JP2010004245A - 光受信装置およびデジタル受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル変換の高精度化を図ること。
【解決手段】局部発振器１１０、９０°位相ハイブリッド回路１２０および光電変換素子１３１，１３２は、受信した信号光を、信号光の複素電界を示す電気信号に変換する。自走サンプリングトリガ源１４０は、信号光の周波数を基にあらかじめ設定された周波数のクロック信号を発振する。ＡＤＣ１５１，１５２は、局部発振器１１０、９０°位相ハイブリッド回路１２０および光電変換素子１３１，１３２によって変換された電気信号を、自走サンプリングトリガ源１４０によって発振されたクロック信号の周波数によってサンプリングするデジタル変換を行う。復調部１６４は、ＡＤＣ１５１，１５２によって変換されたデジタル信号を復調する。
【選択図】図１

Description

この発明は、信号光を受信する光受信装置およびデジタル受信回路に関する。

従来の光通信では、光強度のＯＮ／ＯＦＦを用いて通信を行う直接検波方式が一般的に用いられていた。しかし、近年のインターネットの普及により、より伝送容量の大きな通信方式が、特に幹線系光通信システムにおいて要求されており、直接検波方式と比較して受信感度が高いコヒーレント光受信方式とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント光受信方式が注目されている（たとえば、下記非特許文献１，２参照）。

デジタルコヒーレント光受信方式とは、受信した光信号を参照光と混合することによって、受信光信号の強度と位相情報を抽出可能な信号に変換し、その信号をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によってデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号から光信号の強度および位相情報を抽出し、その信号をデジタル信号処理することによって、受信した信号を復調する方式である。参照光は１シンボル時間遅れた受信信号を用いることもできるし、受信側に用意した別のレーザから出力された光（局発光）を用いてもよい。

デジタルコヒーレント光受信においては、受信した光信号と参照光との光位相同期を行うことなく、デジタル信号処理技術を用いて受信信号と参照光の位相ずれを補償するため、従来のコヒーレント受信方式と比べて、高精度な参照光の位相制御が不要であることと、受信光信号の光電場の振幅と位相の両方の情報を電気信号として取得できるため、電気的な等化フィルタによって高精度な波形歪み補償が可能であることという特徴を有する。

デジタルコヒーレント光受信を用いる場合の変調方式として、強度変調などに代表される２値の変調方式だけでなく、たとえば、差動四位相変調（ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や、直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値位相変調（ＭＰＳＫ： Ｍｕｌｔｉ−ａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）も同じ受信器構成で実現することができる。

Ｘｉａｎｇ Ｌｉｕ，"ＤＳＰ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｄｉｒｅｃｔ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＱＰＳＫ ａｎｄ ｍ−ａｒｙ ＤＰＳＫ"，ＥＣＯＣ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）２００７，７．２．１ Ｄａｎｙ−Ｓｅｂａｓｔｉｅｎ Ｌｙ−Ｇａｇｎｏｎ，Ｓａｔｏｓｈｉ Ｔｓｕｋａｍｏｔｏ，Ｋａｚｕｈｉｒｏ Ｋａｔｏｈ，ａｎｄ Ｋａｚｕｒｏ Ｋｉｋｕｃｈｉ，Ｍｅｍｂｅｒ，ＩＥＥＥ，Ｍｅｍｂｅｒ，ＯＳＡ，"Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌｓ Ｗｉｔｈ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｈａｓｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ"，ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＬＩＧＨＴＷＡＶＥ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ，ＶＯＬ．２４，ＮＯ．１，ＪＡＮＵＡＲＹ ２００６，ｐｐ．１２−２１

デジタル信号処理回路にて、クロック再生する一般的な方法として２つの方法が考えられる。クロック再生部をデジタル信号処理回路の波形歪み補償部の前段に設ける場合は、波形歪み補償部の前段の信号は波形が歪んでいるため、波形歪みが大きい場合サンプリングクロック信号を再生できないことがある。この場合は、ＡＤＣにおいてデジタル変換ができない。

また、クロック信号を再生できたとしても、再生したクロック信号の品質が悪いため、ＡＤＣにおけるデジタル変換の精度が低下する。これに対して、クロック再生部をデジタル信号処理回路の波形歪み補償部の後段に設けることも考えられるが、この場合は、再生したクロック信号のＡＤＣへのループ遅延が大きくなるため、クロック信号の品質が悪く、デジタル変換の精度が低下するという問題がある。

開示の光受信装置およびデジタル受信回路は、上述した問題点を解消するものであり、デジタルコヒーレント受信器の性能向上を図ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、この光受信装置は、受信した信号光と参照光とを混合する混合手段と、前記混合手段により得られた信号光の複素電界信号を再構成可能な２つ以上の光信号を、電気信号に変換する光電変換手段と、前記信号光のシンボルレートを基にあらかじめ設定された周波数で、かつ信号光とは非同期の、サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成手段と、前記光電変換手段によって変換された電気信号を、前記サンプリングクロック生成手段によって生成されたサンプリングクロック信号の周波数でサンプリングし、デジタル信号に変換するデジタル変換手段と、前記デジタル変換手段によって変換されたデジタル信号から得られる複素デジタル信号を基に受信信号の復調を行うデジタル信号処理手段と、を備えることを要件とする。

上記構成によれば、自走するクロック発振器のクロック信号をサンプリングクロックとして用いることで、信号光の波形歪みの状態に関わらず、安定したデジタル変換を行うことができる。

開示の光受信装置およびデジタル受信回路によれば、受信信号光の波形歪の状態に関わらす、安定したデジタル変換ができ、デジタルコヒーレント受信器の性能向上を図ることができるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この光受信装置およびデジタル受信回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる光受信装置１００は、局部発振器１１０と、９０°位相ハイブリッド回路１２０と、光電変換素子１３１および光電変換素子１３２（Ｏ／Ｅ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）と、自走サンプリングトリガ源１４０と、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２と、デジタル信号処理回路１６０と、を備えている。

光受信装置１００は、９０°位相ハイブリッド回路１２０を用いたコヒーレント方式の光受信装置である。局部発振器１１０、９０°位相ハイブリッド回路１２０、光電変換素子１３１および光電変換素子１３２は、受信した信号光と参照光とを混合し、混合して得られた信号光の複素電界信号を再構成可能な２つ以上の光信号を、電気信号に変換する光電変換手段である。

具体的には、局部発振器１１０、９０°位相ハイブリッド回路１２０、光電変換素子１３１および光電変換素子１３２は、受信した信号光の局部発振器出力光の位相と同じ成分の光信号と、局部発振器出力光の位相から９０°ずれた光を基準とした光信号、つまり受信信号の複素電界を示す信号を電気信号に変換する。局部発振器１１０から出力された局発光は、９０°位相ハイブリッド回路１２０へ入力される。

９０°位相ハイブリッド回路１２０には、受信した信号光と、局部発振器１１０から出力された局発光（参照光）と、が入力される。９０°位相ハイブリッド回路１２０は、入力された局発光を用いて、入力された信号光の複素電界を抽出する。

９０°位相ハイブリッド回路１２０は、抽出した複素電界の実部に応じた強度の光（Ｉ成分）を光電変換素子１３１へ出力する。また、９０°位相ハイブリッド回路１２０は、抽出した複素電界の虚部に応じた強度の光（Ｑ成分）を光電変換素子１３２へ出力する。

光電変換素子１３１は、９０°位相ハイブリッド回路１２０から出力された光を受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をＡＤＣ１５１へ出力する。光電変換素子１３２は、９０°位相ハイブリッド回路１２０から出力された光を受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をＡＤＣ１５２へ出力する。光電変換素子１３１および光電変換素子１３２のそれぞれは、たとえばフォトダイオード（ＰＤ：Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）である。

自走サンプリングトリガ源１４０は、サンプリングのタイミングを決めるクロック信号を発振する自走のサンプリングクロック生成手段である。自走サンプリングトリガ源１４０は、発振したクロック信号をＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２のそれぞれへ出力する。クロック信号は、信号光とは非同期の信号となる。ここで、光受信装置１００が受信する信号光のシンボルレートをＦｃとする。また、自走サンプリングトリガ源１４０が発振するクロック信号の周波数をサンプリング周波数Ｆｓとする。

サンプリング周波数Ｆｓは、信号シンボルレートＦｃを元にあらかじめ設定される。具体的には、サンプリング周波数Ｆｓは、信号シンボルレートＦｃの半分の整数倍Ｆｃ／２×Ｎ（Ｎ＝１，２，３，…）付近に設定される。ただし、自走サンプリングトリガ源１４０のクロック信号は自走であるため、サンプリング周波数Ｆｓは信号シンボルレートＦｃの半分の整数倍Ｆｃ／２×Ｎ＋α（α≠０，αの絶対値はＦｃ／２×Ｎ未満）となる。

ＡＤＣ１５１は、光電変換素子１３１から出力された電気信号を、自走サンプリングトリガ源１４０から出力されたクロック信号のタイミングによって標本化するデジタル変換を行うデジタル変換手段である。ＡＤＣ１５２は、光電変換素子１３２から出力された電気信号を、自走サンプリングトリガ源１４０から出力されたクロック信号のタイミングによって標本化するデジタル変換を行うデジタル変換手段である。

具体的には、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２のそれぞれは、自走サンプリングトリガ源１４０からのクロック信号のタイミングによって電気信号を標本化し、標本化した各信号を量子化することによってデジタル変換を行う。ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２のそれぞれは、デジタル変換したデジタル信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。以下の説明において、デジタル信号によって、もしくはデジタル信号を再構成することによって得られた受信信号の電界情報を複素デジタル信号と呼ぶこととする。

デジタル信号処理回路１６０は、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２から出力された各デジタル信号に対するデジタル処理を行う。デジタル信号処理回路１６０は、波形歪み補償部１６１と、位相差検出部１６２と、サンプリング部１６３と、復調部１６４と、を備えている。デジタル信号処理回路１６０は、たとえばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などのデジタル回路である。

デジタル信号処理回路１６０においては、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２からそれぞれＩ信号およびＱ信号として入力された各デジタル信号が各々処理されるが、ここでは、Ｉ信号およびＱ信号を一つの複素デジタル信号として扱う。

波形歪み補償部１６１は、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２から出力された複素デジタル信号を用いてデジタル信号処理により受信光信号の波形歪み補償を行う。波形歪み補償部１６１は、たとえば、波長分散補償や偏波モード分散（ＰＭＤ：Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）補償を行う。波形歪み補償部１６１は、波形の歪みを補償した複素デジタル信号を、位相差検出部１６２およびサンプリング部１６３のそれぞれへ出力する。

位相差検出部１６２は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号に基づいて、受信した信号光と、自走サンプリングトリガ源１４０から出力されるクロック信号と、の位相差を検出する。たとえば、位相差検出部１６２は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号の強度の変化を監視することで、受信した信号光と、自走サンプリングトリガ源１４０からのクロック信号と、の位相差を検出することができる。

具体的には、位相差検出部１６２は、複素デジタル信号の強度が一定の場合は、信号光とクロック信号の位相差がないと判断する。また、位相差検出部１６２は、複素デジタル信号の強度変化が急激なほど、信号光とクロック信号の位相差が大きいと判断する。位相差検出部１６２は、検出した位相差を示す信号をサンプリング部１６３へ出力する。

位相差検出部１６２による位相比較の詳細については、たとえば「Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇａｒｄｎｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．５２，ＮＯ．１０，ＯＣＴＯＢＥＲ ２００４ Ａ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇａｒｄｎｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｏｆ Ｍ−ＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌｓ」を参照してもよい。

サンプリング部１６３は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号を、信号シンボルレートＦｃの半分の整数倍の周波数Ｆｃ／２×Ｎでサンプリングする。具体的には、サンプリング部１６３は、位相差検出部１６２から出力される信号が示す位相差と、あらかじめ設定されたサンプリング周波数Ｆｓと、に基づいて周波数Ｆｃ／２×Ｎを算出する。

そして、サンプリング部１６３は、算出した周波数Ｆｃ／２×Ｎによって複素デジタル信号をサンプリングする。また、サンプリング部１６３は、サンプリングした複素デジタル信号の周波数がＦｃ（サンプリングレート）となるようにダウンサンプリングを行ってから復調部１６４へ出力する。復調部１６４は、サンプリング部１６３から出力された複素デジタル信号を基に受信信号を復調する。復調部１６４は、信号光と局発光の位相ずれや周波数ずれなどを補償し、受信信号を復調する。そして、復調によって得られたデータを外部へ出力する。

なお、個々では、光受信装置１００が局部発振器１１０を備えている構成について説明したが、光受信装置１００自体が局部発振器１１０を備えていない構成でもよい。たとえば、光受信装置１００が外付けの局部発振器に接続され、９０°位相ハイブリッド回路１２０は、外付けの局部発振器からの局発光を用いて信号光の複素電界を抽出してもよい。

図２は、図１に示した９０°位相ハイブリッド回路の概念図である。図２に示すように、９０°位相ハイブリッド回路１２０は、分岐部２１１および分岐部２１２と、９０°位相シフト部２２０と、干渉部２３１および干渉部２３２と、を備えている。分岐部２１１には外部からの信号光が入力される。分岐部２１１は入力された信号光を分岐する。分岐部２１１は、分岐した各信号光をそれぞれ干渉部２３１および干渉部２３２へ出力する。

分岐部２１２には局部発振器１１０からの局発光が入力される。分岐部２１２は、入力された局発光を分岐する。分岐部２１２は、分岐した各局発光をそれぞれ干渉部２３１および９０°位相シフト部２２０へ出力する。９０°位相シフト部２２０は、分岐部２１２から出力された局発光の位相を９０°シフトさせる。９０°位相シフト部２２０は、位相をシフトさせた局発光を干渉部２３２へ出力する。

干渉部２３１は、分岐部２１１から出力された信号光と、分岐部２１２から出力された局発光と、を干渉させる。干渉部２３１は、干渉させた光をＩ信号として光電変換素子１３１へ出力する。干渉部２３２は、分岐部２１１から出力された信号光と、９０°位相シフト部２２０から出力された局発光と、を干渉させる。干渉部２３２は、干渉させた光をＱ信号として光電変換素子１３２へ出力する。

図３は、図１に示したサンプリング部の具体例を示すブロック図である。図３において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図３に示すように、サンプリング部１６３は、間引き／挿入部３１１と、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２と、を備えている。間引き／挿入部３１１は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号から信号を間引き、または複素デジタル信号に信号を挿入することで、複素デジタル信号の周波数を、受信信号のシンボルレートＦｃの半分の整数倍Ｆｃ／２×Ｎにする。

ここでは、Ｎ＝４とする。この場合は、自走サンプリングトリガ源１４０が発振するクロック信号はＦｃ／２×Ｎ＋α＝Ｆｃ×２＋αに設定される。また、間引き／挿入部３１１は、波形歪み補償部１６１から出力された周波数Ｆｃ／２×Ｎ＋α＝Ｆｃ×２＋αの複素デジタル信号の周波数をＦｃ×２＝Ｆｃ×２にする。

間引き／挿入部３１１は、周波数をＦｃ×２にした複素デジタル信号を２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号に対してダウンサンプリングを行い、複素デジタル信号の周波数を受信信号のシンボルレートＦｃにする。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、ダウンサンプリングを行った複素デジタル信号を復調部１６４へ出力する。

一般的には、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号の周波数を信号のシンボルレートにダウンサンプリングする。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は信号のシンボルレートにダウンサンプリングする回路とした。しかしながら、復調器においてシンボルレートにダウンサンプリングする機能がある場合、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、シンボルレートのＦｃ／２×Ｍ（Ｍは整数）にダウンサンプリングする回路でもよい。

図４は、サンプリング部によるサンプリングを示すグラフ（その１）である。図４において、横軸は時間を示している。縦軸は説明を簡単にするために受信する信号光の光強度とした。光強度は複素デジタル信号からＩ信号²＋Ｑ信号²で算出することができる。波形４１１は、ＡＤＣで量子化される前の受信信号光の強度波形を示している。波形４１１に示すように、受信する信号光は、ここではＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）パルス化された信号光である。ＲＺパルス化も説明を簡単にするためであって、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）信号としてもよい。

波形４１１における■および□は、ＡＤＣ１５１またはＡＤＣ１５２によってサンプリングされた量子化データである。各量子化データのうちの、■は偶数ビットの量子化データを示し、□は奇数ビットの量子化データを示している。波形４１２は、ＡＤＣ１５１またはＡＤＣ１５２から出力される複素デジタル信号を示している。波形４１２は、■および□で示す各量子化データを各立ち上がり部分／立ち下がり部分とする矩形波である。

サンプリング周波数Ｆｓが、信号シンボルレートＦｃの２倍、すなわち、Ｆｓ＝Ｆｃ×２＋α（Ｎ＝４，α＝０）であると仮定すると、■および□で示す各量子化データは、波形４１１の１シンボルに対して２つずつサンプリングされる。

ここでは、サンプリング周波数Ｆｓが、信号周波数Ｆｃの２倍よりわずかに大きい場合、すなわち、Ｆｓ＝Ｆｃ×２＋α（Ｎ＝４，α＞０）の場合を示している。この場合は、波形４１１の周波数の２倍のＦｃ×２よりも波形４１２の周波数Ｆｓの方がαだけ高いため、■および□で示す各量子化データは、波形４１１に対して位相が徐々にずれる。

このため、各量子化データのうちの量子化データ４２１〜４２３が波形４１１の１シンボル内でサンプリングされている。また、量子化データ４３１〜４３３および量子化データ４４１〜４４３（量子化データ４４３は不図示）も同様に、それぞれ波形４１１の１シンボル内でサンプリングされている。このように、波形４１１の１シンボル内で３つの量子化データがサンプリングされる状態は、周波数Ｆｃ／２×Ｎとサンプリング周波数Ｆｓの差αの周波数で発生する。

間引き／挿入部３１１は、各量子化データの中から周波数αで量子化データを間引く。間引き／挿入部３１１によって量子化データが間引かれた複素デジタル信号（波形４１２）の周波数はＦｃ×２になる。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、間引き／挿入部３１１により量子化データが間引かれた複素デジタル信号（波形４１２）のうちの、偶数ビットと奇数ビットのいずれかを取り出すことでダウンサンプリングを行う。

ここで、波形４１２における■および□に示すように、偶数ビットの量子化データ（■）が奇数ビットの量子化データ（□）よりも低い期間Ｔ１，Ｔ３，…と、偶数ビットの量子化データ（■）が奇数ビットの量子化データ（□）よりも高い期間Ｔ２，Ｔ４，…と、が交互になる。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、期間Ｔ１，Ｔ３，…においては、奇数ビットの量子化データをサンプリングする。

また、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、期間Ｔ２，Ｔ４，…においては、偶数ビットの量子化データをサンプリングする。これにより、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２によってダウンサンプリングされた複素デジタル信号の周波数は、間引き／挿入部３１１によって量子化データが間引かれた複素デジタル信号の周波数の半分であるＦｃになる。

図５は、図３に示した間引き／挿入部の具体例１を示すブロック図である。図５に示すように、間引き／挿入部３１１は、周波数算出部５１０と、ＤＣＯ５２０（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：デジタル制御発振回路）と、ＦＦ回路５３０（Ｆｌｉｐ Ｆｌｏｐ：フリップフロップ回路）と、を備えている。

周波数算出部５１０は、位相差検出部１６２から出力された信号が示す位相差の変化量（微分値）、Δ位相差［ｒａｄ］と、サンプリング周波数Ｆｓと、に基づいて、たとえば下記（１）式によって信号周波数Ｆｃの半分の整数倍の周波数Ｆｃ／２×Ｎを算出する。

Ｆｃ／２×Ｎ＝Ｆｓ×（１−Δ位相差／２π） …（１）

周波数算出部５１０は、算出した周波数Ｆｃ／２×Ｎを示す信号をＤＣＯ５２０へ出力する。ＤＣＯ５２０は、周波数算出部５１０から出力された信号が示す周波数Ｆｃ／２×Ｎのクロック信号を発振してＦＦ回路５３０へ出力する。

ＦＦ回路５３０は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号を周波数Ｆｃ／２×Ｎでリタイミングする。具体的には、ＦＦ回路５３０は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号をラッチし、ラッチした複素デジタル信号をＤＣＯ５２０から出力されたクロック信号のタイミングによって２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。

ここでは、α＞０であるため、波形歪み補償部１６１からＦＦ回路５３０へ入力された周波数Ｆｃ／２×Ｎ＋αの複素デジタル信号の中で、ＦＦ回路５３０から出力されずに上書きされるデータが周波数αで発生する。このため、周波数αでデータが間引かれる。なお、α＜０である場合は、ＦＦ回路５３０にラッチされている間に２回出力されるデータが周波数αで発生する。このため、周波数αでデータが挿入される。

図６は、図３に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部の具体例１を示すブロック図である。ここでは、Ｎ＝４の場合、すなわち２：１ダウンサンプリングの場合について説明する。図６に示すように、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、１：２多重分離部６１０と、強度算出部６２１および強度算出部６２２と、平均化部６３１および平均化部６３２と、セレクト部６４０とを備えている。１：２多重分離部６１０は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号を、信号シンボルレートＦｃの複素デジタル信号に時間多重分離する。

具体的には、１：２多重分離部６１０（１：２Ｄｅｍａｘ）は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号の奇数ビットの量子化データＡをセレクト部６４０および強度算出部６２１へ出力する。また、１：２多重分離部６１０は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号の偶数ビットの量子化データＢをセレクト部６４０と強度算出部６２２へ出力する。

強度算出部６２１（Ａｂｓ（Ｉ＋ｊＱ）＾２）は、１：２多重分離部６１０から出力された奇数ビットの量子化データ（Ｉ＋ｊＱ）の絶対値の２乗を強度として算出する。強度算出部６２１は、算出した値を平均化部６３１へ出力する。強度算出部６２２は、１：２多重分離部６１０から出力された偶数ビットの量子化データ（Ｉ＋ｊＱ）の絶対値の２乗を強度として算出する。強度算出部６２２は、算出した値を平均化部６３２へ出力する。

平均化部６３１は、強度算出部６２１から出力される値の平均値ａ（時間平均）をセレクト部６４０へ出力する。平均化部６３２は、強度算出部６２２から出力される値の平均値ｂ（時間平均）をセレクト部６４０へ出力する。セレクト部６４０は、１：２多重分離部６１０から出力された奇数ビットの量子化データＡおよび偶数ビットの量子化データＢのうちのいずれかを選択して復調部１６４へ出力する。

具体的には、セレクト部６４０は、平均化部６３１からの平均値ａが平均化部６３２からの平均値ｂよりも大きい場合は、奇数ビットの量子化データＡを選択して出力する。また、セレクト部６４０は、平均化部６３１からの平均値ａが平均化部６３２からの平均値ｂ以下である場合は、偶数ビットの量子化データＢを選択して出力する。

これにより、図４に示したように、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、期間Ｔ１，Ｔ３，…においては、データ□の量子化データをサンプリングし、期間Ｔ２，Ｔ４，…においては、データ■の量子化データを取り出すことができる。これにより、奇数ビットの量子化データおよび偶数ビットの量子化データのうちの、強度が高い方を常に選択してサンプリングすることができる。このため、復調部１６４へ出力する複素デジタル信号のＳＮ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ）比を向上させることができる。

図７は、図５に示したＦＦ回路によるリタイミングを示すグラフである。図７において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。波形４１２における△は、ＦＦ回路５３０によってリタイミングされ、ＦＦ回路５３０から出力される各データを示している。△で示すデータは、■および□で示す各量子化データのうちの量子化データ４２２，４３２，４４２を除く各量子化データに対応している。

一方、量子化データ４２２，４３２，４４２に対応するデータはＦＦ回路５３０から出力されない。すなわち、波形４１１の１シンボルに３つずつサンプリングされた量子化データ４２１〜４２３，量子化データ４３１〜４３３，量子化データ４４１〜４４３から、それぞれ量子化データ４２１，４３１，４４１が間引かれていることがわかる（量子化データ４４３は不図示）。

図８は、デジタル信号処理回路の各部の出力を示す図（その１）である。図８において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。デジタル信号８１１は、波形歪み補償部１６１から出力される複素デジタル信号を示している。デジタル信号８１１における符号１〜１２で示すデータは各量子化データである。たとえば、符号１０〜１２で示す各量子化データは、図４に示した量子化データ４２１〜４２３に対応している。デジタル信号８１１の周波数は、２×Ｆｃ＋α（α＞０）である。

デジタル信号８１２は、間引き／挿入部３１１から出力される複素デジタル信号を示している。間引き／挿入部３１１はデジタル信号８１１から周波数αでデータを間引くため、デジタル信号８１２の周波数は２×Ｆｃになる。ここでは、デジタル信号８１１のうちの、符号１１で示したデータ（図４の量子化データ４２２）が間引かれている。

デジタル信号８１３は、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２から出力される複素デジタル信号を示している。２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２はデジタル信号８１２の周波数をシンボルレートＦｃにする。また、デジタル信号８１３は、期間Ｔ１では奇数ビットのデータ（符号１，３，５）をサンプリングし、期間Ｔ２では偶数ビットのデータ（符号８，１０，１２）をサンプリングした信号である。

図９は、図３に示した間引き／挿入部の具体例２を示すブロック図である。図９に示すように、間引き／挿入部３１１は、しきい値判定部９１０と、周波数算出部９２０と、ＤＣＯ９３０と、バッファ９４０と、を備えた構成でもよい。しきい値判定部９１０は、位相差検出部１６２から出力された信号が示す位相差を積分する。

しきい値判定部９１０は、積分値が所定のしきい値を超えると、その旨の信号を周波数算出部９２０およびバッファ９４０へ出力する。また、しきい値判定部９１０は、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号を出力すると積分値をリセットする。

ここで、しきい値判定部９１０から出力される信号の周波数は、信号周波数Ｆｃの半分の整数倍の周波数Ｆｃ／２×Ｎと、サンプリング周波数Ｆｓと、の差αになる。周波数算出部９２０は、しきい値判定部９１０から出力される信号の周波数αとサンプリング周波数Ｆｓに基づいて、信号周波数Ｆｃの半分の整数倍の周波数Ｆｃ／２×Ｎを算出する。具体的には、周波数算出部９２０は、Ｆｓ−αを演算することでＦｃ／２×Ｎを算出する。

周波数算出部９２０は、算出した周波数Ｆｃ／２×Ｎを示す信号をＤＣＯ９３０へ出力する。ＤＣＯ９３０は、周波数算出部９２０から出力された信号が示す周波数Ｆｃ／２×Ｎのクロック信号を発振してバッファ９４０へ出力する。バッファ９４０は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号を格納する。

そして、バッファ９４０は、ＤＣＯ９３０から出力されたクロック信号のタイミングによって、格納したデータを一つずつ２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。バッファ９４０は、先に格納したデータを先に出力するＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ）型のバッファである。

また、バッファ９４０は、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号がしきい値判定部９１０から出力されると、格納したデータを一つ消去する。これにより、周波数Ｆｃ／２×Ｎ＋αの複素デジタル信号から周波数αでデータを間引くことができる。たとえば、バッファ９４０は、格納したデータのうちの、最初に格納したデータを消去する。

図１０は、図９に示した間引き／挿入部の変形例を示すブロック図である。図１０において、図９に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。ここでは、間引き／挿入部３１１の前段において、複素デジタル信号が並列数Ｍ（Ｍ＝２，３，４，…）で並列化されており、間引き／挿入部３１１によってＭ個の複素デジタル信号を並列処理しつつ、データの間引きまたは挿入を行う構成について説明する。

この場合は、間引き／挿入部３１１は、図１０に示すように、しきい値判定部９１０と、周波数算出部９２０と、ＤＣＯ９３０と、１／Ｍ分周部１０１０と、Ｍ×Ｍ個のバッファ＃１１，＃１２，…，＃１Ｍ，＃２１，＃２２，…，＃２Ｍ，…，＃Ｍ１，＃Ｍ２，…，＃ＭＭと、Ｍ個のセレクタ＃１〜＃Ｍと、を備えている。図１０においては、しきい値判定部９１０、周波数算出部９２０、ＤＣＯ９３０および１／Ｍ分周部１０１０からの各出力は点線矢印で示している。

間引き／挿入部３１１へ入力されるＭ個の複素デジタル信号をそれぞれデータ１，２，…，Ｍとする。データ１，２，…，Ｍの周波数は、信号周波数Ｆｃの１／ＭのＦｃ／Ｍである。バッファ＃１１，＃２１，…，＃Ｍ１のそれぞれにはデータ１が格納される。また、バッファ＃１２，＃２２，…，＃Ｍ２のそれぞれにはデータ２が格納される。一般的には、バッファ＃１Ｍ，＃２Ｍ，…，＃ＭＭのそれぞれにはデータＭが格納される。

しきい値判定部９１０は、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号を周波数算出部９２０、バッファ＃１１，＃２１，…，＃Ｍ１およびセレクタ＃１，＃２，…，＃Ｍのそれぞれへ出力する。ＤＣＯ９３０は、周波数算出部９２０から出力された信号が示す周波数Ｆｃ／２×Ｎのクロック信号を発振して１／Ｍ分周部１０１０へ出力する。

１／Ｍ分周部１０１０は、ＤＣＯ９３０から出力されたクロック信号の周波数を１／Ｍに分周してバッファ＃１１，＃１２，…，＃１Ｍ，＃２１，＃２２，…，＃２Ｍ，…，＃Ｍ１，＃Ｍ２，…，＃ＭＭのそれぞれへ出力する。ここで、周波数算出部９２０が周波数Ｆｃ／２×Ｎ／Ｍの周波数を算出し、ＤＣＯが周波数Ｆｃ／２×Ｎ／Ｍのクロック信号を発振し、１／Ｍ分周部１０１０がない構成でもよい。

バッファ＃１１，＃１２，…，＃１Ｍのそれぞれは、１／Ｍ分周部１０１０からのクロック信号のタイミングによって、格納したデータを一つずつセレクタ＃１へ出力する。また、バッファ＃２１，＃２２，…，＃２Ｍのそれぞれは、１／Ｍ分周部１０１０からのクロック信号のタイミングによって、格納したデータを一つずつセレクタ＃２へ出力する。

一般的には、バッファ＃Ｍ１，＃Ｍ２，…，＃ＭＭのそれぞれは、１／Ｍ分周部１０１０からのクロック信号のタイミングで、格納したデータを一つずつセレクタ＃Ｍへ出力する。また、バッファ＃１１，＃２１，…，＃Ｍ１は、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号がしきい値判定部９１０から出力されると、格納したデータを一つ消去する。

セレクタ＃１〜＃Ｍは、初期状態においては、それぞれデータ１〜Ｍを出力する。すなわち、セレクタ＃１は、バッファ＃１１から出力されたデータを２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。また、セレクタ＃２は、バッファ＃２２から出力されたデータを２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。一般的には、セレクタ＃Ｍは、バッファ＃ＭＭから出力されたデータを２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。

また、セレクタ＃１〜＃Ｍは、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号がしきい値判定部９１０から出力されると、出力するデータのレーンを一つずつずらす。すなわち、セレクタ＃１はバッファ＃１２から出力されたデータを出力し、セレクタ＃２はバッファ＃２３から出力されたデータを出力する。一般的には、セレクタ＃Ｍは、バッファ＃Ｍ１から出力されたデータを２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２へ出力する。

これにより、データ１が間引かれ、その分だけ出力レーンをつめて、セレクタ＃１〜＃Ｍ−１からそれぞれデータ２〜Ｍが出力される。また、セレクタ＃１からは、バッファ＃１１に格納された次のデータ１が出力される。なお、ここでは常にデータ１を間引く構成について説明したが、間引くデータはデータ１に限られない。

たとえば、データＭを間引く場合には、しきい値判定部９１０は、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号をバッファ＃１Ｍ，＃２Ｍ，…，＃ＭＭのそれぞれへ出力する。バッファ＃１Ｍ，＃２Ｍ，…，＃ＭＭのそれぞれは、積分値が所定のしきい値を超えた旨の信号がしきい値判定部９１０から出力されると、格納しているデータを一つ消去する。

図１１は、図３に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部の具体例２を示すブロック図である。ここでは、Ｎ＝４の場合、すなわち２：１ダウンサンプリングの場合について説明する。図１１に示すように、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、１：２多重分離部１１１０と、加算部１１２０と、を備えた構成でもよい。１：２多重分離部１１１０は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号を時間多重分離する。

具体的には、１：２多重分離部１１１０は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号の奇数ビットの量子化データＡを加算部１１２０へ出力する。また、１：２多重分離部１１１０は、間引き／挿入部３１１から出力された複素デジタル信号の偶数ビットの量子化データＢを加算部１１２０へ出力する。

加算部１１２０は、１：２多重分離部１１１０から出力された複素デジタル信号Ａ（奇数ビットの量子化データ）と、１：２多重分離部１１１０から出力された複素デジタル信号Ｂ（偶数ビットの量子化データ）と、を加算する。加算部１１２０は、加算結果を示す複素デジタル信号を復調部１６４へ出力する。

図１２は、図１１に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部によるダウンサンプリングを示すグラフである。図１２において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図１１に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２は、たとえば、図１２の点線１２１０で囲む量子化データ１２２１および量子化データ１２２２の加算結果の複素デジタル信号を復調部１６４へ出力する。

このように、２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部３１２では、ダウンサンプリング後のデジタル信号は、連続する奇数ビットの量子化データと偶数ビットの量子化データの加算結果になる。これにより、ダウンサンプリングの際に光強度が低い量子化データをサンプリングしてしまう場合の複素デジタル信号のＳＮ比を向上させることができる。

図１３は、図３に示した間引き／挿入部の具体例３を示すブロック図である。ここでは、間引き／挿入部３１１の具体例３とともに、具体例３に対応する位相差検出部１６２について説明する。位相差検出部１６２は、１：２多重分離部１３１０と、絶対値演算部１３２１および絶対値演算部１３２２と、１ビット遅延回路１３３１および１ビット遅延回路１３３２と、減算回路１３４１および減算回路１３４２と、を備えている。

１：２多重分離部１３１０（１：２Ｄｅｍａｘ）は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号を、信号周波数Ｆｃの複素デジタル信号に時間多重分離する。具体的には、１：２多重分離部１３１０は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号の奇数ビットの量子化データＡを絶対値演算部１３２１へ出力する。

また、１：２多重分離部１３１０は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号の偶数ビットの量子化データＢを絶対値演算部１３２２へ出力する。絶対値演算部１３２１、絶対値演算部１３２２、１ビット遅延回路１３３１、１ビット遅延回路１３３２、減算回路１３４１および減算回路１３４２は、１：２多重分離部１３１０によって時間多重分離された複素デジタル信号の微分値を算出する微分算出手段である。

絶対値演算部１３２１（ＡＢＳ）は、１：２多重分離部１３１０から出力された複素デジタル信号のＩ信号とＱ信号からなる複素信号の絶対値を算出し、算出した絶対値を示す信号を１ビット遅延回路１３３１および減算回路１３４１のそれぞれへ出力する。絶対値演算部１３２２は、１：２多重分離部１３１０から出力された複素デジタル信号のＩ信号とＱ信号からなる複素信号の絶対値を算出し、算出した絶対値を示す信号を１ビット遅延回路１３３２および減算回路１３４２のそれぞれへ出力する。

１ビット遅延回路１３３１（Ｚ^−１）は、絶対値演算部１３２１から出力された信号を１ビット遅延させて減算回路１３４１へ出力する。１ビット遅延回路１３３２は、絶対値演算部１３２２から出力された信号を１ビット遅延させて減算回路１３４２へ出力する。

減算回路１３４１は、絶対値演算部１３２１から出力された信号と、１ビット遅延回路１３３１から出力された信号と、を減算する。減算回路１３４１は、減算結果を示す信号を間引き／挿入部３１１へ出力する。減算回路１３４２は、絶対値演算部１３２２から出力された信号と、１ビット遅延回路１３３２から出力された信号と、を減算する。減算回路１３４２は、減算結果を示す信号を間引き／挿入部３１１へ出力する。

減算回路１３４１から出力される信号は、複素デジタル信号の奇数ビットの微分値を示す。複素デジタル信号の奇数ビットの微分値は、サンプリングクロックと複素デジタル信号の奇数ビットとの位相差と等価である。減算回路１３４２から出力される信号は、複素デジタル信号の偶数ビットの微分値を示す。複素デジタル信号の偶数ビットの微分値は、サンプリングクロックと複素デジタル信号の偶数ビットとの位相差と等価である。

間引き／挿入部３１１は、符号反転判別部１３５０と、周波数算出部９２０と、ＤＣＯ９３０と、バッファ９４０と、を備えている。符号反転判別部１３５０は、減算回路１３４１からの微分値と、減算回路１３４２からの微分値と、のいずれかの符号が負から正に変化すると、その旨の信号を周波数算出部９２０およびバッファ９４０へ出力する。

ここで、符号反転判別部１３５０から出力される信号の周波数は、信号周波数Ｆｃの整数倍の周波数Ｆｃ×Ｎと、サンプリング周波数Ｆｓと、の差になる。周波数算出部９２０は、符号反転判別部１３５０から出力される信号と、サンプリングクロックの周波数と、に基づいて、信号周波数Ｆｃの整数倍の周波数Ｆｃ×Ｎを算出する。

バッファ９４０は、微分値が負から正に変化した旨の信号が符号反転判別部１３５０から出力されると、バッファ９４０に格納しているデータを一つ消去する。周波数Ｆｃ／２×Ｎ＋αの複素デジタル信号から周波数αでデータを間引くことができる。たとえば図４の■および□で示すように、各量子化データのうちの、微分値（前の量子化データからの変化量）が負から正に変化する量子化データは、光強度が低い量子化データである。

したがって、微分値が負から正に変化した旨の信号が符号反転判別部１３５０から出力されるたびにバッファ９４０に格納されたデータを消去することで、各量子化データのうちの、光強度が低い量子化データを間引くことができる。このため、復調部１６４へ出力する複素デジタル信号のＳＮ比を向上させることができる。

図１４は、図３に示したデジタル信号処理回路の変形例を示すブロック図である。図１４において、図３に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１４に示すように、デジタル信号処理回路１６０は、図３に示した構成に加えて、パラメータ決定部１４１０を備えていてもよい。サンプリング部１６３は、サンプリングした複素デジタル信号を復調部１６４およびパラメータ決定部１４１０へ出力する。

パラメータ決定部１４１０は、サンプリング部１６３から出力された複素デジタル信号に基づいて、波形歪み補償部１６１における補償パラメータを決定する。たとえば、波形歪み補償部１６１において、分散補償のためのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタ処理を行う場合は、パラメータ決定部１４１０は、ＦＩＲフィルタ処理のタップ係数を補償パラメータとして決定する。

タップ係数の決定には、たとえば、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いることができる。パラメータ決定部１４１０は、決定した補償パラメータを波形歪み補償部１６１へ出力する。波形歪み補償部１６１は、パラメータ決定部１４１０から出力された補償パラメータを用いて波形歪み補償を行う。これにより、波形歪み補償部１６１における波形歪み補償を精度よく行うことができる。

図１５は、サンプリング部によるサンプリングを示すグラフ（その２）である。図１５において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。以上においてはα＞０の場合について説明したが、図１５においては、α＜０の場合、すなわち、自走サンプリングトリガ源１４０から出力されるサンプリングクロックの周波数が、信号周波数Ｆｃの半分の整数倍よりも小さい場合を示している。

α＞０の場合は、１つの量子化データしかサンプリングされないシンボルが周波数αで現れる。この場合は、間引き／挿入部３１１は、デジタル信号８１１から周波数αでデータを挿入することになる。たとえば、間引き／挿入部３１１は、波形４１１において、符号１５１１，１５１２，１５１３，１５１４に示す箇所にデータを挿入する。これにより、デジタル信号８１２の周波数はＦｃ／２×Ｎになる。挿入されるデータは、０または１でもよいし、１ビット前のコピーなどでもよい。

図１６は、デジタル信号処理回路の各部の出力を示す図（その２）である。図１６において、図８に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。デジタル信号８１１の周波数は、Ｆｃ／２×Ｎ＋α（α＜０）である。間引き／挿入部３１１はデジタル信号８１１に対して周波数αでデータを挿入するため、デジタル信号８１２の周波数は、信号周波数の半分の整数倍のＦｃ／２×Ｎになる。

ここでは、デジタル信号８１２において、符号１で示したデータと符号２で示したデータの間に、符号１で示したデータのコピー１６１１が挿入されている。コピー１６１１は、図１５の符号１５１１の箇所に挿入されたデータである。また、符号１０で示したデータの直後に、符号１０で示したデータのコピー１６１２が挿入されている。コピー１６１２は、図１５の符号１５１２の箇所に挿入されたデータである。

信号周波数の半分の整数倍のＦｃ／２×Ｎと、サンプリング周波数Ｆｓと、の差αが信号周波数Ｆｃに対して小さすぎると、波形歪み補償部１６１による波形歪み補償においてαによる影響が大きくなり、波形歪み補償の結果が最適値に収束しない。このため、サンプリング周波数Ｆｓは、信号周波数の半分の整数倍のＦｃ／２×Ｎよりも低いことが望ましい。すなわち、α＞０であることが望ましい。

さらには、信号光の周波数（ボーレート）が１０ＧＨｚの場合は、α＝１０ＭＨｚ（ボーレートの１０００分の１）程度とすることで、波形歪み補償部１６１の誤動作を回避することができる。さらには、α＝１００ＭＨｚ（ボーレートの１００分の１）以上とすることで、波形歪み補償部１６１における最適値への収束を早くすることができる。

このように、実施の形態１にかかる光受信装置１００によれば、自走のクロック信号を用いることで、信号光の波形歪みの状態に関わらず、安定したデジタル変換を行うことができる。また、デジタル変換された複素デジタル信号を、信号周波数Ｆｃの整数倍の周波数によって再度サンプリングすることで、信号シンボルレートＦｃとサンプリング周波数Ｆｓの差αがあっても、復調するための複素デジタル信号の周波数を信号シンボルレートＦｃにすることができる。

また、波形歪み補償された複素デジタル信号に信号周波数Ｆｃを算出することで、信号光の波形が歪んでいても信号シンボルレートＦｃを高精度に得ることができる。また、自走のクロック信号を用いるため、ＡＤＣ１５１，１５２の後段から再生クロックをループさせなくてよく、ＡＤＣ１５１，１５２におけるサンプリングの遅延を回避できる。

このため、復調におけるエラーを軽減し、受信特性を向上させることができる。また、自走のクロック信号を用いるため、デジタル変換を行うＡＤＣ１５１，１５２と、デジタル信号処理回路１６０と、を互いに独立した構成にすることができる。このため、ＡＤＣ１５１，１５２とデジタル信号処理回路１６０の設計および性能保証が容易になり、受信特性の向上および低コスト化を図ることができる。

ＡＤＣ１５１，１５２とデジタル信号処理回路１６０が独立した構成であるため、自走サンプリングトリガ源１４０が発振するクロック信号の周波数Ｆｓを可変にするだけで信号光のマルチレートに対応することができる。また、デジタル信号処理回路１６０への機能追加やＡＤＣ１５１，１５２の交換が容易になり、拡張性を向上させることができる。

また、デジタル信号処理回路１６０において、ＳＩＮＣ補間などの複雑な演算を行うことなく受信特性を向上させることができるため、回路規模の縮小を図るとともに、光ビットレートの信号光も精度よく受信することができる。

（実施の形態２）
図１７は、実施の形態２にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。図１７において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１７に示すように、実施の形態２にかかる光受信装置１００のデジタル信号処理回路１６０は、図１に示した構成に加えて、デジタル回路のＬＰＦ１５１０を備えている。

波形歪み補償部１６１は、波形の歪みを補償した複素デジタル信号をＬＰＦ１５１０へ出力する。ＬＰＦ１５１０（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ローパスフィルタ）は、波形歪み補償部１６１から出力された複素デジタル信号の低周波成分のみを通過させる。ＬＰＦ１５１０を通過した複素デジタル信号は位相差検出部１６２およびサンプリング部１６３のそれぞれへ出力される。

複素デジタル信号をＬＰＦ１５１０に通過させることで、ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２にてシンボルの中心からずれた位相でデータをサンプリングした場合の複素デジタル信号のＳＮ比を向上させることができる。

図１８は、図１７に示した光受信装置の変形例を示すブロック図である。図１８において、図１７に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１８に示すように、光受信装置１００は、図１７に示したＬＰＦ１５１０に代えて、アナログ回路のＬＰＦ１８１１およびＬＰＦ１８１２を備えていてもよい。

光電変換素子１３１は、受光した光の強度に応じた電気信号をＬＰＦ１８１１へ出力する。光電変換素子１３１は、受光した光の強度に応じた電気信号をＬＰＦ１８１２へ出力する。ＬＰＦ１８１１は、光電変換素子１３１から出力された複素デジタル信号の低周波成分のみを通過させ、ＡＤＣ１５１へ出力する。ＬＰＦ１８１２は、光電変換素子１３２から出力された複素デジタル信号の低周波成分のみを通過させＡＤＣ１５２へ出力する。

ＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２の前段で電気信号をＬＰＦ１８１１およびＬＰＦ１８１２に通過させることでＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２にてシンボルの中心からずれた位相でサンプリングした場合のデジタル信号のＳＮ比を向上させることができる。

このように、実施の形態２にかかる光受信装置１００によれば、実施の形態１にかかる光受信装置１００の効果を奏するとともに、ＬＰＦ１５１０またはＬＰＦ１８１１，１８１２によってＡＤＣ１５１およびＡＤＣ１５２にてシンボルの中心からずれた位相でサンプリングした場合のデジタル信号のＳＮ比を向上させることができる。

（実施の形態３）
図１９は、実施の形態３にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。図１９において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図１９に示すように、実施の形態３にかかる光受信装置１００は、局部発振器１１０と、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０と、光電変換素子１９２１〜１９２４と、自走サンプリングトリガ源１４０と、ＡＤＣ１９３１〜１９３４と、デジタル信号処理回路１６０と、を備えている。

局部発振器１１０から局発光を偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０へ出力する。偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０には、受信した信号光と、局部発振器１１０から出力された局発光と、が入力される。偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、入力された局発光を用いて、入力された信号光と互いに直行する偏波成分である第１偏波成分および第２偏波成分とを混合させ、各偏波成分に対応した受信光信号複素電界情報を抽出する。

偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、信号光の第１偏波成分の複素電界の実部に応じた強度の光（Ｉ信号）を光電変換素子１９２１へ出力する。また、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、信号光の第１偏波成分の複素電界の虚部に応じた強度の光（Ｑ信号）を光電変換素子１９２２へ出力する。

また、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、信号光の第２偏波成分の複素電界の実部に応じた強度の光（Ｉ信号）を光電変換素子１９２３へ出力する。また、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、信号光の第２偏波成分の複素電界の虚部に応じた強度の光（Ｑ信号）を光電変換素子１９２４へ出力する。

光電変換素子１９２１〜１９２４は、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０から出力された光をそれぞれ受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をそれぞれＡＤＣ１９３１〜１９３４へ出力する。自走サンプリングトリガ源１４０は、発振したクロック信号をＡＤＣ１９３１〜１９３４のそれぞれへ出力する。

ＡＤＣ１９３１〜１９３４のそれぞれは、自走サンプリングトリガ源１４０から出力されるクロック信号のタイミングによって、光電変換素子１９２１〜１９２４から出力された電気信号を標本化し、標本化した各信号を量子化することによってデジタル変換を行う。ＡＤＣ１９３１〜１９３４のそれぞれは、デジタル変換した複素デジタル信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

デジタル信号処理回路１６０の波形歪み補償部１６１は、ＡＤＣ１９３１〜１９３４から出力された複素デジタル信号の波形の歪みを補償する。なお、光受信装置１００が受信する信号光が偏波多重された信号である場合は、波形歪み補償部１６１において偏波分離を行い、偏波分離した複素デジタル信号を並列処理して復調する。

図２０は、図１９に示した偏波ダイバシティハイブリッド回路の概念図である。図２０に示すように、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０は、ＰＢＳ２０１１およびＰＢＳ２０１２（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒｓ：偏波ビームスプリッタ）と、分岐部２０２１〜２０２４と、９０°位相シフト部２０３１および９０°位相シフト部２０３２と、干渉部２０４１〜２０４４と、を備えている。

ＰＢＳ２０１１には、外部からの信号光が入力される。ＰＢＳ２０１１は、入力された信号光を、第１偏波成分と第２偏波成分に分離する。ＰＢＳ２０１１は、分離した第１偏波成分を分岐部２０２１へ出力し、第２偏波成分を分岐部２０２３へ出力する。ＰＢＳ２０１２には、局部発振器１１０からの局発光が入力される。ＰＢＳ２０１２は、入力された局発光を、第１偏波成分と第２偏波成分に分離する。ＰＢＳ２０１２は、分離した第１偏波成分を分岐部２０２２へ出力し、第２偏波成分を分岐部２０２４へ出力する。

分岐部２０２１は、ＰＢＳ２０１１から出力された信号光の第１偏波成分を分岐して、分岐した各信号光をそれぞれ干渉部２０４１および干渉部２０４２へ出力する。分岐部２０２２は、ＰＢＳ２０１２から出力された局発光の第１偏波成分を分岐して、分岐した各信号光をそれぞれ干渉部２０４１および９０°位相シフト部２０３１へ出力する。

分岐部２０２３は、ＰＢＳ２０１１から出力された信号光の第２偏波成分を分岐して、分岐した各信号光をそれぞれ干渉部２０４３および干渉部２０４４へ出力する。分岐部２０２４は、ＰＢＳ２０１２から出力された局発光の第２偏波成分を分岐して、分岐した各信号光をそれぞれ干渉部２０４３および９０°位相シフト部２０３２へ出力する。

９０°位相シフト部２０３１は、分岐部２０２２から出力された局発光の位相を９０°シフトさせ、位相をシフトさせた局発光を干渉部２０４２へ出力する。９０°位相シフト部２０３２は、分岐部２０２４から出力された局発光の位相を９０°シフトさせ、位相をシフトさせた局発光を干渉部２０４４へ出力する。

干渉部２０４１は、分岐部２０２１から出力された信号光と、分岐部２０２２から出力された局発光と、を干渉させ、干渉させた光を、信号光の第１偏波成分のＩ信号として光電変換素子１９２１へ出力する。干渉部２０４２は、分岐部２０２１から出力された信号光と、９０°位相シフト部２０３１から出力された局発光と、を干渉させ、干渉させた光を、信号光の第１偏波成分のＱ信号として光電変換素子１９２２へ出力する。

干渉部２０４３は、分岐部２０２３から出力された信号光と、分岐部２０２４から出力された局発光と、を干渉させ、干渉させた光を、信号光の第２偏波成分のＩ信号として光電変換素子１９２３へ出力する。干渉部２０４４は、分岐部２０２３から出力された信号光と、９０°位相シフト部２０３２から出力された局発光と、を干渉させ、干渉させた光を、信号光の第２偏波成分のＱ信号として光電変換素子１９２４へ出力する。

このように、実施の形態３にかかる光受信装置１００によれば、偏波ダイバシティハイブリッド回路１９１０を用いたコヒーレント方式の光受信装置１００においても、実施の形態１にかかる光受信装置１００と同様に、自走のクロック信号を用いることで、デジタル変換の高精度化を図ることができる。このため、復調におけるエラーを軽減し、受信特性を向上させることができる。

（実施の形態４）
図２１は、実施の形態４にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。図２１において、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。図２１に示すように、実施の形態４にかかる光受信装置１００は、遅延干渉計２１１０と、光電変換素子２１２１〜２１２３と、自走サンプリングトリガ源１４０と、ＡＤＣ２１３１〜２１３３と、デジタル信号処理回路１６０と、を備えている。

遅延干渉計２１１０には、受信した信号光が入力される。遅延干渉計２１１０は、互いに９０度の位相差を有する遅延干渉計を２つ組み合わせた遅延干渉計である。遅延干渉計２１１０は、入力された信号光のＩ成分およびＱ成分を再構築可能な信号を出力する。遅延干渉計２１１０は、１シンボル時間前の信号光位相を基準とした信号光の成分を光電変換素子２１２１へ出力する。また、遅延干渉計２１１０は、１シンボル時間前の信号光位相から９０°ずれた位相を基準とした信号光成分の光電変換素子２１２２へ出力する。

光電変換素子２１２１は、遅延干渉計２１１０から出力された光を受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をＡＤＣ２１３１へ出力する。光電変換素子２１２２は、遅延干渉計２１１０から出力された光を受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をＡＤＣ２１３２へ出力する。光電変換素子２１２３は、受信した信号光を受光し、受光した光の強度に応じた電気信号をＡＤＣ２１３３へ出力する。

自走サンプリングトリガ源１４０は、発振したクロック信号をＡＤＣ２１３１〜２１３３のそれぞれへ出力する。ＡＤＣ２１３１〜２１３３のそれぞれは、自走サンプリングトリガ源１４０からのクロック信号のタイミングによって、光電変換素子２１２１〜２１２３から出力された電気信号を標本化し、標本化した各信号を量子化することによってデジタル変換を行う。光電変換素子２１２１〜２１２３のそれぞれは、デジタル変換した複素デジタル信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

デジタル信号処理回路１６０は、図１に示した構成に加えて電界再構成部２１４０を備えている。電界再構成部２１４０は、ＡＤＣ２１３１およびＡＤＣ２１３２から出力された複素デジタル信号の電界再構築を行う。具体的には、電界再構成部２１４０は、ＡＤＣ２１３１およびＡＤＣ２１３２から出力された複素デジタル信号について、ＡＤＣ２１３３から出力された複素デジタル信号で除算することによって電界の複素電界情報の再構築を行う。電界再構成部２１４０は、電界再構築を行った複素デジタル信号を波形歪み補償部１６１へ出力する。

図２２は、図２１に示した光受信装置の変形例を示すブロック図である。図２２において、図２１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。光受信装置１００は、ＰＢＳ２２１０と、遅延干渉計２２２１および遅延干渉計２２２２と、光電変換素子２２３１〜２２３６と、自走サンプリングトリガ源１４０と、ＡＤＣ２２４１〜２２４６と、デジタル信号処理回路１６０と、を備えていてもよい。

ＰＢＳ２２１０には、受信した信号光が入力される。ＰＢＳ２２１０は、入力された信号光を、互いに直行する２つの偏波成分に分離する。ＰＢＳ２２１０は、分離した第１偏波成分を遅延干渉計２２２１および光電変換素子２２３３へ出力する。また、ＰＢＳ２２１０は、第２偏波成分を遅延干渉計２２２２および光電変換素子２２３６へ出力する。

遅延干渉計２２２１、光電変換素子２２３１〜２２３３およびＡＤＣ２２４１〜２２４３は、図２１に示した遅延干渉計２１１０、光電変換素子２１２１〜２１２３およびＡＤＣ２１３１〜２１３３と同様の構成である。遅延干渉計２２２１、光電変換素子２２３１〜２２３３およびＡＤＣ２２４１〜２２４３は、ＰＢＳ２２１０から出力された第１偏波成分の信号光の複素電界情報を再構築可能な信号を示す複素デジタル信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

遅延干渉計２２２２、光電変換素子２２３４〜２２３６およびＡＤＣ２２４４〜２２４６は、図２１に示した遅延干渉計２１１０、光電変換素子２１２１〜２１２３およびＡＤＣ２１３１〜２１３３と同様の構成である。遅延干渉計２２２２、光電変換素子２２３４〜２２３６およびＡＤＣ２２４４〜２２４６は、ＰＢＳ２２１０から出力された第２偏波成分の信号光の複素電界情報を再構築可能な信号を示す複素デジタル信号をデジタル信号処理回路１６０へ出力する。

自走サンプリングトリガ源１４０は、発振したクロック信号をＡＤＣ２２４１〜２２４６のそれぞれへ出力する。デジタル信号処理回路１６０の電界再構成部２１４０は、ＡＤＣ２２４１およびＡＤＣ２２４２から出力された複素デジタル信号と、ＡＤＣ２２４４およびＡＤＣ２２４５から出力された複素デジタル信号と、の電界再構築を行う。

具体的には、電界再構成部２１４０は、ＡＤＣ２２４１およびＡＤＣ２２４２から出力された複素デジタル信号について、ＡＤＣ２２４３から出力された複素デジタル信号で除算することによって電界の再構築を行う。また、電界再構成部２１４０は、ＡＤＣ２２４４およびＡＤＣ２２４５から出力された複素デジタル信号について、ＡＤＣ２２４６から出力されたデジタル信号で除算することによって電界の再構築を行う。

このように、実施の形態４にかかる光受信装置１００によれば、遅延干渉計２１１０または遅延干渉計２２２１，２２２２を用いた自己コヒーレント方式の光受信装置１００においても、実施の形態１にかかる光受信装置１００と同様に、自走のクロック信号を用いることで、デジタル変換の高精度化を図ることができる。このため、復調におけるエラーを軽減し、受信特性を向上させることができる。

以上説明したように、開示の光受信装置およびデジタル受信回路によれば、デジタルコヒーレント受信器の性能向上を図ることができる。なお、上述した各実施の形態においては、光受信装置１００が受信する信号光がＲＺパルス化された信号光である場合について説明したが、ＲＺパルス化されていない信号光であっても光受信装置１００を用いることができる。上述した実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）受信した信号光と参照光とを混合する混合手段と、
前記混合手段により得られた信号光の複素電界信号を再構成可能な２つ以上の光信号を、電気信号に変換する光電変換手段と、
前記信号光のシンボルレートを基にあらかじめ設定された周波数で、かつ信号光とは非同期の、サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成手段と、
前記光電変換手段によって変換された電気信号を、前記サンプリングクロック生成手段によって生成されたサンプリングクロック信号の周波数でサンプリングし、デジタル信号に変換するデジタル変換手段と、
前記デジタル変換手段によって変換されたデジタル信号から得られる複素デジタル信号を基に受信信号の復調を行うデジタル信号処理手段と、
を備えることを特徴とする光受信装置。

（付記２）前記デジタル信号処理手段において、信号光のシンボルレートとサンプリングクロック信号の位相差を検出する検出手段を備え、
前記検出手段により検出された位相差を基に、前記複素デジタル信号をサンプリングレートの半分の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング手段を備え、
前記デジタル信号処理手段は、前記サンプリング手段によってサンプリングされた複素デジタル信号を用いて受信信号を復調することを特徴とする、
付記１に記載の光受信装置。

（付記３）前記デジタル信号処理手段において、前記複素デジタル信号の波形歪み補償を行う補償手段を備え、
前記サンプリング手段および前記検出手段は、前記補償手段によって波形歪みが補償された複素デジタル信号を基に位相差検出およびサンプリングすることを特徴とする、
付記２に記載の光受信装置。

（付記４）前記サンプリング手段は、
前記信号光の周波数の半分の整数倍の周波数でサンプリングするように、前記デジタル変換手段によって変換された複素デジタル信号から信号を間引き、または前記複素デジタル信号に信号を挿入する、間引き／挿入手段を備えることを特徴とする、
付記２または３に記載の光受信装置。

（付記５）前記サンプリング手段は、
前記複素デジタル信号を、前記信号光のサンプリングレートになるようにダウンサンプリングするダウンサンプリング手段を備えることを特徴とする、
付記４に記載の光受信装置。

（付記６）前記間引き／挿入手段は、
前記検出手段によって検出された位相差と、前記サンプリングクロック信号の周波数と、に基づいて前記信号光の周波数を算出する算出手段と、
前記複素デジタル信号を、前記算出手段によって算出された周波数でリタイミングするフリップフロップ回路と、
を備えることを特徴とする付記４または５に記載の光受信装置。

（付記７）前記間引き／挿入手段は、
前記検出手段によって検出された位相差を積分し、積分値が所定のしきい値を超えるたびに信号を出力するしきい値判定手段と、
前記しきい値判定手段によって出力される信号の周波数と、前記サンプリングクロック信号の周波数と、に基づいて前記信号光の周波数を算出する算出手段と、
前記複素デジタル信号を格納し、前記算出手段によって算出された周波数で格納したデジタル信号を出力するとともに、前記しきい値判定手段によって信号が出力されるたびに格納した複素デジタル信号を消去することによって信号を間引くバッファと、
を備えることを特徴とする付記４または５に記載の光受信装置。

（付記８）前記ダウンサンプリング手段は、
前記複素デジタル信号を２つの信号に時間多重分離する時間多重分離手段と、
前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号の信号強度の平均値をそれぞれ算出する平均算出手段と、
前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号のうちの、前記平均算出手段によって算出された平均値が大きい複素デジタル信号を選択してサンプリングするセレクタと、
を備えることを特徴とする付記５に記載の光受信装置。

（付記９）前記ダウンサンプリング手段は、
前記複素デジタル信号を２つの信号に時間多重分離する時間多重分離手段と、
前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号を加算する加算手段と、
を備えることを特徴とする付記５に記載の光受信装置。

（付記１０）前記複素デジタル信号を、前記信号光の周波数の各デジタル信号に時間多重分離する時間多重分離手段と、
前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号の微分値を算出する微分算出手段と、を備え、
前記間引き／挿入手段は、
前記微分算出手段によって算出された各微分値のいずれかが負から正に変化するたびに信号を出力する符号反転判別手段と、
前記符号反転判別手段によって出力される信号の周波数と、前記クロック信号の周波数と、に基づいて前記信号光のシンボルレートを算出する算出手段と、
前記デジタル変換手段によって変換されたデジタル信号を格納し、前記算出手段によって算出されたシンボルレートで格納した複素デジタル信号を出力するとともに、前記符号反転判別手段によって信号が出力されるたびに格納した複素デジタル信号を消去するバッファと、
を備えることを特徴とする付記４または５に記載の光受信装置。

（付記１１）前記サンプリング手段によってサンプリングされた複素デジタル信号に基づいて補償パラメータを決定する決定手段を備え、
前記補償手段は、前記決定手段によって決定された補償パラメータを用いて波形歪み補償を行うことを特徴とする付記３に記載の光受信装置。

（付記１２）前記複素デジタル信号の低周波成分のみを通過させるローパスフィルタを備え、
前記デジタル信号処理手段は、前記ローパスフィルタを通過した低周波成分を復調することを特徴とする付記１〜４のいずれか一つに記載の光受信装置。

（付記１３）前記光電変換手段によって変換された電気信号の低周波成分のみを通過させるローパスフィルタを備え、
前記デジタル変換手段は、前記ローパスフィルタを通過した信号をサンプリングすることを特徴とする付記１〜１２のいずれか一つに記載の光受信装置。

（付記１４）前記サンプリングクロック生成手段は、前記信号光の周波数の半分の整数倍よりも大きい周波数のクロック信号を発振することを特徴とする付記１〜１３のいずれか一つに記載の光受信装置。

（付記１５）受信した信号光の複素電界信号を再構成可能な電気信号を、前記信号光のシンボルレートの半分の整数倍とは異なる周波数でサンプリングした複素デジタル信号を用いて、受信信号を復調するデジタル受信回路であって、
前記デジタル信号から得られる複素デジタル信号を、前記信号光のシンボルレートの半分の整数倍の周波数によってサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によってサンプリングされた複素デジタル信号を用いて受信した信号を復調する復調手段と、
を備えることを特徴とするデジタル受信回路。

実施の形態１にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。 図１に示した９０°位相ハイブリッド回路の概念図である。 図１に示したサンプリング部の具体例を示すブロック図である。 サンプリング部によるサンプリングを示すグラフ（その１）である。 図３に示した間引き／挿入部の具体例１を示すブロック図である。 図３に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部の具体例１を示すブロック図である。 図５に示したＦＦ回路によるリタイミングを示すグラフである。 デジタル信号処理回路の各部の出力を示す図（その１）である。 図３に示した間引き／挿入部の具体例２を示すブロック図である。 図９に示した間引き／挿入部の変形例を示すブロック図である。 図３に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部の具体例２を示すブロック図である。 図１１に示した２×（Ｎ／４）：１ダウンサンプリング部によるダウンサンプリングを示すグラフである。 図３に示した間引き／挿入部の具体例３を示すブロック図である。 図３に示したデジタル信号処理回路の変形例を示すブロック図である。 サンプリング部によるサンプリングを示すグラフ（その２）である。 デジタル信号処理回路の各部の出力を示す図（その２）である。 実施の形態２にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。 図１７に示した光受信装置の変形例を示すブロック図である。 実施の形態３にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。 図１９に示した偏波ダイバシティハイブリッド回路の概念図である。 実施の形態４にかかる光受信装置の構成を示すブロック図である。 図２１に示した光受信装置の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

１００ 光受信装置
１３１，１３２，１９２１〜１９２４，２１２１〜２１２３，２２３１〜２２３６ 光電変換素子
２１１，２１２，２０２１〜２０２４ 分岐部
２２０，２０３１，２０３２ ９０°位相シフト部
２３１，２３２，２０４１〜２０４４ 干渉部
４２１〜４２３，４３１〜４３３，４４１〜４４３，１２２１，１２２２ 量子化データ
６１０，１１１０，１３１０ １：２多重分離部
６２１，６２２ 強度算出部
６４０ セレクト部
８１１〜８１３ デジタル信号
１１２０ 加算部
１３２１，１３２２ 絶対値演算部
１３３１，１３３２ １ビット遅延回路
１３４１，１３４２ 減算回路
１６１１，１６１２ コピー
２１１０，２２２１，２２２２ 遅延干渉計

Claims (10)

1. 受信した信号光と参照光とを混合する混合手段と、
   前記混合手段により得られた信号光の複素電界信号を再構成可能な２つ以上の光信号を、電気信号に変換する光電変換手段と、
   前記信号光のシンボルレートを基にあらかじめ設定された周波数で、かつ信号光とは非同期の、サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成手段と、
   前記光電変換手段によって変換された電気信号を、前記サンプリングクロック生成手段によって生成されたサンプリングクロック信号の周波数でサンプリングし、デジタル信号に変換するデジタル変換手段と、
   前記デジタル変換手段によって変換されたデジタル信号から得られる複素デジタル信号を基に受信信号の復調を行うデジタル信号処理手段と、
   を備えることを特徴とする光受信装置。
2. 前記デジタル信号処理手段において、信号光のシンボルレートとサンプリングクロック信号の位相差を検出する検出手段を備え、
   前記検出手段により検出された位相差を基に、前記複素デジタル信号をサンプリングレートの半分の整数倍の周波数でサンプリングするサンプリング手段を備え、
   前記デジタル信号処理手段は、前記サンプリング手段によってサンプリングされた複素デジタル信号を用いて受信信号を復調することを特徴とする、
   請求項１に記載の光受信装置。
3. 前記デジタル信号処理手段において、前記複素デジタル信号の波形歪み補償を行う補償手段を備え、
   前記サンプリング手段および前記検出手段は、前記補償手段によって波形歪みが補償された複素デジタル信号を基に位相差検出およびサンプリングすることを特徴とする、
   請求項２に記載の光受信装置。
4. 前記サンプリング手段は、
   前記信号光の周波数の半分の整数倍の周波数でサンプリングするように、前記デジタル変換手段によって変換された複素デジタル信号から信号を間引き、または前記複素デジタル信号に信号を挿入する、間引き／挿入手段を備えることを特徴とする、
   請求項２または３に記載の光受信装置。
5. 前記サンプリング手段は、
   前記複素デジタル信号を、前記信号光のサンプリングレートになるようにダウンサンプリングするダウンサンプリング手段を備えることを特徴とする、
   請求項４に記載の光受信装置。
6. 前記間引き／挿入手段は、
   前記検出手段によって検出された位相差と、前記サンプリングクロック信号の周波数と、に基づいて前記信号光の周波数を算出する算出手段と、
   前記複素デジタル信号を、前記算出手段によって算出された周波数でリタイミングするフリップフロップ回路と、
   を備えることを特徴とする請求項４または５に記載の光受信装置。
7. 前記間引き／挿入手段は、
   前記検出手段によって検出された位相差を積分し、積分値が所定のしきい値を超えるたびに信号を出力するしきい値判定手段と、
   前記しきい値判定手段によって出力される信号の周波数と、前記サンプリングクロック信号の周波数と、に基づいて前記信号光の周波数を算出する算出手段と、
   前記複素デジタル信号を格納し、前記算出手段によって算出された周波数で格納したデジタル信号を出力するとともに、前記しきい値判定手段によって信号が出力されるたびに格納した複素デジタル信号を消去することによって信号を間引くバッファと、
   を備えることを特徴とする請求項４または５に記載の光受信装置。
8. 前記ダウンサンプリング手段は、
   前記複素デジタル信号を２つの信号に時間多重分離する時間多重分離手段と、
   前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号の信号強度の平均値をそれぞれ算出する平均算出手段と、
   前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号のうちの、前記平均算出手段によって算出された平均値が大きい複素デジタル信号を選択してサンプリングするセレクタと、
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の光受信装置。
9. 前記ダウンサンプリング手段は、
   前記複素デジタル信号を２つの信号に時間多重分離する時間多重分離手段と、
   前記時間多重分離手段によって時間多重分離された複素デジタル信号を加算する加算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の光受信装置。
10. 受信した信号光の複素電界信号を再構成可能な電気信号を、前記信号光のシンボルレートの半分の整数倍とは異なる周波数でサンプリングした複素デジタル信号を用いて、受信信号を復調するデジタル受信回路であって、
    前記デジタル信号から得られる複素デジタル信号を、前記信号光のシンボルレートの半分の整数倍の周波数によってサンプリングするサンプリング手段と、
    前記サンプリング手段によってサンプリングされた複素デジタル信号を用いて受信した信号を復調する復調手段と、
    を備えることを特徴とするデジタル受信回路。

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