JPH11163825A - Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法Info
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- JPH11163825A JPH11163825A JP9344323A JP34432397A JPH11163825A JP H11163825 A JPH11163825 A JP H11163825A JP 9344323 A JP9344323 A JP 9344323A JP 34432397 A JP34432397 A JP 34432397A JP H11163825 A JPH11163825 A JP H11163825A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調伝送方
式において、情報キャリアを復号するための同期信号で
あるシンボルクロックとサンプルクロックの再生方法及
びそれに使用するシンボル・サンプルクロック再生装置
を提供する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方
式によって生成されたガードインターバル期間を有する
ＯＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／Ｄ変換手段
とガードインターバル処理手段とを有するＯＦＤＭ復調
装置において、シンボルの先頭タイミング情報を含む残
留高周波成分をフィルタにより抽出する手段２２と、前
記残留高周波成分からシンボルタイミングクロックを生
成する手段（２３，２４）と、シンボルクロックと前記
生成したシンボルタイミングクロックの両信号間で位相
比較を行なう手段２５と、前記位相比較結果に基づいて
電圧制御発振手段の出力周波数を制御し、前記電圧制御
発振手段の出力から前記シンボルクロックを取り出す手
段（２７，２８）とを備えた。
式において、情報キャリアを復号するための同期信号で
あるシンボルクロックとサンプルクロックの再生方法及
びそれに使用するシンボル・サンプルクロック再生装置
を提供する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方
式によって生成されたガードインターバル期間を有する
ＯＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／Ｄ変換手段
とガードインターバル処理手段とを有するＯＦＤＭ復調
装置において、シンボルの先頭タイミング情報を含む残
留高周波成分をフィルタにより抽出する手段２２と、前
記残留高周波成分からシンボルタイミングクロックを生
成する手段（２３，２４）と、シンボルクロックと前記
生成したシンボルタイミングクロックの両信号間で位相
比較を行なう手段２５と、前記位相比較結果に基づいて
電圧制御発振手段の出力周波数を制御し、前記電圧制御
発振手段の出力から前記シンボルクロックを取り出す手
段（２７，２８）とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex 直交周波数分割多重）変調伝
送方式において、情報キャリアを復号するための同期信
号であるシンボルクロックとサンプルクロックの再生方
法及びそれに使用するシンボル・サンプルクロック再生
装置に関する。
ency Division Multiplex 直交周波数分割多重）変調伝
送方式において、情報キャリアを復号するための同期信
号であるシンボルクロックとサンプルクロックの再生方
法及びそれに使用するシンボル・サンプルクロック再生
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯
域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリア
を立て、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが
可能なディジタル変調・復調方式である。その一般的な
周波数スペクトルは図６に示す通りのものである。図６
において、各サブキャリアは、通常ＱＡＭ（直交振幅変
調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他のサブキ
ャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。図７に
おいて、ＯＦＤＭのキャリアの最も周波数の低いものを
基本周波数 f1とすると、その１周期が有効シンボル期
間ｔｓとなる。有効シンボル期間ｔｓを基本単位として
ディジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを
ＯＦＤＭ伝送シンボルという。実際の伝送シンボルは、
通常、図７に示すように有効シンボル期間ｔｓに、ガー
ドインターバルと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成され
る。ガードインターバル期間ｔｇの波形は、有効シンボ
ル期間ｔｓの後部の信号波形を繰り返したものになって
いる。
域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリア
を立て、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが
可能なディジタル変調・復調方式である。その一般的な
周波数スペクトルは図６に示す通りのものである。図６
において、各サブキャリアは、通常ＱＡＭ（直交振幅変
調）され、各々のスペクトルのピーク値は、他のサブキ
ャリアのスペクトルの零点と一致（直交）する。図７に
おいて、ＯＦＤＭのキャリアの最も周波数の低いものを
基本周波数 f1とすると、その１周期が有効シンボル期
間ｔｓとなる。有効シンボル期間ｔｓを基本単位として
ディジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを
ＯＦＤＭ伝送シンボルという。実際の伝送シンボルは、
通常、図７に示すように有効シンボル期間ｔｓに、ガー
ドインターバルと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成され
る。ガードインターバル期間ｔｇの波形は、有効シンボ
ル期間ｔｓの後部の信号波形を繰り返したものになって
いる。
【０００３】また、伝送シンボルを幾つか集めたものを
伝送フレームといい、図８で示すように、情報伝送用シ
ンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用
シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものであ
る。受信側では、ガードインターバルにある信号を無視
して残りの部分から情報を取り出す。これは、受信信号
にウィンドウをかけて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
し、有効シンボル期間分の信号を復調することを意味す
る。つまり、ＯＦＤＭ変調波を復調するには、受信デー
タをＦＦＴするために、受信側で有効シンボル期間を如
何に正確に切り出すかということが重要な課題となって
いる。
伝送フレームといい、図８で示すように、情報伝送用シ
ンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用
シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものであ
る。受信側では、ガードインターバルにある信号を無視
して残りの部分から情報を取り出す。これは、受信信号
にウィンドウをかけて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
し、有効シンボル期間分の信号を復調することを意味す
る。つまり、ＯＦＤＭ変調波を復調するには、受信デー
タをＦＦＴするために、受信側で有効シンボル期間を如
何に正確に切り出すかということが重要な課題となって
いる。
【０００４】これは、ＦＦＴのウィンドウのタイミング
がずれるとキャリアの直交性が崩れ、シンボル間干渉が
発生し、正しい復調が困難になるからである。また、同
時にＦＦＴ内のＮ個のサンプリングタイミングを送信機
のサンプリングタイミングに一致させるためのサンプル
クロックも必要となる。このため、従来は、ＯＦＤＭ信
号を受信する受信装置において、シンボルクロックやサ
ンプルクロックは、まず、送信側で、一定の時間（複数
シンボル期間）間隔を１フレームとした構成が提案され
ている。
がずれるとキャリアの直交性が崩れ、シンボル間干渉が
発生し、正しい復調が困難になるからである。また、同
時にＦＦＴ内のＮ個のサンプリングタイミングを送信機
のサンプリングタイミングに一致させるためのサンプル
クロックも必要となる。このため、従来は、ＯＦＤＭ信
号を受信する受信装置において、シンボルクロックやサ
ンプルクロックは、まず、送信側で、一定の時間（複数
シンボル期間）間隔を１フレームとした構成が提案され
ている。
【０００５】フレームの始まりを定義するため、最初の
１シンボル区間は、ヌルシンボル（全く信号のない状
態）とし、次の２シンボル区間でサインスイープ（チャ
ープ信号）を送信し、これらの信号を用いてシンボルク
ロックとサンプリングクロックの再生を行なっている。
また、ヌルシンボルを用いずに、多数あるキャリアの１
つにシンボル情報を割り当てる変調、例えば、シンボル
周期毎にキャリアを１８０度反転させる２−ＰＳＫ変調
を行ない、受信側でこれを復調し、シンボルクロックと
サンプルクロックを再生する方法がある。
１シンボル区間は、ヌルシンボル（全く信号のない状
態）とし、次の２シンボル区間でサインスイープ（チャ
ープ信号）を送信し、これらの信号を用いてシンボルク
ロックとサンプリングクロックの再生を行なっている。
また、ヌルシンボルを用いずに、多数あるキャリアの１
つにシンボル情報を割り当てる変調、例えば、シンボル
周期毎にキャリアを１８０度反転させる２−ＰＳＫ変調
を行ない、受信側でこれを復調し、シンボルクロックと
サンプルクロックを再生する方法がある。
【０００６】また、特別なシンボル情報を送らず、受信
側のみでシンボル、サンプル同期をとる方法として、ガ
ードインターバルの巡回データの性質を利用し、適当な
ＦＦＴウィンドウを設定し、ＦＦＴした演算データか
ら、１シンボル前のデータの差分を取り、その相関値か
ら正しいＦＦＴウィンドウを推定する方法も提案されて
いる。
側のみでシンボル、サンプル同期をとる方法として、ガ
ードインターバルの巡回データの性質を利用し、適当な
ＦＦＴウィンドウを設定し、ＦＦＴした演算データか
ら、１シンボル前のデータの差分を取り、その相関値か
ら正しいＦＦＴウィンドウを推定する方法も提案されて
いる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ヌルシンボルを用いる
方法は、ヌルシンボル挿入による伝送効率の低下を補う
ため、１００シンボルに一回程度のバースト伝送にな
り、数百ｍｓ毎にしかシンボル同期が得られず、ＰＬＬ
の引き込み時間の増大や、移動受信を考慮した場合の同
期信号の復号までに時間遅れが生じ、好ましくない。ま
た、キャリアの一つにシンボル情報を乗せる方法は、連
続的にシンボル、サンプル同期が得られるという点で優
れているが、常に一つ以上のキャリアを占有することに
なり、伝送効率が低下すると同時に、受信状況により他
のキャリアの干渉を受け、性能が低下する問題がある。
また、送信側で特別なシンボル情報を送らず、ＦＦＴさ
れた演算データからシンボル位置を推定する方法は、シ
ンボル位置精度が、復調時のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）に左右されるという問題がある。
方法は、ヌルシンボル挿入による伝送効率の低下を補う
ため、１００シンボルに一回程度のバースト伝送にな
り、数百ｍｓ毎にしかシンボル同期が得られず、ＰＬＬ
の引き込み時間の増大や、移動受信を考慮した場合の同
期信号の復号までに時間遅れが生じ、好ましくない。ま
た、キャリアの一つにシンボル情報を乗せる方法は、連
続的にシンボル、サンプル同期が得られるという点で優
れているが、常に一つ以上のキャリアを占有することに
なり、伝送効率が低下すると同時に、受信状況により他
のキャリアの干渉を受け、性能が低下する問題がある。
また、送信側で特別なシンボル情報を送らず、ＦＦＴさ
れた演算データからシンボル位置を推定する方法は、シ
ンボル位置精度が、復調時のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）に左右されるという問題がある。
【０００８】そして最も大きい課題としては、ヌルシン
ボルを用いる方法を除いて、ＯＦＤＭ変調波をベースバ
ンドに復調するために必要なキャリア同期再生が既に完
了しているという前提で動作が可能となるいう問題があ
る。通常キャリア同期再生は、ＦＦＴの演算結果を用
い、その位相ズレ量を検出し、キャリア周波数を出力す
る電圧制御発振器（ＶＣＯ）をコントロールして行なっ
ている。そのため、この方法では、正しいＦＦＴ演算結
果が得るためには、シンボル・サンプル同期がキャリア
同期の前に完了しているという前提があった。しかし、
キャリアに情報を割り当てる方法や、ガードバンドの巡
回データの性質を利用した方法では、サンプル・シンボ
ル同期はキャリアの同期が行なわれたということを前提
にして行なわれており、ここに大きな矛盾が生じてい
た。
ボルを用いる方法を除いて、ＯＦＤＭ変調波をベースバ
ンドに復調するために必要なキャリア同期再生が既に完
了しているという前提で動作が可能となるいう問題があ
る。通常キャリア同期再生は、ＦＦＴの演算結果を用
い、その位相ズレ量を検出し、キャリア周波数を出力す
る電圧制御発振器（ＶＣＯ）をコントロールして行なっ
ている。そのため、この方法では、正しいＦＦＴ演算結
果が得るためには、シンボル・サンプル同期がキャリア
同期の前に完了しているという前提があった。しかし、
キャリアに情報を割り当てる方法や、ガードバンドの巡
回データの性質を利用した方法では、サンプル・シンボ
ル同期はキャリアの同期が行なわれたということを前提
にして行なわれており、ここに大きな矛盾が生じてい
た。
【０００９】つまり、ＦＦＴ演算結果を用いてシンボル
・サンプル同期とキャリア同期を同時に行なうシステム
を構成することは困難だということがわかる。しかし、
通常キャリア同期は、ＦＦＴ演算結果を用いる方式が有
効であり、実現性が高い。そこで、ＦＦＴの演算結果を
用いたキャリア同期を行なうために、送信側で特別な同
期情報を付加することなく、また、受信側でＦＦＴ演算
結果を用いず、連続的にシンボル・サンプル同期クロッ
ク信号が得られる、シンボル・サンプルクロック再生
（同期）回路を用いることは、ＯＦＤＭデータ復調シス
テムには重要である。
・サンプル同期とキャリア同期を同時に行なうシステム
を構成することは困難だということがわかる。しかし、
通常キャリア同期は、ＦＦＴ演算結果を用いる方式が有
効であり、実現性が高い。そこで、ＦＦＴの演算結果を
用いたキャリア同期を行なうために、送信側で特別な同
期情報を付加することなく、また、受信側でＦＦＴ演算
結果を用いず、連続的にシンボル・サンプル同期クロッ
ク信号が得られる、シンボル・サンプルクロック再生
（同期）回路を用いることは、ＯＦＤＭデータ復調シス
テムには重要である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するための手段として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）変調方式によって生成されたガードインターバル期
間を有するＯＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／
Ｄ変換手段とガードインターバル処理手段とを有するＯ
ＦＤＭ復調装置において、シンボルの先頭タイミング情
報を含む残留高周波成分をフィルタにより抽出する手段
と、前記残留高周波成分からシンボルタイミングクロッ
クを生成する手段と、シンボルクロックと前記生成した
シンボルタイミングクロックの両信号間で位相比較を行
なう手段と、前記位相比較結果に基づいて電圧制御発振
手段の出力周波数を制御し、前記電圧制御発振手段の出
力から前記シンボルクロックを取り出す手段とを備えて
構成したことを特徴とする。また、本発明のＯＦＤＭ復
調装置は、前記電圧制御発振手段の出力をシンボルクロ
ック周波数のＮ倍に設定する手段と、前記電圧制御発振
手段の出力を１／Ｎに分周し、前記電圧制御発振手段の
出力をサンプルクロックとする１／Ｎ分周手段が挿入さ
れていることを特徴とする。
成するための手段として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）変調方式によって生成されたガードインターバル期
間を有するＯＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／
Ｄ変換手段とガードインターバル処理手段とを有するＯ
ＦＤＭ復調装置において、シンボルの先頭タイミング情
報を含む残留高周波成分をフィルタにより抽出する手段
と、前記残留高周波成分からシンボルタイミングクロッ
クを生成する手段と、シンボルクロックと前記生成した
シンボルタイミングクロックの両信号間で位相比較を行
なう手段と、前記位相比較結果に基づいて電圧制御発振
手段の出力周波数を制御し、前記電圧制御発振手段の出
力から前記シンボルクロックを取り出す手段とを備えて
構成したことを特徴とする。また、本発明のＯＦＤＭ復
調装置は、前記電圧制御発振手段の出力をシンボルクロ
ック周波数のＮ倍に設定する手段と、前記電圧制御発振
手段の出力を１／Ｎに分周し、前記電圧制御発振手段の
出力をサンプルクロックとする１／Ｎ分周手段が挿入さ
れていることを特徴とする。
【００１１】本発明のＯＦＤＭ復調装置は、マルチパス
対策用に付加されているガードインターバルとシンボル
期間データとの不連続性を利用し、送信側で特別な同期
信号を付加せず、シンボル・サンプル同期が得られるも
のである。また、受信側では、キャリア同期が完了され
ていなくても、シンボル・サンプル同期が得られるた
め、データのＦＦＴ演算が行なえ、キャリア同期を完了
し、データの復調を行なえる。この方法は、ＯＦＤＭ変
調波のすべてのキャリアのデータの不連続部分を用いて
得られるものなので、ＯＦＤＭ変調波の一部が干渉を受
けてもシンボル・サンプルクロック精度には影響が少な
い。これにより、キャリア同期が完了していない状態で
も、連続的に、シンボル・サンプル同期を得ることが出
来る。
対策用に付加されているガードインターバルとシンボル
期間データとの不連続性を利用し、送信側で特別な同期
信号を付加せず、シンボル・サンプル同期が得られるも
のである。また、受信側では、キャリア同期が完了され
ていなくても、シンボル・サンプル同期が得られるた
め、データのＦＦＴ演算が行なえ、キャリア同期を完了
し、データの復調を行なえる。この方法は、ＯＦＤＭ変
調波のすべてのキャリアのデータの不連続部分を用いて
得られるものなので、ＯＦＤＭ変調波の一部が干渉を受
けてもシンボル・サンプルクロック精度には影響が少な
い。これにより、キャリア同期が完了していない状態で
も、連続的に、シンボル・サンプル同期を得ることが出
来る。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ（Orthogonal F
requency Division Multiplex 直交周波数分割多重）復
調装置の一実施例について、以下に図と共に説明する。
図１は本発明のＯＦＤＭ復調装置のブロック図であり、
図２は本発明のシンボル・サンプル再生回路の一実施例
を示した図である。
requency Division Multiplex 直交周波数分割多重）復
調装置の一実施例について、以下に図と共に説明する。
図１は本発明のＯＦＤＭ復調装置のブロック図であり、
図２は本発明のシンボル・サンプル再生回路の一実施例
を示した図である。
【００１３】図６は前記した如くＯＦＤＭ変調波とキャ
リアの直交状態を示す周波数スペクトラム、図７は前記
した如くＯＦＤＭ信号波形図であり、その信号波形が多
数の直交したキャリアの重ね合わせにより出来ているこ
とを示す。図７に示すように、ＯＦＤＭ信号は、f1,f2,
… …,fn の互いに直交した多数のディジタル変調波を
組み合わせたもので、この期間を有効シンボル期間ｔｓ
と、有効シンボル期間の後部の信号波形を繰り返したガ
ードインターバルｔｇで一つのシンボルとなる。
リアの直交状態を示す周波数スペクトラム、図７は前記
した如くＯＦＤＭ信号波形図であり、その信号波形が多
数の直交したキャリアの重ね合わせにより出来ているこ
とを示す。図７に示すように、ＯＦＤＭ信号は、f1,f2,
… …,fn の互いに直交した多数のディジタル変調波を
組み合わせたもので、この期間を有効シンボル期間ｔｓ
と、有効シンボル期間の後部の信号波形を繰り返したガ
ードインターバルｔｇで一つのシンボルとなる。
【００１４】ガードインターバル期間ｔｇを有するＯＦ
ＤＭ信号の場合、ガードインターバル期間中の信号は、
有効シンボル期間ｔｓの信号を巡回的に繰り返している
ため、ガードインターバル期間ｔｇとその前の有効シン
ボル期間ｔｓとの信号は、シンボル期間ｔｓの開始点に
おいて、ほとんどすべてのキャリアで不連続になってい
る。
ＤＭ信号の場合、ガードインターバル期間中の信号は、
有効シンボル期間ｔｓの信号を巡回的に繰り返している
ため、ガードインターバル期間ｔｇとその前の有効シン
ボル期間ｔｓとの信号は、シンボル期間ｔｓの開始点に
おいて、ほとんどすべてのキャリアで不連続になってい
る。
【００１５】図５のデータの不連続点を示した図におい
て、例としてあげたキャリアａ、キャリアｂは共にシン
ボルの先頭であるシンボル開始点において、夫々不連続
になっていることを示している。この位置では、多数の
キャリアの高次周波数成分が重なり合っている。よっ
て、キャリアの情報成分と隣接ＯＦＤＭ変調波を除去す
るＢＰＦを用いれば、シンボル開始のタイミング点を抽
出することが出来る。ＯＦＤＭ復調波を前記ＢＰＦを通
した場合、その出力信号には図４のような残留高周波成
分が表われる。この残留高周波成分がシンボルの開始点
を表わしている。
て、例としてあげたキャリアａ、キャリアｂは共にシン
ボルの先頭であるシンボル開始点において、夫々不連続
になっていることを示している。この位置では、多数の
キャリアの高次周波数成分が重なり合っている。よっ
て、キャリアの情報成分と隣接ＯＦＤＭ変調波を除去す
るＢＰＦを用いれば、シンボル開始のタイミング点を抽
出することが出来る。ＯＦＤＭ復調波を前記ＢＰＦを通
した場合、その出力信号には図４のような残留高周波成
分が表われる。この残留高周波成分がシンボルの開始点
を表わしている。
【００１６】このシンボル開始点は、キャリア同期が完
全に完了していなくても、ＯＦＤＭ復調波は、受信機の
キャリア周波数と送信機のキャリア周波数の差分の周波
数が発生するだけであり、その周波数は、残留高周波成
分に比較して無視出来るくらい低い周波数のため、残留
高周波の時間的発生位置には影響を与えない。よって、
キャリアの同期状態に影響なくシンボル・サンプル同期
が行なえる。
全に完了していなくても、ＯＦＤＭ復調波は、受信機の
キャリア周波数と送信機のキャリア周波数の差分の周波
数が発生するだけであり、その周波数は、残留高周波成
分に比較して無視出来るくらい低い周波数のため、残留
高周波の時間的発生位置には影響を与えない。よって、
キャリアの同期状態に影響なくシンボル・サンプル同期
が行なえる。
【００１７】本発明のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）
変復調装置の基本的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
変復調装置の基本的な仕様は、以下に示す通りである。 (1) 中心キャリア周波数 １０．７ＭHz (4) 使用キャリア数 ２５７波 (2) 伝送帯域幅 １００ＫHz (5) ＦＦＴサイズ ５１２点 (3) 変調方式 ２５６ＱＡＭ (6) シンボル周期 ２．６ms
【００１８】入力ＯＦＤＭ変調波は、乗算器１，２で復
調され、Ａ／Ｄコンバータ３，４でディジタル化され、
ガードインターバル処理器５、ＦＦＴ・ＱＡＭ復号器
６、出力回路７で順次されて復調される。ここで、乗算
器１，２により復調されたＯＦＤＭベースバンド信号か
らタイミング信号を抽出し、シンボル・サンプルクロッ
クがシンボル・サンプル再生回路１１で再生され、Ａ／
Ｄコンバータ３，４と、ガードインターバル処理器５に
夫々送られる。
調され、Ａ／Ｄコンバータ３，４でディジタル化され、
ガードインターバル処理器５、ＦＦＴ・ＱＡＭ復号器
６、出力回路７で順次されて復調される。ここで、乗算
器１，２により復調されたＯＦＤＭベースバンド信号か
らタイミング信号を抽出し、シンボル・サンプルクロッ
クがシンボル・サンプル再生回路１１で再生され、Ａ／
Ｄコンバータ３，４と、ガードインターバル処理器５に
夫々送られる。
【００１９】ＦＦＴ・ＱＡＭ復号器６の演算結果から各
キャリアの位相差を位相差検出器８で求め、その結果を
Ｄ／Ａコンバータ９でアナログ値に変換し、ループフィ
ルタ１０で不要なノイズ成分を除去し、キャリア周波数
を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２を制御する。
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２の出力は、90度移相器１
３を介して、乗算器１に供給され、また、電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１２の出力は、直接に乗算器２に供給され
て、キャリア同期ループが形成される。
キャリアの位相差を位相差検出器８で求め、その結果を
Ｄ／Ａコンバータ９でアナログ値に変換し、ループフィ
ルタ１０で不要なノイズ成分を除去し、キャリア周波数
を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２を制御する。
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２の出力は、90度移相器１
３を介して、乗算器１に供給され、また、電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１２の出力は、直接に乗算器２に供給され
て、キャリア同期ループが形成される。
【００２０】つぎに、本発明を構成するシンボル・サン
プル再生回路似ついて、図と共に以下に説明する。図２
は、本発明を構成するシンボル・サンプル再生回路の一
実施例のブロックを示したものであり、図３は、図２の
シンボル・サンプル再生回路の一部の信号波形図を示し
たものである。ＯＦＤＭ復調波は、まず入力回路２１に
供給され、必要なレベルにまで増幅される。増幅された
信号はＢＰＦ２２で残留高周波成分が抽出される。抽出
された残留高周波成分は包絡線検波器２３で検波され、
コンパレータ２４でシンボルタイミングクロックが得ら
れる。なお、前記のＢＰＦ２２に代えてＨＰＦ（ハイパ
スフィルタ）を使用してもよい。
プル再生回路似ついて、図と共に以下に説明する。図２
は、本発明を構成するシンボル・サンプル再生回路の一
実施例のブロックを示したものであり、図３は、図２の
シンボル・サンプル再生回路の一部の信号波形図を示し
たものである。ＯＦＤＭ復調波は、まず入力回路２１に
供給され、必要なレベルにまで増幅される。増幅された
信号はＢＰＦ２２で残留高周波成分が抽出される。抽出
された残留高周波成分は包絡線検波器２３で検波され、
コンパレータ２４でシンボルタイミングクロックが得ら
れる。なお、前記のＢＰＦ２２に代えてＨＰＦ（ハイパ
スフィルタ）を使用してもよい。
【００２１】つぎに、シンボル周波数のＮ倍のサンプル
クロック周波数付近で発振している電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２７を備え、その発振出力信号を１／Ｎ分周器２
８に送られ、周波数が１／Ｎされてシンボルクロック周
波数相当のシンボルクロックとなる。この信号と前記抽
出されたシンボルタイミングクロックは、位相比較器２
５の各入力端子に供給され、両信号の位相比較を行なっ
て、その位相差に応じた位相差電圧が出力される。
クロック周波数付近で発振している電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２７を備え、その発振出力信号を１／Ｎ分周器２
８に送られ、周波数が１／Ｎされてシンボルクロック周
波数相当のシンボルクロックとなる。この信号と前記抽
出されたシンボルタイミングクロックは、位相比較器２
５の各入力端子に供給され、両信号の位相比較を行なっ
て、その位相差に応じた位相差電圧が出力される。
【００２２】位相比較器２５から出力された位相差電圧
は、ノイズと急峻な変動、信号の消失を吸収するため
に、ループフィルタ２６に供給され、ループフィルタ２
６の出力は電圧制御発振器（ＶＣＯ）２７の制御端子に
入力される。電圧制御発振器（ＶＣＯ）２７の出力とし
てサンプルクロックを得る。以上により、ＯＦＤＭ復調
装置を動作させるための正確なシンボル・サンプルクロ
ックを得ることが出来る。
は、ノイズと急峻な変動、信号の消失を吸収するため
に、ループフィルタ２６に供給され、ループフィルタ２
６の出力は電圧制御発振器（ＶＣＯ）２７の制御端子に
入力される。電圧制御発振器（ＶＣＯ）２７の出力とし
てサンプルクロックを得る。以上により、ＯＦＤＭ復調
装置を動作させるための正確なシンボル・サンプルクロ
ックを得ることが出来る。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、シンボル
とガードインターバルのデータの不連続性を利用し、特
別なシンボル同期信号を送信しなくとも、復調器のキャ
リア同期動作が行なわれる前に、他の干渉を受けにく
く、精度の高いシンボル・サンプルクロックを得ること
が出来る。
とガードインターバルのデータの不連続性を利用し、特
別なシンボル同期信号を送信しなくとも、復調器のキャ
リア同期動作が行なわれる前に、他の干渉を受けにく
く、精度の高いシンボル・サンプルクロックを得ること
が出来る。
【００２４】本発明は、ＯＦＤＭ変調波のすべてのキャ
リアのデータの不連続部分を利用して得られるものなの
で、ＯＦＤＭ変調波の一部が干渉を受けてもシンボル・
サンプルクロック精度には影響が少ない。これにより、
キャリア同期が完了していない状態でも、連続的に、シ
ンボル・サンプル同期を得ることが出来る。
リアのデータの不連続部分を利用して得られるものなの
で、ＯＦＤＭ変調波の一部が干渉を受けてもシンボル・
サンプルクロック精度には影響が少ない。これにより、
キャリア同期が完了していない状態でも、連続的に、シ
ンボル・サンプル同期を得ることが出来る。
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明のＯＦＤＭ復調装置のシンボル・サンプ
ル同期回路の一実施例を示すブロック図である。
ル同期回路の一実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明のＯＦＤＭ復調装置のシンボル・サンプ
ル同期回路の具体的な波形の説明図である。
ル同期回路の具体的な波形の説明図である。
【図４】シンボル開始点情報を含む残留高周波成分波形
を示した図である。
を示した図である。
【図５】データの不連続点を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭ周波数スペクトルとキャリアの直交状
態とを示す図である。
態とを示す図である。
【図７】ＯＦＤＭ信号波形図である。
【図８】ＯＦＤＭ伝送フレーム・シンボルの一例であ
る。
る。
１，２ 乗算器 ３，４ Ａ／Ｄ ５ ガードインターバル処理器 ６ ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器 ７ 出力回路 ８ 位相差検出器 ９ Ｄ／Ａ １０ ループフィルタ １１ シンボル・サンプルクロック再生回路 １２，２７ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １３ 90度移相器 ２１ 入力回路 ２２ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ２３ 包絡線検波器 ２４ コンパレータ ２５ 位相比較器 ２６ ループフィルタ ２８ １／Ｎ分周器
Claims (5)
- 【請求項１】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって生成されたガードインターバル期間を有するＯ
ＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／Ｄ変換手段と
ガードインターバル処理手段とを有するＯＦＤＭ復調装
置において、 シンボルの先頭タイミング情報を含む残留高周波成分を
フィルタにより抽出する手段と、 前記残留高周波成分からシンボルタイミングクロックを
生成する手段と、 シンボルクロックと前記生成したシンボルタイミングク
ロックの両信号間で位相比較を行なう手段と、 前記位相比較結果に基づいて電圧制御発振手段の出力周
波数を制御し、前記電圧制御発振手段の出力から前記シ
ンボルクロックを取り出す手段とを備えて構成したこと
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項２】請求項１に記載されたＯＦＤＭ復調装置に
おいて、 前記電圧制御発振手段の出力をシンボルクロック周波数
のＮ倍に設定する手段と、前記電圧制御発振手段の出力
を１／Ｎに分周する手段とを有する構成とし、前記電圧
制御発振手段の出力をＯＦＤＭ復調のためのサンプルク
ロック信号として前記Ａ／Ｄ変換手段に供給し、前記電
圧制御発振手段の出力を１／Ｎに分周する手段の出力を
シンボルクロック信号として前記ガードインターバル処
理手段に供給するようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ
復調装置。 - 【請求項３】請求項１に記載されたＯＦＤＭ復調装置に
おいて、 キャリア同期が行なわれる前のＯＦＤＭ復調信号を用い
て、シンボルの先頭タイミング情報を含む残留高周波成
分をフィルタにより抽出する手段と、 前記残留高周波成分からシンボルタイミングクロックを
生成する手段と、 シンボルクロックと前記生成したシンボルタイミングク
ロックの両信号間で位相比較を行なう手段と、 前記位相比較結果に基づいて電圧制御発振手段の出力周
波数を制御し、前記電圧制御発振手段の出力から前記シ
ンボルクロックを取り出す手段とを備えて構成したこと
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項４】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって生成されたガードインターバル期間を有するＯ
ＦＤＭ変調信号を受信して復調する、Ａ／Ｄ変換ステッ
プとガードインターバル処理ステップとを有するＯＦＤ
Ｍ復調方法において、 シンボルの先頭タイミング情報を含む残留高周波成分を
フィルタにより抽出するステップと、前記残留高周波成
分からシンボルタイミングクロックを生成するステップ
と、シンボルクロックと前記生成したシンボルタイミン
グクロックの両信号間で位相比較を行なうステップと、
前記位相比較結果に基づいて電圧制御発振ステップの出
力周波数を制御し、前記電圧制御発振ステップの出力か
ら前記シンボルクロックを取り出すステップとを備えて
構成したことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - 【請求項５】請求項４に記載されたＯＦＤＭ復調方法に
おいて、 キャリア同期が行なわれる前のＯＦＤＭ復調信号を用い
て、シンボルの先頭タイミング情報を含む残留高周波成
分をフィルタにより情報信号を除去して抽出するステッ
プと、前記残留高周波成分からシンボルタイミングクロ
ックを生成するステップと、シンボルクロックと前記生
成したシンボルタイミングクロックの両信号間で位相比
較を行なうステップと、前記位相比較結果に基づいて電
圧制御発振手段の出力周波数を制御し、前記電圧制御発
振手段の出力から前記シンボルクロックを取り出すステ
ップとを備えるようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ復
調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34432397A JP3580107B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34432397A JP3580107B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11163825A true JPH11163825A (ja) | 1999-06-18 |
| JP3580107B2 JP3580107B2 (ja) | 2004-10-20 |
Family
ID=18368358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34432397A Expired - Fee Related JP3580107B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3580107B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011089714A1 (ja) * | 2010-01-22 | 2011-07-28 | 株式会社 東芝 | 無線送受信システム |
| JP2013106057A (ja) * | 2011-11-10 | 2013-05-30 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信装置 |
-
1997
- 1997-11-28 JP JP34432397A patent/JP3580107B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011089714A1 (ja) * | 2010-01-22 | 2011-07-28 | 株式会社 東芝 | 無線送受信システム |
| JP5337258B2 (ja) * | 2010-01-22 | 2013-11-06 | 株式会社東芝 | 無線送受信システム、方法、およびｍｒｉ装置 |
| US8971427B2 (en) | 2010-01-22 | 2015-03-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wireless transceiver system and method |
| JP2013106057A (ja) * | 2011-11-10 | 2013-05-30 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3580107B2 (ja) | 2004-10-20 |
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