JP5337258B2 - 無線送受信システム、方法、およびｍｒｉ装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数の同期技術に関し、特にＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号を用いて周波数の同期を行う無線送受信システムに関する。

ＯＦＤＭパケットの繰り返し波形を用いて相関演算することで周波数同期をとる手法が知られている（例えば、非特許文献１および非特許文献２参照）。例えば、無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、パケットの先頭に繰り返し波形を含むプリアンブルを配している。送信機で用いる周波数と受信機で用いる周波数とが完全に同一である場合には、受信機では繰り返し波形が観測される。一方、送信機で用いる周波数と受信機で用いる周波数とがずれている場合は、受信機は周波数のずれに比例した位相差を検出する。よって、繰り返し波形の相関演算を行うことによって位相差を検出して送信機と受信機との周波数同期を取ることができる。

T. Sekiguchi, et al., "Development of Digital Wireless Transceiver for a MRI Coil with Clock Synchronization", ISMRM 2009 P. H. Moose, "A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction," IEEE Trans. Commun., Vol.42, No.10, pp.2908-2914, Oct.1994

しかし、繰り返し波形の位相が３６０度以上回転するような周波数ずれがある場合には、正確な周波数ずれを検出することができない。よって、送信機で用いる周波数と受信機で用いる周波数とがある程度の精度で一致している必要があり、送信機および受信機にある程度の精度を有する発信器を備える必要がある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、受信機側に精度のよい発信器を必要とすることなく高精度に周波数同期を取ることができる無線送受信システムを提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明に係る無線送受信システムは、送信装置と受信装置とを含む無線送受信システムであって、前記送信装置は、クロック信号を生成するクロック供給部と、前記クロック信号に応じたビット値を有する固定データを生成するデータ生成部と、前記固定データに対してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調を行い、ＯＦＤＭパケットを生成するパケット生成部と、を具備し、前記受信装置は、前記ＯＦＤＭパケットの時間波形における振幅を表す包絡線を検波して包絡線信号を得る検波部と、前記包絡線信号と第１閾値とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ部と、前記ＯＦＤＭパケットの先頭部分を検出する検出部と、前記矩形波信号の主周波数成分から前記クロック信号に同期した同期クロック信号を抽出するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）部と、前記先頭部分を検出した時点から１以上のＯＦＤＭパケットを含む第１期間を経過するまで前記ＰＬＬ部を動作させるように制御する制御部と、を具備することを特徴とする。

本発明の無線送受信システムによれば、受信機側に精度のよい発信器を必要とすることなく高精度に周波数同期を取ることができる。

第１の実施形態に係る無線送受信システムを示すブロック図。 ＯＦＤＭパケットの一例を示す図。 ＯＦＤＭシンボルと包絡線との関係を示す図。 ＯＦＤＭパケットの送信間隔を示す図。 コンパレータ部を示すブロック図。 コンパレータ部の第１の変形例を示すブロック図。 コンパレータ部の第２の変形例を示すブロック図。 コンパレータ部の第３の変形例を示すブロック図。 パケット検出部の変形例を示すブロック図。 所望周波数を中心とするスペクトラムの一例を示す図。 ＰＬＬ制御部の第１の変形例を示すブロック図。 ＰＬＬ制御部の第２の変形例を示すブロック図。 ＰＬＬ部を示すブロック図。 ＰＬＬ部の第１の変形例を示すブロック図。 ＰＬＬ部の第２の変形例を示すブロック図。 第２の実施形態に係るＭＲＩ装置を示すブロック図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線送受信システムについて詳細に説明する。なお、以下の実施形態では、同一の番号を付した部分については同様の動作を行うものとして、重ねての説明を省略する。

（第１の実施形態）
本実施形態に係る無線送受信システムの使用例について図１を参照して説明する。
本実施形態に係る無線送受信システム１００は、送信装置１０１および受信装置１５１で構成される。送信装置１０１はクロック供給部１０２、固定データ生成部１０３、ＯＦＤＭパケット生成部１０４、およびアンテナ１０５を含み、受信装置１５１は、アンテナ１５２、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）部１５３、包絡線検波部１５４、コンパレータ部１５５、パケット検出部１５６、ＰＬＬ制御部１５７、およびＰＬＬ部１５８を含む。

クロック供給部１０２は、クロック信号を生成する。

固定データ生成部１０３は、任意の固定データを生成する。固定データは例えば、特定のビット列により生成することができる。固定データのビット列の値（以下、ビット値という）に応じて、後述するＯＦＤＭパケットの時間領域における振幅が増減する周期が変化する。言い換えると、この周波数成分の分布は、固定データのビット値を調整することによって一意に定めることができる。つまり、クロック信号に応じて固定データのビット値が変わるので、ＯＦＤＭパケットの包絡線の増減周期に応じてビット値を変えることにより、または同期をとりたい周波数に応じてビット値を変えることによりクロック信号をＯＦＤＭパケットの包絡線に乗せることができる。固定データ生成部１０３の動作については図２、図３、図４を参照して後述する。

ＯＦＤＭパケット生成部１０４は、クロック供給部１０２からクロック信号を、固定データ生成部１０３から固定データをそれぞれ受け取り、ＯＦＤＭパケットを生成する。

アンテナ１０５は、ＯＦＤＭパケット生成部１０４からＯＦＤＭパケットを受け取り、受信装置１５１に向かって送信する。

アンテナ１５２は、送信装置１０１からＯＦＤＭパケットを受け取り、ＢＰＦ部１５３へ送る。

ＢＰＦ部１５３は、アンテナ１５２からＯＦＤＭパケットを受け取り、所定の帯域幅のみ抽出する様にＯＦＤＭパケットの帯域を制限する。

包絡線検波部１５４は、ＢＰＦ部１５３から帯域制限されたＯＦＤＭパケットを受け取り、包絡線検波を行って包絡線信号を生成する。包絡線検波は、ＯＦＤＭパケットの時間波形の振幅の増減を検出することにより行う。また、包絡線は、クロック供給部１０２から供給されたクロック信号に同期して増減する。従って、送信装置１０１から送信されたＯＦＤＭパケットの包絡線は、クロック信号の周期の整数倍の周期を有する周波数成分を持つ。

コンパレータ部１５５は、包絡線検波部１５４から包絡線信号を受け取り、包絡線信号をコンパレートすることで矩形波信号を生成する。コンパレータ部１５５の動作については図５、図６、図７、および図８を参照して後述する。

パケット検出部１５６は、包絡線検波部１５４から包絡線信号を受け取り、ＯＦＤＭパケットの先頭を検出し、検出信号を生成する。

ＰＬＬ制御部１５７は、パケット検出部１５６から検出信号を受け取り、一定の期間に後述するＰＬＬ部１５８を動作させるように制御する制御信号を生成する。ＰＬＬ制御部１５７の動作については、図１１および図１２を参照して後述する。

ＰＬＬ部１５８は、コンパレータ部１５５から矩形波信号を、ＰＬＬ制御部１５７から制御信号をそれぞれ受け取る。そしてＰＬＬ部１５８は、制御信号により定められたＯＦＤＭパケットの期間において、矩形波信号から不要な周波数成分を除去して特定の周波数成分のみ抽出し、送信装置１０１から送信されたクロック信号の周波数（以下、クロック周波数ともいう）に同期した同期クロック信号を再生する。

ここで「周波数の同期」とは、完全に一致している場合に限らず、クロック周波数に近い状態であればよい。すなわち、送信装置１０１のクロック供給部１０２から供給されたクロック周波数をｆ＿ｔｘ、受信装置１５１で再生した同期クロック周波数をｆ＿ｒｘとすると、ｆ＿ｔｘがある定数Ａを用いて表されるＡ×ｆ＿ｒｘと十分に近い状態であればよい。

Ａの値は、送信装置１０１のクロック供給部１０２から供給されたクロック信号と、ＯＦＤＭパケットの周波数帯域幅の関係や、固定データなどによって定まる。例えば、クロック供給部１０２から供給されるクロック周波数が２０ＭＨｚ、任意の固定データで生成されたＯＦＤＭパケットの包絡線に強く現れる周波数、すなわちフーリエ変換した際に主となる周波数が５ＭＨｚである場合には、定数Ａは４となる。このような場合に、クロック供給部１０２から供給されるクロック周波数を５ＭＨｚとして、５ＭＨｚのクロック周波数を４逓倍してからＯＦＤＭパケット生成部１０４に入力すれば、定数Ａが１となる。また、ＰＬＬ部１５８でクロック周波数を４逓倍することによっても定数Ａが１となる。

次に、固定データ生成部１０３の固定データ生成方法について図２、図３、および図４を参照して詳細に後述する。
まず、ＯＦＤＭパケットについて図２を参照して説明する。
ＯＦＤＭパケット２０２は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算によって生成された信号で構成される複数のＯＦＤＭシンボル２０１を含む。図２では各ブロックがＯＦＤＭシンボル２０１を表す。また、ＯＦＤＭパケット２０２の先頭の期間をヘッダ２０３と呼ぶ。ヘッダ２０３はパイロット信号などのデータ以外の既知信号を含む。ヘッダ２０３に続く、ＯＦＤＭパケット２０２の残りの期間をデータ２０４と呼ぶ。従って、本実施形態に係る送信装置１０１から送信されるＯＦＤＭパケット２０２のうち、固定データによって包絡線を変化させることができる期間は、データ２０４の期間となる。

しかしながら、図２に示すデータ２０４にあるＯＦＤＭシンボル２０１のうち、先頭の一部分（期間２０５）にはデータ本体以外の情報、例えばＯＦＤＭパケットの送信宛先情報といった情報が挿入される場合がある。そのような場合、これらの情報が挿入された期間２０５については固定データによって包絡線を変化させることができず、包絡線に特定の周波数を強く現せない可能性がある。同様に、データ２０４のＯＦＤＭシンボル２０１のうち、最後の一部分（期間２０６）には、符号化処理によって生じるテイルビットや、データ長とパケット長とを合わせるためのゼロパディングビットといったデータ本体以外の情報が追加される場合がある。そのような場合も、これらの情報が追加された期間２０６については固定データによって包絡線を変化させることができない。
よって、データ２０４の中に送信宛先情報やゼロパディングビットが含まれる場合には、データ２０４のＯＦＤＭシンボル２０１、固定データによって包絡線を実質的に変化させることができる期間は期間２０７となる。

続いて、ＯＦＤＭシンボル２０１について図３を参照して説明する。
ＯＦＤＭシンボル２０１には、波形の一部が繰り返されたサイクリックプレフィックス３０２が付加される。図３に示すように、期間３０１はＦＦＴ演算によって生成された部分であり、サイクリックプレフィックス３０２は期間３０３を繰り返した部分である。期間３０１とサイクリックプレフィックス３０２とをあわせてＯＦＤＭシンボル２０１と７呼ぶ。なお、波形３０４は、ＯＦＤＭパケット生成部１０４が生成する、クロック上に成形されたＯＦＤＭパケットの時間波形を示す。波形３０５は、信号３０４に対して包絡線検波部１５４が検波した包絡線信号からコンパレータ部１５５が抽出した矩形波信号の時間波形を示す。波形３０６は、ＰＬＬ部１５８が矩形波信号から抽出した同期クロック信号の時間波形である。

ここで、ＯＦＤＭシンボル長をＴ＿Ｓとすると、ＯＦＤＭパケットの包絡線がもつことができる周波数の周期はＴ＿Ｓの整数分の１となる。また、サイクリックプレフィックスはＯＦＤＭシンボル波形の一部を繰り返した波形であることから、サイクリックプレフィックス長をＴ＿Ｃとする場合、ＯＦＤＭシンボル全体にわたって包絡線にある一定の周期をもたせるには、包絡線の周期がＴ＿Ｃの整数分の１である必要がある。以上より、ＯＦＤＭパケットの包絡線の周期をＴ＿ＥＮＶとする場合、Ｔ＿ＥＮＶをＴ＿Ｓの整数分の１でかつＴ＿Ｃの整数分の１となるように固定データを選択することで、包絡線がもつ周波数として１／Ｔ＿ＥＮＶの周波数成分を強く現すことができる。
具体的には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格での例では、Ｔ＿Ｓが３．２ｕｓｅｃ、Ｔ＿Ｃが０．８ｕｓｅｃであるので、Ｔ＿ＥＮＶをＴ＿Ｓの整数分の１でかつＴ＿Ｃの整数分の１となるようにするためにはＴ＿ＳとＴ＿Ｃとの公約数の逆数を算出すればよい。ただしここで、ある２つの正の実数ＸとＹの公約数とは、Ｘ＝ａ×ＺおよびＹ＝ｂ×Ｚをみたす正の整数ａおよびｂが存在する実数Ｚのことを表している。Ｔ＿ＳとＴ＿Ｃとの公約数としては、０．８ｕｓｅｃ、０．４ｕｓｅｃ、０．２ｕｓｅｃ、０．１ｕｓｅｃが得られる。よって、固定データ生成部１０３は、ＯＦＤＭシンボルの包絡線が０．８ｕｓｅｃ、０．４ｕｓｅｃといった周期で増減するような固定データを選択する。

なお、ＯＦＤＭパケットの送信周期を考慮してＯＦＤＭパケットが送信されていない期間に同期を行わないようにすることで、ＯＦＤＭパケットを複数受信して周波数の同期精度を高めてもよい。この場合には、包絡線の周期の設定にあたってＯＦＤＭパケットの送信間隔を考慮する必要がある。ＯＦＤＭパケットの送信間隔の一例について図４を参照して説明する。
図４に示すように、複数のＯＦＤＭパケット２０２が、無信号期間４０１、４０２を空けて順に送信される。ＯＦＤＭパケットの送信間隔によっては先着のＯＦＤＭパケットと、後着のＯＦＤＭパケットとの各包絡線の位相が一致しない可能性がある。受信装置１５１に含まれるＰＬＬ部１５８では、位相を比較して同期させることによって周波数を合わせる。このため、先着のＯＦＤＭパケットと後着のＯＦＤＭパケットとで周波数を比較したときに、互いの周波数が一致していても、互いの位相が一致していない場合には、ＰＬＬ部１５８が位相差を検出してしまうことがある。受信装置１５１は、ＰＬＬ部１５８で位相差を検出することで先着のＯＦＤＭパケットの周波数と後着のＯＦＤＭパケットの周波数とが変わったと判定してしまい、複数のＯＦＤＭパケットを用いて周波数同期を取ろうとしても逆に周波数の同期精度が劣化してしまうこともある。

そこで、複数のＯＦＤＭパケット２０２を用いて周波数の同期を行う場合に複数のＯＦＤＭパケット２０２間で位相を揃えるために、ＯＦＤＭパケット２０２の送信間隔をＴ＿Ｉの整数倍とすると、ＯＦＤＭパケットの包絡線の周期Ｔ＿ＥＮＶがＴ＿ＳとＴ＿ＣとＴ＿Ｉとの整数分の１となるように固定データを選択する。

具体的には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａでの例では、Ｔ＿Ｓが３．２ｕｓｅｃ、Ｔ＿Ｃが０．８ｕｓｅｃ、さらに、ＯＦＤＭパケットの送信間隔は１ｕｓｅｃの整数倍、例えばＴ＿Ｉが１ｕｓｅｃとなる。固定データ生成部１０３がＴ＿ＳとＴ＿ＣとＴ＿Ｉとの公約数を算出し、算出した公約数（０．２ｕｓｅｃ、０．１ｕｓｅｃ等）の周期で包絡線が増減するような固定データを選択することで、ＯＦＤＭパケットにクロック信号をずれがないように載せることができる。すなわち、ＯＦＤＭパケット間の包絡線の位相を一致させることができ、１つのＯＦＤＭパケットで周波数同期をとるよりも、複数のＯＦＤＭパケットを有効に用いてより高い精度で周波数の同期をとることができる。

但し、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの信号は２０ＭＨｚのサンプル周波数で生成されているＯＦＤＭパケットであるため、サンプル周波数の周期である０．０５ｕｓｅｃ以下で包絡線を変化させることはできない。従って、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいて、周波数および位相を合わせるためには、０．２ｕｓｅｃまたは０．１ｕｓｅｃが望ましいが、図７を用いて後述する方法を用いれば、周期を大きくした状態でも位相をあわせることができる。

なお、複数のＯＦＤＭパケットを用いて周波数の同期をとる場合、ＯＦＤＭパケットの送り方としては、ＯＦＤＭパケットを送っていない期間に対して、ＯＦＤＭパケットを送っている期間の割合が大きい方が望ましい。なぜならば、受信装置１５１で周波数の同期をとる時間の割合が増加すれば、周波数の同期精度が向上するためである。
しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠した送信装置１０１では、ＯＦＤＭパケットの送信間隔をあけずに連続的にＯＦＤＭパケットを送信することはできず、規定されたある時間間隔をあけてＯＦＤＭパケットを送信する必要がある。従って、ＯＦＤＭパケットを送信している時間を長くするためには、１つのパケット長を長くすればよい。但し、ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは１パケットあたりのデータ長の最大値が決まっているので、１パケットあたりのパケット長を長くするために、データ長を長くすることに加えてデータレートを低く設定する事が必要である。データレートを低く設定するには、例えば、符号化率を下げたり、多値数の少ない変調（６４ＱＡＭではなく、１６ＱＡＭを用いるなど）を行ったりすればよい。

なお、固定データの生成方法の別例としては、ＯＦＤＭパケットが上述した周期を持つように、固定データ生成部１０３が複数のデータパターンを生成し、ＯＦＤＭパケット生成部１０４が複数のデータパターンを受けとり複数のＯＦＤＭパケットを生成し、受信装置１５１で受信した際に特定の周波数成分の電力が強く現れる包絡線を選択して固定データとしてもよい。データパターンは、任意のビット列により表わされる。
またこの際、ＯＦＤＭパケット全体のデータパターンを用いてもよいし、ＯＦＤＭシンボル１つ分に相当するデータパターンを用いてもよい。ＯＦＤＭシンボル１つ分のデータパターンを用いる場合は、選択したデータパターンを複数回繰り返したものをＯＦＤＭパケット全体のデータパターンとする。

データパターンからＯＦＤＭシンボル１つ分の波形を生成するのに必要な処理としては、ビット列をＩＱ平面上の変調シンボルに割り当てる変調処理と、それらをＯＦＤＭサブキャリアに割り当てるサブキャリア割り当て処理と、ＦＦＴによって時間軸信号に変換するＦＦＴ処理との３つが挙げられる。すなわち、固定データ生成部１０３でデータパターンを複数生成し、これらに変調とサブキャリア割り当てとＦＦＴ処理とを施してＯＦＤＭシンボルを生成する。生成したＯＦＤＭシンボルは、受信装置１５１へ送信される。受信装置１５１は、包絡線検波部１５４において生成される波形の包絡線を評価し、周波数同期を取る。

一方、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのような規格に準拠した無線機では、これ以外にビット値をスクランブルするスクランブル処理や、ある固まった単位でビットの並び替えを行うインタリーブ処理や、ビット列に冗長度を付加してより長いビット列に変換する符号化処理などがある。このような処理がある場合にも、同様に必要な処理を施してＯＦＤＭシンボルを生成すればよい。
但し、スクランブル処理またはインタリーブ処理といった全射でかつ単射である変換については、その逆処理が存在するので、逆処理を用いずにデータパターンの試行を行う。そして、結果として選択されたデータパターンに対して、行った処理の逆処理をすることによって本来用いるデータパターンを生成し、これを固定データとして選択してもよい。

次に、コンパレータ部１５５の動作について図５、図６、図７、および図８を参照して詳細に説明する。
コンパレータ部１５５は、閾値設定部５０１および閾値比較部５０２を含む。
閾値設定部５０１は、電力の閾値を設定する。

閾値比較部５０２は、包絡線検波部１５４から包絡線信号を、閾値設定部５０１から閾値をそれぞれ受け取り包絡線信号と閾値とを比較する。そして閾値比較部５０２は、包絡線信号の電力が閾値よりも高かった場合にはＨ（Ｈｉｇｈ）信号をＰＬＬ部１５８へ出力し、包絡線信号の電力が閾値よりも低かった場合にはＬ（Ｌｏｗ）信号をＰＬＬ部１５８へ出力する。なお、Ｈ信号およびＬ信号は、例えば論理値としてそれぞれ「１」および「０」であってもよいし、電圧値としてＨ信号が高い電圧、Ｌ信号がＨ信号よりも低い電圧であってもよい。このようにコンパレータ部１５５は、電力を閾値により判定することで矩形波信号を生成することができる。

(コンパレータ部の変形例１)
さらに、コンパレータ部の変形例について図６に示す。

図６に示すコンパレータ部６００は、図５に示したコンパレータ部１５５に加え、さらにゲイン調整部６０１を含む。
ゲイン調整部６０１は、包絡線検波部１５４から包絡線信号を受け取り、ある期間の平均電力が所定の電力となるように信号のゲインを調整する。従って、受信電力が変化する場合においても、受信信号の包絡線から所望の周波数成分を高精度に抽出ことができる。

（コンパレータ部の変形例２）
さらに、コンパレータ部１５５の閾値設定部５０１が受信電力に応じて閾値を調整するようにしてもよい。この場合のコンパレータ部７００について図７に示す。
コンパレータ部７００の閾値設定部７０１は、包絡線検波部１５４からの包絡線信号を受け取り、包絡線信号の電力に基づいて閾値を設定する点が図５のコンパレータ部１５５の閾値設定部５０１と異なる。例えば、図６に示すゲイン調整部６０１においてゲインを３ｄＢ上げることは、図７に示す閾値設定部７０１において閾値を３ｄＢ下げることと基本的に等価である。
図７に示すコンパレータ部７００を用いた場合は、ゲイン調整部６０１が必要ないため、消費電力を低減できるという効果が得られる。一方、図６に示すコンパレータ部６００を用いる場合は、ゲイン調整部６０１において包絡線信号に対するゲインを調整することができるため、雑音への耐性が強いという特長をもつ。

（コンパレータ部の変形例３）
そこで、図６および図７に示したコンパレータ部の特徴を合わせたコンパレータ部８００について図８に示す。
ゲイン調整部６０１において包絡線信号に対するゲインを調整してもよいし、閾値設定部７０１によって閾値を調整してもよいし、さらにゲイン調整部６０１および閾値設定部７０１の両方によりバランスを取って調整してもよい。このようにすることで、図６に示したコンパレータ部６００の特長と、図７に示したコンパレータ部７００の特長とをバランスよく享受することができる。

なお、コンパレータ部において閾値やゲインを調整する際、調整を行う頻度や調整量はある一定以下にすることが望ましい。なぜならば、閾値やゲインを調整することによって、コンパレータ部から出力される信号の位相が変化してしまうためである。調整を行う頻度または調整量をある一定以下にすることで、受信信号の変化に追従しながら位相の大きな変化を抑えることができるため、受信電力が変化する場合においても周波数の同期を高い精度で行うことができる。

次に、受信装置１５１に係るパケット検出動作について図１および図９を参照して詳細に説明する。

図１に示す受信装置１５１に係るパケット検出部１５６は、包絡線検波部１５４から受け取った包絡線信号がある閾値以上となった場合に、パケット先頭であると判定する。これはすなわち、包絡線信号によりパケットの信号電力を検出することによって、パケットが送られたということを検出する。さらに、包絡線信号にＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）（図示せず）をかけてから、閾値と信号電力との判定を行ってもよい。このようにすることで、ＯＦＤＭパケットにおいて増減する包絡線を平滑化して、より安定してパケット先頭を検出することができる。

なお、パケット先頭に既知パターンを含むヘッダがついている場合には、ＭＦ（Ｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ）（図示せず）によりパケット検出を行ってもよい。ＭＦは、既知パターンと受信信号の相互相関を演算し、その演算結果がある閾値以上となった場合に既知パターンが受信された、すなわちパケット先頭が検出されたと判定する。このようにＭＦを用いる場合には、図１のように包絡線信号を用いてもよいし、図９のように包絡線検波前の帯域制限された受信信号を用いてもよい。

図９に示すパケット検出部９０１は、ＢＰＦ部１５３から包絡線検波前の帯域制限された受信信号を受け取り、パケット検出を行う。こうすることで、より高い精度で検出をすることができるが、ＭＦを実施するまえに周波数変換やＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が必要となる。なお、包絡線信号を使った方式とＭＦを使った方式とを併用してもよい。

一方、これらの方式を用いてパケット検出部１５６がパケット先頭を検出した場合でも、検出されたＯＦＤＭパケットが固定データを変調して生成されていない場合、その包絡線信号が所望の周波数成分をもっていない可能性がある。このような場合に固定データを変調して生成されていないＯＦＤＭパケットを用いてＰＬＬ部１５８を動作させると、周波数の同期精度が劣化してしまう可能性がある。そのため、固定データを変調して生成したＯＦＤＭパケット以外については、周波数同期に用いずにそのＯＦＤＭパケットを破棄して、ＰＬＬ部１５８を動作させない。固定データを変調して生成されていないＯＦＤＭパケットとしては、例えば音声データや画像データといった可変データが含まれるＯＦＤＭパケットなどがある。

検出したＯＦＤＭパケットが、固定データを変調して生成したものであるかどうかは、例えば、固定データによって生成される包絡線信号を受信装置１５１のパケット検出部１５６で予め有し、検出したＯＦＤＭパケットの包絡線信号の相当する部分との相互相関をとり、相互相関の値が閾値以上となるかどうかを評価することで判定すればよい。ここで、相当する部分とは例えば図２に示す期間２０７である。パケット検出部１５６は、検出したＯＦＤＭパケットの包絡線信号が固定データを変調して生成したＯＦＤＭパケットであると判定した場合に、固定データ検出信号をＰＬＬ制御部１５７へ送り、ＰＬＬ部１５８を動作させるようにすればよい。なお、検出した固定データを有効に用いるため相互相関をとる期間は図２に示す期間２０７の先頭付近であることが望ましい。

また別の方法では、ＯＦＤＭパケットのデータの一部に含まれる送信宛先情報を検出することによっても、固定データを変調して生成したＯＦＤＭパケットであるかどうかを判定することが可能である。すなわち、パケット検出部１５６が送信宛先情報を検出し、宛先が自分であった場合に、パケット検出部１５６が固定データを変調して生成したＯＦＤＭパケットであると判定すればよい。

さらに、パケット検出部１５６では、パケットを検出した頻度がある一定以下となった場合にエラー信号を出力してもよい。上述したように、複数のＯＦＤＭパケットを用いて周波数の同期をとる場合は、ＯＦＤＭパケットが送信されている時間割合が高いほど周波数の同期精度は高くなるので、ＯＦＤＭパケットの送信頻度が低下すると周波数の同期精度も低下する。そこで、パケット検出部１５６は、パケットを検出した頻度がある閾値以下となった場合にエラー信号を外部に出力することで、周波数の同期精度が低下していることを通知してもよい。

次に、ＰＬＬ制御部１５７の動作について図２、図１０、図１１、および図１２を参照して詳細に説明する。
ＰＬＬ制御部１５７で生成される制御信号は、基本的に図２に示すＯＦＤＭパケットの期間２０７でＰＬＬ部１５８を動作させ、それ以外の期間ではＰＬＬ部１５８を停止させる。
但し、図２に示す期間２０７にあわせてＰＬＬ部１５８の動作と停止とを切り替えるためには、パケット検出部１５６においてＯＦＤＭパケットの先頭を正確に検出することが望ましい。なぜならば、パケット検出部１５６が検出したＯＦＤＭパケットの先頭タイミングが実際のタイミングとずれていた場合、図２に示す期間２０５の一部または期間２０６の一部でＰＬＬ部１５８を動作させることとなり、周波数の同期精度が劣化してしまう可能性があるからである。よってこの場合には、パケット検出部１５６がＯＦＤＭパケットの先頭を検出する際にある程度の誤差がある場合、ＰＬＬ制御部１５７は、誤差を考慮してＰＬＬ部１５８を動作させるタイミングを少し遅らせるか、またＰＬＬ部１５８を停止するタイミングを少し早めるような制御信号を生成すればよい。
具体的に図２の例では、ＰＬＬ制御部１５７は、ＰＬＬ部１５８を動作させるタイミングをＯＦＤＭパケットの先頭を検出した時点から期間２０８だけ遅らせ、ＰＬＬ部１５８を停止させる期間を期間２１０だけ早め、結果として期間２０９の間だけＰＬＬ部１５８を動作させるような制御信号を生成すればよい。このようにＰＬＬ部１５８の動作タイミングを設定することで、包絡線を適切に制御できる部分の期間でＰＬＬ部１５８を動作させることができ、より高い精度で周波数の同期を取ることが可能となる。

また、固定データによって生成される包絡線をＯＦＤＭシンボルごとに同じ波形とした場合には、ＰＬＬを動作させるべき期間、例えば図２に示す期間２０９はＯＦＤＭシンボル長の整数倍であることが望ましい。なぜならば、包絡線に含まれる所望の周波数以外の歪み成分が、ＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数ごととなり、ＰＬＬ部１５８において分離しやすくなるからである。

ここで、固定データを載せるＯＦＤＭシンボル長が整数倍であるときのスペクトラムについて図１０を参照して説明する。
図１０に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの信号の包絡線を０．２ｕｓｅｃで増減させるような固定データを用いてＯＦＤＭパケットを生成し、そのうち期間２０９に相当する部分をＯＦＤＭシンボルの整数倍期間だけみたときの周波数成分の分布、すなわちスペクトラムを表す。図１０のように、周期０．２ｕｓｅｃによって生じる周波数である５ＭＨｚに強い電力があらわれ、またその他の不要な信号は、ＯＦＤＭシンボル長の４ｕｓｅｃの逆数によって算出される周波数である０．２５ＭＨｚの間隔をあけて発生する。このようにして不要な信号が所望の周波数から離れることによって、所望の周波数成分を持つ信号だけを抽出しやすい状態にすることができる。

また、ＰＬＬ部１５８を動作させる固定データ中の期間２０９がＯＦＤＭシンボルの整数倍となるようにするためには、ＰＬＬ部１５８から出力される同期クロック信号を用いてサンプル数をカウントしてもよい。
ここで、ＰＬＬ制御部１５７の動作について図１１および図１２のブロック図を参照して説明する。図１１のブロック図は、図１に示したＰＬＬ制御部１５７のブロック図に対応したＰＬＬ制御部１５７の第１の変形例を示す。また、図１２のブロック図は、図９に示したＰＬＬ制御部１５７のブロック図に対応したＰＬＬ制御部１５７の第２の変形例を示す。
図１１および図１２に示すＰＬＬ制御部１１０１は、ＰＬＬ部１５８から同期クロック信号を受け取り、同期クロック信号を用いてＯＦＤＭシンボル長だけ時間を測定する。具体的には、包絡線を周期０．２ｕｓｅｃで増減させ、かつ後述するＰＬＬ部１５８において逓倍／分周部１３０４を用いなかった場合には、ＰＬＬ部１５８から出力される同期クロック信号の周波数は５ＭＨｚとなる。従って、ＯＦＤＭシンボル長の４ｕｓｅｃは、５ＭＨｚのクロックで２０カウントとなるので、２０カウントの整数倍カウントとなるように測定することによって期間２０９をＯＦＤＭシンボル長の整数倍とすることができる。

次に、ＰＬＬ部１５８について図１３を参照して詳細に説明する。
ＰＬＬ部１５８は、位相比較部１３０１、ループフィルタ部１３０２、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）部１３０３、および逓倍／分周部１３０４を含む。

位相比較部１３０１は、コンパレータ部１５５から矩形波信号で表されるクロック信号を、後述する逓倍／分周部１３０４から新たな同期クロック信号をそれぞれ受け取り、２つのクロック信号の位相差を検出する。そして、位相比較部１３０１は位相差を表す位相差信号を生成する。

ループフィルタ部１３０２は、位相比較部１３０１から位相差信号を受け取り、位相差信号をフィルタリングする。ループフィルタ部１３０２には、例えばローパスフィルタが用いられ、高周波がフィードバックをかけられることによる不要な発振が発生することを防ぐため、不要な高周波を遮断する。

ＶＣＯ部１３０３は、ループフィルタ部１３０２からフィルタリングした位相差信号を受け取り、フィルタリングした位相差信号に基づいて周波数を変化させて同期クロック信号を生成する。

逓倍／分周部１３０４は、ＶＣＯ部１３０３から同期クロック信号を受け取り、クロック信号を逓倍または分周する。そして、逓倍／分周部１３０４は、生成した新たな同期クロック信号を位相比較部１３０１へ送る。
なお、ＰＬＬ部１５８に入力される矩形波信号により表わされるクロック信号の周波数とＰＬＬ部１５８から出力される同期クロック信号の周波数とが同じ場合には、逓倍／分周部１３０４を設けなくてもよい。

ＰＬＬ部１５８は、位相比較部１３０１によって検出された位相差を補正する方向にＶＣＯ部１３０３の周波数を増減することによって周波数の同期を行う。すなわち、ＰＬＬ部１５８を動作させるとは、位相比較部１３０１に入力される矩形は信号により表わされるクロック信号との位相差に基づいてＶＣＯ部１３０３が周波数を調整している状態を表し、ＰＬＬ部１５８を停止させるとは、入力されるクロック信号によらずＶＣＯ部１３０３が周波数の調整をしない状態を表している。よって、ＰＬＬ部１５８を停止した場合においても、ＶＣＯ部１３０３は動作し続け、同期クロック信号を出力し続ける。言い換えると、位相比較部１３０１を作動または停止させることによってＰＬＬ部１５８を作動または停止させることができる。また、ＰＬＬ部１５８に入力されるクロック信号を位相比較部１３０１に入力したり、入力しなかったりすることによって、ＰＬＬ部１５８をそれぞれ作動または停止させることができる。

ここで、図１０を用いて説明したように、不要な周波数成分をＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数だけ離すため、ＰＬＬ部１５８を動作させる固定データ中の期間をＯＦＤＭシンボルの整数倍とする場合を考える。
この場合、ＰＬＬ部１５８のループフィルタ部１３０２において、カットオフ周波数をＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数以下に設定してもよい。さらに、ループフィルタ部１３０２の周波数特性をＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数の整数倍の付近で特に大きな減衰量となるように設定してもよい。このような設定により不要な周波数成分をさらに削減することができる。

または、ＰＬＬ部１５８に入力される信号にフィルタをかけてもよい。例えば図１０に示すようなＯＦＤＭシンボル長が４ｕｓｅｃである信号が入力される例では、位相比較部１３０１への入力よりも前に、５ＭＨｚ付近を通過帯域としてもつＢＰＦを挿入することにより、不要な周波数成分を除去することができ、周波数の同期精度を高めることができる。この際ＢＰＦのカットオフ周波数は、低域側は所望の周波数からＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数だけ小さい値よりも高く、高域側は所望の周波数からＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数だけ大きい値よりも低いことが望ましい。
すなわち図１０の例では、ＯＦＤＭシンボル長の逆数は０．２５ＭＨｚであるため、ＢＰＦのカットオフ周波数は、所望の周波数５ＭＨｚより０．２５ＭＨｚだけ小さい低域側の周波数４．７５ＭＨｚより大きく、５ＭＨｚより０．２５ＭＨｚだけ大きい高域側の周波数５．２５ＭＨｚより小さくなるよう設定すればよい。つまり、この例では４．７５ＭＨｚから５．２５ＭＨｚまでのＢＰＦを用いればよい。このように、所望の周波数からＯＦＤＭシンボル長の逆数によって算出される周波数の整数倍だけずれた周波数での減衰量が大きくなるような周波数特性をもたせることで、さらに効果的に不要な周波数成分を削減することが可能となり、より高い精度で周波数の同期を行うことができる。

（ＰＬＬ部の変形例１）
次に、ＰＬＬ部１５８の第１の変形例について図１４を参照して詳細に説明する。
図１４に示すＰＬＬ部１４００は、位相比較部１４０１、ループフィルタ部１３０２、ＶＣＯ部１３０３、逓倍／分周部１３０４、反転部１４０２を含む。ループフィルタ部１３０２、ＶＣＯ部１３０３、および逓倍／分周部１３０４は、図１３に示すＰＬＬ部１５８と同様の動作を行うためここでの説明は省略する。

位相比較部１４０１は、図１３に示す位相比較部１３０１とほぼ同様の動作を行うが、コンパレータ部１５５から矩形波信号によるクロック信号と、後述する反転部１４０２からの同期クロック信号とをそれぞれ受け取り、互いのクロック信号の位相差が１８０度からある閾値以内であれば、反転制御信号を生成する点が異なる。

反転部１４０２は、逓倍／分周部１３０４から同期クロック信号を、位相比較部１４０１から反転制御信号をそれぞれ受け取り、同期クロック信号の位相を反転する。よって、ＰＬＬ部１４００は入力されたクロック信号の位相が１８０度ずれた場合でも補正することができ、周波数と位相の同期を継続することが可能となる。

上述のとおり、複数のＯＦＤＭパケットを用いて周波数同期を行うためには、包絡線の増減の周期Ｔ＿ＥＮＶが、Ｔ＿ＳとＴ＿ＣとＴ＿Ｉの整数分の１となるように固定データを選択することが望ましい。但し、図１４に示すＰＬＬ部１４００を用いた場合には、ＯＦＤＭパケット間で位相が１８０度ずれた場合でも反転部１４０２により補正をすることができるので、Ｔ＿ＥＮＶはＴ＿ＳとＴ＿Ｃと２×Ｔ＿Ｉの整数分の１となればよい。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａの例で、図１２に示すＰＬＬ部１５８を用いた場合には、Ｔ＿Ｓ＝３．２ｕｓｅｃ、Ｔ＿Ｃ＝０．８ｕｓｅｃ、Ｔ＿Ｉ＝１ｕｓｅｃの整数分の１で、Ｔ＿ＥＮＶは０．２ｕｓｅｃと０．１ｕｓｅｃとをとることができるが、図１４に示すＰＬＬ部１５８を用いた場合には、Ｔ＿Ｓ＝３．２ｕｓｅｃ、Ｔ＿Ｃ＝０．８ｕｓｅｃ、２×Ｔ＿Ｉ＝２ｕｓｅｃの整数分の１で、さらに０．４ｕｓｅｃの周期も選ぶことができる。これにより、同期に用いる周波数選択の幅を拡げることができる。

（ＰＬＬ部の変形例２）
さらに、ＰＬＬ部１５８の第２の変形例について図１５を参照して詳細に説明する。
図１５に示すＰＬＬ部１５００は、ループフィルタ部１３０２、ＶＣＯ部１３０３、位相比較部１５０１、および分周部１５０２を含む。ループフィルタ部１３０２、およびＶＣＯ部１３０３は、図１３に示すＰＬＬ部１５８と同様の動作を行うためここでの説明は省略する。

位相比較部１５０１は、位相比較部１３０１とほぼ同様の動作を行うが、３６０度÷Ｋ×ｋ（Ｋ，ｋは任意の整数）の位相差と閾値以内である位相差が検出された場合に、制御信号を生成する点が異なる。

分周部１５０２は、ＶＣＯ部１３０３から同期クロック信号を受け取り、Ｋ分の１の分周を行う。さらに、分周部１５０２は、位相比較部１３０１から制御信号を受け取った場合には、入力される同期クロック信号をｋクロックだけスキップしたのちに分周を再開する。よって、ＰＬＬ部１５００は３６０度÷Ｋの分解能で位相差を補正することができるため、Ｔ＿ＥＮＶはＴ＿ＳとＴ＿ＣとＫ×Ｔ＿Ｉとの整数分の１となればよく、さらに周波数の選択の幅を拡げることができる。

以上に示した第１の実施形態によれば、送信装置において固定データをＯＦＤＭシンボル長とサイクリックプレフィックス長とＯＦＤＭパケット送信間隔との整数分の１となるように選択し、受信装置においてパケットを検出してからパケットの先頭部分と終了部分とを除いた固定データ部分においてクロック信号を抽出することにより、受信機側に精度のよい発信器を必要とすることなく高精度に周波数同期を取ることができる。

（第２の実施形態）
図１６を用いて、第２の実施形態に係るＭＲＩ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｉｍａｇｉｎｇ）装置について説明する。

第２の実施形態に係る無線送受信システム１００については第１の実施形態に係る無線送受信システム１００と同様である。ＭＲＩ装置１６００は、エコー受信コイル１６０１、デジタル変換部１６０２、エコー送信部１６０３、アンテナ１６０４および１６０５、エコー受信部１６０６、およびＭＲＩ解析装置１６０７を含む。

無線送受信システム１００の動作については、第１の実施形態と同様であるためここでの説明は省略する。

エコー受信コイル１６０１は、被検体（図示せず）から電磁波として放射された磁気共鳴信号を受け取り、磁気共鳴信号に対応したエコー信号を受信する。

デジタル変換部１６０２は、ＰＬＬ部１５８から同期クロック信号を、エコー受信コイル１６０１からエコー信号をそれぞれ受け取り、同期クロック信号に基づいて、エコー信号をデジタルエコー信号に変換する。

エコー送信部１６０３は、デジタル変換部１６０２からデジタルエコー信号を受け取り、デジタルエコー信号を無線送信するための変調を行い、アンテナ１６０４へ送る。

アンテナ１６０４は、エコー送信部１６０３から変調されたデジタルエコー信号を受け取り、変調されたデジタルエコー信号を無線送信する。

アンテナ１６０５は、変調されたデジタルエコー信号を受け取る。

エコー受信部１６０６は、アンテナ１６０５から変調されたデジタルエコー信号を受け取り、変調されたデジタルエコー信号を復調する。

ＭＲＩ解析装置１６０７は、クロック供給部１０２からクロック信号を、エコー受信部からデジタルエコー信号をそれぞれ受け取り、クロック信号に基づいて受信したデジタルエコー信号を解析し、ＭＲＩ画像を生成する。

以上に示した第２の実施形態によれば、ＭＲＩ解析装置で用いるクロック信号と、デジタル変換部で用いるクロック信号の周波数が高い精度で同期することができ、ＭＲＩ解析装置で生成されるＭＲＩ画像の画像品質を高くすることができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１００・・・無線送受信システム、１０１・・・送信装置、１０２・・・クロック供給部、１０３・・・固定データ生成部、１０４・・・パケット生成部、１０５，１５２，１６０４，１６０５・・・アンテナ、１５１・・・受信装置、１５３・・・ＢＰＦ部、１５４・・・包絡線検波部、１５５，６００，７００，８００・・・コンパレータ部、１５６，９０１・・・パケット検出部、１５７，１１０１・・・ＰＬＬ制御部、１５８，１４００，１５００・・・ＰＬＬ部、２０１・・・ＯＦＤＭシンボル、２０２・・・ＯＦＤＭパケット、２０３・・・ヘッダ、２０４・・・データ、２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，３０１，３０３・・・期間、３０２・・・サイクリックプレフィックス、３０４，３０５，３０６・・・波形、４０１，４０２・・・無信号期間、５０１，７０１・・・閾値設定部、５０２・・・閾値比較部、６０１・・・ゲイン調整部、１３０１，１４０１，１５０１・・・位相比較部、１３０２・・・ループフィルタ部、１３０３・・・ＶＣＯ部、１３０４・・・逓倍／分周部、１４０２・・・反転部、１５０２・・・分周部、１６００・・・ＭＲＩ装置、１６０１・・・エコー受信コイル、１６０２・・・デジタル変換部、１６０３・・・エコー送信部、１６０６・・・エコー受信部、１６０７・・・ＭＲＩ解析装置。

Claims (7)

1. 送信装置と受信装置とを含む無線送受信システムであって、
   前記送信装置は、
   クロック信号を生成するクロック供給部と、
   前記クロック信号に応じたビット値を有する固定データを生成するデータ生成部と、
   前記固定データに対してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調を行い、ＯＦＤＭパケットを生成するパケット生成部と、を具備し、
   前記受信装置は、
   前記ＯＦＤＭパケットの時間波形における振幅を表す包絡線を検波して包絡線信号を得る検波部と、
   前記包絡線信号と第１閾値とを比較して矩形波信号を生成するコンパレータ部と、
   前記ＯＦＤＭパケットの先頭部分を検出する検出部と、
   前記矩形波信号の主周波数成分から前記クロック信号に同期した同期クロック信号を抽出するＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）部と、
   前記先頭部分を検出した時点から１以上のＯＦＤＭパケットを含む第１期間を経過するまで前記ＰＬＬ部を動作させるように制御する制御部と、を具備することを特徴とする無線送受信システム。
2. 前記制御部は、ＯＦＤＭパケットごとに、前記先頭部分を検出した時点より第２期間経過してから、前記ＯＦＤＭパケットを受信している第３期間終了時までの間で前記ＰＬＬ部を動作させるように制御することを特徴とする請求項１に記載の無線送受信システム。
3. 前記データ生成部は、サイクリックプレフィックス長を表す第４期間と、ＯＦＤＭシンボル長を表す第５期間と、前記ＯＦＤＭパケットの送信間隔を表す第６期間との公約数となる周期で前記ＯＦＤＭパケットの時間波形における振幅が増減する前記ビット値を有する固定データを生成し、
   前記制御部は、前記ＯＦＤＭシンボル長の整数倍を表す第７期間だけ前記ＰＬＬ部を動作させるように制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線送受信システム。
4. 前記ＰＬＬ部は、前記ＯＦＤＭシンボル長の逆数から算出される周波数以下のカットオフ周波数をもつフィルタ部を具備することを特徴とする請求項３に記載の無線送受信システム。
5. 前記検出部は、前記包絡線信号の信号電力が第２閾値以上であるときに前記ＯＦＤＭパケットの先頭部分であると判定することを特徴とする請求項１に記載の無線送受信システム。
6. 送信装置と受信装置とを含む無線送受信システムで用いる無線送受信方法であって、
   前記送信装置において、
   クロック信号を生成し、
   前記クロック信号に応じたビット値を有する固定データを生成し、
   前記固定データに対してＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調を行い、ＯＦＤＭパケットを生成し、
   前記受信装置において、
   前記ＯＦＤＭパケットの時間波形における振幅を表す包絡線を検波して包絡線信号を得、
   前記包絡線信号と第１閾値とを比較して矩形波信号を生成し、
   前記ＯＦＤＭパケットの先頭部分を検出し、
   前記矩形波信号の主周波数成分から前記クロック信号に同期した同期クロック信号を抽出し、
   前記先頭部分を検出した時点から１以上のＯＦＤＭパケットを含む第１期間を経過するまでＰＬＬ部を動作させるように制御することを特徴とする無線送受信方法。
7. エコー信号を受信するエコー受信コイルと、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の無線送受信システムにより抽出された同期クロック信号に基づいて、前記エコー信号をデジタルエコー信号に変換するデジタル変換部と、
   前記デジタルエコー信号を送信するエコー送信部と、
   送信された前記デジタルエコー信号を受信するエコー受信部と、
   前記無線送受信システムのクロック供給部から供給されるクロック信号に基づいて、前記エコー受信部で受信した前記デジタルエコー信号を解析してＭＲＩ画像を生成するＭＲＩ解析部と、を具備することを特徴とするＭＲＩ装置。

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