通断停止期间的上述驱动信号，以使由上述输出电压检测电路检测的输出电压一定。

在此，也可以是，为正电压输出型，即：上述开关与上述输入电压的正电压侧的输入端子连接，上述输入电压的负电压侧的输入端子与上述两个输出端子之中的负电压侧的输出端子连接。

在此，也可以是，将上述输入电压的正电压侧与上述开关连接，将上述输入电压的负电压侧与上述两个输出端子之中的正电压侧的输出端子连接。

发明效果

如上所述，根据本发明，作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，通过由输入侧和输出侧非绝缘的传达单元反馈输出部的电压变动，能够对输出电压的稳压进行控制。

因此，通过将传达单元从高价的输入侧与输出侧绝缘的元件变更为廉价的非绝缘的元件，能够以低成本实现使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的开关电源电路的结构的概略电路图。

图2是表示该实施方式1的开关电源电路的动作的波形图。

图3是表示本发明的实施方式2的开关电源电路的结构的概略电路图。

图4是表示本发明的实施方式3的开关电源电路的结构的概略电路图。

图5是表示本发明的实施方式4的开关电源电路的结构的概略电路图。

图6是表示该实施方式4的开关电源电路的动作的波形图。

图7是表示作为比较参照例的开关电源电路的结构的概略电路图。

图8是表示作为比较参照例的开关电源电路的动作的波形图。

具体实施方式

以下，参照附图具体说明表示本发明的实施方式的开关电源电路。其中，在本实施方式中，附加了相同符号的结构要素进行同样的动作，因此有时省略重复的说明。另外，附图用来作为本发明的一个实施例进行详细图示，本发明不限定于附图。

（实施方式1）

说明本发明的实施方式1的开关电源电路。

图1是表示本实施方式1的开关电源电路的结构的概略电路图。本实施方式1的开关电源电路如图1所示，具备输入部1、输出部2、3端子型开关调节器3、作为变换电路的电容4、作为能量传达元件的线圈5、作为输出生成电路的电容6、二极管7、输出电压检测电路8、作为传达电路的PNP晶体管9、作为整流元件的二极管10。

输入部1具有正电压端子11和负电压端子12，输入输入电压VIN。

输出部2具有正电压端子21和负电压端子22，在这两个端子之间输出电压。

3端子型开关调节器3被从输入部1的正电压端子11施加输入电压VIN，将使输入电压VIN通断而得到的电压输出至线圈5。

电容4供给3端子型开关调节器3的电源电压。另外，电容4也是对来自二极管10的传达信号进行稳流、稳压的变换电路。

线圈5是插入在3端子型开关调节器3与输出部2之间的能量传达元件。

电容6是使从线圈5向输出部2输出的电压平滑的输出生成电路。

二极管7将负极连接在3端子型开关调节器3与线圈5的连接点上，将正极连接在输出部2的负电压端子22上。

输出电压检测电路8检测输出部2的输出电压VO。

PNP晶体管9是将与输出电压检测电路8检测出的输出电压对应的信号反馈至3端子型开关调节器3的传达电路。

二极管10是插入在PNP晶体管9的集电极与3端子型开关调节器3之间的整流元件。

输出电压检测电路8由串联连接并插入在输出部2的正电压端子21与负电压端子22之间的第一电阻器81及第二电阻器82、以及将基准电压检测用端子连接在第一电阻器81与第二电阻器82的连接点上、将负极连接在PNP晶体管9的基极上并将正极连接在输出部2的负电压端子22上的分路调节器83构成。

以下说明如上构成的开关电源电路的动作。

图2是表示本实施方式1的开关电压电路的动作的波形图。在此，仅说明与后述的比较参照例（图7、图8）不同的传达电路（PNP晶体管9）、整流电路（二极管10）和电容4的动作，省略对于作为与比较参照例相同的结构的部分的动作的说明。另外，由于3端子型开关调节器3和线圈5的动作与比较参照例相同，因此图2的波形（1）所示的流过线圈的电流IL和波形（2）所示的线圈中产生的电位差VL成为与图8的比较参照例的波形（1）所示的流过线圈的电流IL和波形（2）所示的线圈中产生的电位差VL相同的动作波形。

在图2中，波形（1）IL是线圈5中流过的电流的示意图，波形（2）VL是线圈5中产生的电位差的示意图，波形（3）VA是PNP晶体管9的基极的电压（图1的A点）的示意图，波形（4）VA’是PNP晶体管9的集电极的电压（图1的A’点）的示意图，波形（5）是控制器端子电压VC的示意图。

图2中的TON是开关31的导通期间，TOFF是开关31的断开期间，VS是源极端子34的电压，VC是控制器端子35的电压，VCS是控制器端子35相对于源极端子34的电位的电压，波形（3）VA、波形（4）VA’和波形（5）VC是以电源的基准电压GND作为基准的情况下的动作波形。另外，图2的动作波形将对图1的线圈5的电流IL的箭头方向设为顺方向。

输出电压检测电路8的第一电阻器81和第二电阻器82设定各电阻值，以使在输出部2的输出电压VO与电源规格的输出电压一致时，该第一电阻器81与第二电阻器82的连接点C的电压与分路调节器83中预先设定的基准电压一致。

在此，如果输出电压VO发生增减，则与该增减同样，第一电阻器81与第二电阻器82的连接点C的电压也发生增减，连接点C的电压施加在分路调节器83的基准电压检测用端子上。对应于连接点C的电压与分路调节器83的基准电压的误差，从分路调节器83的负极流向正极的电流量发生变化。

如果在分路调节器83中流过电流，则在插入在分路调节器83的负极与输出部2的正电压端子21之间的第三电阻器91中流过电流，由于第三电阻器91的电压降低，PNP晶体管9的射极－基极之间产生电压，在PNP晶体管9的射极－基极之间也流过电流。在此，PNP晶体管9的射极－基极之间的电流的变动与从分路调节器83的负极流向正极的电流的变动一致。如果在PNP晶体管9的射极－基极之间流过电流，则与该射极－基极之间的电流相应的电流在射极－集电极之间流过。通过上述一系列的动作，输出电压VO的误差的电流信号在PNP晶体管9的射极－集电极之间流过，并流入二极管10的正极。

在此，PNP晶体管9的基极的电压（图1的A点）成为比输出部2的正电压端子21的电位低PNP晶体管9的射极－基极间电压量的电位，相对于GND，输出部2的正电压端子21的电位作为输出电压VO是一定的，因此如图2的波形（3）所示，相对于GND成为一定的动作波形。

同样，稳定动作时总是进行输出电压的反馈，PNP晶体管9总是在射极－基极间流过电流，射极－集电极间导通。因此，如果以电源的基准电压GND作为基准来考虑，则如图2的波形（4）所示，PNP晶体管9的集电极电压VA’作为比输出部2的正电压端子21的电压VO低PNP晶体管9的射极－集电极间的电压量的电压，成为一定的动作波形。

仅在二极管10的正极的电压（或PNP晶体管9的集电极的电压，图1的A’点）比二极管10的负极的电压（或控制器端子电压VC）高时，流入二极管10的正极的电流从负极流出，并向3端子型开关调节器3的控制器端子35流入。

在开关31的断开期间TOFF，如图2的波形（4）及波形（5）所示，PNP晶体管9的集电极的电压VA’比控制器端子电压VC高，因此在二极管10中有电流流过。此时，PNP晶体管9的集电极的电压VA’需要是比控制器端子电压VC高二极管10的顺方向降低电压VF量的值。

在开关31的导通期间TON，如图2的波形（4）及波形（5）所示，输出部2的正电压端子21的电压VO比控制器端子电压VC低，因此二极管10的负极的电压比正极的电压高，在二极管10中没有电流流动。

结果，仅在开关31的断开期间TOFF，二极管10从PNP晶体管9向控制器32的方向流过电流传达信号，与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的脉冲状的电流传达信号通过也作为变换电路的电容4，变换为一定的电流·电压的反馈信号，并流入控制器端子35。将与输出电压VO的变动相应的电流·电压反馈信号稳定地反馈至控制器32和供给控制器32的电源电压这两者能够同时进行，能够实现上述电源控制。

控制器32按照流入控制器端子35的电流量来控制开关31的通断，因此开关31的占空比变化以使输出电压VO的误差变小，由此将输出电压VO保持为一定。

在此，PNP晶体管9的集电极的电压（图2的波形（4））与控制器端子35的电压（图2的波形（5））的电压差与开关31的通断相应地变动。该电压差由于不大于控制器端子电压VC的变动幅度，因此插入在PNP晶体管9的集电极与控制器端子35之间的二极管10需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC的变动幅度由图2的波形（5），成为（VIN+VCS）－（－VF+VCS）＝（VIN+VF），二极管10需要（VIN+VF）以上的耐压。

进而，如图2的波形（3）和波形（4）所示，作为传达单元的PNP晶体管9的输入侧即基极的电压（图2的波形（3））和输出侧即集电极的电压（图2的波形（4））都相对于GND保持一定，另外，其电压差由PNP晶体管9的射极－集电极间电压特性决定，因此不超过PNP晶体管的耐压。因此，传达单元的输入侧和输出侧不需要被绝缘。

如上所述，根据本实施方式1，通过在传达单元与控制器32之间插入具有充分的耐压的整流元件即二极管10，传达电路能够由既不绝缘也不是高耐压的晶体管构成。以往传达电路需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，但在本实施方式中，不需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，而能够由输入侧与输出侧非绝缘的PNP晶体管等的传达电路构成，因此能够实现低成本化。

其中，根据本实施方式1，通过对二极管10使用高耐压的二极管，在输入电压VIN较大的高输入电压的电源电路中也能够使用。

其中，根据本实施方式1，3端子型开关调节器3的控制器32按照流入控制器端子35的电流信号，控制开关31的驱动信号，但不限定于此。3端子型开关调节器3的控制器32如果采用按照对控制器端子35的源极端子34的电压变动来控制开关31的驱动信号的控制方法，也能够实现上述电源控制。

其中，根据本实施方式1，从二极管10向控制器端子35的方向的电流与开关31的通断相应地以脉冲状流动，因此使用插入在二极管10与控制器端子35之间的电容4来作为进行稳流·稳压的变换电路，但不限定于此。如果是将脉冲状的电流信号变换为一定的电流·电压信号的电路，则可以是电流·电压的平均化或峰值保持等，不限定其变换方法。

另外，根据本实施方式1，控制器32对开关31的控制方法按照使占空比变化的PWM控制方式进行了说明，但不限定于此。也能够按照使漏极端子33－源极端子34之间流动的电流峰值变化的电流模式PWM控制方式、使振荡频率变化的PFM控制方式、或者重复振荡期间和振荡停止期间的间歇控制方式等来实现，不限定其控制方法。

另外，根据本实施方式1，输出电压检测电路8由电阻器81、82和分路调节器83构成，但不限定于此。只要是能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动的电路，则不限定其结构。

另外，根据本实施方式1，PNP晶体管9由PNP双极型的晶体管构成，但不限定于此。只要是能够使与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的信号流入作为整流元件的二极管10的电路，则不限定其结构。

（实施方式2）

说明本发明的实施方式2的开关电源电路。

图3是表示本实施方式2的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式1中，作为能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动的电路，例如，如图3所示，也可以是基于第一电阻器811、第二电阻器812、齐纳二极管84和PNP晶体管85的结构。

在图3的输出电压检测电路8中，与输出部2的输出电压VO的变动相应，第一电阻器81与第二电阻器82的连接点C的电压变动，该连接点C的电压施加在PNP晶体管85的基极上。与施加在该基极上的电压的变动相应，电流在PNP晶体管85的集电极－射极间流动，该电流从PNP晶体管9的基极流出，因此与输出部2的输出电压VO的误差相应，电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动。

（实施方式3）

说明本发明的实施方式3的开关电源电路。

图4是表示本实施方式3的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式1中，作为能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动的电路，例如，如图4所示，也可以是使用齐纳二极管86的结构。

在图4的输出电压检测电路8中，与输出部2的输出电压VO的变动相应，由齐纳击穿引起的电流在齐纳二极管86中流动，与该电流相应的电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动，因此与输出部2的输出电压VO的误差相应，电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动。

（实施方式4）

说明本发明的实施方式4的开关电源电路。

图5是表示本实施方式4的开关电源电路的结构的概略电路图。在上述实施方式1中，是将输入部1的正电压端子11与3端子型开关调节器3连接并将输入部1的负电压端子12与输出部2的负电压端子22连接的降压型的非绝缘型电源电路，但例如如图5所示，也可以构成为将输入部1的正电压端子11与3端子型开关调节器3连接并将输入部1的负电压端子12与输出部2的正电压端子21连接的极性反转型的非绝缘型电源电路。

以下说明如上构成的开关电源电路的动作。

图6是表示本实施方式4的开关电源电路的动作的波形图。在图6中，波形（1）IL是在线圈5中流动的电流的示意图，波形（2）VL是线圈5中产生的电位差的示意图，波形（3）VD是PNP晶体管9的基极的电压（图5的D点）的示意图，波形（4）VD’是PNP晶体管9的集电极的电压（图1的D’点）的示意图，波形（5）是控制器端子电压VC的示意图。

图6中的TON是开关31的导通期间，TOFF是开关31的断开期间，VS是源极端子34的电压，VC是控制器端子35的电压，VCS是控制器端子35相对于源极端子34的电位的电压，波形（3）VD、波形（4）VD’和波形（5）VC是以电源的基准电压GND作为基准的情况下的动作波形。另外，图6的动作波形将对图5的线圈5的电流IL的箭头方向设为顺方向。

在此，如果在输入部1施加输入电压VIN，则在3端子型开关调节器3的漏极端子33上施加有输入电压VIN。如果设线圈5的电感为L，则在线圈5中流动的电流IL的时间变化的斜率与VL/L成比例，因此如图6的波形（2）所示，在开关31的导通期间TON，漏极端子33－源极端子34间导通，输入电压VIN施加在线圈5的源极端子34侧，因此在线圈5中产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差VIN，顺方向的电流IL的值增加，在线圈5中能量被充电。

在开关31的断开期间TOFF中，漏极端子33－源极端子34间的导通被切断，在二极管7中有电流流动，因此源极端子34的电位VS成为比输出部2的负电压端子22的电压－VO低二极管7的顺方向下降电压VF的电位（－VO－VF），输出部2的正电压端子21的电位GND比源极端子34的电位VS高，因此在线圈5中流动的电流IL的值减小，充电至线圈5中的能量向输出部2输出。作为输出生成电路的电容6对该电流IL进行平滑化，生成输出电压－VO，输出电流IO成为电流IL的平均值。

在稳定振荡时，重复以上的导通期间TON和断开期间TOFF，能量被供给至输出部2。

如果在分路调节器83中流过电流，则在插入在分路调节器83的负极与输出部2的正电压端子21之间的第三电阻器91中流过电流，由于第三电阻器91的电压降低，PNP晶体管9的射极－基极之间产生电压，在PNP晶体管9的射极－基极之间也流过电流。在此，PNP晶体管9的射极－基极之间的电流的变动与从分路调节器83的负极流向正极的电流的变动一致。如果在PNP晶体管9的射极－基极之间流过电流，则与该射极－基极之间的电流相应的电流在射极－集电极之间流过。通过上述一系列的动作，输出电压－VO的误差的电流信号在PNP晶体管9的射极－集电极之间流过，并流入二极管10的正极。

在此，PNP晶体管9的基极的电压（图5的D点）成为比输出部2的正电压端子21的电位GND低PNP晶体管9的射极－基极间电压量的电位，如图6的波形（3）所示，相对于GND成为一定的动作波形。

同样，稳定动作时总是进行输出电压的反馈，PNP晶体管9总是在射极－基极间流过电流，射极－集电极间导通。因此，如图6的波形（4）所示，PNP晶体管9的集电极电压VD’作为比输出部2的正电压端子21的电压GND低PNP晶体管9的射极－集电极间的电压量的电压，成为一定的动作波形。

仅在二极管10的正极的电压（或PNP晶体管9的集电极的电压，图5的D’点）比二极管10的负极的电压（或控制器端子电压VC）高时，流入二极管10的正极的电流从负极流出，并向3端子型开关调节器3的控制器端子35流入。

在开关31的断开期间TOFF，如图6的波形（4）及波形（5）所示，PNP晶体管9的集电极的电压VD’比控制器端子电压VC高，因此在二极管10中有电流流过。此时，PNP晶体管9的集电极的电压VD’需要是比控制器端子电压VC高二极管10的顺方向降低电压VF量的值。

在开关31的导通期间TON，如图6的波形（4）及波形（5）所示，输出部2的正电压端子21的电压GND比控制器端子电压VC低，因此二极管10的负极的电压比正极的电压高，在二极管10中没有电流流动。

结果，仅在开关31的断开期间TOFF，二极管10从PNP晶体管9向控制器32的方向流过电流传达信号，与来自输出电压检测电路8的电流信号相应的脉冲状的电流传达信号通过也作为变换电路的电容4，变换为一定的电流·电压的反馈信号，并流入控制器端子35。将与输出电压VO的误差相应的电流·电压反馈信号稳定地反馈至控制器32和供给控制器32的电源电压这两者能够同时进行，能够实现上述电源控制。

在此，PNP晶体管9的集电极的电压（图6的波形（4））与控制器端子35的电压（图6的波形（5））的电压差与开关31的通断相应地变动。该电压差由于不大于控制器端子电压VC的变动幅度，因此插入在PNP晶体管9的集电极与控制器端子35之间的二极管10需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC的变动幅度由图6的波形（5），成为（VIN+VCS）－（－VO－VF+VCS）＝（VIN+VO+VF），二极管10需要（VIN+VO+VF）以上的耐压。

进而，如图6的波形（3）和波形（4）所示，作为传达单元的PNP晶体管9的输入侧即基极的电压（图6的波形（3））和输出侧即集电极的电压（图6的波形（4））都相对于GND保持一定，另外，其电压差由PNP晶体管9的射极－集电极间电压特性决定，因此不超过PNP晶体管9的耐压。因此，传达单元的输入侧和输出侧不需要被绝缘。

如上所述，根据本实施方式4，作为极性反转型的非绝缘型电源电路，对于传达电路，也能够由既不非绝缘也不高耐压的晶体管来构成电路。

其中，根据图5的极性反转型的非绝缘型电源电路，输出电压检测电路8由电阻器81、82和分路调节器83构成，但不限定于此。只要是能够检测输出部2的输出电压VO的误差、将该误差变换为电流信号并使该电流在PNP晶体管9的射极－基极间流动的电路，则不限定其结构。

例如，显然也可以是如图3的输出电压检测电路8那样第一电阻器811、第二电阻器812、齐纳二极管84和晶体管85的结构、或者如图4的输出电压检测电路8那样使用齐纳二极管86的结构。

作为针对以上说明的实施方式中的开关电源电路的比较参照例，说明使用光电耦合器的开关电源电路。图7是表示作为针对图1的比较参照例的开关电源电路的结构的概略电路图。图7的比较参照例的开关电源电路与图1相比，替代传达电路（PNP晶体管9）及整流电路（二极管10）而具备光电耦合器，这一点不同。

首先，说明3端子型开关调节器3。

3端子型开关调节器3在其内部由开关31和作为控制电路的控制器32构成，具有三个端子33、34、35。开关31例如由功率MOS－FET晶体管构成，开关31的振荡（通断）由控制器32控制。3端子型开关调节器3的各端子分别为：与输入部1连接的端子被称为漏极端子33，与线圈5连接的端子被称为源极端子34，与光电耦合器110连接的端子被称为控制器端子35，该3端子型开关调节器3按照从光电晶体管112流入控制器端子35的电流量，进行使开关31的占空比变化的PWM控制。另外，通过向控制器端子35流入电流，从而供给控制器32的电力，也是作为控制器32的电源电压的控制器端子电压VC相对于作为控制器32的基准电压的源极端子电压VS总是保持一定的端子。

接着，说明对光电耦合器110内的光电晶体管112供电的辅助电源电路120。

该辅助电源电路120由仅使电流从输出部2的正电压端子21向光电晶体管112的集电极流动的二极管121、以及插入在3端子型开关调节器3的源极端子34与线圈5的连接点和二极管121与光电晶体管112的集电极的连接点之间的电容122构成。

以下说明如上构成的以往的开关电源电路的动作。

图8是表示图7的比较参照例的开关电源电路的动作的各部的波形图。在图8中，波形（1）IL表示在线圈5中流动的电流，波形（2）VL表示线圈5中产生的电位差。波形（3）VB表示光电耦合器110的光电二极管111的负极的电压（图7的B点）。波形（4）VB’表示光电晶体管112的射极的电压（或控制器端子电压）（图7的B’点）。

图8中的TON表示开关31的导通期间，TOFF表示开关31的断开期间。VS表示源极端子34的电压，VC表示控制器端子35的电压。VCS是控制器端子35相对于源极端子34的电位的电压，总是保持一定。另外，波形（3）VB和波形（4）VB’是以电源的基准电压GND作为基准的情况下的动作波形。另外，图8的动作波形将对图7的线圈5的电流IL的箭头方向设为顺方向。

在此，如果在输入部1施加输入电压VIN，则在3端子型开关调节器3的漏极端子33上施加有输入电压VIN。如果设线圈5的电感为L，则在线圈5中流动的电流IL的时间变化的斜率与VL/L成比例，因此如图8的波形（2）所示，在开关31的导通期间TON，漏极端子33－源极端子34间导通，输入电压VIN施加在线圈5的源极端子34侧。因此，在导通期间TON中，在线圈5中产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差（VIN－VO），顺方向的电流IL的值增加，在线圈5中能量被充电。其间，源极端子电压VS与输入电压VIN相等，因此如（4）VB’所示，控制器端子电压VC相对于GND成为（VIN+VCS）的电位。

在开关31的断开期间TOFF中，漏极端子33－源极端子34间的导通被切断，在二极管7中有电流流动，因此源极端子34的电位成为比GND低二极管7的顺方向下降电压VF的电位，在线圈5中产生从源极端子34侧向输出部2侧的电位差（－VF－VO），输出部2的正电压端子21的电位比源极端子34的电位高，因此在线圈5中流动的电流IL的值减小，充电至线圈5中的能量向输出部2输出。电容6对该输出能量进行平滑化，生成输出电压VO，输出电流IO成为在线圈5中流动的电流IL的平均值。其间，源极端子电压VS相对于GND成为－VF，因此如（4）VB’所示，控制器端子电压VC相对于GND成为（－VF+VCS）的电位。

在稳定振荡时，重复以上的导通期间TON和断开期间TOFF，能量被供给至与输出部2连接的负载（未图示）。

输出电压检测电路8检测输出部2的输出电压VO，将该输出电压VO与根据电源规格设定的输出电压之间的误差变换为电流信号并使其流入光电耦合器110的光电二极管111中。在此，光电二极管111的负极的电压如（3）VB所示，为比输出电压VO低光电二极管111的顺方向电压量的电压，相对于GND几乎一定。

如果像这样在光电二极管11中流动电流，则光电耦合器110的光电晶体管112导通，使与输出电压VO的误差相应的电流流入控制器端子35。控制器32按照流入控制器端子35的电流量来控制开关31的通断，因此通过改变开关31的占空比以使输出电压VO的误差变小，来将输出电压VO保持为一定。

另外，在光电晶体管112中流动的电流还有以下作用，即：对控制器端子35与源极端子34之间的电容4进行充电，确保控制器端子35与源极端子34之间的电位差，形成控制器32的电源电压。

在此，为了使光电耦合器110的光电晶体管112导通（ON），需要保持光电晶体管112的集电极－射极间电压并提供在光电晶体管112中流动的电流的辅助电源电路120。

在辅助电源电路120中，在开关31的断开期间TOFF，如图8的波形（4）所示，输出部2的正电压端子21的电压VO比控制器端子电压VC（VB’）高，因此在二极管121中有电流流动。此时，二极管121的负极侧的电压成为比输出电压VO低二极管121的顺方向下降电压VFO的电位。在此，输出电压VO需要是使二极管121的负极侧的电压比控制器端子电压VC高的值。

在开关31的导通期间TON，输出部2的正电压端子21的电压VO比控制器端子电压VC低，因此在二极管121中没有电流流动，但通过电容122保持为光电晶体管112的集电极的电位不比控制器端子电压VC低。结果，光电晶体管112的集电极电压总是比控制器端子电压VC高，确保了光电晶体管112的集电极－射极间电压。

在图7的比较参照例的开关电源电路中，将与输出电压相应的信号传达给控制器32的传达电路的输入侧相对于GND一定，与此相对，传达电路的输出侧的控制器端子电压VC发生变动，因此传达电路的输入侧（图8的波形（3））与输出侧（图8的波形（4））之间产生电压差。该电压差不会比控制器端子电压VC的变动幅度大，因此传达电路的输入侧与输出侧之间需要确保控制器端子电压VC的变动幅度以上的耐压。在此，控制器端子电压VC的变动幅度由图8的波形（4），成为（VIN+VSC）－（－VF+VCS）＝（VIN+VF），传达电路的输入侧与输出侧之间需要确保（VIN+VF）以上的耐压。因此，使用光电耦合器这样的输入侧与输出侧绝缘的传达电路来进行输出电压VO的反馈。

与此相对，根据图1的开关电源电路，通过在传达单元与控制器32之间插入具有充分的耐压的整流元件即二极管10，传达电路能够由既不绝缘也不是高耐压的晶体管构成。在图7的比较参照例中传达电路需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，但在图1等的本实施方式中，不需要输入侧与输出侧绝缘的光电耦合器等元件，而能够由输入侧与输出侧非绝缘的PNP晶体管等的传达电路构成，因此能够实现低成本化。另外，根据上述各实施方式，示出了构成为非绝缘型电源电路的能量传达元件使用线圈5的例子，但不限定于此。从3端子型开关调节器3向输出部2的能量传达元件只要具有电感成分，则不限定其方式。

工业上的可利用性

本发明的开关电源电路作为使用3端子型开关调节器的非绝缘型电源电路，能够将以往作为传达电路用于输出电压控制反馈的光电耦合器替换为晶体管等非绝缘的部分，能够以更低的成本实现，在适用于非绝缘型电源电路的低成本化技术等时是有用的。

符号说明

1输入部

11正电压端子

12负电压端子

2输出部

21正电压端子

22负电压端子

33端子型开关调节器

31开关

32控制器

33漏极端子

34源极端子

35控制器端子

4电容

5线圈

6电容

7二极管

8输出电压检测电路

81、811第一电阻器

82、812第二电阻器

83分路调节器

84齐纳二极管

85晶体管

86齐纳二极管

9PNP晶体管

91第三电阻器

110光电耦合器

111光电二极管

112光电晶体管

120辅助电源电路

121二极管

122电容

10二极管

VS源极端子电压

VC控制器端子电压

VO输出电压

VIN输入电压

VF顺方向下降电压

Claims

1.一种开关电源电路，在高电压输入端子与GND端子之间输入输入电压，具备：

开关，与高电压输入端子连接；

能量传达元件，将通过上述开关而通断的输入电压作为能量进行传达；

输出生成电路，使从上述能量传达元件传达的能量平滑并且在高电压输出端子与低电压输出端子之间输出输出电压；

输出电压检测电路，与上述高电压输出端子和上述低电压输出端子的各自相连接，检测上述输出生成电路的上述输出电压，生成与上述输出电压相应的检测信号；

传达电路，与上述高电压输出端子连接，输出与由上述输出电压检测电路生成的上述检测信号的值相应的传达信号；

控制电路，将作为上述开关与上述能量传达元件的连接点的第一连接点的电位作为动作基准电压，按照输入到控制端子的上述传达信号生成控制上述开关的通断的驱动信号；

回流二极管，连接在上述第一连接点和上述低电压输出端子之间，使电流仅从上述低电压输出端子向上述第一连接点的方向流过，

整流元件，连接在上述传达电路与上述控制电路之间，使上述传达信号仅从上述传达电路向上述控制电路的方向流动，以及

电容，连接在上述控制端子和上述第一连接点之间，

上述高电压输出端子和上述低电压输出端子中的某一方连接于上述GND端子，

上述输出电压检测电路具有：

第一电阻器和第二电阻器，串联插入在上述高电压输出端子和上述低电压输出端子之间，以及

电流信号输出电路，将与作为上述第一电阻器和上述第二电阻器的连接点的第二连接点的分割电压值相应的电流信号作为上述检测信号输出至上述传达电路，

上述电流信号输出电路具备分路调节器，在该分路调节器中，基准电压检测用端子与上述第二连接点连接、负极端子与上述传达电路连接、以及正极端子与上述低电压输出端子连接，上述电流信号输出电路，按照上述第二连接点的电压与在上述分路调节器预先设定的基准电压的误差，生成上述检测信号，

具有第三电阻器，上述第三电阻器连接在上述高电压输出端子和上述负极端子之间，

上述传达电路具有PNP型双极性晶体管，在上述PNP型双极性晶体管中，基极端子连接在作为上述第三电阻器和上述负极端子的连接点的第三连接点，射极端子连接在上述高电压输出端子，向集电极端子输出与上述检测信号相应的传达信号，

上述整流元件在上述开关断开的期间内，上述传达电路的电压成为比上述控制电路的电压高，使上述传达信号向上述控制电路的方向流过，并且，能够防止在上述开关导通时从电位比上述传达电路高的控制电路向上述传达电路流入电流，

上述电容将上述传达信号变换为一定的电流/电压的反馈信号，使上述反馈信号流入上述控制端子，

上述控制电路根据上述反馈信号生成上述驱动信号以使上述输出生成电路的上述输出电压保持一定。

2.如权利要求1记载的开关电源电路，其中，

上述整流元件是高耐压二极管，

上述高耐压二极管的耐压大于等于上述输入电压与上述整流元件的顺方向下降电压之和。

3.一种开关电源电路，在高电压输入端子与GND端子之间输入输入电压，具备：

开关，与高电压输入端子连接；

输出生成电路，使从上述能量传达元件传达的能量平滑并且在高电压输出端子和低电压输出端子之间输出输出电压；

电容，连接在上述控制端子和上述第一连接点之间，

上述输出电压检测电路具有：

串联插入在上述高电压输出端子和低电压输出端子之间的电阻器以及电流信号输出电路，

在上述电流信号输出电路中，齐纳二极管的正极端子连接在上述低电压输出端子而构成，上述电阻器连接在上述高电压输出端子和上述齐纳二极管的负极端子之间，按照上述输出电压的变动从作为上述电阻器和上述负极端子的连接点的第二连接点生成上述检测信号；

上述传达电路具有PNP型双极性晶体管，在上述PNP型双极性晶体管中，基极端子连接在上述第二连接点，射极端子连接在上述高电压输出端子，向集电极端子输出与上述检测信号相应的传达信号，

上述整流元件在上述开关断开的期间内，上述传达电路的电压成为比上述控制电路的电压高，使上述传达信号向上述控制电路的方向流动，并且，能够防止在上述开关导通时从电位比上述传达电路高的控制电路向上述传达电路流入电流，

4.如权利要求3记载的开关电源电路，其中，

该开关电源电路为上述低电压输出端子连接在上述GND端子的正电压输出型。

5.如权利要求3记载的开关电源电路，其中，

该开关电源电路为上述高电压输出端子连接在上述GND端子的负电压输出型。