JP2009071883A - 送信方法、受信方法、伝送方法および受信装置 - Google Patents

送信方法、受信方法、伝送方法および受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】受信レベルおよび／または周波数帯の変動を精度良く補正でき、結果として復調データの誤判定が生じることのない直交周波数多重信号の伝送方法およびその受信装置を提供することである。
【解決手段】送信側から受信側に伝送される直交周波数分割多重信号中には、送信すべきデータを含むシンボルＳm に加えて、予め定められた特定パターンを有する特定シンボルＳ0 が間欠的に含められる。受信側では、受信した特定シンボルＳ0 に基づいて、受信レベルの変動および／または受信信号の周波数帯の変動を検出し補正する。この特定シンボルＳ0 は、特定のパターンを有しているため、そのレベル変化および／または周波数の変動が受信レベルおよび／または受信信号の周波数帯の変動と強く相関している。したがって、特定シンボルＳ0 から、受信レベルおよび／または受信信号の周波数帯の変動を正確に検出でき、結果として精度の高い補正が行える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数多重信号の伝送方法およびその受信装置に関し、より特定的には、所定の伝送路を介し、送信側から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波数分割多重信号を伝送する方法およびその受信装置に関する。
近年、移動体向けディジタル音声放送や、地上ディジタルテレビ放送等において、直交周波数多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、ＯＦＤＭと称す）信号を用いた通信が注目されている。なぜならば、ＯＦＤＭ信号は、周波数の利用効率が良く、多量のデータの高速伝送が可能で、波形等化器なしでも反射波による特性劣化が少ないからである。また、その信号波形がランダム雑音に近い形となるので、他のサービスに混信妨害を与えにくいからである。このような特質を有するＯＦＤＭ信号を用いた伝送方式は、特開平５−１６７６３３号公報（以下、第１の先行技術と称する）、１９９３年２月１５日付け発行の日経エレクトロニクス（ｎｏ．５７４）の第１０１〜１２４頁に記載された「家庭の次世代サービスはテレビを越える」（以下、第２の先行技術と称する）および１９９４年９月１４日付けのＥＩＡＪ技術セミナー資料の第１〜１５頁においてＮＨＫ放送技術研究所の斉藤正典により書かれた「ＯＦＤＭ方式とその開発動向」（以下、第３の先行技術と称する）に開示されている。
図１１は、従来のＯＦＤＭ信号の構成を示す図であり、特に、図１１（ａ）はＯＦＤＭ信号の各シンボルを時間軸に沿って示し、図１１（ｂ）は図１１（ａ）の部分αを拡大して示している。図１１（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号Ｓは、シンボルＳm （ｍ＝１，２，…）を時間軸に沿って並べることにより構成されている。各シンボルＳm は、周波数の異なる複数（数十〜数千、例えば５１２）のキャリア（シンボル時間ｔs において互いに直交している）を、それぞれ伝送すべきデータでデジタル変調（例えば、ＱＰＳＫ変調，１６ＱＡＭ等）し、変調された各キャリアを逆ＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）演算によって周波数軸上で多重することにより構成されている。このため、各シンボルＳm は、図１１（ｂ）に示すように、全て、ランダム状の振幅分布を示す。なお、このようなＯＦＤＭ信号Ｓは、伝送路上においては、各シンボルＳm について、実数部と虚数部とを重畳した複素信号の形態をとる。
ところで、このようなＯＦＤＭ信号は、有線や無線の伝送路を介して送信側から受信側に送られる。有線の伝送路においては、伝送路の伝送特性からその占有周波数帯が規制される。また、無線の伝送路においては、法規制によりその占有周波数帯が規制される。このため、送信側は、ＯＦＤＭ信号を中間周波数帯から伝送路の占有周波数帯に変換するようにしている。一方、受信側では、データの復調にあたって、受信したＯＦＤＭ信号を伝送路の占有周波数帯から復調作業のための中間周波数帯に変換するようにしている。
前述の第１の従来技術には、送信側から送信されたＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換するためのバンドパスフィルタ，周波数変換器およびローパスフィルタと、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を標本化してデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、時間軸データをフーリエ変換して各搬送波ごとの周波数軸上データを得るＦＦＴ復調器と、各搬送波ごとの複素平面上での振幅と位相を判定して複素データを得る信号点座標判定回路と、複素データをデジタルデータに変換するとともに、各搬送波で送信されたビット数に応じてデータを結合し、ビットストリームを生成する受信データ結合回路と、ビットストリームにデインタリーブと誤り訂正とを施すことにより受信データを得るデインターリーブマトリクスおよび誤り訂正符号回路とを備えた受信装置が開示されている。
前述の第３の従来技術には、送信側から送信されたＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換するためのバンドパスフィルタ，直交検波器およびローパスフィルタと、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を標本化してデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、時間軸データをフーリエ変換して各搬送波ごとの周波数軸上データを得るＦＦＴ復調器と、周波数軸上の並列データを直列に変換することにより受信データを得る並列直列変換回路とを備えた受信装置が開示されている。
図１２は、上記第１および第３の従来技術から容易に類推されるＯＦＤＭ信号の受信装置の構成を示すブロック図である。図１２において、この受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号が入力される入力端子Ｉと、周波数変換器１００と、直交検波器３００と、フーリエ変換器４００と、復調データ検出器５００とを備える。直交検波器３００は、分波器３０１と、検波器３０２，３０３と、キャリア再生器３０４とを含む。
受信装置で受信した図１１に示す伝送路の占有周波数帯（中心周波数ｆr ）のＯＦＤＭ信号は、入力端子Ｉを介して周波数変換器１００に入力される。周波数変換器１００は、予め定められた固定の周波数だけシフトすることにより、伝送路の占有周波数帯のＯＦＤＭ信号を、中間周波数帯（中心周波数ｆc ）のＯＦＤＭ信号に変換する。
直交検波器３００の分波器３０１は、周波数変換器１００から出力されたＯＦＤＭ信号を２つの信号に分波し、分波したＯＦＤＭ信号を検波器３０２および３０３にそれぞれ出力する。キャリア再生器３０４は、検波器３０２に対し中心周波数ｆc の同相キャリアを出力し、検波器３０３に対し中心周波数ｆc の直交キャリアを出力する。検波器３０２は、分波器３０１から出力されたＯＦＤＭ信号に同相キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の実数部を出力する。検波器３０３は、分波器３０１から出力されたＯＦＤＭ信号に直交キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の虚数部を出力する。すなわち、直交検波器３００は、中間周波数帯のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換する。
フーリエ変換器４００は、検波器３０２から出力されたＯＦＤＭ信号の実数部および検波器３０３から出力されたＯＦＤＭ信号の虚数部に対し、一括してフーリエ変換演算を施すことにより、周波数軸上で多重されている各デジタル変調波の実数部および虚数部をそれぞれ分離する。復調データ検出器５００は、各デジタル変調波の実数部および虚数部を複素平面にマッピングし、その内部に設定されたしきい値に従い、そのマッピング位置から各キャリアを変調したデータを復調し、出力端子Ｏから復調したデータを出力する。
特開平５−１６７６３３号公報 「家庭の次世代サービスはテレビを越える」 日経エレクトロニクス（ｎｏ．５７４），１９９３年２月１５日，第１０１〜１２４頁 斉藤正典 「ＯＦＤＭ方式とその開発動向」 ＮＨＫ放送技術研究所，１９９４年９月１４日，ＥＩＡＪ技術セミナー資料の第１〜１５頁
上記のようなＯＦＤＭ信号は、無線または有線の伝送路を介して、送信装置から受信装置に伝送されるが、いずれの伝送路においてもＯＦＤＭ信号の減衰が生じる。ＯＦＤＭ信号の減衰量は、無線伝送路ではその距離の変化に応じて変化し、有線伝送路では伝送路の分岐数等に応じて変化する。ＯＦＤＭ信号の減衰量が変化すると、受信装置では、ＯＦＤＭ信号の受信レベルに変動が生じる。しかしながら、図１２の受信装置は、ＯＦＤＭ信号の受信レベルに変動が生じても、何ら補正することなくデータの復調処理を行っている。
そのため、復調データ検出器５００において頻繁に復調データの誤判定が生じるという問題点があった。
ところで、ＦＭ受信器等では、受信信号のエンベロープの変動に基づいて、受信レベルの変動を補正するような、自動利得制御増幅器が設けられている。このような補正の手法を図１２の受信装置に適用することも考えられるが、単一キャリアのＦＭ信号と異なり、ＯＦＤＭ信号では、多数の変調キャリアが周波数軸上で多重されているため、各シンボル区間における振幅，位相のパターンがランダムに変化する。このため、ＯＦＤＭ信号のエンベロープ波形も時間軸上で頻繁に変化し、そのようなエンベロープ波形に基づいて自動利得制御増幅器を制御すると、自動利得制御増幅器の利得が不安定になり、安定した制御が行えない。また、ＯＦＤＭ信号では、各キャリアの変調データが互いに異なるため、エンベロープ波形の変動と受信レベルの変動とが必ずしも相関するとは限らない。したがって、ＦＭ受信器におけるレベル補正の手法をＯＦＤＭ信号の受信装置に適用しても、受信レベルの変動を精度良く補正することができない。
また、図１２の受信装置では、周波数変換器１００における周波数シフト量が固定的に設定されているため、周波数帯のずれ、すなわち周波数帯の変動が生じても、この周波数帯の変動を補正できない。そのため、頻繁に復調データの誤判定が生じるという問題点があった。
ところで、ＡＭ受信器等では、受信信号の周波数弁別の変動に基づいて周波数帯の変動を補正するような周波数変換器が設けられている。このような補正の手法を図１２の受信装置に適用することも考えられるが、単一キャリアのＡＭ信号と異なり、ＯＦＤＭ信号では、多数の変調キャリアが周波数軸上で多重されているため、各シンボル区間における振幅，位相のパターンがランダムに変化する。このため、ＯＦＤＭ信号の周波数弁別波形も周波数軸上で頻繁に変化し、そのような周波数弁別波形に基づいて周波数変換器を制御すると、周波数変換器の周波数シフト量が不安定になり、安定した制御が行えない。また、ＯＦＤＭ信号では、各キャリアの変調データが互いに異なるため、周波数弁別波形の変動と周波数シフト量の変動とが必ずしも相関するとは限らない。したがって、ＡＭ受信器における周波数シフト量補正の手法をＯＦＤＭ信号の受信装置に適用しても、周波数帯の変動を精度良く補正することができない。
それ故に、本発明の目的は、受信レベルの変動を精度良く補正でき、結果として復調データの誤判定が生じることのない直交周波数多重信号の伝送方法およびその受信装置を提供することである。
本発明の他の目的は、周波数帯の変動を精度良く補正でき、結果として復調データの誤判定が生じることのない直交周波数多重信号の伝送方法およびその受信装置を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明の第１の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に直交周波数分割多重信号として送信する方法に向けられている。送信方法は、第１のシンボルを送信し、さらに、第２のシンボルを送信する。ここで、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。
また、本発明の第２の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を受信する方法に向けられている。受信方法は、第１のシンボルを受信し、さらに、第２のシンボルを受信する。ここで、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。受信方法はさらに、受信した第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、第２のシンボルを復調し送信データを得る。
また、受信方法はさらに、受信した第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する。
また、本発明の第３の局面は、有線または無線の伝送路を介し、送信側から受信側に対して、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に直交周波数分割多重信号として伝送する方法に向けられている。送信側は、第１のシンボルを送信し、さらに、第２のシンボルを送信する。ここで、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。また、受信側は、第２のシンボルを受信し、さらに、第１のシンボルを受信する。ここで、受信側はさらに、受信した第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、第２のシンボルを復調し送信データを得る。
また、受信側はさらに、受信した第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する。
また、本発明の第４の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を送信する送信装置に向けられている。送信装置は、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含む第１のシンボルを生成する手段と、送信データにより変調されるキャリアを含む第２のシンボルを生成する手段とを備える。
また、本発明の第５の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を受信する受信装置に向けられている。受信装置は、直交周波数分割多重信号を受信する受信手段を備える。ここで、直交周波数分割多重信号は、第１のシンボルと第２のシンボルとを含んでおり、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。受信装置はさらに、受信した第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、第２のシンボルを復調し送信データを得る復調手段を備える。
また、受信装置は、受信した第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する。
また、本発明の第６の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を生成する方法に向けられている。生成方法は、第１のシンボルを生成し、さらに、第２のシンボルを生成する。ここで、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。
また、本発明の第７の局面は、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を復調する方法に向けられている。ここで、直交周波数分割多重信号は、第１のシンボルと第２のシンボルとを含んでおり、第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、さらに、第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている。そして、復調方法は、受信した第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、第２のシンボルを復調し送信データを得る。
上記の第１−第７の局面のように、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと抑圧されたキャリアとを含む第１のシンボルと、１シンボルに含まれる複数の各キャリアが送信データにより変調されている第２のシンボルを送信することにより、受信側での相関が取りやすくなる。
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明において、送信側から受信側に伝送されるＯＦＤＭ信号の構成の一例を示す図である。特に、図１（ａ）はＯＦＤＭ信号の各シンボルを時間軸に沿って示し、図１（ｂ）は図１（ａ）の部分αを拡大して示している。
図１（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号Ｓは、ハッチングを付して示す自動利得制御用の特定のシンボルＳ0 と、ハッチングを付さないで示す復調用のシンボルＳm （ｍ＝１，２，…）とを時間軸に沿って並べることにより構成されている。シンボルＳ0 は、所定のシンボル間隔（例えば、１５シンボル間隔）毎に挿入されている。なお、このようなＯＦＤＭ信号Ｓは、伝送路上において、各シンボルＳ0 ，Ｓm について、実数部と虚数部とを重畳したアナログの複素信号の形態をとる。
各シンボルＳm は、周波数の異なる複数（数十〜数千、例えば５１２）のキャリア（シンボル時間ｔs において互いに直交している）を、周波数軸上で多重（高速逆フーリエ演算）することにより構成されている。各キャリアは、受信側で復調すべきデータでデジタル変調（例えば、ＱＰＳＫ変調，１６ＱＡＭ等）されている。このため、各シンボルＳm は、図１（ｂ）に示すように、ランダム状の振幅分布を示す。
各シンボルＳ0 は、例えば、上記複数のキャリアの１つ（例えば、周波数ｆc ）を無変調の単一トーン信号として残し、その他のキャリアを抑圧したものを、高速逆フーリエ演算することにより構成されている。このため、各シンボルＳ0 は、図１（ｂ）に示すように、特定のパターンの振幅分布を示す。このようなシンボルＳ0 は、時間軸成分が既知であるとともに、周波数軸成分も既知である。
ところで、ＯＦＤＭ信号Ｓは、有線や無線の伝送路（図示せず）を介して送信側から受信側に伝送される。このため、伝送路上においてＯＦＤＭ信号Ｓの減衰が生じる。したがって、受信側では、データを復調するにあたり、伝送路上で生じた減衰を補完するため、受信したＯＦＤＭ信号Ｓのレベルを補正する必要がある。このようなＯＦＤＭ信号Ｓの受信レベルを補正する操作は、シンボルＳ0 を用いて行われる。なぜならば、シンボルＳ0 は、常に同じパターンの信号を含むため、当該シンボルＳ0 の波形から受信レベルの変化を正確に測定できるからである。
図２は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図２において、この受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号が入力される入力端子Ｉと、帯域通過フィルタ１と、自動利得制御増幅器２と、直交検波器３と、Ａ／Ｄ変換器７および８と、フーリエ変換器４と、復調データ検出器５と、制御信号出力器６と、出力端子Ｏとを備えている。直交検波器３は、分波器３１と、検波器３２および３３と、キャリア再生器３４とを含む。制御信号出力器６は、エンベロープ検出器６１と、基準タイミング発生器６２と、シンボルタイミング同期回路６３と、シンボルエネルギ検出器６４と、制御信号切換器６５と、サンプルホールド器６６と、ローパスフィルタ６７とを含む。
図３は、図２に示す受信装置の各部の信号を示す波形図である。以下、この図３を参照して、図２の受信装置の動作を説明する。
受信装置で受信したＯＦＤＭ信号（図１参照）は、図示しない周波数変換器によって伝送路の占有周波数帯から中間周波数帯（中心周波数ｆc ）に変換された後、入力端子Ｉを介して帯域通過フィルタ１に入力される。帯域通過フィルタ１は、中間周波数帯のＯＦＤＭ信号から不要な帯域の信号成分を除去し、必要な帯域のＯＦＤＭ信号だけを取り出す。帯域通過フィルタ１から出力されたＯＦＤＭ信号は、自動利得制御増幅器２を介して直交検波器３に与えられる。
直交検波器３の分波器３１は、自動利得制御増幅器２から出力されるＯＦＤＭ信号を２つに分波し、分波したＯＦＤＭ信号を検波器３２および３３にそれぞれ出力する。キャリア再生器３４は、検波器３２に対し中心周波数ｆc の同相キャリアを出力し、検波器３３に対し中心周波数ｆc の直交キャリアを出力する。検波器３２は、分波器３１から出力されたＯＦＤＭ信号に同相キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の実数部を出力する。検波器３３は、分波器３１から出力されたＯＦＤＭ信号に直交キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の虚数部を出力する。すなわち、直交検波器３は、中間周波数帯のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器７は、検波器３２から出力されたＯＦＤＭ信号の実数部をアナログ信号からデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器８は、検波器３３から出力されたＯＦＤＭ信号の虚数部をアナログ信号からデジタル信号に変換する。
フーリエ変換器４は、Ａ／Ｄ変換器７から出力されたデジタルのＯＦＤＭ信号の実数部およびＡ／Ｄ変換器８から出力されたデジタルのＯＦＤＭ信号の虚数部に対して、一括してフーリエ変換演算を施すことにより、周波数軸上で各デジタル変調波の実数部および虚数部をそれぞれ分離する。なお、フーリエ変換器４は、クロック端子４ｃを有し、シンボルタイミング同期回路６３から出力されたシンボル同期信号に基づいて、フーリエ変換に使用する時間窓の時間軸の調整を開始するとともに、各シンボルのフーリエ変換を開始する。復調データ検出器５は、各デジタル変調波の実数部および虚数部を複素平面上にマッピングし、その内部に設定されたしきい値に従い、そのマッピング位置から各キャリアを変調したデータを復調する。
制御信号出力器６の動作モードは、直交検波器３の出力信号のエンベロープ波形に基づいて自動利得制御増幅器２の制御信号を発生する第１のモードと、フーリエ変換器４の出力信号のシンボルエネルギに基づいて自動利得制御増幅器２の制御信号を発生する第２のモードとを含む。制御信号出力器６は、ＯＦＤＭ信号の受信開始時は第１のモードで動作し、フーリエ変換器４の動作安定後（すなわち、受信信号に同期した後）に第２のモードで動作する。以下、制御信号出力器６の動作をより詳細に説明する。
エンベロープ検出器６１は、検波器３２および３３から出力されたＯＦＤＭ信号の各シンボルをエンベロープ検波することにより、各シンボルの包絡線を表すエンベロープ信号を出力する。エンベロープ検出器６１から出力されたエンベロープ信号は、基準タイミング発生器６２に与えられるとともに、その変動を平滑化するローパスフィルタ６７を介して制御信号切換器６５の制御信号入力端子６５ａに与えられる。
基準タイミング発生器６２は、シンボルＳ0 の特定パターンに対応した単一トーンデータを、その内部に予め記憶している。そして、基準タイミング発生器６２は、各シンボルごとに、エンベロープ検出器６１から出力されたエンベロープ信号と、記憶している単一トーンデータとの相関性を時間軸に沿って求めることにより、シンボルＳ0 を検出したか否かを表す基準タイミング信号を出力する。すなわち、基準タイミング発生器６２は、図３（ａ）および（ｂ）に示すように、シンボルＳ0 を検出した場合はハイレベル（電圧Ｖhigh）の基準タイミング信号を出力し、特定パターンを含まないシンボルＳm を検出した場合はローレベル（電圧Ｖlow ）の基準タイミング信号を出力する。なお、基準タイミング発生器６２は、その検出動作が受信信号に対して安定（同期）するまでの間（すなわち、非同期期間中）は、シンボルＳ0 が受信された場合であっても、ローレベル（電圧Ｖlow ）の基準タイミング信号を出力する。基準タイミング発生器６２から出力される基準タイミング信号は、シンボルタイミング同期回路６３およびサンプルホールド器６６のクロック端子６６ｃにそれぞれ入力される。
シンボルタイミング同期回路６３は、基準タイミング発生器６２から与えられる基準タイミング信号に基づいて、各シンボルに同期するシンボル同期信号（図３（ｃ）参照）を出力する。すなわち、シンボルタイミング同期回路６３は、その内部にクロック回路を備えており、基準タイミング信号の立ち上がりを検出する毎に、当該クロック回路から各シンボルの先頭に同期したクロックパルス（シンボル時間ｔs を１周期とするクロックパルス）、すなわちシンボル同期信号を出力する。このシンボル同期信号は、フーリエ変換器４のクロック端子４ｃおよびシンボルエネルギ検出器６４のクロック端子６４ｃにそれぞれ入力される。
また、シンボルタイミング同期回路６３は、基準タイミング発生器６２から与えられる基準タイミング信号に基づいて、ロック／アンロック信号（図３（ｄ）参照）を出力する。このロック／アンロック信号は、ローレベルでアンロック状態を示し、ハイレベルでロック状態を示す。受信開始当初、ロック／アンロック信号は、アンロック状態にある。シンボルタイミング同期回路６３は、その内部に上記クロックパルスを計数するカウンタを備えており、基準タイミング信号の立ち上がりを検出する毎に、当該カウンタをリセットする。シンボルタイミング同期回路６３は、内部カウンタが所定の計数値（シンボルＳ0 が挿入されるシンボル間隔であり、ここでは１５）に達した時点でリセットされる状態を所定回数繰り返せば（すなわち、シンボルＳ0 が所定回数安定して入力されれば）、フーリエ変換回路４での時間窓の調整が終了したものと判断し、ロック／アンロック信号をアンロック状態からロック状態に切り換える。このロック／アンロック信号は、制御信号切換器６５のクロック端子６５ｃに入力される。
シンボルエネルギ検出器６４は、その内部にＤ／Ａ変換器（図示せず）を備えている。シンボルエネルギ検出器６４は、シンボルタイミング同期回路６３から与えられるシンボル同期信号に同期して、フーリエ変換器４から出力された各シンボルの周波数軸上の各キャリアの信号成分を、デジタル演算によってシンボル期間ｔs 内で２乗積分（２乗したものを積分）することにより、各シンボルのエネルギをデジタル値で一旦求める。そして、この求めたデジタルのエネルギ値を、上記Ｄ／Ａ変換器でアナログ値に変換することにより、各シンボルのエネルギを表すアナログのシンボルエネルギ信号を出力する。なお、このエネルギは、各シンボルの平均レベルに正比例する。また、２乗するのは、各キャリアの振幅が時間軸に沿って正負に変動するので、その絶対値を取るためである。また、積分するのは、その平均を求めるためである。シンボルエネルギ検出器６４から出力されたシンボルエネルギ信号は、制御信号切換器６５の制御信号入力端子６５ｂに入力される。
制御信号切換器６５は、クロック端子６５ｃに入力されたロック／アンロック信号がアンロック状態のときはエンベロープ検出器６１から出力されたエンベロープ信号を選択し、ロック状態のときはシンボルエネルギ検出器６４から出力されたシンボルエネルギ信号を選択し、それぞれ自動利得制御増幅器２の制御信号として出力する。
サンプルホールド器６６は、クロック端子６６ｃに対して基準タイミング発生器６２から電圧Ｖhighの基準タイミング信号が入力された場合、すなわち自動利得制御増幅器２から特定のシンボルＳ0 が出力されている場合に、制御信号切換器６５によって選択された制御信号をサンプリングしてホールドする。サンプルホールド器６６にホールドされた制御信号は、自動利得制御増幅器２の制御端子２ｃに与えられる。自動利得制御増幅器２の利得Ａは、サンプルホールド器６６から与えられる制御信号の電圧レベルに従って変化する。
ＯＦＤＭ信号の受信レベルが大きくなると、これに正比例して、シンボルＳ0 のエンベロープ信号またはシンボルエネルギ信号のレベルも大きくなるため、自動利得制御増幅器２に与えられる制御信号の電圧レベルが大きくなる。このとき、自動利得制御増幅器２は、受信したＯＦＤＭ信号のレベルを小さくするように、その利得Ａを小さくする。一方、ＯＦＤＭ信号の受信レベルが小さくなると、これに正比例して、シンボルＳ0 のエンベロープ信号またはシンボルエネルギ信号のレベルも小さくなるため、自動利得制御増幅器２に与えられる制御信号の電圧レベルが小さくなる。このとき、自動利得制御増幅器２は、受信したＯＦＤＭ信号のレベルを大きくするように、その利得Ａを大きくする。その結果、自動利得制御増幅器２は、ＯＦＤＭ信号の受信レベルの変動を適正なレベルに補正することができる。
ところで、シンボルエネルギ信号は、各シンボルＳ0 のエネルギであり、しかもデジタル演算により求められているので、誤差をほとんど含まない。これに対し、エンベロープ信号は、各シンボルＳ0 の波形の頂点を結ぶ包絡線であるので、各シンボルＳ0 の波形と包絡線との差を誤差として含んでいる。しかも、エンベロープ信号は、自動利得制御増幅器２の制御信号として用いるためにフィルタリング処理（ローパスフィルタ６７で行っている）が必要となり、このフィルタリング処理においても誤差が発生する。このため、エンベロープ信号よりもシンボルエネルギ信号を用いた方が、自動利得制御増幅器２の利得の制御精度を向上させることができる。
しかしながら、フーリエ変換器４は、シンボルタイミング同期回路６３からシンボル同期信号が出力されると、フーリエ変換に使用する時間窓の時間軸の調整を開始するが、この時間窓の時間軸の調整には時間がかかるため、ＯＦＤＭ信号の受信開始時には、時間窓と受信シンボルとの同期がとれていない状態（すなわち、時間窓が隣接する複数のシンボルに跨って設定されている状態）が生じるおそれがある。このような状態では、フーリエ変換器４およびシンボルエネルギ検出器６４の正常な動作が保証されない。
そこで、制御信号出力器６は、ＯＦＤＭ信号の受信開始後しばらくの間（フーリエ変換器４の時間窓の時間軸の調整が完全に終了するまでの間）は、第１の動作モードで、すなわちシンボルＳ0 のエンベロープ信号に基づいて、自動利得制御増幅器２の利得を制御する。その後、制御信号出力器６は、第２の動作モードで、すなわちシンボルＳ0 のシンボルエネルギ信号に基づいて、自動利得制御増幅器２の利得を制御する。
上記のように、図２の実施形態によれば、基準タイミング発生器６２によって特定のシンボルＳ0 を定期的に検出し、このシンボルＳ0 に対するエンベロープ信号またはシンボルエネルギ信号をサンプルホールド器６６でサンプルホールドして自動利得制御増幅器２の制御端子２ｃにフィードバックさせているので、自動利得制御増幅器２の利得制御の精度を向上させることができる。また、利得制御により伝送路における減衰が補完される、すなわち受信レベルが補正されるので、復調データの誤判定を防止することができる。
なお、上記実施形態では、シンボルＳ0 を、１５シンボル間隔で挿入するようにしたが、他のシンボル間隔で挿入するようにしてもよい。また、上記実施形態では、１つのキャリアだけを無変調の単一トーン信号として用い、その他のキャリアを抑圧することにより、シンボルＳ0 を構成したが、シンボルＳ0 は、時間軸成分および周波数軸成分が既知で、時間軸に沿った振幅，位相の変化が予め定められた特定パターンを示すような信号であれば他の方法で構成されてもよい。例えば、１つのキャリアの振幅を既知の複数のデータ（例えば、「１」のデータと，「２」のデータ）により振幅変調するようにしてもよい。この場合には、エンベロープ検出器６１から出力されるエンベロープ信号の包絡線に多少の凹凸が生じるがローパスフィルタ６７により平滑化されるため、制御信号として用いることができる。
また、上記実施形態では、直交検波器３から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号をエンベロープ検出器６１に入力するようにしたが、自動利得制御増幅器２以降であれば、自動利得制御増幅器２、Ａ／Ｄ変換器７，８、フーリエ変換器４のいずれかの出力をエンベロープ検出器６１に入力するようにしてもよい。
また、上記実施形態では、フーリエ変換器４の出力をシンボルエネルギ検出器６４に入力するようにしたが、自動利得制御増幅器２以降であれば、自動利得制御増幅器２、直交検波器３、Ａ／Ｄ変換器７，８のいずれかの出力をシンボルエネルギ検出器６４に入力するようにしてもよい。
また、上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換器７，８を設けたが、これを削除してアナログのままフーリエ変換、シンボルエネルギ検出を行うようにしてもよい。
また、上記実施形態では、制御信号出力器６は、２つの動作モードで動作するように構成されているが、第１の動作モードでだけ動作するように構成されても良い。この場合、制御信号出力器は、エンベロープ検出器６１、基準タイミング発生器６２およびサンプルホールド器６６だけを備えることになる。
さらに、制御信号出力器６は、第２の動作モードだけで動作するように構成されてもよい。この場合、制御信号出力器は、エンベロープ検出器６１、基準タイミング発生器６２、シンボルタイミング同期回路６３、シンボルエネルギ検出器６４およびサンプルホールド器６６だけを備えることになる。
図４は、本発明において、送信側から受信側に伝送されるＯＦＤＭ信号の構成の他の例を示す図である。特に、図４（ａ）はＯＦＤＭ信号の各シンボルを時間軸に沿って示し、図４（ｂ）は図４（ａ）の部分αを拡大して示している。
図４（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号Ｓは、ハッチングを付して示す周波数変換制御用の特定のシンボルＳ0 と、ハッチングを付さないで示す復調用のシンボルＳm （ｍ＝１，２，…）とを時間軸に沿って並べることにより構成されている。シンボルＳ0 は、所定のシンボル間隔（例えば、１５シンボル間隔）毎に挿入されている。なお、このようなＯＦＤＭ信号Ｓは、伝送路上において、各シンボルＳ0 ，Ｓm について、実数部と虚数部とを重畳した複素信号の形態をとる。
各シンボルＳm は、周波数の異なる複数（数十〜数千、例えば５１２）のキャリア（シンボル時間ｔs において互いに直交している）を、周波数軸上で多重（高速逆フーリエ演算）することにより構成されている。各キャリアは、受信側で復調すべきデータでデジタル変調（例えば、ＱＰＳＫ変調，１６ＱＡＭ等）されている。このため、各シンボルＳm は、図４（ｂ）に示すように、ランダム状の振幅分布を示す。
各シンボルＳ0 は、例えば、上記複数のキャリアの１つ（例えば、周波数ｆc ）を、２値（例えば、「１」と「２」）の疑似ランダム符号により振幅変調することで、疑似ランダム信号として残し、その他のキャリアを抑圧したものを、高速逆フーリエ演算することにより構成されている。このため、各シンボルＳ0 は、図４（ｂ）に示すように、特定のパターンの振幅分布を示す。このようなシンボルＳ0 は、時間軸成分が既知であるとともに、周波数軸成分も既知である。
なお、疑似ランダム符号のデータスピードは、好ましくは、ＯＦＤＭシンボルレートの整数倍に選ばれている。こうすることで、１つのシンボルＳ0 内に整数個の疑似ランダム符号情報が収まることになり、受信側での同期が取り易くなる。また、使用する疑似ランダム符号のパターンの繰り返し周期（反復周期）は、シンボル周期と同一であることが好ましい。この場合、一方の符号（例えば、「１」）の出現する回数と、他方の符号（例えば、「２」）の出現する回数とが等しくなり、受信側での相関が取り易くなる。
ところで、図４に示すＯＦＤＭ信号Ｓは、有線や無線の伝送路（図示せず）を介して送信側から受信側に送られる。このため、送信側（図示せず）は、ＯＦＤＭ信号Ｓを中間周波数帯（中心周波数ｆc ）から伝送路の占有周波数帯（中心周波数ｆr ）に変換するようにしている。一方、受信側では、データの復調にあたって、受信したＯＦＤＭ信号Ｓを伝送路の占有周波数帯から復調作業のための中間周波数帯（中心周波数ｆc ）に変換するようにしている。以下に説明する実施形態では、ＯＦＤＭ信号Ｓを占有周波数帯から中間周波数帯に周波数変換する操作は、シンボルＳ0 を用いて行われる。なぜならば、シンボルＳ0 は、常に同じパターンの信号を含むため、当該シンボルＳ0 の波形から周波数帯の変化を正確に測定できるからである。
図５は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図５において、受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号が入力される入力端子Ｉと、周波数変換器１０と、直交検波器３と、フーリエ変換器４と、復調データ検出器５と、制御信号出力器６０と、出力端子Ｏとを備えている。直交検波器３は、分岐器３１と、検波器３２および３３と、キャリア再生器３４とを含む。制御信号出力器６０は、エンベロープ検波器６１と、基準タイミング発生器６２と、シンボルタイミング同期回路６３と、サンプルホールド器６６と、周波数弁別器６８とを含む。なお、対応関係を明確にする目的で、図５の実施形態において、図２の実施形態と同様の構成部分には、同一の参照番号を付してある。
図６は、図５に示す受信装置の各部の信号を示す波形図である。以下、この図６を参照しながら図５の受信装置の動作を説明する。
受信装置で受信した伝送路の占有周波数帯（中心周波数ｆr ）のＯＦＤＭ信号（図６（ａ）参照）は、入力端子Ｉに入力され、周波数変換器１０によって中間周波数帯（中心周波数ｆc ）のＯＦＤＭ信号に変換された後、直交検波器３に入力される。
直交検波器３の分波器３１は、周波数変換器１０から出力されるＯＦＤＭ信号を２つに分波し、分波したＯＦＤＭ信号を検波器３２および３３にそれぞれ出力する。キャリア発生器３４は、検波器３２に対し中心周波数ｆc の同相キャリアを出力し、検波器３３に対し中心周波数ｆc の直交キャリアを出力する。検波器３２は、分波器３１から出力されたＯＦＤＭ信号に同相キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の実数部を出力する。検波器３３は、分波器３１から出力されたＯＦＤＭ信号に直交キャリアを乗算することにより、ＯＦＤＭ信号の虚数部を出力する。すなわち、直交検波器３は、中間周波数帯のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換する。
フーリエ変換器４は、検波器３２から出力されたＯＦＤＭ信号の実数部および検波器３３から出力されたＯＦＤＭ信号の虚数部に対して、一括してフーリエ変換演算を施すことにより、周波数軸上で各デジタル変調波の実数部および虚数部をそれぞれ分離する。復調データ検出器５は、各デジタル変調波の実数部および虚数部を複素平面にマッピングし、その内部に設定されたしきい値に従い、そのマッピング位置から各キャリアを変調したデータを復調する。
次いで、制御信号出力器６０の動作をより詳細に説明する。エンベロープ検波器６１は、周波数変換器１０から出力されるＯＦＤＭ信号の各シンボルをエンベロープ検波することにより、各シンボルの包絡線を表すエンベロープ信号を出力する。エンベロープ検波器６１から出力されたエンベロープ信号は、基準タイミング発生器６２に与えられる。
基準タイミング発生器６２は、シンボルＳ0 の特定パターン対応した２値疑似ランダムデータを、その内部に予め記憶している。そして、基準タイミング発生器６２は、各シンボルごとに、エンベロープ検波器６１から出力されたエンベロープ信号と、記憶している２値擬似ランダムデータとの相関を時間軸に沿って求めることにより、シンボルＳ0 を検出したか否かを表す基準タイミング信号を出力する。すなわち、基準タイミング発生器６２は、図６（ａ）および（ｂ）に示すように、特定パターンを含むシンボルＳ0 を検出した場合はハイレベル（電圧Ｖ１）の基準タイミング信号を出力し、特定パターンを含まないシンボルＳm を検出した場合はローレベル（電圧Ｖ２）の基準タイミング信号を出力する。基準タイミング発生器６２から出力される基準タイミング信号は、サンプルホールド器６６のクロック端子６６ｃおよびシンボルタイミング同期回路６３に入力される。
シンボルタイミング同期回路６３は、基準タイミング発生器６２から与えられる基準タイミング信号に基づいて、各シンボルに同期するシンボル同期信号を出力する。すなわち、シンボルタイミング同期回路６３は、その内部にクロック回路を備えており、基準タイミング信号の立ち上がりを検出する毎に、当該クロック回路から各シンボルの先頭に同期したクロックパルス（シンボル時間ｔs を１周期とするクロックパルス）、すなわちシンボル同期信号を出力する。このシンボル同期信号は、フーリエ変換器４のクロック端子４ｃのクロック端子６４ｃに入力される。
フーリエ変換器４は、検波器３２から出力されたデジタルのＯＦＤＭ信号の実数部および検波器３３から出力されたデジタルのＯＦＤＭ信号の虚数部に対して、一括してフーリエ変換演算を施すことにより、周波数軸上で各デジタル変調波の実数部および虚数部をそれぞれ分離する。なお、フーリエ変換器４は、クロック端子４ｃを有し、シンボルタイミング同期回路６３から出力されたシンボル同期信号に基づいて、フーリエ変換に使用する時間窓の時間軸の調整を開始するとともに、各シンボルのフーリエ変換を開始する。復調データ検出器５は、各デジタル変調波の実数部および虚数部を複素平面上にマッピングし、その内部に設定されたしきい値に従い、そのマッピング位置から各キャリアを変調したデータを復調する。
周波数弁別器６８は、各シンボルを周波数弁別することにより、各シンボルの周波数に応じた電圧を発生する。サンプルホールド器６６は、クロック端子６６ｃに対して基準タイミング発生器６２から電圧Ｖ１の基準タイミング信号が入力された場合、すなわち周波数変換器１０から特定のシンボルＳ0 が出力されている場合に、周波数弁別器６８から出力された周波数弁別信号をサンプリングしてホールドする。サンプルホールド器６６にホールドされた周波数弁別信号は、制御信号として周波数変換器１０の制御端子１０ｃに与えられる。周波数変換器１０の周波数シフト量は、サンプルホールド器６６から与えられる制御信号の電圧レベルに従って変化する。
周波数変換器１０から出力されたＯＦＤＭ信号の周波数帯が高くなると、これに正比例して、周波数弁別器６８から出力されるシンボルＳ0 の周波数弁別信号のレベルも大きくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧レベルが大きくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数帯を低くするように、その周波数シフト量を大きくする。一方、ＯＦＤＭ信号の周波数が低くなると、これに正比例して、シンボルＳ0 の周波数弁別信号のレベルも小さくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧レベルが小さくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数帯を高くするように、その周波数シフト量を小さくする。その結果、周波数変換器１０は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯の変動を適正な中間周波数帯（中心周波数ｆc ）に補正することができる。
上記のように、図５の第２の実施形態によれば、基準タイミング発生器６２により特定のシンボルＳ0 を定期的に検出し、このシンボルＳ0 における周波数弁別信号を制御信号としてサンプルホールドし、制御信号を周波数変換器１０の制御端子１０ｃにフィードバックさせているので、周波数変換器１０の周波数シフト量制御の精度を向上させることができる。また、周波数シフト量制御により周波数帯の変動が補正されるので、中間周波数帯からのずれがなくなり、復調データの誤判定を防止することができる。
図７は、本発明の第３の実施形態の受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図５の受信装置と対応する部分には同一の参照番号を付し、説明を省略する。この第３の実施形態で注目すべきは、図５の周波数弁別器６８に代えて周波数領域エネルギ検出器７１を用いることにより、制御信号出力器７０を構成したことである。
図８は、図７の周波数領域エネルギ検出器７１の動作を説明するための波形図である。特に、図８（ａ）はシンボルＳ0 のパワースペクトラムを周波数軸に沿って示し、図８（ｂ）は図８（ａ）のパワースペクトラムの積分値を示し、図８（ｃ）は周波数領域エネルギ信号を示している。以下、この図８を参照しながら図７の受信装置の動作を説明する。
周波数領域エネルギ検出器７１は、そのクロック端子７１ｃに対し、シンボルタイミング同期回路６３から与えられるシンボル同期信号に同期して、各シンボル毎に以下に述べるような一連の動作を行う。まず、周波数領域エネルギ検出器７１は、図８（ａ）に示すように、フーリエ変換器４の出力の内、０〜ｆs の周波数範囲に分布するキャリア（２値の疑似ランダム信号により振幅変調されている）を、（１／２）ｆs を境に、２つの領域α１，α２に分ける。ここで、ｆs は、フーリエ変換器４で使用されるサンプリングクロックの周波数である。また、各シンボルのスペクトラムは、（１／２）ｆs を境に折り返されているため、高域側成分が（１／２）ｆs より周波数の低い領域α１に、低域側成分が（１／２）ｆs より周波数の高い領域α２に現れている。
次に、周波数領域エネルギ検出器７１は、図８（ｂ）に示すように、領域α１のパワースペクトル成分と、領域α２のパワースペクトル成分とをそれぞれ２乗積分することにより、領域α１のエネルギＥ１と，領域α２のエネルギＥ２とを求める。なお、これらのエネルギＥ１，Ｅ２は、各シンボルの平均レベルに比例する。また２乗するのは、各キャリアの振幅が時間軸に沿って正負に変動するので、その絶対値を取るためである。また、積分するのは、各シンボルの平均を求めるためである。
次に、周波数領域エネルギ検出器７１は、領域α１のエネルギＥ１と領域α２のエネルギＥ２とを比較し、図８（ｃ）に示すように、エネルギの差（Ｅ１−Ｅ２）に対応する電圧値を有する周波数領域エネルギ信号を発生する。この周波数領域エネルギ信号は、領域α１のエネルギＥ１の方が大きい場合は正の電圧値ＶHIGHを、領域α２のエネルギＥ２の方が大きい場合は負の電圧値ＶLOW を示す。ところで、シンボルＳ0 では、周波数帯のずれが無い場合、領域α１，α２の電力の分布が等しくなり、周波数領域エネルギ信号の電圧値は０となる。したがって、シンボルＳ0 の周波数領域エネルギ信号の極性および電圧値に基づいて、中心周波数ｆc からのずれ方向とずれ量とがわかる。
サンプルホールド器６６は、クロック端子６６ｃに対して基準タイミング発生器６２から電圧Ｖ１の基準タイミング信号が入力された場合、すなわち周波数変換器１０から特定のシンボルＳ0 が出力されている場合に、周波数領域エネルギ検出器７１から出力された周波数領域エネルギ信号をサンプリングしてホールドする。サンプルホールド器６６にホールドされた周波数領域エネルギ信号は、制御信号として周波数変換器１０の制御端子１０ｃに与えられる。周波数変換器１０の周波数シフト量は、サンプルホールド器６６から与えられる制御信号の電圧レベルに従って変化する。
周波数変換器１０から出力されたＯＦＤＭ信号の周波数帯が高くなると、周波数領域エネルギ検出器７１から出力されるシンボルＳ0 の周波数領域エネルギ信号の電圧値ＶHIGHが正方向に大きくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧も正方向に大きくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数帯を低くするように、その周波数シフト量を大きくする。一方、ＯＦＤＭ信号の周波数帯が低くなると、シンボルＳ0 の周波数領域エネルギ信号の電圧ＶLOW が負方向に大きくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧も負方向に大きくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数を高くするように、その周波数シフト量を小さくする。その結果、周波数変換器１０は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯の変動を適正な中間周波数帯（中心周波数ｆc ）に補正することができる。なお、サンプルホールド器６６によりサンプルホールドされた制御信号を、シンボルＳ0 の複数周期分にわたって平均化するようにしてもよい。
上記のように、図７の第３の実施形態によれば、基準タイミング発生器６２により特定のシンボルＳ0 を定期的に検出し、このシンボルＳ0 における周波数領域エネルギ信号を制御信号としてサンプルホールドし、周波数変換器１０の制御端子１０ｃにフィードバックさせているので、周波数変換器１０の周波数シフト量制御の精度を向上させることができる。また、周波数シフト量制御により周波数帯の変動が補正されるので、中間周波数帯からのずれがなくなり、復調データの誤判定を防止することができる。
図９は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図５の受信装置と対応する部分には同一の参照番号を付し、説明を省略する。この実施形態で注目すべきは、図５の周波数弁別器６８に代えて、相関検出器８１およびピーク値周波数検出器８２を用いることにより、制御信号出力器８０を構成したことである。
図１０は、図９の制御信号出力器８０の各部の信号を示す波形図である。特に、図１０（ａ）は相関信号を周波数軸に沿って示し、図１０（ｂ）はピーク値周波数検出信号を示している。以下、この図１０を参照しながら図９の受信装置の動作を説明する。
相関検出器８１は、特定のシンボルＳ0 についての理想的な周波数成分の情報を、参照情報として予め記憶している。相関検出器８１は、この参照情報とフーリエ変換器４から出力された周波数軸上のデータとの相関を求めることにより、図１０（ａ）に示すような相関信号を出力する。相関検出器８１における相関検出動作は、シンボルタイミング同期回路６３からクロック端子８１ｃに与えられるシンボル同期信号に同期して、各シンボル毎に行われるが、特に、フーリエ変換器４から特定のシンボルＳ0 が出力されたときに意味を持つことになる。そのため、フーリエ変換器４から特定のシンボルＳ0 が出力された場合について説明すると、相関検出器８１は、一旦、そのシンボルＳ0 の情報を、検出対象情報として内部メモリ（図示せず）に記憶する。ここで、相関検出器８１が予め記憶している参照情報と、その内部メモリに記憶される検出対象情報は、共に周波数軸上で離散的に存在するディジタルの疑似ランダム信号である。相関検出器８１は、周波数軸上で、検出対象情報と参照情報とを重ねて、それぞれに含まれる符号情報同士を乗算し、さらにそれらの総和を求める。このとき、相関検出器８１は、周波数軸上での検出対象情報の位置を、符号単位毎にずらしながら、参照情報との間の乗算結果の総和を求めていく。そして、この総和の集合が相関信号となる。当該相関信号は、周波数軸上で、検出対象情報に含まれる各符号情報と、参照情報に含まれる各符号情報との対応関係が一致したときにピークを呈する。
フーリエ変換器４からシンボルＳ0 が出力された場合において、例えば周波数のずれΔｆが「０」であるとき、相関検出器８１は、図１０（ａ）のβ１に示すように、中心周波数ｆc の位置にピーク値を持つ相関信号を出力する。また、シンボルＳ0 が出力された場合において、例えば高い方に周波数のずれΔｆがあるとき、相関検出器８１は、図１０（ａ）のβ２に示すようにピーク値の出現がずれ、ピーク値が周波数軸において高い側に生じる相関信号を出力する。したがって、このような相関信号から、周波数のずれ方向とそのずれ量とを検出することができる。
ピーク値周波数検出器８２は、相関検出器８１から出力された相関信号のピーク値の存在場所と中心周波数ｆc とを比較し、その差Δｆに対応する電圧値ΔＶを有するピーク値周波数信号（図１０（ｂ）参照）を出力する。
サンプルホールド器６６は、クロック端子６６ｃに対して基準タイミング発生器６２から電圧Ｖ１の基準タイミング信号が入力された場合、すなわち周波数変換器１０から特定のシンボルＳ0 が出力されている場合に、ピーク値周波数検出器８２から出力されたピーク値周波数信号をサンプリングしてホールドする。サンプルホールド器６６にホールドされたピーク値周波数信号は、制御信号として周波数変換器１０の制御端子１０ｃに与えられる。周波数変換器１０の周波数シフト量は、サンプルホールド器６６から与えられる制御信号の電圧レベルに従って変化する。
周波数変換器１０から出力されたＯＦＤＭ信号の周波数帯が高くなると、ピーク値周波数検出器８２から出力されるシンボルＳ0 のピーク値周波数信号のレベルΔＶも正方向に大きくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧レベルが大きくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数帯を低くするように、その周波数シフト量を大きくする。一方、ＯＦＤＭ信号の周波数が低くなると、シンボルＳ0 のピーク値周波数信号のレベルΔＶも負方向に大きくなるため、周波数変換器１０に与えられる制御信号の電圧レベルが負方向に大きくなる。このとき、周波数変換器１０は、出力するＯＦＤＭ信号の周波数帯を高くするように、その周波数シフト量を小さくする。その結果、周波数変換器１０は、ＯＦＤＭ信号の周波数帯の変動を適正な中間周波数帯（中心周波数ｆc ）に補正することができる。
上記のように、図９の第４の実施形態によれば、基準タイミング発生器６２により特定のシンボルＳ0 を定期的に検出し、このシンボルＳ0 におけるピーク値周波数信号を制御信号としてサンプルホールドし、周波数変換器１０の制御端子１０ｃにフィードバックさせているので、周波数変換器１０の周波数シフト量制御の精度を向上させることができる。また、周波数シフト量制御により周波数帯の変動が補正されるので、中間周波数帯からのずれがなくなり、復調データの誤判定を防止することができる。
なお、上記第２〜第４の実施形態では、シンボルＳ0 を、１５シンボル間隔で挿入するようにしたが、他のシンボル間隔で挿入するようにしてもよい。また、上記第２〜第４の実施形態では、１つのキャリアだけを２値の疑似ランダム符号により振幅変調し、その他のキャリアを抑圧することにより、各シンボルＳ0 を構成したが、シンボルＳ0 は、時間軸成分および周波数軸成分が既知で、時間軸に沿った振幅，位相の変化が予め定められた特定パターンを示すような信号であれば他の方法で構成されてもよい。例えば、１つのキャリアだけを無変調の単一トーン信号として用い、その他のキャリアを抑圧したような信号（図１参照）で構成されてもよい。
また、上記第２〜第４の実施形態では、周波数変換器１０から出力される中間周波数帯のＯＦＤＭ信号をエンベロープ検出器６１（第２の実施形態では、さらに周波数弁別器６８）に入力するようにしたが、周波数変換器１０以降であれば、直交検波器３、フーリエ変換器４のいずれかの出力をエンベロープ検出器６１（および周波数弁別器６８）に入力するようにしてもよい。
さらに、上記第３および第４の実施形態では、フーリエ変換器４の出力を、それぞれ、周波数領域エネルギ検出器７１および相関検出器８１に入力するようにしたが、周波数変換器１０以降であれば、周波数変換器１０、直交検波器３のいずれかの出力を周波数領域エネルギ検出器７１および相関検出器８１に入力するようにしてもよい。
また、第１の実施形態は受信レベルの変動を補正するように、また第２〜第４の実施形態は周波数帯の変動を補正するように構成されているが、第２〜第４の実施形態のいずれかを第１の実施形態と組み合わせることにより、受信レベルの変動および周波数帯の変動の両方を補正し得るような受信回路を構成するようにしても良い。
本発明に係る送信方法および受信方法は、復調データの誤判定が生じないことが要求されるディジタル音声放送または地上ディジタルテレビ放送等に有用である。
本発明において、送信側から伝送されるＯＦＤＭ信号の構成の一例を示す図 本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図 図２に示す受信装置の各部の信号を示す波形図 本発明において、送信側から伝送されるＯＦＤＭ信号の構成の他の例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図 図５に示す受信装置の各部の信号を示す波形図 本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図 図７に示す周波数領域エネルギ検出器７１の動作を説明するための波形図 本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図 図９に示す制御信号出力器８０の各部の信号を示す波形図 送信側から送信された従来のＯＦＤＭ信号の構成を示す図 第１および第３の従来技術から類推されるＯＦＤＭ信号の受信装置の構成を示すブロック図
１ 帯域通過フィルタ
２ 自動利得制御増幅器
３ 直交検波器
３１ 分波器
３２，３３ 検波器
３４ キャリア再生器
４ フーリエ変換器
５ 復調データ検出器
６ 制御信号出力器
６１ エンベロープ検出器
６２ 基準タイミング発生器
６３ シンボルタイミング同期回路
６４ シンボルエネルギ検出器
６５ 制御信号切換器
６６ サンプルホールド器
６７ ローパスフィルタ
７，８ Ａ／Ｄ変換器
１０ 周波数変換器
６０ 制御信号出力器
６８ 周波数弁別器
７０ 制御信号出力器
７１ 周波数領域エネルギ検出器
８０ 制御信号出力器
８１ 相関検出器
８２ ピーク値周波数検出器
Ｓ ＯＦＤＭ信号
Ｓ0 ，Ｓm シンボル
ｔs シンボル時間

Claims (10)

  1. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に直交周波数分割多重信号として送信する方法であって、
    第１のシンボルを送信し、
    第２のシンボルを送信し、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている、送信方法。
  2. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を受信する方法であって、
    第１のシンボルを受信し、
    第２のシンボルを受信し、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されており、
    受信した前記第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、前記第２のシンボルを復調し前記送信データを得る、受信方法。
  3. 受信した前記第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する、請求項２記載の受信方法。
  4. 有線または無線の伝送路を介し、送信側から受信側に対して、互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に直交周波数分割多重信号として伝送する方法であって、
    前記送信側は、
    第１のシンボルを送信し、
    第２のシンボルを送信し、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されており、
    前記受信側は、
    前記第２のシンボルを受信し、
    前記第１のシンボルを受信し、
    受信した前記第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、前記第２のシンボルを復調し前記送信データを得る、伝送方法。
  5. 受信した前記第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する、請求項４記載の伝送方法。
  6. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を送信する送信装置であって、
    既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含む第１のシンボルを生成する手段と、
    送信データにより変調されるキャリアを含む第２のシンボルを生成する手段とを備える、送信装置。
  7. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
    前記直交周波数分割多重信号を受信する受信手段を備え、
    前記直交周波数分割多重信号は、第１のシンボルと第２のシンボルとを含んでおり、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されており、
    前記受信装置はさらに、受信した前記第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、前記第２のシンボルを復調し前記送信データを得る復調手段を備える、受信装置。
  8. 前記受信装置は、受信した前記第１のシンボルに基づいて、周波数帯の変動を補正する、請求項７記載の受信装置。
  9. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を生成する方法であって、
    第１のシンボルを生成し、
    第２のシンボルを生成し、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されている、直交周波数分割多重信号生成方法。
  10. 互いに直交する周波数関係にある複数のキャリアを含むシンボル毎に送信される直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、
    前記直交周波数分割多重信号は、第１のシンボルと第２のシンボルとを含んでおり、
    前記第１のシンボルは、既知の擬似ランダム符号により変調されたキャリアと、抑圧されたキャリアとを含み、
    前記第２のシンボルは、当該シンボルに含まれるキャリアが送信データにより変調されており、
    受信した前記第１のシンボルにより得られた同期情報に基づいて、前記第２のシンボルを復調し前記送信データを得る、復調方法。
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