WO2007052456A1 - Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法 - Google Patents

Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2007052456A1
WO2007052456A1 PCT/JP2006/320406 JP2006320406W WO2007052456A1 WO 2007052456 A1 WO2007052456 A1 WO 2007052456A1 JP 2006320406 W JP2006320406 W JP 2006320406W WO 2007052456 A1 WO2007052456 A1 WO 2007052456A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
carrier
quadrature
phase
component
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/320406
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Toshiaki Kubuki
Original Assignee
Pioneer Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Pioneer Corporation filed Critical Pioneer Corporation
Priority to JP2007542306A priority Critical patent/JP4458548B2/ja
Priority to EP06811694.6A priority patent/EP1944872B1/en
Publication of WO2007052456A1 publication Critical patent/WO2007052456A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
    • H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/066—Carrier recovery circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/08—Amplitude regulation arrangements

Definitions

  • the present invention relates to an AM receiving apparatus and an AM receiving method for receiving, for example, AM radio broadcasting.
  • AM amplitude modulation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional general superheterodyne AM receiver.
  • This AM receiver includes a high-frequency amplifier that amplifies a high-frequency received signal with antenna power, a filter that suppresses unnecessary signals, a mixer for converting to an intermediate frequency (IF intermediate frequency), and a frequency converter that is a local oscillator power, An intermediate frequency band-pass filter that extracts the necessary intermediate frequency components, an intermediate frequency amplifier, a detector, and an automatic gain controller are included, and the detector detects the envelope (envelope) detected detection signal.
  • IF intermediate frequency intermediate frequency
  • An intermediate frequency band-pass filter that extracts the necessary intermediate frequency components
  • an intermediate frequency amplifier, a detector, and an automatic gain controller are included, and the detector detects the envelope (envelope) detected detection signal.
  • phase synchronization PLL: Phase Locked
  • Loop circuit
  • Non-Patent Document 1 “NHK Radio Technology Textbook (AM / FM / PCM)” edited by Japan Broadcasting Corporation, Japan Broadcasting Association, 1993, pp. 201-220.
  • a PLL circuit In the above-described conventional AM receiver using synchronous detection, a PLL circuit is generally used. However, the PLL circuit causes a delay with respect to a phase fluctuation generated in a transmission line or the like, and immediately, like an AM stereo broadcast wave. It may be difficult to synchronize a signal in which phase modulation is added to amplitude modulation. [0007] In addition, when a DC component included in a detection signal is fed back to an intermediate frequency amplifier as a gain control signal with a conventional automatic gain controller, sufficient followability cannot be obtained with respect to a sudden change in signal strength. There was a problem.
  • the force S which has the advantage of not needing the regeneration of the carrier wave, and the detected DC component due to the carrier wave in the signal after detection.
  • the detection signal is distorted.
  • detection by digital signal processing requires a sufficiently high sampling frequency to increase the detection efficiency. Has a point.
  • the present invention has been made in view of the conventional problems as described above, and can quickly follow phase fluctuations and signal intensity fluctuations, and can reduce the distortion of a detection signal.
  • the purpose is to provide equipment.
  • the invention described in claim 1 is an AM receiver that reproduces a detection signal from an AM modulated signal, and a quadrature signal generating unit that generates an in-phase component and a quadrature component from the AM modulated signal; A first carrier recovery means for recovering an in-phase carrier signal from the in-phase component; a second carrier recovery means for recovering an orthogonal carrier signal from the quadrature component; and the in-phase carrier signal for the in-phase component and the quadrature component. And a detection calculation means for generating a detection signal from the in-phase component and the quadrature component by detecting each of the signal and the quadrature carrier signal.
  • the invention according to claim 4 is an AM receiving apparatus comprising: a detection unit that detects a detection signal from an AM modulated signal; and an automatic gain control unit that performs gain control on the detection signal.
  • the gain control means includes a quadrature signal generation means for generating an in-phase component and a quadrature component from the AM modulated signal, a first carrier recovery means for recovering an in-phase carrier signal from the in-phase component, and a quadrature carrier signal from the quadrature component.
  • a second carrier reproducing means for reproducing the signal and intensity signal generating means for detecting a signal intensity of the in-phase carrier signal and the quadrature carrier signal and generating an intensity signal indicating the detected signal intensity.
  • the gain control is performed on the detection signal in accordance with an intensity signal.
  • the invention according to claim 6 is an AM reception method for reproducing a detection signal from an AM modulated signal.
  • a quadrature signal generating step for generating an in-phase component and a quadrature component from the AM modulated signal, a first carrier recovery step for recovering an in-phase carrier signal from the in-phase component, and a quadrature carrier signal from the quadrature component.
  • detecting a detection signal from the in-phase component and the quadrature component respectively, by detecting each of the in-phase component and the quadrature component with the in-phase carrier signal and the quadrature carrier signal.
  • a detection calculation step to be generated.
  • the invention according to claim 7 is an AM reception method for performing gain control on a detected signal that has been detected by AM modulated signal force, and generates an in-phase component and a quadrature component from the AM modulated signal. Generating a quadrature signal, a first carrier recovery step for reproducing the in-phase carrier signal, a second carrier recovery step for reproducing a quadrature carrier signal from the quadrature component, and the in-phase carrier signal and the quadrature signal. And an intensity signal generating step of generating an intensity signal indicating the detected signal intensity, and performing the gain control on the detection signal according to the intensity signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional AM receiver.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an AM receiver according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an AM receiving apparatus according to a second embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating an overall configuration of an AM receiver according to an embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a detection unit and an automatic gain adjustment unit shown in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • the AM receiving apparatus includes a quadrature signal generation means 8, a detection calculation means 9, and a carrier wave recovery means 11a and l ib constituting a detection apparatus 100, and a front end. Generates and outputs the AM modulated signal Sin force detection signal SD.
  • the quadrature signal generation means 8 receives the AM modulated signal Sin from the above-mentioned front end unit, and has the same phase having carrier components orthogonal to each other by a predetermined generation operation function. Generate component I and quadrature component Q.
  • the carrier recovery means 11a, l ib extracts the in-phase and quadrature carrier components from the in-phase component I and the quadrature component Q, and reproduces the carrier signals SC and SC.
  • the detection calculation means 9 receives the in-phase component I and the quadrature component Q from the quadrature signal generation means 8 and the in-phase and quadrature carrier signals SC 1 and SC from the carrier wave reproduction means 11a and l ib.
  • detection calculation is performed using carrier signals SC and SC, respectively.
  • the quadrature signal generating means 8 takes two AM modulated signals having carrier components orthogonal to each other from the AM modulated signal Sin.
  • the in-phase component I and the quadrature component Q which are modulation signals, are generated and output to the carrier recovery means 11a, lib and the detection calculation means 9 side.
  • the carrier recovery means 11a, l ib generates carrier signals SC, SC from the in-phase component I and the quadrature component Q, and detects them.
  • the carrier signal SC, SC from the carrier recovery means 11a, l ib is applied to the in-phase component I and the quadrature component Q from the quadrature signal generation means 8.
  • the AM receiving apparatus directly uses a carrier wave reproducing unit without using a carrier wave synchronizing unit such as a PLL to directly generate a carrier wave from the in-phase component I and the quadrature component Q having carrier components orthogonal to each other by a feedforward process. Since the signal is reproduced, it is possible to quickly follow sudden phase fluctuations in the transmission path of the received AM modulated signal. Can be generated.
  • a carrier wave synchronizing unit such as a PLL
  • FIG. 3 is a block diagram of the AM receiver of this embodiment.
  • an AM receiver 200 is configured to include an orthogonal signal generation unit 8, a detection unit 9, carrier wave recovery units 11 a and l ib and an automatic gain control unit 10.
  • Automatic gain control hand The stage 10 includes an intensity signal generating unit 10a and a gain adjusting unit 10b.
  • the orthogonal signal generation means 8 receives an AM modulated signal Sin from a front end unit (not shown), and generates carrier wave components orthogonal to each other by a predetermined generation operation function. In-phase component I and quadrature component Q are generated.
  • the detection means 9 detects the input signal Sin to generate a detection signal SD.
  • the detection means 9 may be an envelope detection method or a synchronous detection method detection means as long as it has a general detection function.
  • the carrier recovery means 11a, l ib extracts the in-phase and quadrature carrier components from the in-phase component I and the quadrature component Q, and regenerates the carrier signals SC and SC.
  • the intensity signal generation means 10a is an intensity signal necessary for gain control from the carrier signals SC and SC.
  • SA is generated and supplied to the gain adjusting means 10b.
  • the gain adjusting means 10b controls the gain for the detection signal SD using the intensity signal SA, and generates the detection signal SN subjected to gain control without depending on the signal intensity of the AM modulated signal Sin. .
  • the detection signal SD is generated by the detection function of the detection means 9.
  • the in-phase component I and the quadrature component Q which are two AM modulated signals having carrier components orthogonal to each other, from the AM modulated signal Sin. Is generated and output to the carrier recovery means 11a, l ib.
  • the carrier wave reproducing means 11a, l ib extracts the carrier wave components included in the in-phase component I and the quadrature component Q, thereby reproducing the carrier wave signals SC, SC and supplying them to the intensity signal generating means 10a.
  • stage 10a the intensity signal S for performing gain adjustment using the respective carrier signals SC and SC.
  • gain adjusting means 10b uses this intensity signal SA to perform gain control on detection signal SD and generates detection signal SN subjected to automatic gain control.
  • the present AM receiver 200 includes carrier recovery synchronization means including a feedback circuit such as a PLL.
  • carrier recovery synchronization means including a feedback circuit such as a PLL.
  • the in-phase component I and quadrature component Q forces are directly recovered by the feed-forward processing by the carrier recovery means, and the strength signal necessary for gain control is further obtained by the automatic gain control means. It is generated directly by feedforward processing. By performing feed-forward processing in this way, it is possible to quickly follow the intensity fluctuation of the received modulated signal and perform gain control to generate a detection signal.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the AM receiver according to the present embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating the configurations of the detection unit and the automatic gain adjustment unit.
  • the same or corresponding parts as those in FIG. 2 or 3 are denoted by the same reference numerals.
  • the AM receiver 200 includes a receiving antenna 1, a high frequency amplifier 2, a filter 3, a mixer 4, a local oscillator 5, an intermediate frequency (IF) bandpass filter 6, and an intermediate frequency (IF) amplification.
  • a receiving antenna 1 a high frequency amplifier 2, a filter 3, a mixer 4, a local oscillator 5, an intermediate frequency (IF) bandpass filter 6, and an intermediate frequency (IF) amplification.
  • IF intermediate frequency
  • a detection unit 9 and an automatic gain control unit 10 are included.
  • the quadrature signal generation unit 8 includes two mixers 81a and 81b, an oscillator 82, a 90-degree phase shifter 83, and two low-pass filters 84a and 84b, and an in-phase component I from the intermediate frequency signal Sin. It has a function to generate the orthogonal component Q.
  • the intermediate frequency signal Sin is input to the quadrature signal generator 8
  • the intermediate frequency signal Sin is converted into the oscillation signal Sosc set to the oscillation angular frequency ⁇ osc from the oscillator 82, and the 90-degree phase shifter 83.
  • the quadrature detection in the mixers 81a and 81b with the signal shifted in phase by 90 degrees (this signal is also the oscillation angular frequency co osc), it is generated as the in-phase component I and quadrature component Q.
  • the harmonic components generated during the above-described detection are cut by the low-pass filters 84a and 84b, so that the in-phase component I and the quadrature component Q from which unnecessary components are removed are generated.
  • the oscillation signal Sosc of the oscillator 82 does not need to be synchronized with the frequency and phase of the intermediate frequency signal Sin
  • a circuit for synchronization such as a PLL circuit including a voltage controlled oscillator (VCO) is provided.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the intermediate frequency signal Sin to be detected is an amplitude-modulated (AM-modulated) signal expressed by a general expression such as the following equation (1).
  • coefficient A is the amplitude value of the carrier wave
  • m is the modulation factor
  • p is the angular frequency of the modulation signal
  • coin is the carrier wave angular frequency
  • the modulation signal SM generally expressed by the following equation (2) It is assumed that AM modulation is performed based on this.
  • the quadrature signal generation means 8 uses the two AMs having carrier components orthogonal to each other from the AM modulated signal Sin.
  • the in-phase component I and the quadrature component Q which are modulated signals, are generated and output to the carrier regeneration means 11a, lib and the carrier removal means 12a, 12b side. That is, the in-phase component I and the quadrature component Q expressed by the following equations (3a) and (3b) are generated and output.
  • the relationship between the carrier angular frequency coc of the above equations (3a) and (3b) and the carrier angular frequency coin of the modulated signal Si n expressed by equation (1) is the orthogonal signal generating means 3
  • coc ⁇ coin depending on the specific configuration of. That is, when the quadrature signal generating means 3 is composed of a ⁇ 2 phase shifter (90-degree phase shifter), coc is equal to coin, and the oscillator 82 that generates the oscillation signal Sosc of the oscillation angular frequency coosc is provided.
  • oc ⁇ —coosc.
  • the detection circuit is configured to include 9 9 detection, 11 s, 11 s, 11 s, ib, subtraction 12 a, 12 b, multiplication 13 a, 13 b, and an adder 14.
  • the band-pass filters 11a and l ib have a predetermined pass bandwidth with the center angular frequency co c as a reference, and pass only the carrier components of the in-phase component I and the quadrature component Q and block the sideband components.
  • Carrier components SC and SC that are orthogonal to each other.
  • Subtractors 12a and 12b subtract carrier signals SC and SC from in-phase component I and quadrature component Q, respectively.
  • carrier removal signals SR and SR are generated by removing the carrier components contained in the in-phase component I and the quadrature component Q, and supplied to the multipliers 13a and 13b.
  • the subtractors 12a and 12b serve as carrier wave removing means.
  • the multipliers 13a and 13b multiply the carrier removal signals SR and SR by the carrier signals SC and SC.
  • the adder 14 adds the multiplication result signals SM and SM and generates a detection signal SD.
  • the automatic gain control unit 10 includes multipliers 16a and 16b, an adder 17 and a divider 18, and has a configuration in which the bandpass filters 11a and ib described above are shared. .
  • the multipliers 16a and 16b perform the square operation on the carrier signals SC and SC, and the operation result signals SS and SS
  • the adder 17 adds the operation result signals SS and SS, and generates an intensity signal SA as the addition result.
  • the multipliers 16a and 16b and the adder 17 are used to calculate the sum of squares of the carrier signals SC and SC.
  • Divider 18 performs gain control by dividing detection signal SD by intensity signal SA, and generates detection signal SN subjected to gain control.
  • the carrier signals SC and SC are also reduced in the in-phase component I and the quadrature component Q force.
  • the carrier removal signals SR, SR and the carrier signals SC, SC are multiplied by multipliers 13a, 13b.
  • Multiplication result signals SM and SM expressed by the following equations (6a) and (6b) are generated by multiplication.
  • each of the multiplication result signals SM and SM is added by the adder 14, so that
  • the detection signal SD represented by 7) is generated.
  • the detection signal SD generated by the detection unit 9 has the same waveform as the modulation signal SM (see equation (2)), although the amplitude is A 2 m. For this reason, the detection unit 9 has a detection function.
  • this detection signal SD has a great feature in that it does not contain a DC signal component, as can be seen from equation (7).
  • the subtracters 12a and 12b having a carrier wave removal function are provided to remove the in-phase component I and the quadrature component Q force carrier wave components which are detection target signals.
  • This detection signal SD should not contain any DC component. The effect of will be described later.
  • the multiplication result signal SM ⁇ SM generated by the multipliers 13a and 13b performing the detection function includes a harmonic component in addition to the baseband signal component for detection purposes (formula
  • Carrier wave signals SC and SC are input to the multipliers 16a and 16b from the bandpass filters 11a and l ib
  • the signals SS and SS are generated in the multipliers 16a and 16b by the above-mentioned square operation.
  • the adder 17 adds the signals SS and SS to generate the intensity signal SA.
  • the intensity signal SA is represented by the following formula (8), a signal indicating only the intensity A 2.
  • the divider 18 performs a division operation on the detection signal SD generated by the detection unit 9 based on the intensity signal SA, and performs a gain control represented by the following equation (9). SN is generated.
  • the detection signal SN subjected to the gain control does not include the amplitude value A of the carrier wave of the modulated signal Sin and does not depend on the strength of the carrier wave signal. Therefore, even if the carrier signal strength fluctuates in the transmission path or the like, the detection signal SN that is not affected by the fluctuation is generated.
  • the AM receiving device 200 is a band that uses carrier wave synchronization means such as a PLL, for example. Since the carrier wave signal is directly recovered by feedforward processing using a depass filter, it is possible to quickly follow sudden phase fluctuations in the transmission path of the received AM modulated signal. A detection signal can be generated with an excellent effect.
  • carrier wave synchronization means such as a PLL
  • the AM receiving apparatus 200 can generate the detection signal SD without superimposing unnecessary DC components!
  • a filter for separating DC components from the detection signal is generated.
  • this separation filter is not required in this embodiment, it is possible to generate a distortion-free detection signal. Demonstrate the effect that you can.
  • the automatic gain control unit 10 since the automatic gain control unit 10 directly generates the intensity signal necessary for gain control by the feedforward process using the carrier signal power, the automatic gain control unit 10 can quickly respond to a rapid fluctuation in the intensity of the received modulated signal. If gain control is performed by following up and a detection signal can be generated, the effect is exhibited.
  • the AM receiver 200 can be realized by either an analog method or a digital method.
  • the carrier angular frequency co c is compared with envelope detection in which sampling is performed at a high frequency or intermediate frequency band. Therefore, the sampling frequency can be kept low, and the efficiency of the apparatus can be improved.
  • the front end unit is configured by a superheterodyne system! However, it should be configured with a front-end unit of a method other than the superheterodyne method.
  • the AM receivers in the embodiments and examples described above may be realized by a firmware, with the power described as being realized by a hardware configuration, for example, the configuration after the front end unit.
  • a firmware configuration may be created by creating a computer program that exhibits the same function as the circuit configuration after the front-end unit and causing the microprocessor (MPU) or digital signal processor (DSP) to execute the computer program. .
  • MPU microprocessor
  • DSP digital signal processor

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　位相変動や信号強度変動に迅速に追従するＡＭ受信装置を提供する。 　ＡＭ被変調信号Ｓinから検波信号を再生するＡＭ受信装置であって、ＡＭ被変調信号Ｓinから同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを生成する直交信号生成手段８と、同相成分Ｉから同相搬送波信号ＳＣIを再生する第１の搬送波再生手段１１ａと、直交成分Ｑから直交搬送波信号ＳＣQを再生する第２の搬送波再生手段１１ｂと、同相成分Ｉと直交成分Ｑに対し、同相搬送波信号ＳＣIと直交搬送波信号ＳＣQとにより各々検波することで、同相成分Ｉと直交成分Ｑから検波信号ＳＤを生成する検波演算手段９とを備える。

Description

明 細 書
AM受信装置及び AM受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、例えば AMラジオ放送等を受信する AM受信装置及び AM受信方法に 関する。
背景技術
[0002] ラジオ放送等にぉ 、て、振幅変調（AM； Amplitude Modulation)方式による情報伝 送が行われている。
[0003] 図 1は、従来の一般的なスーパーヘテロダイン方式の AM受信装置の構成を示し たブロック図である。この AM受信装置は、アンテナ力 の高周波受信信号を増幅す る高周波増幅器、不要な信号を抑制するフィルタ、中間周波（IF intermediate Frequ ency)に変換するためのミキサと局部発振器力 なる周波数変換部、必要な中間周 波成分を取り出す中間周波バンドパスフィルタ、中間周波増幅器、検波器、及び自 動利得制御器を備えて構成され、検波器にぉ 、て包絡線 (エンベロープ)検波した 検波信号に対し自動利得制御を施すことで、伝送路での変動等に影響されな 、検 波信号を生成することとして ヽる (非特許文献 1参照)。
[0004] また、包絡線検波に代わる検波方式として、同期検波方式も知られており、受信信 号搬送波の周波数及び位相に同期した搬送波同期再生を行うために、一般に位相 同期（PLL： Phase Locked Loop)回路が用いられて!/、る。
[0005] 非特許文献 1：日本放送協会編「NHKラジオ技術教科書 (AM/FM/PCM)」、日本放 送出版協会、 1993年、 201頁〜 220頁。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] ところで、上記従来の同期検波による AM受信装置では、一般に PLL回路を使用 しているが、 PLL回路は伝送路等で生じる位相変動に対する遅れを生じやすぐまた 、 AMステレオ放送波のような振幅変調に位相変調も加わったような信号に対しては 、同期をとることが困難となる場合がある。 [0007] また、従来の自動利得制御器で、検波信号に含まれる直流分を利得制御信号とし て中間周波増幅器にフィードバックすると、急激な信号強度の変動に対し十分な追 従性が得られな 、と 、う問題があった。
[0008] さらに、従来の包絡線 (エンベロープ)検波による AM受信装置では、搬送波の再 生が不要であるという利点を有している力 S、搬送波に起因する検波直流分が検波後 の信号に重畳し、それを分離する際、検波信号にひずみを生じやすぐまた、デイジ タル信号処理による検波では、検波効率を上げるためサンプリング周波数を十分高 くする必要があり、装置効率が落ちる等の問題点を有している。
[0009] 本発明は、上記のような従来の問題点に鑑みなされたものであって、位相変動や信 号強度変動に迅速に追従し、また、検波信号のひずみの低減が可能な AM受信装 置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0010] 請求項 1に記載の発明は、 AM被変調信号から検波信号を再生する AM受信装置 であって、前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生 成手段と、前記同相成分から同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生手段と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生手段と、前記同相 成分と前記直交成分に対し、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号とにより各 々検波することで、前記同相成分と前記直交成分から検波信号を生成する検波演算 手段とを備えることを特徴とする。
[0011] 請求項 4に記載の発明は、 AM被変調信号から検波信号を検波する検波手段と、 前記検波信号に対し利得制御を行う自動利得制御手段を有する AM受信装置であ つて、前記自動利得制御手段は、前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分 を生成する直交信号生成手段と、前記同相成分から同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生手段と、前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波 再生手段と、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号との信号強度を検出し、 検出した前記信号強度を示す強度信号を生成する強度信号生成手段とを備え、前 記強度信号に従って前記検波信号に対する前記利得制御を行うことを特徴とする。
[0012] 請求項 6に記載の発明は、 AM被変調信号から検波信号を再生する AM受信方法 であって、前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生 成工程と、前記同相成分から同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生工程と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生工程と、前記同相 成分と前記直交成分に対し、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号とにより各 々検波することで、前記同相成分と前記直交成分から検波信号を生成する検波演算 工程と、を備えることを特徴とする。
[0013] 請求項 7に記載の発明は、 AM被変調信号力 検波された検波信号に対し利得制 御を行う、 AM受信方法であって、前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分 を生成する直交信号生成工程と、前記同相成分力 同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生工程と、前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波 再生工程と、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号との信号強度を検出し、 検出した前記信号強度を示す強度信号を生成する強度信号生成工程とを備え、前 記強度信号に従って前記検波信号に対する前記利得制御を行うことを特徴とする。 図面の簡単な説明
[0014] [図 1]従来の AM受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 2]第 1の実施形態に係る AM受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 3]第 2の実施形態に係る AM受信装置の構成を示すブロック図である。
[図 4]実施例に係る AM受信装置の全体構成を示すブロック図である。
[図 5]図 4に示した検波部及び自動利得調整部の構成を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
[0015] (第 1の実施形態）
本発明の第 1の実施形態に係る AM受信装置について図 2を参照して説明する。
[0016] この AM受信装置は、図 2のブロック図に示すように、検波装置 100を構成している 直交信号生成手段 8、検波演算手段 9及び搬送波再生手段 11a, l ibを備え、フロ ントエンド部（図示省略)力 の AM被変調信号 Sin力 検波信号 SDを生成して出力 する。
[0017] ここで、直交信号生成手段 8は、上述のフロントエンド部からの AM被変調信号 Sin を入力して、所定の生成演算機能により、互いに直交した搬送波成分を有する同相 成分 Iと直交成分 Qを生成する。
[0018] 搬送波再生手段 11a, l ibは、同相成分 I及び直交成分 Qから、同相及び直交の 各搬送波成分を抽出し、搬送波信号 SC , SCを再生する。
I Q
[0019] 検波演算手段 9は、直交信号生成手段 8からの同相成分 Iと直交成分 Q、及び 搬 送波再生手段 11a, l ibからの同相及び直交の各搬送波信号 SC , SCを入力し、
I Q
同相成分 Iと直交成分 Qに対して、各々搬送波信号 SC , SCを利用して検波演算を
I Q
行 、検波信号 SDを生成する。
[0020] 次に、この検波装置 100の動作について説明する。
図示しないフロントエンド部からの AM被変調信号 Sinが、直交信号生成手段 8に 入力されると、直交信号生成手段 8では、 AM被変調信号 Sinから、互いに直交する 搬送波成分を持つ 2つの AM被変調信号である同相成分 Iと直交成分 Qが生成され 、搬送波再生手段 11a, l ibと検波演算手段 9側へ出力される。搬送波再生手段 11 a, l ibでは、同相成分 Iと直交成分 Qから、搬送波信号 SC , SCが生成され、検波
I Q
演算手段 9へ出力される。検波演算手段 9では、直交信号生成手段 8からの同相成 分 Iと直交成分 Qに対して、搬送波再生手段 11a, l ibからの搬送波信号 SC , SC
I Q
を用いて検波演算が施され、検波信号 SDが生成される。
[0021] 以上に説明した検波装置 100を備えた本実施形態の AM受信装置によれば、次の ような効果が得られる。
[0022] 本 AM受信装置は、例えば PLL等の搬送波同期手段を用いることなぐ搬送波再 生手段によって、互いに直交した搬送波成分を有する同相成分 Iと直交成分 Qから、 フィードフォワード処理によって直接的に搬送波信号を再生しているため、受信 AM 被変調信号の伝送路等での急激な位相変動にも迅速に追従することができ、即応 性、追従性に優れた効果を発揮して、検波信号を生成することができる。
[0023] (第 2の実施形態）
次に、第 2の実施形態に係る AM受信装置を、図 3を参照して説明する。図 3は、本 実施形態の AM受信装置のブロック図である。
[0024] 図 3において、 AM受信装置 200は、直交信号生成手段 8、検波手段 9、搬送波再 生手段 11a, l ibと自動利得制御手段 10を備えて構成されている。自動利得制御手 段 10は、強度信号生成手段 10a、及び利得調整手段 10bを備えて構成されている。
[0025] 直交信号生成手段 8は、第 1の実施形態と同様に、図示しないフロントエンド部から の AM被変調信号 Sinを入力して、所定の生成演算機能により、互いに直交した搬送 波成分を有する同相成分 Iと直交成分 Qを生成する。
[0026] 検波手段 9は、入力信号 Sinを検波することで、検波信号 SDを生成する。なお、検 波手段 9は一般的な検波機能を有するものであればよぐ包絡線検波又は同期検波 方式の検波手段でよい。
[0027] 搬送波再生手段 11a, l ibは、同相成分 I及び直交成分 Qから、同相及び直交の 各搬送波成分を抽出し、搬送波信号 SC , SCを再生する。
I Q
[0028] 強度信号生成手段 10aは、搬送波信号 SC , SCから利得制御に必要な強度信号
I Q
SAを生成し、利得調整手段 10bへ供給する。
[0029] 利得調整手段 10bは、強度信号 SAを用いて、検波信号 SDに対する利得を制御し 、 AM被変調信号 Sinの信号強度に依存しな 、利得制御が施された検波信号 SNを 生成する。
[0030] 次に、この AM受信装置 200の動作について説明する。
図示しないフロントエンド部力も AM被変調信号 Sinが、検波手段 9と直交信号生成 手段 8に入力されると、検波手段 9の検波機能により検波信号 SDが生成される。
[0031] 直交信号生成手段 8では、第 1の実施形態と同様に、 AM被変調信号 Sinから、互 いに直交する搬送波成分を持つ 2つの AM被変調信号である同相成分 Iと直交成分 Qが生成され、搬送波再生手段 11a, l ibへ出力される。搬送波再生手段 11a, l ib では、同相成分 Iと直交成分 Qに含まれる各搬送波成分が抽出されることで、搬送波 信号 SC , SCが再生され、強度信号生成手段 10aへ供給される。強度信号生成手
I Q
段 10aでは、各搬送波信号 SC , SCを用いて利得調整をおこなうための強度信号 S
I Q
Aが生成される。この強度信号 SAを用いて、利得調整手段 10bが、検波信号 SD対 し利得制御を行!ヽ、自動利得制御を施した検波信号 SNを生成する。
[0032] 以上に説明した第 2の実施形態に係る AM受信装置 200によれば、次のような効果 が得られる。
[0033] 本 AM受信装置 200は、 PLL等のフィードバック回路を含む搬送波再生同期手段 を用いておらず、搬送波再生手段で、同相成分 Iと直交成分 Q力 フィードフォワード 処理により直接的に搬送波信号を再生し、更に自動利得制御手段において、利得 制御に必要な強度信号を搬送波信号力 フィードフォワード処理で直接的に生成し ている。このようにフィードフォワード処理を行うことで、急速な受信被変調信号の強 度変動にも迅速に追従して利得制御をおこな 、、検波信号を生成することが可能で ある。
実施例 1
[0034] より具体的な実施例について図 4及び図 5を参照して説明する。図 4は、本実施例 に係る AM受信装置の構成を示すブロック図であり、図 5は検波部及び自動利得調 整部の構成を示すブロック図である。なお、図 4、図 5において、図 2又は図 3と同一 又は相当する部分を同一符号で示している。
[0035] 図 4において、この AM受信装置 200は、受信アンテナ 1、高周波増幅器 2、フィル タ 3、ミキサ 4、局部発振器 5、中間周波 (IF)バンドパスフィルタ 6と中間周波 (IF)増 幅器 7を有するスーパーヘテロダイン方式によるフロントエンド部の他、直交信号生 成部 8と検波部 9及び自動利得制御部 10を備えて構成されて ヽる。
[0036] 直交信号生成部 8は、 2つの混合器 81a, 81bと発振器 82と、 90度移相器 83、 2つ のローパスフィルタ 84a, 84bを備えて成り、中間周波信号 Sinから同相成分 Iと直交 成分 Qを生成する機能を有して 、る。
[0037] 中間周波信号 Sinが直交信号生成部 8に入力されると、この中間周波信号 Sinが、 発振器 82からの発振角周波数 ω oscに設定された発振信号 Soscと、 90度移相器 83 で 90度移相シフトされた信号 (この信号も発振角周波数 co oscである）とによって、混 合器 81a, 81bにおいて直交検波されることで、同相成分 I及び直交成分 Qとなって 生成される。更に、上述の検波の際に生じる高調波成分がローパスフィルタ 84a, 84 bでカットされことで、不要な成分が除去された同相成分 I及び直交成分 Qが生成され る。
[0038] なお、発振器 82の上記発振信号 Soscは、中間周波信号 Sinの周波数及び位相に 同期させる必要がないため、電圧制御発振器 (VCO)を含む PLL回路等の同期のた めの回路は設けられて!/、な!/、。 [0039] 次に、直交信号生成部 8の動作を説明する。説明の便宜上、検波対象である中間 周波信号 Sinが、次式（1)のような一般的表現で表される振幅変調 (AM変調）された 信号であるとして説明することとする。
[0040] [数 1]
Sm = A ι, 1 +m c o s ( p t ) ) c o s ( ω m t ) … ( 1 )
[0041] つまり、係数 Aは搬送波の振幅値、 mは変調度、 pは変調信号の角周波数、 coinは 搬送波角周波数であり、次式（2)で一般的に表される変調信号 SMに基づいて AM 変調されているとする。
[0042] [数 2]
SM= c o s ( p t ) ■■· (2)
[0043] この中間周波信号である AM被変調信号 Sinが直交信号生成手段 8に入力される と、直交信号生成手段 8では、 AM被変調信号 Sinから、互いに直交する搬送波成分 を持つ 2つの AM被変調信号である同相成分 Iと直交成分 Qとが生成され、搬送波再 生手段 11a, libと搬送波除去手段 12a, 12b側へ出力される。すなわち、次式（3a ), (3b)で表わされる同相成分 Iと直交成分 Qが生成され出力される。
[0044] [数 3]
1 = A ^ 1 + in c o s i, p t ) ) c o s ( ω c t *■* ( a
Q =— A (1 +mc o s ( p t ) ) s i n ( ω c t ) "' (3 b)
[0045] ここで、上式（3a), (3b)の搬送波角周波数 cocと、式（1)で表される被変調信号 Si nの搬送角周波数 coinとの関係は、直交信号生成手段 3の具体的構成に依存し、一 般に、 coc≤ coinである。すなわち、直交信号生成手段 3が、 πΖ2移相器（90度移 相器)で構成される場合には、 cocは coinと等しくなり、発振角周波数 cooscの発振信 号 Soscを発生する発振器 82を備えるいわゆる直交同期検波に類似する構成の場合 に【ま、 oc= ωιη— cooscで &)る。
[0046] 次に、図 5のブロック図を参照して、検波部 9及び自動利得制御部 10の構成及び 動作を説明する。 [0047] 検波 § 9ί¾、ノ ンドソ スフイノレ夕 11a, l ib、減算^ 12a, 12b、乗算^ 13a, 13b、 及び加算器 14を備えて構成されて 、る。
[0048] バンドパスフィルタ 11a, l ibは、中心角周波数 co cを基準とする所定通過帯域幅を 有し、同相成分 Iと直交成分 Qのそれぞれの搬送波成分のみを通過させ側帯波成分 を阻止することによって搬送波成分を抽出し、互いに直交する搬送波信号 SC , SC
I Q
を再生する。
[0049] 減算器 12a, 12bは、同相成分 Iと直交成分 Qから、搬送波信号 SC , SCを各々減
I Q
算処理する。これによつて、同相成分 Iと直交成分 Qに含まれている各搬送波成分を 除去した搬送波除去信号 SR , SRを生成し、各乗算器 13a, 13bに供給する。すな
I Q
わち、減算器 12a, 12bは、搬送波除去手段の機能を果たしている。
[0050] 乗算器 13a, 13bは、搬送波除去信号 SR , SRと搬送波信号 SC , SCとを乗算
I Q I Q
することで、乗算結果信号 SM , SMを生成し、加算器 14に供給する。
I Q
[0051] 加算器 14は、乗算結果信号 SM , SMを加算演算し、検波信号 SDを生成する。
I Q
[0052] 次に、自動利得制御部 10は、乗算器 16a, 16bと、加算器 17と、除算器 18を備え る他、上述のバンドパスフィルタ 11a, l ibを共有した構成となっている。
[0053] 乗算器 16a, 16bは、搬送波信号 SC , SCを 2乗演算し、演算結果信号 SS , SS
I Q I Q
を生成する。
[0054] 加算器 17は、演算結果信号 SS , SSを加算し、加算結果として強度信号 SAを生
I Q
成する。乗算器 16a, 16bと加算器 17とによって、搬送波信号 SC , SCの 2乗和の
I Q
演算を行 、、強度信号 SAを生成する機能を果たして 、る。
[0055] 除算器 18は、検波信号 SDを強度信号 SAで除算することで利得制御を行 、、利 得制御を施した検波信号 SNを生成する。
[0056] 次に、力かる構成を有する検波部 9及び自動利得制御部 10の動作を説明する。
[0057] 直交信号生成部 8からの同相成分 Iと直交成分 Q力 バンドパスフィルタ 11a, l ib と減算器 12a, 12bに入力されると、バンドパスフィルタ 11a, l ibから、次式 (4a) , (
4b)で表される互いに直交する搬送波信号 SC , SC力 各減算器 12a, 12bと各乗
I Q
算器 13a, 13bに出力される。
[0058] [数 4] S Ci = Ac o s ( ω c t (4 a
S Cq =— A s i n ( c c t (4 b
[0059] 減算器 12a, 12bからは、同相成分 Iと直交成分 Q力も搬送波信号 SC , SCが減
I Q
算された次式 (5a), (5b)で表される搬送波除去信号 SR, SRが出力されて、乗算
I Q
器 13a, 13bへ供給される。
[0060] [数 5]
¾ Ri = Am c o s ( p t ) c o s ί, ω c t ) ■ (5 a)
SR(¾=— Amc o s ( p t ) s i n ( ω c t ) … (5 b)
[0061] そして、搬送波除去信号 SR, SRと、搬送波信号 SC, SCが乗算器 13a, 13bで
I Q I Q
乗算されることで、次式 (6a), (6b)で表される乗算結果信号 SM, SMが生成され
I Q
、更に、この乗算結果信号 SM, SMの各々が加算器 14で加算されることで、次式（
I Q
7)で表される検波信号 SDが生成される。
[0062] 園
SMi = A2 m c 0 s (p t ) c o s2 ( ω c t )
= A2 m c o s (p t ) (1 + c o s ( 2 ω c t ) ) / 2 … (6 a)
S Mq = A2 m c o s ( p t ) s i n2 ( ω e t )
= A2 m c o s (p t) (1 c o s ( 2 ω e t ) ) / 2 … (6 b)
[0063] [数 7]
SD= SMi + SMq =A2m c o s (p t (7；
[0064] このように、検波部 9で生成される検波信号 SDは、振幅が A2mとなるものの変調信 号 SMと同じで波形 (式（2)参照）となる。このため、検波部 9は検波機能を有している ことになる。
[0065] 更に、この検波信号 SDには、式（7)からも分力るように、直流信号成分が含まれて いない点に大きな特徴を有する。つまり、搬送波除去機能を有する減算器 12a, 12b を設けて、検波対象信号である同相成分 Iと直交成分 Q力 搬送波成分を除去して いる点に大きな特徴を有する。なお、この検波信号 SDに直流成分が含まれないこと による効果に関しては後述する。
[0066] また、検波機能を果たしている乗算器 13a, 13bで生成される乗算結果信号 SM^ SMには、検波目的であるベースバンド信号成分の他に高調波成分が含まれる（式
Q
(6a) , (6b)参照)こととなるが、本実施例では、加算器 14で加算処理されることで高 調波成分が消去され、高調波成分を含まな!/、検波信号 SDが生成される点も大きな 特徴である。
[0067] 次に、自動利得制御部 10の動作について説明する。
[0068] バンドパスフィルタ 11a, l ibから搬送波信号 SC , SCが乗算器 16a, 16bに入力
I Q
されると、上述の 2乗演算によって乗算器 16a, 16bでは、信号 SS , SSが生成され
I Q
、次に、加算器 17において信号 SS , SSが加算されることで、強度信号 SAが生成
I Q
され、利得調整機能を担う除算器 18に供給される。ここで、強度信号 SAは、次式 (8 )で表され、強度 A2のみを示す信号となる。
[0069] [数 8]
S A = S C I 2 + S
Figure imgf000012_0001
C O S 2 ( a c t ) + A2 s i n 2 ( ω c t )
Figure imgf000012_0002
[0070] 除算器 18では、この強度信号 SAによって、検波部 9で生成された検波信号 SDに 対して除算演算が施され、次式 (9)で表される利得制御が施された検波信号 SNが 生成される。
[0071] [数 9]
Figure imgf000012_0003
[0072] この利得制御が施された検波信号 SNは、被変調信号 Sinの搬送波の振幅値 Aを 含んでおらず、被搬送波信号の強度に依存していないことが分かる。したがって、伝 送路等での搬送波信号強度の変動が生じても、その変動に影響されない検波信号 SNが生成されている。
[0073] 以上に説明した本実施例の AM受信装置 200によれば、次のような効果が得られ る。
[0074] 本 AM受信装置 200は、例えば PLL等の搬送波同期手段を用いることなぐバン ドパスフィルタによるフィードフォワード処理によって、直接的に搬送波信号を再生し ているため、受信 AM被変調信号の伝送路等での急激な位相変動にも迅速に追従 することができ、即応性、追従性に優れた効果を発揮して、検波信号を生成すること ができる。
[0075] また、本 AM受信装置 200は、不要な直流分が重畳しな!、検波信号 SDを生成す ることができる、つまり、従来技術の検波では、検波信号から直流分を分離するフィル タが必要となっており、検波信号にひずみが生じてしまう原因になっていたが、本実 施例ではこの分離用のフィルタが不要であるため、ひずみのない検波信号を生成す ることができるという効果を発揮する。
[0076] また、自動利得制御部 10は、利得制御に必要な強度信号を搬送波信号力もフィー ドフォワード処理で直接的に生成しているため、急速な受信被変調信号の強度変動 にも迅速に追従して利得制御をおこな 、、検波信号を生成できると 、う効果を発揮 する。
[0077] さらに、 AM受信装置 200は、アナログ方式でもディジタル方式でも実現できるが、 ディジタル方式で実現する場合には、高周波又は中間周波帯でサンプリングを行う 包絡線検波に比べて搬送波角周波数 co cを低くできることから、サンプリング周波数 を低く抑えることができ、装置効率の向上を図ることができる。
[0078] なお、本実施例では、フロントエンド部をスーパーヘテロダイン方式で構成するとし て！、るが、スーパーヘテロダイン方式以外の他の方式のフロントエンド部で構成して ちょい。
また、以上に説明した実施形態と実施例における AM受信装置は、ハードウェア構 成で実現することと説明した力 例えばフロントエンド部以降の構成を、ファームゥェ ァで実現してもよい。つまり、フロントエンド部以降の回路構成と同じ機能を発揮する コンピュータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムをマイクロプロセッサ（M PU)やディジタルシグナルプロセッサ (DSP)に実行させることで、ファームウェア構 成としてもよい。

Claims

請求の範囲
[1] AM被変調信号から検波信号を再生する AM受信装置であって、
前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生成手段と 前記同相成分から同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生手段と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生手段と、 前記同相成分と前記直交成分に対し、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信 号とにより各々検波することで、前記同相成分と前記直交成分から検波信号を生成 する検波演算手段と、
を備えることを特徴とする AM受信装置。
[2] 前記検波演算手段は、
前記同相成分に含まれる同相搬送波成分を除去して、同相被検波信号として同相 搬送波除去信号を生成する第 1の搬送波除去手段と、
前記直交成分に含まれる直交搬送波成分を除去して、直交被検波信号として直交 搬送波除去信号を生成する第 2の搬送波除去手段とを備え、
前記同相被検波信号と前記直交被検波信号に対し、前記同相搬送波信号と前記 直交搬送波信号とにより各々検波すること、
を特徴とする請求項 1に記載の AM受信装置。
[3] 前記検波演算手段は、
前記同相被検波信号と前記同相搬送波を乗算する第 1の乗算手段と、 前記直交被検波信号と前記直交搬送波を乗算する第 2の乗算手段と、 前記第 1、第 2の乗算手段の出力を加算することで合成した検波信号を生成する加 算手段と、
を備えること、
を特徴とする請求項 1または 2に記載の AM受信装置。
[4] AM被変調信号から検波信号を検波する検波手段と、前記検波信号に対し利得制 御を行う自動利得制御手段を有する AM受信装置であって、
前記自動利得制御手段は、 前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生成手段と 前記同相成分から同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生手段と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生手段と、 前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号との信号強度を検出し、検出した前 記信号強度を示す強度信号を生成する強度信号生成手段とを備え、
前記強度信号に従って前記検波信号に対する前記利得制御を行うこと、 を特徴とする AM受信装置。
[5] 前記強度信号生成手段は、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号との 2乗 和演算することで、前記信号強度を示す強度信号を生成すること、
を特徴とする請求項 4に記載の AM受信装置。
[6] AM被変調信号から検波信号を再生する AM受信方法であって、
前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生成工程と 前記同相成分力 同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生工程と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生工程と、 前記同相成分と前記直交成分に対し、前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信 号とにより各々検波することで、前記同相成分と前記直交成分から検波信号を生成 する検波演算工程と、
を備えることを特徴とする AM受信方法。
[7] AM被変調信号から検波された検波信号に対し利得制御を行う、 AM受信方法で あって、
前記 AM被変調信号から同相成分及び直交成分を生成する直交信号生成工程と 前記同相成分力 同相搬送波信号を再生する第 1の搬送波再生工程と、 前記直交成分から直交搬送波信号を再生する第 2の搬送波再生工程と、 前記同相搬送波信号と前記直交搬送波信号との信号強度を検出し、検出した前 記信号強度を示す強度信号を生成する強度信号生成工程とを備え、 前記強度信号に従って前記検波信号に対する前記利得制御を行うこと、 を特徴とする AM受信方法。
PCT/JP2006/320406 2005-10-31 2006-10-12 Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法 WO2007052456A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007542306A JP4458548B2 (ja) 2005-10-31 2006-10-12 Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法
EP06811694.6A EP1944872B1 (en) 2005-10-31 2006-10-12 Am receiving apparatus and am receiving method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005-317018 2005-10-31
JP2005317018 2005-10-31

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007052456A1 true WO2007052456A1 (ja) 2007-05-10

Family

ID=38005609

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/320406 WO2007052456A1 (ja) 2005-10-31 2006-10-12 Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP1944872B1 (ja)
JP (1) JP4458548B2 (ja)
WO (1) WO2007052456A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04100325A (ja) * 1990-08-17 1992-04-02 Fujitsu Ten Ltd 振幅変調方式受信機
EP0722235A2 (en) 1995-01-10 1996-07-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and transmitting orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signals and receiver thereof
JP2005027171A (ja) * 2003-07-04 2005-01-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd ディジタルａｇｃ回路
JP2005057675A (ja) * 2003-08-07 2005-03-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信受信機および無線通信送信機

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3478313B2 (ja) * 1995-01-25 2003-12-15 ソニー株式会社 受信機
US5600328A (en) * 1995-06-21 1997-02-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Demodulator circuit in global positioning system receiver

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04100325A (ja) * 1990-08-17 1992-04-02 Fujitsu Ten Ltd 振幅変調方式受信機
EP0722235A2 (en) 1995-01-10 1996-07-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and transmitting orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signals and receiver thereof
JP2005027171A (ja) * 2003-07-04 2005-01-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd ディジタルａｇｃ回路
JP2005057675A (ja) * 2003-08-07 2005-03-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信受信機および無線通信送信機

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"NHK Radio Technical Textbook (AM/FM/PCM", 1993, JAPAN BROADCAST PUBLISHING CO., LTD., pages: 201 - 220
See also references of EP1944872A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP1944872A4 (en) 2010-06-23
JPWO2007052456A1 (ja) 2009-04-30
EP1944872A1 (en) 2008-07-16
JP4458548B2 (ja) 2010-04-28
EP1944872B1 (en) 2013-06-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7787630B2 (en) FM stereo decoder incorporating Costas loop pilot to stereo component phase correction
JPH0628338B2 (ja) フエーズロツクドループ及びそれを用いる直接混合同期ａｍ受信機
WO2011086640A1 (ja) 送信装置、無線通信装置及び送信方法
JP3169690B2 (ja) 受信装置
US7149312B1 (en) Method and device to retrieve RDS information
JP3841077B2 (ja) デジタル変調回路およびデジタル変調方法、デジタル復調回路およびデジタル復調方法、復調用キャリアの生成回路および生成方法、並びに復調用ビットクロックの生成回路および生成方法
JP4016945B2 (ja) 受信機
JP4036678B2 (ja) ステレオデマルチプレクサ及びデマルチプレックス方法
JPS5853805B2 (ja) パイロット信号の除去装置
JP4458548B2 (ja) Ａｍ受信装置及びａｍ受信方法
JP4749259B2 (ja) 受信装置
JPS6256705B2 (ja)
JP2008022187A5 (ja)
JPS5944828B2 (ja) Ｆｍ受信機
JP6264308B2 (ja) Ｆｍ受信装置、ｆｍ受信方法
JP2765601B2 (ja) 復調回路
JP2010109889A (ja) 信号処理装置及び信号処理方法
JP3537738B2 (ja) クロック再生回路
JP4245268B2 (ja) 角度復調装置、角度復調方法及び記録媒体
JP3923354B2 (ja) 自動追尾アンテナ装置
JP4245243B2 (ja) Ｆｍラジオ受信機の信号処理回路
JP2932289B2 (ja) ４位相復調回路
EP1988639B1 (en) Receiving apparatus
KR20040006661A (ko) 타이밍 복원 장치
JP2948648B2 (ja) 復調回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2007542306

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006811694

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE