CN101610114A - 光接收装置和数字接收电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及光接收装置和数字接收电路。光接收装置包括：组合单元，其组合信号光和参考光；光电转换单元，其将能够重构由所述组合单元获得的信号光的复数电场信号的两个或更多个光信号转换为电信号；以及采样时钟产生单元，其产生采样时钟，所述采样时钟具有基于所述信号光的码率而预设的频率并且与所述信号光异步。光接收装置还包括：数字转换单元，其按照所述采样时钟信号的频率对由所述光电转换单元获得的电信号进行采样，并将所述电信号转换为数字信号；以及数字信号处理单元，其基于从由所述数字转换单元获得的数字信号而获得的复数数字信号，对接收的信号进行解调。

Description

光接收装置和数字接收电路
技术领域
本文所讨论的实施方式涉及接收信号光的光接收装置和数字接收电路。
背景技术
在常规的光通信中通常使用直接检波方案，所述直接检波方案利用光强度的开/关来进行通信。然而，随着近年来因特网的普及，尤其在骨干光通信系统中需要传输容量更大的通信方案，并且已经开始关注将具有比直接检波方案更高的接收灵敏性的光相干接收方案与数字信号处理技术组合起来的数字相干接收方案(例如，参见Liu，Xiang，“DSP-Enhanced Differential Direct-Detection for DQPSK and m-aryDPSK”，European Conference on Optical Communication(ECOC)2007，7.2.1；and Ly-Gagnon，Dany-Sebastien；Tsukamoto，Satoshi；Katoh，Kazuhiro；and Kikuchi，Kazuro，Member，IEEE，Member，OSA，″CoherentDetection of Optical Quadrature Phase-Shift Keying Signals With CarrierPhase Estimation”，JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY，Vol.24，No.1，January 2006，pp.12-21)。
数字相干接收方案为如下这样一种方案：将接收到的光信号和参考光相组合以将接收到的光信号的强度和相位信息转换为可提取的信号，通过模拟/数字转换器(ADC)将该信号转换为数字信号，从转换后的数字信号中提取光信号的强度和相位信息，并对提取出的信号进行数字信号处理，由此来对接收信号进行解调。作为参考光，可以使用延迟了一个码元时间的接收信号，或者可以使用从设置在接收侧的另一激光器输出的光(本地光)。
数字相干接收的特征在于：由于使用数字信号处理技术来补偿接收信号与参考光之间的相位差，而无需进行接收光信号与参考光的光相位同步，因此，与常规的相干接收方案相比，不需要对参考光进行高精度的相位控制。此外，由于能够获取表示接收光信号的光电场的振幅和相位这二者的信息作为电信号，因此可以通过电均衡滤波器来进行高精度的波形失真补偿。
作为使用数字相干光接收时的调制方案，通过相同的接收机结构，不仅可以实现以强度调制为代表的二进制调制方案，而且可以实现多进制相移键控(MPSK)，例如差分四相相移键控(DQPSK)或正交幅度调制(QAM)。
作为数字信号处理电路中恢复时钟的一般方法，可以考虑两种方法。当将时钟恢复单元设置在数字信号处理电路中的波形失真补偿器的上游侧时，因为在波形失真补偿器的上游侧的信号具有失真波形，所以在失真比较严重时，有时无法恢复采样时钟信号。因此，ADC就不能进行数字转换。
即使可以恢复时钟信号，但由于所恢复的时钟信号的质量较差，因此ADC中的数字转换的精度下降。相反，可以考虑将时钟恢复单元设置在数字信号处理电路的波形失真补偿器的下游侧；然而，恢复的时钟信号到达ADC的环路延迟增大。因此，存在时钟信号质量较差并且数字转换精度降低的问题。
发明内容
实施方式的一个方面的目的在于至少解决现有技术中的上述问题。
根据实施方式的一个方面，光接收装置包括：组合单元，其组合信号光和参考光；光电转换单元，其将能够重构由所述组合单元获得的信号光的复数电场信号的两个或更多个光信号转换为电信号；以及采样时钟产生单元，其产生采样时钟，所述采样时钟具有基于所述信号光的码率(symbolic rate)而预设的频率并且与所述信号光异步。所述光接收装置还包括：数字转换单元，其按照所述采样时钟信号的频率对由所述光电转换单元获得的电信号进行采样，并将所述电信号转换为数字信号；以及数字信号处理单元，其基于从由所述数字转换单元获得的数字信号而获得的复数数字信号，对接收的信号进行解调。
本发明的目的和优点可以通过在权利要求中具体指出的要素及组合来实现并获得。
应当明白，以上一般性描述和以下详细描述都只是示例性和说明性的，不是对如权利要求所述的本发明的限制。
附图说明
图1是根据第一实施方式的光接收装置的框图；
图2是图1所示的90°相位混合电路的概念图；
图3是图1所示的采样单元的示例的框图；
图4是由采样单元进行的采样的曲线图；
图5是图3所示的抽取/内插单元的第一示例的框图；
图6是图3所示的2×(N/4):1下采样单元的第一示例的框图；
图7是由图5所示的触发器(FF)电路进行的重定时的曲线图；
图8是来自数字信号处理电路中的各单元的输出的图；
图9是图3所示的抽取/内插单元的第二示例的框图；
图10是图9所示的抽取/内插单元的变型例的框图；
图11是图3所示的2×(N/4):1下采样单元312的第二示例的框图；
图12是由图11所示的2×(N/4):1下采样单元进行的下采样的曲线图；
图13是图3所示的抽取/内插单元的第三示例的框图；
图14是图3所示的数字信号处理电路的变型例的框图；
图15是由采样单元进行的采样的另一曲线图；
图16是来自数字信号处理电路中的各单元的输出的另一图；
图17是根据第二实施方式的光接收装置的框图；
图18是图17所示的光接收装置的变型例的框图；
图19是根据第三实施方式的光接收装置的框图；
图20是图19所示的偏振分集混合电路(polarization diversity hybridcircuit)的概念图；
图21是根据第四实施方式的光接收装置的框图；以及
图22是图21所示的光接收装置的变型例的框图。
具体实施方式
下面将参照附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1是根据第一实施方式的光接收装置的框图。如图1所示，根据第一实施方式的光接收装置100包括本地振荡器110、90°相位混合电路120、光电(O/E)转换器131、O/E转换器132、自运行采样触发源140、ADC 151、ADC 152以及数字信号处理电路160。
光接收装置100采用使用90°相位混合电路120的相干方案。本地振荡器110、90°相位混合电路120、O/E转换器131以及O/E转换器132形成O/E转换单元，该O/E转换单元将接收的信号光与参考光混合，并对能够重构通过将接收光信号与参考光混合而获得的信号光的复数电场信号的两个或更多个光信号进行转换。
具体而言，本地振荡器110、90°相位混合电路120、O/E转换器131以及O/E转换器132将如下的信号转换成电信号：接收信号光中的具有与本地振荡器输出光的相位相同的分量的光信号、和使用从本地振荡器输出光的相位相移了90°的光作为基准的光信号，即，表示接收信号的复数电场的信号。从本地振荡器110输出的本地光输入到90°相位混合电路120。
90°相位混合电路120接收该接收信号光和从本地振荡器110输出的本地光(参考光)。90°相位混合电路120使用所输入的本地光来提取所输入的信号光的复数电场。
90°相位混合电路120将具有与提取出的复数电场的实部对应的强度的光(I分量)输出到O/E转换器131。90°相位混合电路120将具有与提取出的复数电场的虚部对应的强度的光(Q分量)输出到O/E转换器132。
O/E转换器131接收从90°相位混合电路120输出的光，并将与接收光的强度对应的电信号输出到ADC 151。O/E转换器132接收从90°相位混合电路120输出的光，并将与接收光的强度对应的电信号输出到ADC152。O/E转换器131和O/E转换器132例如是光电二极管(PD)。
自运行采样触发源140是自运行采样时钟产生单元，其振荡出确定采样定时的时钟信号。自运行采样触发源140将振荡出的时钟信号分别向ADC 151和ADC 152输出。该时钟信号为与信号光异步的信号。将光接收装置100所接收的信号光的码率确定为Fc。将自运行采样触发源140所振荡出的时钟信号的频率确定为采样频率Fs。
采样频率Fs是基于信号码率Fc而预先设定的。具体而言，将采样频率Fs设定为与信号码率Fc的二分之一的整数倍Fc/2×N(N＝1、2、3...)接近的值。不过，由于自运行采样触发源140的时钟信号为自运行方式，因此采样频率Fs为信号码率Fc的二分之一的整数倍Fc/2×N+α(α≠0，α的绝对值小于Fc/2×N)。
ADC 151是按照从自运行采样触发源140输出的时钟信号的定时对从O/E转换器131输出的电信号进行包括采样的数字转换的数字转换单元。ADC 152是按照从自运行采样触发源140输出的时钟信号的定时对从O/E转换器132输出的电信号进行包括采样的数字转换的数字转换单元。
具体而言，ADC 151和ADC 152分别按照来自自运行采样触发源140的时钟信号的定时来对电信号进行采样，并对各个采样到的信号进行量化，由此来执行数字转换。ADC 151和ADC 152分别向数字信号处理电路160输出经过数字转换的数字信号。在以下说明中，将通过数字信号或通过重构数字信号而获得的接收信号的电场信息称为复数数字信号。
数字信号处理电路160对从ADC 151和ADC 152输出的各数字信号进行数字处理。数字信号处理电路160包括波形失真补偿器161、相位差检测器162、采样单元163和解调器164。数字信号处理电路160是数字电路，例如中央处理单元(CPU)。
在数字信号处理电路160中，分别处理分别从ADC 151和ADC 152作为信号I或信号Q而输入的各数字信号，不过，将信号I和信号Q作为一个复数数字信号来处理。
波形失真补偿器161使用从ADC 151和ADC 152输出的复数数字信号，基于数字信号处理对接收光信号进行波形失真补偿。波形失真补偿器161例如执行波长色散补偿或偏振模色散(PMD)补偿。波形失真补偿器161分别向相位差检测器162和采样单元163输出波长经过了失真补偿的复数数字信号。
相位差检测器162根据从波形失真补偿器161输出的复数数字信号来检测接收的信号光与从自运行采样触发源140输出的时钟信号之间的相位差。例如，相位差检测器162可以通过监视从波形失真补偿器161输出的复数数字信号的强度变化，来检测接收的信号光与来自自运行采样触发源140的时钟信号之间的相位差。
具体而言，当复数数字信号的强度为常数时，相位差检测器162确定在信号光与时钟信号之间不存在相位差。当复数数字信号的强度变化剧烈时，相位差检测器162确定信号光与时钟信号之间的相位差很大。相位差检测器162将表示所检测到的相位差的信号输出给采样单元163。
关于由相位差检测器162进行的相位比较的详细情况，例如可以参考“Modified  Gardner Detector”，IEEE TRANSACTIONS  ONCOMMUNICATIONS，Vol.52，No.10，October 2004，A Modified GardnerDetector for Symbol Timing Recovery of M-PSK Signals。
采样单元163按照频率Fc/2×N(信号码率Fc的二分之一的整数倍)对从波形失真补偿器161输出的复数数字信号进行采样。具体而言，采样单元163根据从相位差检测器162输出的信号所表示的相位差和预设的采样频率Fs，来计算频率Fc/2×N。
采样单元163利用计算出的频率Fc/2×N来采样复数数字信号。采样单元163按所采样的复数数字信号的频率为Fc(采样率)的方式来进行下采样，并将结果信号输出给解调器164。解调器164根据从采样单元163输出的复数数字信号对接收信号进行解调。解调器164例如补偿信号光与本地光之间的相位滞后或频率偏移，从而对接收信号进行解调并向外部目的地输出通过解调而获得的数据。
尽管这里说明了光接收装置100包括本地振荡器110的结构，不过也可以采用光接收装置100自身不包括本地振荡器110的结构。例如，光接收装置100可以与外部的本地振荡器连接，并且90°相位混合电路120可以使用来自外部的本地振荡器的本地光来提取信号光中的复数电场。
图2是图1所示的90°相位混合电路的概念图。如图2所示，90°相位混合电路120包括分支单元211、分支单元212、90°相移单元220、干涉单元231以及干涉单元232。分支单元211接收来自外部源的信号光。分支单元211对所接收到的信号光进行分支并将其分别输出到干涉单元231和干涉单元232。
分支单元212接收来自本地振荡器110的本地光。分支单元212对所接收到的本地光进行分支并将其分别输出到干涉单元231和90°相移单元220。90°相移单元220使从分支单元212输出的本地光的相位偏移90°，并将相移后的本地光输出到干涉单元232。
干涉单元231使从分支单元211输出的信号光与从分支单元212输出的本地光彼此干涉。干涉单元231向O/E转换器131输出由干涉得到的光，作为信号I。干涉单元232使从分支单元211输出的信号光与从90°相移单元220输出的本地光彼此干涉。干涉单元232向O/E转换器132输出由干涉得到的光，作为信号Q。
图3是图1所示的采样单元的示例的框图。在图3中，对与图1所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图3所示，采样单元163包括抽取/内插单元311和2×(N/4):1下采样单元312。抽取/内插单元311从由波形失真补偿器161输出的复数数字信号中间除信号，或将信号插入到复数数字信号中，以将复数数字信号的频率设定为接收信号的码率Fc的二分之一的整数倍Fc/2×N。
这里，N等于4。在这种情况下，将由自运行采样触发源140振荡出的时钟信号设定为Fc/2×N+α＝Fc×2+α。抽取/内插单元311将从波形失真补偿器161输出的具有频率Fc/2×N+α＝Fc×2+α的复数数字信号设定为具有频率Fc×2＝Fc×2。
抽取/内插单元311向2×(N/4):1下采样单元312输出被设定为具有频率Fc×2的复数数字信号。2×(N/4):1下采样单元312对从抽取/内插单元311输出的复数数字信号进行下采样，以将复数数字信号的频率设定为接收信号的码率Fc。2×(N/4):1下采样单元312将经过下采样的复数数字信号输出到解调器164。
通常，2×(N/4):1下采样单元312对从抽取/内插单元311输出的复数数字信号的频率进行下采样，以使其具有信号码率。2×(N/4):1下采样单元312是进行下采样来提供信号码率的电路。不过，当解调器具有进行下采样来提供码率的功能时，2×(N/4):1下采样单元312可以是进行下采样来提供码率Fc/2×M(M为整数)的电路。
图4是由采样单元进行的采样的曲线图。在图4中，横轴表示时间。为了便于说明，纵轴表示所要接收的信号光的光强度。可以从复数数字信号基于信号I2+信号Q2来计算光强度。波形411表示在由ADC进行量化之前的接收信号光的强度波形。如波形411所示，在本示例中，所要接收的信号光是归零(RZ)脉冲信号光。为了便于说明而提供RZ脉冲，也可以使用非归零(NRZ)信号。
波形411上的黑色和白色方块表示由ADC 151或ADC 152采样的量化数据。黑色方块表示偶数位的量化数据，白色方块表示奇数位的量化数据。波形412表示从ADC 151或ADC 152输出的复数数字信号。波形412是矩形波，其中，由黑色或白色方块表示的量化数据标记各个上升部分/下降部分。
假设采样频率Fs为信号码率Fc的两倍，即Fs＝Fc×2+α(N＝4，α＝0)，对波形411的每个码元采样两个量化数据项(由黑色和白色方块表示)。
这里，描述这样一个示例：采样频率Fs略微高于信号频率Fc的两倍，即Fs＝Fc×2+α(N＝4，α＞0)的示例。在该示例中，由于波形412的频率Fs比波形411的频率的两倍Fc×2略高出α，因此量化数据(由黑色和白色方块表示)的相位相对于波形411逐渐偏移。
因此，在波形411的一个码元内采样各量化数据中的量化数据项421至423。在波形411的一个码元内同样采样量化数据项431至433以及量化数据项441至443(未示出量化数据项443)。通过这种方式，按照与频率Fc/2×N和采样频率Fs之间的差α对应的频率，出现在波形411的一个码元内采样三个量化数据项的状态。
抽取/内插单元311以频率α从量化数据中间除量化数据项。由抽取/内插单元311抽取了量化数据项的复数数字信号(波形412)的频率为Fc×2。2×(N/4):1下采样单元312在由抽取/内插单元311抽取了量化数据项的复数数字信号(波形412)中取出偶数位和奇数位，由此进行下采样。
这里，如波形412中的黑色和白色方块所示，其中，偶数位的量化数据(黑色方块)低于奇数位的量化数据(白色方块)的时段T1、T3、...和其中偶数位的量化数据(黑色方块)高于奇数位的量化数据(白色方块)的时段T2、T4、...相互交替。2×(N/4):1下采样单元312在时段T1、T3、...中采样奇数位的量化数据。
2×(N/4):1下采样单元312在时段T2、T4、...中采样偶数位的量化数据。结果，由2×(N/4):1下采样单元312下采样得到的复数数字信号的频率为Fc，这是由抽取/内插单元311抽取了量化数据项的复数数字信号的频率的二分之一。
图5是图3所示的抽取/内插单元的第一示例的框图。如图5所示，抽取/内插单元311包括频率计算器510、数字控制振荡器(DCO)520以及FF电路530。
频率计算器510例如利用式1，根据从相位差检测器162输出的信号所表示的相位差的变化(微分)、Δ相位差[rad]以及采样频率Fs，来计算作为信号频率Fc的二分之一的整数倍的频率Fc/2×N。
Fc/2×N＝Fs×(1-Δ相位差/2π)(1)
频率计算器510向DCO 520输出表示计算出的频率Fc/2×N的信号。DCO 520振荡出频率为由从频率计算器510输出的信号表示的频率Fc/2×N的时钟信号，并将该时钟信号输出到FF电路530。
FF电路530以频率Fc/2×N对从波形失真补偿器161输出的复数数字信号进行重定时。具体而言，FF电路530锁存从波形失真补偿器161输出的复数数字信号，并按照从DCO 520输出的时钟信号的定时向2×(N/4):1下采样单元312输出所锁存的复数数字信号。
由于α＞0，因此在从波形失真补偿器161向FF电路530输入的频率为Fc/2×N+α的复数数字信号中，按频率α产生被覆写而未从FF电路530输出的数据。因此，按频率α抽取数据。当α＜0时，按频率α产生在被FF电路530锁存期间输出两次的数据。因此按频率α插入数据。
图6是图3所示的2×(N/4):1下采样单元的第一示例的框图。将说明执行N＝4、即执行2:1下采样的示例。如图6所示，2×(N/4):1下采样单元312包括1:2分离器(1:2DEMUX)610、强度计算器(Abs(I+jQ)2)621、强度计算器622、平均单元631、平均单元632以及选择器640。1:2分离器610对从抽取/内插单元311输出的复数数字信号进行时间分离，以获得具有信号码率Fc的复数数字信号。
具体而言，1:2分离器610向选择器640和强度计算器621输出从抽取/内插单元311输出的复数数字信号中的奇数位的量化数据A。1:2分离器610还向选择器640和强度计算器622输出从抽取/内插单元311输出的复数数字信号中的偶数位的量化数据B。
强度计算器621计算从1:2分离器610输出的奇数位的量化数据(I.jQ)的绝对值的平方，作为强度。强度计算器621将计算出的值输出到平均单元631。强度计算器622计算从1:2分离器610输出的偶数位的量化数据(I.jQ)的绝对值的平方，作为强度。强度计算器622将计算出的值输出到平均单元632。
平均单元631将从强度计算器621输出的值的平均值a(时间平均)输出到选择器640。平均单元632将从强度计算器622输出的值的平均值b(时间平均)输出到选择器640。选择器640选择从1:2分离器610输出的奇数位的量化数据A或者偶数位的量化数据B，并将所选择的数据输出到解调器164。
具体而言，当来自平均单元631的平均值a大于来自平均单元632的平均值b时，选择器640选择并输出奇数位的量化数据A。当来自平均单元631的平均值a小于或等于来自平均单元632的平均值b时，选择器640选择并输出偶数位的量化数据B。
结果，如图4所示，2×(N/4):1下采样单元312能够在时段T1、T3...内采样作为由白色方块表示的数据的量化数据，并在时段T2、T4...内采样作为由黑色方块表示的数据的量化数据。由此，总是能够从奇数位的量化数据和偶数位的量化数据中选择并采样具有较高强度的量化数据。因此，能够提高输出到解调器164的复数数字信号的信噪(SN)比。
图7是由图5所示的FF电路进行的重定时的曲线图。在图7中，对与图4所示的部分相同的部分赋予相同的标号，并省略对其的描述。波形412上的三角表示由FF电路530进行了重定时并从FF电路530输出的数据。由三角表示的数据对应于由黑色和白色方块表示的各个量化数据项中的除了量化数据项422、432和442之外的各量化数据项。
相反，从FF电路530不输出与量化数据项422、432和442对应的数据。即，可以理解：从按照波形411的每个码元而采样的三个量化数据项(即量化数据项421至423、量化数据项431至433、量化数据项441至443(未示出量化数据项443))中，分别抽取出量化数据项421、431和441。
图8是来自数字信号处理电路中的各单元的输出的图。在图8中，对与图4所示的部分相同的部分赋予相同的标号，并省略对其的描述。数字信号811表示从波形失真补偿器161输出的复数数字信号。数字信号811中的标号1至12表示的数据项是各个量化数据项。例如，由标号10至12所表示的各量化数据项对应于图4所示的量化数据项421至423。数字信号811的频率为2×Fc+α(α＞0)。
数字信号812表示从抽取/内插单元311输出的复数数字信号。由于抽取/内插单元311以频率α从数字信号811中间除数据，因此数字信号812的频率为2×Fc。在本示例中，在数字信号811中抽取出标号11表示的数据(图4中的量化数据项422)。
数字信号813表示从2×(N/4):1下采样单元312输出的复数数字信号。2×(N/4):1下采样单元312将数字信号812的频率设定为码率Fc。数字信号813是通过在时段T1内采样奇数位的数据(标号1、3、或5)、并且在时段T2内采样偶数位的数据(标号8、10、或12)而获得的信号。
图9是图3所示的抽取/内插单元的第二示例的框图。如图9所示，抽取/内插单元311可以包括阈值判断单元910、频率计算器920、DCO 930以及缓冲器940。阈值判断单元910对由从相位差检测器162输出的信号表示的相位差进行积分。
当积分值超过预定阈值时，阈值判断单元910向频率计算器920和缓冲器940输出表示这一情况的信号。当阈值判断单元910输出表示积分值超过预定阈值的信号时，阈值判断单元910将积分值复位。
从阈值判断单元910输出的信号的频率为信号频率Fc的二分之一的整数倍的频率Fc/2×N与采样频率Fs之间的差α。频率计算器920根据从阈值判断单元910输出的信号的频率α和采样频率Fs，来计算作为信号频率Fc的二分之一的整数倍的频率Fc/2×N。具体而言，频率计算器920计算Fs-α来获得Fc/2×N。
频率计算器920将表示所获得的频率Fc/2×N的信号输出到DCO930。DCO 930振荡出频率为由从频率计算器920输出的信号表示的频率Fc/2×N的时钟信号，并将该时钟信号输出到缓冲器940。缓冲器940存储从波形失真补偿器161输出的复数数字信号。
缓冲器940按照从DCO 930输出的时钟信号的定时，向2×(N/4):1下采样单元312逐项地输出所存储的数据。缓冲器940是按照存储数据的顺序来输出数据的先进先出(FIFO)型缓冲器。
当从阈值判断单元910输出了表示积分值超过预定阈值的信号时，缓冲器940清除一个所存储的数据项。结果，能够从频率为Fc/2×N+α的复数数字信号中以频率α抽取出数据。例如，缓冲器940按照存储数据的顺序来清除数据。
图10是图9所示的抽取/内插单元的变型例的框图。在图10中，对与图9所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。在本例中将说明如下结构：在抽取/内插单元311的上游侧并行排列有M个(M＝2、3、4...)复数数字信号，抽取/内插单元311在对这M个复数数字信号进行并行处理时抽取或插入数据。
在本例中，如图10所示，抽取/内插单元311包括阈值判断单元910、频率计算器920、DCO 930、1/M分频器1010、M×M个缓冲器#11、#12、...、#1M、#21、#22、...、#2M、...、#M1、#M2、...、#MM，以及M个选择器#1至#M。在图10中，用虚线箭头表示来自阈值判断单元910、频率计算器920、DCO 930、1/M分频器1010的各个输出。
假设输入到抽取/内插单元311的M个复数数字信号是数据项1、2、...、M。数据项1、2、...、M的频率是作为信号频率Fc的1/M的Fc/M。数据项1分别存储在缓冲器#11、#21、...、#M1中。数据项2分别存储在缓冲器#12、#22、...、#M2中。总之，数据项M分别存储在缓冲器#1M、#2M、...、#MM中。
阈值判断部910向频率计算器920、缓冲器#11、#21、...和#M1以及选择器#1、#2、...#M中的每一个输出表示积分值超过预定阈值的信号。DCO 930振荡出频率为由从频率计算器920输出的信号表示的频率Fc/2×N的时钟信号，并将该时钟信号输出到1/M分频器1010。
1/M分频器1010将从DCO 930输出的时钟信号的频率分频为1/M，并将得到的频率分别输出到缓冲器#11、#12、...、#1M、#21、#22、...、#2M、...、#M1、#M2、...、#MM。本例同样可以使用如下结构：频率计算器920计算频率Fc/2×N/M；DCO振荡器振荡出频率为Fc/2×N/M的时钟信号；而不设置1/M分频器1010。
缓冲器#11、#12、...、#1M按照来自1/M分频器1010的时钟信号的定时，分别向选择器#1逐项地输出所存储的数据。缓冲器#21、#22、...、#2M按照来自1/M分频器1010的时钟信号的定时，分别向选择器#2逐项地输出所存储的数据。
总之，缓冲器#M1、#M2、...、#MM按照来自1/M分频器1010的时钟信号的定时，分别向选择器#M逐项地输出所存储的数据。当从阈值判断单元910输出了表示积分值超过预定阈值的信号时，缓冲器#11、#21、...、#M1分别清除一个所存储的数据项。
选择器#1至#M在初始状态下分别输出数据项1至M。即，选择器#1向2×(N/4):1下采样单元312输出从缓冲器#11输出的数据。选择器#2向2×(N/4):1下采样单元312输出从缓冲器#22输出的数据。总之，选择器#M向2×(N/4):1下采样单元312输出从缓冲器#MM输出的数据。
当从阈值判断单元910输出了表示积分值超过预定阈值的信号时，选择器#1至#M逐项地对要输出数据的通道(lane)进行移位。即，选择器#1输出从缓冲器#12输出的数据，选择器#2输出从缓冲器#23输出的数据。总之，选择器#M向2×(N/4):1下采样单元312输出从缓冲器M1输出的数据。
结果，抽取出数据项1，从而对输出通道进行移位，分别从选择器#1至#M-1输出数据项2至M。选择器1输出存储在缓冲器#11中的下一个数据1。尽管这里说明了抽取数据项1的结构，不过要抽取的数据不限于数据项1。
例如，当抽取出数据项M时，阈值判断单元910向缓冲器#1M、#2M、...、#MM中的每一个输出表示积分值超过预定阈值的信号。当从阈值判断单元910输出了表示积分值超过预定阈值的信号时，缓冲器#1M、#2M、...、#MM分别清除一个所存储的数据项。
图11是图3所示的2×(N/4):1下采样单元312的第二示例的框图。将说明N＝4、即执行2:1下采样的示例。如图11所示，2×(N/4):1下采样单元312可以包括1:2分离器1110和加法器1120。1:2分离器1110对从抽取/内插单元311输出的复数数字信号进行时间分离。
具体而言，1:2分离器1110向加法器1120输出从抽取/内插单元311输出的复数数字信号中的奇数位的量化数据A。1:2分离器1110还向加法器1120输出从抽取/内插单元311输出的复数数字信号中的偶数位的量化数据B。
加法器1120将从1:2分离器1110输出的复数数字信号A(奇数位的量化数据)与从1:2分离器1110输出的复数数字信号B(偶数位的量化数据)相加。加法器1120将表示相加结果的复数数字信号输出到解调器164。
图12是由图11所示的2×(N/4):1下采样单元进行的下采样的曲线图。在图12中，对与图4所示的部分相同的部分赋予相同的标号，并省略对其的描述。图11所示的2×(N/4):1下采样单元312例如向解调器164输出表示图12中的虚线1210包围的量化数据1221与量化数据1222的相加结果的复数数字信号。
如上所述，在2×(N/4):1下采样单元312中，在下采样后获得的数字信号为将连续的奇数位量化数据与偶数位量化数据相加的结果。因此，在进行下采样时，能够提高在对光强度较低的量化数据进行采样时的复数数字信号的SN比。
图13是图3所示的抽取/内插单元的第三示例的框图。这里将说明抽取/内插单元311的第三示例和针对该第三示例的相位差检测器162。相位差检测器162包括1:2分离器1310、绝对值计算单元1321、绝对值计算单元1322、一位延迟电路1331、一位延迟电路1332、减法电路1341以及减法电路1342。
1:2分离器(1:2DEMUX)1310对从波形失真补偿器161输出的复数数字信号进行时间分离，以获得具有信号频率Fc的复数数字信号。具体而言，1:2分离1310向绝对值单元1321输出从波形失真补偿器161输出的复数数字信号中的奇数位的量化数据A。
此外，1:2分离器1310向绝对值单元1322输出从波形失真补偿器161输出的复数数字信号中的偶数位的量化数据B。绝对值计算单元1321、绝对值计算单元1322、一位延迟电路1331、一位延迟电路1332、减法电路1341以及减法电路1342形成微分计算单元，该微分计算单元计算由1:2分离器1310进行了时间分离的复数数字信号的微分。
绝对值计算(ABS)单元1321计算包括从1:2分离器1310输出的复数数字信号的信号I和信号Q的复数信号的绝对值，并将表示所计算出的绝对值的信号分别输出到一位延迟电路1331和减法电路1341。绝对值计算单元1322计算包括从1:2分离器1310输出的复数数字信号的信号I和信号Q的复数信号的绝对值，并将表示所计算出的绝对值的信号分别输出到一位延迟电路1332和减法电路1342。
一位延迟电路(Z-1)1331将从绝对值计算单元1321输出的信号延迟一位，并将延迟后的信号输出到减法电路1341。一位延迟电路1332将从绝对值计算单元1322输出的信号延迟一位，并将延迟后的信号输出到减法电路1342。
减法电路1341对从绝对值计算单元1321输出的信号和从一位延迟电路1331输出的信号进行相减。减法电路1341将表示相减结果的信号输出到抽取/内插单元311。减法电路1342对从绝对值计算单元1322输出的信号和从一位延迟电路1332输出的信号进行相减。减法电路1342将表示相减结果的信号输出到抽取/内插单元311。
从减法电路1341输出的信号表示复数数字信号中的奇数位的微分。复数数字信号中的奇数位的微分相当于采样时钟与复数数字信号中的奇数位之间的相位差。从减法电路1342输出的信号表示复数数字信号中的偶数位的微分。复数数字信号中的偶数位的微分相当于采样时钟与复数数字信号中的偶数位之间的相位差。
抽取/内插单元311包括符号反转判断单元1350、频率计算器920、DCO 930和缓冲器940。当来自减法电路1341的微分或来自减法电路1342的微分中的任意一个的符号从负号变为正号时，符号反转判断单元1350将表示该变化的信号输出到频率计算器920和缓冲器940。
从符号反转判断单元1350输出的信号的频率对应于作为信号频率Fc的整数倍的频率Fc×N与采样频率Fs之间的差。频率计算器920根据从符号反转判断单元1350输出的信号和采样时钟的频率来计算作为信号频率Fc的整数倍的频率Fc×N。
当从符号反转判断单元1350输出了表示微分从负值变为正值的信号时，缓冲器940清除存储在缓冲器940中的一个数据项。可以按频率α从频率为Fc/2×N+α的复数数字信号中抽取数据。例如，如图4中的黑色和白色方块所示，各个量化数据项中的微分(相对于前一量化数据的变化)从负值变为正值的量化数据是光强度较低的量化数据。
因此，每当从符号反转判断单元1350输出表示微分从负值变为正值的信号而缓冲器940清除存储在其中的数据时，可以抽取出各个量化数据中的光强度较低的量化数据。因此，能够提高输出到解调器164的复数数字信号的SN比。
图14是图3所示的数字信号处理电路的变型例的框图。在图14中，对与图3所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图14所示，除了图3所示的部件之外，数字信号处理电路160还可以包括参数确定单元1410。采样单元163向解调器164和参数确定单元1410输出所采样的复数数字信号。
参数确定单元1410根据从采样单元163输出的复数数字信号来确定波形失真补偿器161所使用的补偿参数。例如，当在波形失真补偿器161进行用于色散补偿的有限脉冲响应(FIR)滤波时，参数确定单元1410确定用于FIR滤波的抽头(tap)系数，作为补偿参数。
例如，可以使用恒模算法(CMA)来确定抽头系数。参数确定单元1410将所确定的补偿参数输出到波形失真补偿器161。波形失真补偿器161使用从参数确定单元1410输出的补偿参数来进行波形失真补偿。结果，能够在波形失真补偿器161精确进行波形失真补偿。
图15是由采样单元进行的采样的另一曲线图。在图15中，对与图4所示的部分相同的部分赋予相同的标号，并省略对其的描述。尽管上面说明了α＞0的示例，不过图15示出了α＜0(即，从自运行采样触发源140输出的采样时钟的频率小于信号频率Fc的二分之一的整数倍)的示例。
当α＞0时，按频率α出现只允许采样一个量化数据项的码元。在该情况下，抽取/内插单元311以频率α向数字信号811插入数据。例如，抽取/内插单元311在波形411中由标号1511、1512、1513以及1514表示的位置插入数据。结果，数字信号812的频率变为Fc/2×N。所要插入的数据可以是0或1，或者可以是前一位的副本。
图16是来自数字信号处理电路中的各单元的输出的另一图。在图16中，对与图8所示的部分相同的部分赋予相同的标号，并省略对其的描述。数字信号811的频率为Fc/2×N+α(α＜0)。由于抽取/内插单元311以频率α对数字信号811插入数据，因此数字信号812的频率变为Fc/2×N，即信号频率的二分之一的整数倍。
在本例中，在数字信号812中，在由标号1表示的数据与由标号2表示的数据之间插入由标号1表示的数据的副本1611。副本1611是在图15中的标号1511表示的位置处插入的数据。紧接着由标号10表示的数据之后插入由标号10表示的数据的副本1612。副本1612是在图15中的标号1512表示的位置处插入的数据。
当作为信号频率的二分之一的整数倍的Fc/2×N与采样频率Fs之差α远小于信号频率Fc时，α对波形失真补偿器161中的波形失真补偿的影响很大，并且波形失真补偿的结果不会收敛于理想值。因此，希望采样频率Fs低于信号频率的二分之一的整数倍Fc/2×N。即，希望α＞0。
当信号光的频率(波特率)为10千兆赫时，设定α＝近似10兆赫(波特率的1/1000)可以防止波形失真补偿器161的误操作。设定α＝100兆赫(波特率的1/100)或更高能够加快在波形失真补偿器161收敛于理想值。
如上所述，根据第一实施方式的光接收装置100，使用自运行时钟信号使得能够与信号光的波形失真状态无关地进行稳定的数字转换。当以信号频率Fc的整数倍的频率再次对数字转换后的复数数字信号进行采样时，即使在信号码率Fc与采样频率Fs之间存在差α，也能够将用于解调的复数数字信号的频率设定为信号码率Fc。
通过针对经过了波形失真补偿的复数数字信号计算信号频率Fc，即使信号光的波形发生失真，也能够实现高精度的信号码率Fc。由于使用自运行时钟信号，因此不必使来自ADC 151和152下游侧的恢复时钟形成环，从而防止了ADC 151和152中的采样延迟。
这样，能够减少解调中的误差，并且能够提高接收特性。由于使用自运行时钟，因此执行数字转换的ADC 151和152以及数字信号处理电路160可以具有彼此独立的结构。因此，能够实现ADC 151和152以及数字信号处理电路160的设计和性能保证，从而提高了接收特性并降低了成本。
由于ADC 151和152以及数字信号处理电路160具有独立的结构，因此仅仅使得能够改变由自运行采样触发源140振荡出的时钟信号的频率，就可以应对信号光的多种速率。可以有利于对数字信号处理电路160追加功能或者替换ADC 151和152，因此可扩展性提高。
由于在数字信号处理电路160中无需进行复杂的运算(例如SINC内插)即可提高接收特性，因此能够减小电路规模，并能够精确地接收具有光比特率的信号光。
图17是根据第二实施方式的光接收装置的框图。在图17中，对与图1所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图17所示，根据第二实施方式的光接收装置100中的数字信号处理电路160除了图1所示的部件之外，还包括数字电路的LPF 1510。
波形失真补偿器161向LFP 1510输出波形经过了失真补偿的复数数字信号。低通滤波器(LPF)1510仅允许从波形失真补偿器161输出的复数数字信号中的低频分量通过。通过了LPF 1510的复数数字信号分别输出到相位差检测器162和采样单元163。
当复数数字信号通过LPF 1510时，可以提高当由ADC 151和ADC152以从码元中心有所偏移的相位来对数据进行采样时的复数数字信号的SN比。
图18是图17所示的光接收装置的变型例的框图。在图18中，对与图17所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图18所示，光接收装置100可以包括模拟电路的LPF 1811和LPF 1812来代替图17所示的LPF 1510。
O/E转换器131向LPF 1811输出与接收光的强度对应的电信号。O/E转换器132向LPF 1812输出与接收光的强度对应的电信号。LPF 1811仅允许从O/E转换器131输出的复数数字信号中的低频分量通过，并将该分量输出到ADC 151。LPF 1812仅允许从O/E转换器132输出的复数数字信号中的低频分量通过，并将该分量输出到ADC 152。
当电信号通过位于ADC 151和ADC 152上游侧的LPF 1811和LPF1812时，可以提高当由ADC 151和ADC 152以从码元中心有所偏移的相位来进行采样时的数字信号的SN比。
如上所述，根据第二实施方式的光接收装置100，能够实现根据第一实施方式的光接收装置100的效果，并且LFP 1510或者LPF 1811和1812能够提高当在ADC 151和ADC 152中以从码元中心有所偏移的相位来进行采样时的数字信号的SN比。
图19是根据第三实施方式的光接收装置的框图。在图19中，对与图1所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图19所示，根据第三实施方式的光接收装置100包括本地振荡器110、偏振分集混合电路1910、O/E转换器1921至1924、自运行采样触发源140、ADC 1931至1934以及数字信号处理电路160。
本地振荡器110向偏振分集混合电路1910输出本地光。偏振分集混合电路1910接收所输入的信号光和从本地振荡器110输出的本地光。偏振分集混合电路1910使用所输入的本地光，将作为与输入信号光正交的偏振波分量的第一偏振波分量和第二偏振波分量相组合，并提取与各偏振波分量对应的接收光信号复数电场信息。
偏振分集混合电路1910向O/E转换器1921输出具有与信号光中的第一偏振波分量的复数电场的实部对应的强度的光(信号I)。偏振分集混合电路1910向O/E转换器1922输出具有与信号光中的第一偏振波分量的复数电场的虚部对应的强度的光(信号Q)。
偏振分集混合电路1910向O/E转换器1923输出具有与信号光中的第二偏振波分量的复数电场的实部对应的强度的光(信号I)。偏振分集混合电路1910向O/E转换器1924输出具有与信号光中的第二偏振波分量的复数电场的虚部对应的强度的光(信号Q)。
O/E转换器1921至1924分别接收从偏振分集混合电路1910输出的光，并向ADC 1931至1934输出与接收光的强度对应的电信号。自运行采样触发源140将振荡出的时钟信号分别输出到ADC 1931至1934。
ADC 1931至1934按照从自运行采样触发源140输出的时钟信号的定时，分别对分别从O/E转换器1921至1924输出的电信号进行采样，并对各采样信号进行量化，由此进行数字转换。ADC 1931至1934分别向数字信号处理电路160输出经数字转换的复数数字信号。
数字信号处理电路160中的波形失真补偿器161分别补偿从ADC1931至1934输出的复数数字信号的波形的失真。当光接收装置100接收到的信号光是进行了偏振复用的信号时，波形失真补偿器161进行偏振分离，然后对经偏振分离的复数数字信号进行并行处理以进行解调。
图20是图19所示的偏振分集混合电路的概念图。如图20所示，偏振分集混合电路1910包括偏振分束器(PBS)2011、PBS 2012、分支单元2021至2024、90°相移单元2031、90°相移单元2032以及干涉单元2041至2044。
从外部源向PBS 2011输入信号光。PBS 2011将输入的信号光分成第一偏振波分量和第二偏振波分量。PBS 2011向分支单元2021输出第一偏振波分量，并向分支单元2023输出第二偏振波分量。从本地振荡器110向PBS 2012输入信号光。PBS 2012将所输入的本地光分成第一偏振波分量和第二偏振波分量。PBS 2012向分支单元2022输出第一偏振波分量，并向分支单元2024输出第二偏振波分量。
分支单元2021对从PBS 2011输出的信号光的第一偏振波分量进行分支，并将其输出给干涉单元2041和干涉单元2042。分支单元2022对从PBS 2012输出的信号光的第一偏振波分量进行分支，并将其输出给干涉单元2041和90°相移单元2031。
分支单元2023对从PBS 2011输出的信号光的第二偏振波分量进行分支，并将其输出给干涉单元2043和干涉单元2044。分支单元2024对从PBS 2012输出的信号光的第二偏振波分量进行分支，并将其输出给干涉单元2043和90°相移单元2032。
90°相移单元2031将从分支单元2022输出的本地光相移90°，并向干涉单元2042输出相移后的本地光。90°相移单元2032将从分支单元2024输出的本地光相移90°，并向干涉单元2044输出相移后的本地光。
干涉单元2041使从分支单元2021输出的信号光与从分支单元2022输出的本地光彼此干涉，并向O/E转换器1921输出干涉得到的光，作为信号光中的第一偏振波分量的信号I。干涉单元2042使从分支单元2021输出的信号光与从90°相移单元2031输出的本地光彼此干涉，并向O/E转换器1922输出干涉得到的光，作为信号光中的第一偏振波分量的信号Q。
干涉单元2043使从分支单元2023输出的信号光与从分支单元2024输出的本地光彼此干涉，并向O/E转换器1923输出干涉得到的光，作为信号光中的第二偏振波分量的信号I。干涉单元2044使从分支单元2023输出的信号光与从90°相移单元2032输出的本地光彼此干涉，并向O/E转换器1924输出干涉得到的光，作为信号光中的第二偏振波分量的信号Q。
如上所述，根据第三实施方式的光接收装置100，光接收装置100采用了使用偏振分集混合电路1910的相干方案，与根据第一实施方式的光接收装置100一样，能够通过使用自运行时钟信号来实现高精度的数字转换。这样，能够减少解调中的误差，并且能够提高接收特性。
图21是根据第四实施方式的光接收装置的框图。在图21中，对与图1所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。如图21所示，根据第四实施方式的光接收装置100包括延迟干涉仪2110、O/E转换器2121至2123、自运行采样触发源140、ADC 2131至2133、以及数字信号处理电路160。
将接收的信号光输入到延迟干涉仪2110。延迟干涉仪2110是通过组合相位差为90°的两个延迟干涉仪而获得的延迟干涉仪。延迟干涉仪2110输出使得能够重构输入信号光中的分量I和分量Q的信号。延迟干涉仪2110向O/E转换器2121输出基于一码时前的信号光相位的信号光分量。延迟干涉仪2110向O/E转换器2122输出基于从一码时前的信号光相位偏移了90°的相位的信号光分量。
O/E转换器2121接收从延迟干涉仪2110输出的光，并向ADC 2131输出与接收光的强度对应的电信号。O/E转换器2122接收从延迟干涉仪2110输出的光，并向ADC 2132输出与接收光的强度对应的电信号。O/E转换器2123接收所接收的信号光，并向ADC 2133输出与接收光的强度对应的电信号。
自运行采样触发源140分别向ADC 2131至2133输出振荡时钟信号。ADC 2131至2133按照来自自运行采样触发源140的时钟信号的定时，分别对从O/E转换器2121至2123输出的电信号进行采样，并对各采样信号进行量化，由此实现数字转换。O/E转换器2121至2123分别向数字信号处理电路160输出经数字转换的复数数字信号。
数字信号处理电路160除了图1所示的部件外，还包括电场重构单元2140。电场重构单元2140对从ADC 2131和ADC 2132输出的复数数字信号进行电场重构。具体而言，电场重构单元2140将从ADC 2131和ADC 2132输出的复数数字信号除以从ADC 2133输出的复数数字信号，以重构与电场相关的复数电场信息。电场重构单元2140将由电场重构得到的复数数字信号输出到波形失真补偿器161。
图22是图21所示的光接收装置的变型例的框图。在图22中，对与图21所示的部件相同的部件赋予相同的标号，并省略对其的描述。光接收装置100可以包括PBS 2210、延迟干涉仪2221、延迟干涉仪2222、O/E转换器2231至2236、自运行采样触发源140、ADC 2241至2246、以及数字信号处理电路160。
接收的信号光输入到PBS 2210。PBS 2210将输入的信号光分成彼此正交的两个偏振波分量。PBS 2210向延迟干涉仪2221和O/E转换器2233输出第一偏振波分量。PBS 2210向延迟干涉仪2222和O/E转换器2236输出第二偏振波分量。
延迟干涉仪2221、O/E转换器2231至2233和ADC 2241至2243的结构与图21所示的延迟干涉仪2110、O/E转换器2121至2123和ADC2131至2133相同。延迟干涉仪2221、O/E转换器2231至2233和ADC 2241至2243向数字信号处理电路160输出一复数数字信号，该复数数字信号表示的信号使得能够重构与具有从PBS 2210输出的第一偏振波分量的信号光相关的复数电场信息。
延迟干涉仪2222、O/E转换器2234至2236和ADC 2244至2246的结构与图21所示的延迟干涉仪2110、O/E转换器2121至2123和ADC2131至2133相同。延迟干涉仪2222、O/E转换器2234至2236和ADC 2244至2246向数字信号处理电路160输出一复数数字信号，该复数数字信号表示的信号使得能够重构与具有从PBS 2210输出的第二偏振波分量的信号光相关的复数电场信息。
自运行采样触发源140向ADC 2241至2246输出振荡时钟信号。数字信号处理电路160中的电场重构单元2140对从ADC 2241和ADC 2242中的每一个输出的复数数字信号以及从ADC 2244和ADC 2245中的每一个输出的复数数字信号进行电场重构。
具体而言，电场重构单元2140通过将从ADC 2241和ADC 2242中的每一个输出的复数数字信号除以从ADC 2243输出的复数数字信号，来重构电场。电场重构单元2140通过将从ADC 2244和ADC 2245中的每一个输出的复数数字信号除以从ADC 2246输出的数字信号，来重构电场。
如上所述，根据第四实施方式的光接收装置100，光接收装置100采用使用了延迟干涉仪2110或者延迟干涉仪2221和2222的自相干方案，与根据第一实施方式的光接收装置100一样，能够通过使用自运行时钟信号来实现高精度的数字转换。这样，能够减少解调中的误差，并且能够提高接收特性。
如上所述，根据上述实施方式，能够提高数字相干接收器的性能。尽管在各个上述实施方式中说明了其中光接收装置100接收的信号光是RZ-脉冲信号光的示例，不过该光接收装置100同样也可以用于并非RZ脉冲的信号光。
此处描述的所有示例和条件语言旨在用于教导目的，以帮助读者理解发明人贡献的本发明和概念以促进技术的发展，应理解为不限于这些具体描述的示例和条件，说明书中的这些示例的组织也不涉及表示本发明的优势和劣势。尽管已经详细描述了本发明的实施方式，应当注意，在不脱离本发明的精神和范围的条件下，可以对其进行各种修改、替换和变更。

Claims (15)

1、一种光接收装置，该光接收装置包括：
组合单元，其组合信号光和参考光；
光电转换单元，其将能够重构由所述组合单元获得的信号光的复数电场信号的两个或更多个光信号转换为电信号；
采样时钟产生单元，其产生采样时钟，所述采样时钟具有基于所述信号光的码率而预设的频率并且与所述信号光异步；
数字转换单元，其按照所述采样时钟信号的频率对由所述光电转换单元获得的电信号进行采样，并将所述电信号转换为数字信号；以及
数字信号处理单元，其基于从由所述数字转换单元获得的数字信号而获得的复数数字信号，对接收的信号进行解调。
2、根据权利要求1所述的光接收装置，其中，
所述数字信号处理单元包括：
检测单元，其检测所述信号光的码率与所述采样时钟信号之间的相位差，以及
采样单元，其基于由所述检测单元检测到的相位差，按照作为采样率的二分之一的整数倍的频率，对所述复数数字信号进行采样，并且
所述数字信号处理单元使用由所述采样单元采样的复数数字信号，来对接收的信号进行解调。
3、根据权利要求2所述的光接收装置，其中，
所述数字信号处理单元包括补偿单元，该补偿单元对所述复数数字信号进行波形失真补偿，
所述采样单元基于由所述补偿单元进行了波形失真补偿的复数数字信号来进行采样，并且，
所述检测单元基于由所述补偿单元进行了波形失真补偿的复数数字信号来检测相位差。
4、根据权利要求2所述的光接收装置，其中，所述采样单元包括抽取/内插单元，该抽取/内插单元从所述复数数字信号中间除信号或者向所述该复数数字信号中插入信号，以按照作为所述信号光的频率的二分之一的整数倍的频率来进行采样。
5、根据权利要求4所述的光接收装置，其中，所述采样单元包括下采样单元，该下采样单元进行下采样，以使得所述复数数字信号具有所述信号光的采样率。
6、根据权利要求4所述的光接收装置，其中，所述抽取/内插单元包括：
计算单元，其基于由所述检测单元检测到的相位差和所述采样时钟信号的频率来计算所述信号光的频率，以及
触发器电路，其按照由所述计算单元计算出的频率，对所述复数数字信号进行重定时。
7、根据权利要求4所述的光接收装置，其中，所述抽取/内插单元包括：
阈值判断单元，其对由所述检测单元检测到的相位差进行积分，并且每当积分值超过预定阈值时输出信号；
计算单元，其基于由所述阈值判断单元输出的信号的频率和所述采样时钟信号的频率，来计算所述信号光的频率；以及
缓冲器，其存储所述复数数字信号，按照由所述计算单元计算出的频率输出所存储的数字信号，并且每当所述阈值判断单元输出信号时清除所存储的复数数字信号，由此来间除信号。
8、根据权利要求5所述的光接收装置，其中，所述下采样单元包括：
分离单元，其将所述复数数字信号时间分离为两个信号；
平均计算单元，其对由所述分离单元进行时间分离而得到的各个信号的信号强度进行平均；以及
选择器，其在由所述分离单元进行时间分离而得到的信号中选择并采样出由所述平均计算单元计算出的平均信号强度较大的信号。
9、根据权利要求5所述的光接收装置，其中，所述下采样单元包括：
分离单元，其将所述复数数字信号时间分离为两个信号；以及
加法单元，其将由所述分离单元进行时间分离而得到的信号相加。
10、根据权利要求4所述的光接收装置，该光接收装置还包括：
分离单元，其将所述复数数字信号时间分离为具有所述信号光的频率的数字信号；以及
微分计算单元，其计算由所述时间分离单元进行了时间分离的复数数字信号的微分，其中，
所述抽取/内插单元包括：
符号反转判断单元，每当由所述微分计算单元计算出的各微分中的任一个从负值变为正值时，该符号反转判断单元输出一信号，
计算单元，其基于由所述符号反转判断单元输出的信号的频率和所述时钟信号的频率，来计算所述信号光的码率，以及
缓冲器，其存储由所述数字转换单元获得的数字信号，按照由所述计算单元计算出的码率输出所存储的复数数字信号，并且每当所述符号判断单元输出信号时清除所存储的复数数字信号。
11、根据权利要求3所述的光接收装置，该光接收装置还包括：
确定单元，该确定单元基于由所述采样单元采样的复数数字信号来确定补偿参数，其中，
所述补偿单元使用由所述确定单元确定的补偿参数来进行波形失真补偿。
12、根据权利要求1所述的光接收装置，该光接收装置还包括：
低通滤波器，该低通滤波器让所述复数数字信号中的低频分量通过，其中，
所述数字信号处理单元对通过所述低通滤波器的低频分量进行解调。
13、根据权利要求1所述的光接收装置，该光接收装置还包括：
低通滤波器，该低通滤波器让由所述光电转换单元转换出的电信号中的低频分量通过，其中，
所述数字转换单元对通过所述低通滤波器的信号进行采样。
14、根据权利要求1所述的光接收装置，其中，所述采样时钟产生单元振荡出时钟信号，该时钟信号的频率大于所述信号光的频率的二分之一的整数倍。
15、一种数字接收电路，该数字接收电路通过使用一复数数字信号来对接收的信号进行解调，所述复数数字信号是通过按照与信号光的码率的二分之一的整数倍不同的频率对能够重构所述信号光的复数电场信号的电信号进行采样而获得的，所述数字接收电路包括：
采样单元，其按照作为所述信号光的码率的二分之一的整数倍的频率，对从所述数字信号获得的复数数字信号进行采样；以及
解调单元，其通过使用由所述采样单元采样的复数数字信号，对接收的信号进行解调。
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