JP6175445B2 - 送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法 - Google Patents

Description

本開示は、無線通信によってデータを送信又は受信する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法に関する。

昨今のＩＥＥＥ（The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.）８０２．１１（以下、単に「８０２．１１」と記載する）の無線ＬＡＮ（Local Area Network）規格の取り組みとして、例えば屋内通信向けに、物理層の規格として８０２．１１ｂ（最大１１Ｍｂｐｓ（Mega bit per second）），８０２．１１ａ及び８０２．１１ｇ（最大５４Ｍｂｐｓ），８０２．１１ｎ（最大６００Ｍｂｐｓ），８０２．１１ａｃ（最大６．９Ｇｂｐｓ（Giga bit per second））のように、伝送容量の増大を意図した無線ＬＡＮ規格が追加されている。

一方、例えばスマートグリットを実現するためのスマートメータの検討が本格化しており、スマートメータの活用によって屋外における低いデータ伝送レートの長距離伝送の必要性も高まってきている。特定小電力無線機（例えばスマートメータ）の使用可能な周波数の割り当てを含め、サブＧＨｚ帯、即ち、１ＧＨｚ以下の周波数帯を用いた新たな無線ＬＡＮ規格の策定へ向けた検討が始まっている。８０２．１１においても、サブＧＨｚの周波数帯を用いた無線ＬＡＮ規格を検討内容としたＴＧ（Task Group）ａｈが２０１０年に立ち上がっている。ＴＧａｈにおける主な要求仕様としては、例えばデータ伝送レートが１００ｋｂｐｓ以上であって、最大伝送距離が１ｋｍである。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いる８０２．１１ａ以降の無線ＬＡＮ規格では、ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）を含め、受信装置は、送信パケットの先頭に付加されるプリアンブルを用いて各種同期を確立してバースト通信する。プリアンブルは、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）及び粗調整のＡＦＣ（Automatic Frequency Control）に用いられるショートプリアンブルと、微調整のＡＦＣ及び伝送路推定用のロングプリアンブルとを含む。

特許文献１では、受信局が通信開始時の最初の送信パケットを用いて送信局と受信局との間の通信におけるキャリア周波数誤差を検出し、送受信間のキャリア周波数誤差が所定値より大きい場合には後続の送信パケットの受信時に、キャリア周波数誤差の検出値を用いてキャリア周波数誤差を補正する方法が提案されている。

日本国特表２００９−５１９６８９号公報

本発明者らは、無線通信によってデータを送信又は受信する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法を検討した。しかし、特許文献１では、例えばサブＧＨｚ帯、即ち１ＧＨｚ以下の周波数帯においてＯＦＤＭ信号を送信する場合、サブキャリア間隔が狭く、キャリア周波数誤差によっては受信装置が受信に失敗する場合があった。従って、受信装置が最初の送信パケットの受信に失敗すると、送信装置と受信装置との間において通信が困難となるという課題があった。

本開示は、上述した課題を解決するために、例えばサブＧＨｚ帯の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法を提供することを目的とする。

本開示は、サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成し、前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するプリアンブル生成部と、生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成する送信信号生成部と、生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信する送信ＲＦ部と、を備え、前記プリアンブル生成部は、前記所定のダミー期間において、前記第２の同期用プリアンブルのシンボルをＮ個（Ｎ：１以上の整数）配置する、送信装置である。

また、本開示は、サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルと前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に所定のダミー期間とを含む、高周波のＯＦＤＭ送信信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ受信信号に変換する受信ＲＦ部と、前記高周波の局部信号を出力するＰＬＬ部と、前記第１の同期用プリアンブルを用いて、前記ベースバンドのＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を検出する周波数誤差推定部と、検出された前記キャリア周波数誤差が所定値を超える場合に、前記ＰＬＬ部における発振周波数を前記所定のダミー期間において変更させる制御部と、を備える、受信装置である。

また、本開示は、サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成するステップと、前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するステップと、生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成するステップと、生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信するステップと、を有し、前記所定のダミー期間において、Ｍ個（Ｍ：１以上の整数）の前記第１の同期用プリアンブルのシンボル、及び、Ｎ個（Ｎ：１以上の整数）の前記第２の同期用プリアンブルのシンボル、のうち少なくともいずれかが配置される、送信方法である。

また、本開示は、サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルと前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に所定のダミー期間とを含む、高周波のＯＦＤＭ送信信号を受信するステップと、前記高周波の局部信号を出力するステップと、前記局部信号を用いて、受信された前記高周波のＯＦＤＭ送信信号をベースバンドのＯＦＤＭ受信信号に変換するステップと、前記第１の同期用プリアンブルを用いて、前記ベースバンドのＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を検出するステップと、検出された前記キャリア周波数誤差が所定値を超える場合に、前記局部信号を出力するＰＬＬ部の発振周波数を前記所定のダミー期間において変更させるステップと、を有する、受信方法である。

本開示によれば、例えばサブＧＨｚ帯の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善できる。

（ａ）８０２．１１ａにおけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成を示す模式図、（ｂ）８０２．１１ａｈの帯域幅１ＭＨｚモードのプリアンブル部のうちショートプリアンブルにおけるサブキャリアの配置図、（ｃ）８０２．１１ａｈの帯域幅１ＭＨｚモードのプリアンブル部のうちロングプリアンブルにおけるサブキャリアの配置図 ＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成の一例を示す模式図、（ａ）第１の実施形態、（ｂ）第２の実施形態、（ｃ）第３の実施形態、（ｄ）第４の実施形態 第１の実施形態の送信装置の一部の内部構成例を示すブロック図 第１，第２の各実施形態の受信装置の一部の内部構成例を示すブロック図 受信装置内のＰＬＬ部の内部構成例を示すブロック図 受信装置内のＡＦＣ部の内部構成例を示すブロック図 第１の実施形態における受信装置内のＡＦＣ部、制御部、ＰＬＬ部のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャート 第２の実施形態における受信装置内のＡＦＣ部、制御部、ＰＬＬ部のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャート 第３，第４の各実施形態の受信装置の内部構成例を示すブロック図 第３の実施形態における受信装置内のＡＦＣ部、制御部、ＰＬＬ部のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャート 第４の実施形態における受信装置内のＡＦＣ部、制御部、ＰＬＬ部のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャート （ａ）８０２．１１ａのＯＦＤＭ送信信号のスペクトルを示す図、（ｂ）８０２．１１ａｈのＯＦＤＭ送信信号のスペクトルを示す図

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係る送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法の実施形態を説明する前に、従来の送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法における課題について図１２を参照して説明する。図１２（ａ）は、８０２．１１ａのＯＦＤＭ送信信号のスペクトルを示す図である。図１２（ｂ）は、８０２．１１ａｈのＯＦＤＭ送信信号のスペクトルを示す図である。

図１２（ａ）及び（ｂ）では、横軸は周波数を示し、連続するサブキャリア番号に応じた各サブキャリアのＯＦＤＭ送信信号のスペクトルが示されている。８０２．１１ａ及び８０２．１１ａｈでは、ダイレクトコンバージョン方式の受信が想定されており、中心周波数（サブキャリア番号＝０）にはサブキャリアは配置されていない。

８０２．１１ａでは、帯域幅２０ＭＨｚに対して６４ポイントのＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）が行われるため、サブキャリア間隔は３１２．５ｋＨｚとなる。また、８０２．１１ａでは、ＯＦＤＭ送信信号のキャリア周波数誤差の許容範囲は±２０ｐｐｍと規定されている。

キャリア周波数誤差は、送信装置においてベースバンドから送信周波数帯域にアップコンバートするために用いられる局部発振器の誤差であり、基準となる水晶発振器の誤差（例えば、温度特性、経年変化、個体差の少なくとも１つを含む誤差）に起因して生じる。また、キャリア周波数誤差は、受信装置において受信周波数帯域からベースバンドにダウンコンバートするために用いられる局部発振器の誤差に起因しても生じる。従って、受信信号におけるキャリア周波数誤差は、送受信において合計±４０ｐｐｍの誤差を有すると考えられる。

８０２．１１ａにおける送信周波数は５ＧＨｚ帯であるため、±４０ｐｐｍのキャリア周波数誤差は±約２００ｋＨｚ程度である。ダイレクトコンバージョン方式の受信では、ＤＣオフセットの影響を考慮してベースバンドのＯＦＤＭ受信信号を扱うアナログ回路をＡＣ（Alternating Current）結合によって構成することが多い。図１２（ａ）の破線に示すノッチ特性は、ＡＣ結合による高域フィルタ特性（ＨＰＦ（High Pass Filter）特性）を示し、例えば送信装置の局部発振器が−２０ｐｐｍずれ、受信装置の局部発振器が＋２０ｐｐｍずれた場合を示す。

８０２．１１ａにおけるキャリア周波数誤差の最大値±２００ｋＨｚは、サブキャリア間隔３１２．５ｋＨｚより小さいため、図１２（ａ）に示すノッチ特性によって隣接するサブキャリア番号のサブキャリアが損傷を受ける可能性は低い。即ち、図１２（ａ）の±１の位置のサブキャリアのレベルが下がる、又は、キャリアリークによる干渉が生じる可能性は低い。なお、５ＧＨｚ帯を用いる８０２．１１ｎ，８０２．１１ａｃにおいても、同様に図１２（ａ）に示すノッチ特性によって隣接するサブキャリア番号のサブキャリアが損傷を受ける可能性は低い。

一方、８０２．１１ａｈでは、帯域幅２ＭＨｚに対して６４ポイントのＦＦＴが行われるため、サブキャリア間隔は３１．２５ｋＨｚとなる。８０２．１１ａｈにおいても、８０２．１１ａと同様に、ＯＦＤＭ送信信号のキャリア周波数誤差の許容範囲は±２０ｐｐｍであり、送信周波数が例えば９００ＭＨｚであれば、キャリア周波数誤差は±３６ｋＨｚ程度である。

図１２（ｂ）の破線に示すノッチ特性は、図１２（ａ）と同様にＡＣ結合による高域フィルタ特性を示し、例えば送信装置の局部発振器が−２０ｐｐｍずれ、受信装置の局部発振器が＋２０ｐｐｍずれた場合を示す。

しかし、８０２．１１ａｈにおけるキャリア周波数誤差の最大値±３６ｋＨｚは、サブキャリア間隔３１．２５ｋＨｚより大きいため、図１２（ｂ）の破線に示すノッチ特性によって隣接するサブキャリア番号のサブキャリアが損傷を受ける場合がある。即ち、図１２（ｂ）の±１の位置のサブキャリアのレベルが下がる、又は、キャリアリークによる干渉が生じる可能性がある。

８０２．１１ａｈの帯域幅２ＭＨｚモードではデータキャリアが４８本、帯域幅１ＭＨｚモードではデータキャリアが２４本であり、図１２（ｂ）に示すノッチ特性によるサブキャリアの損傷によって、受信装置においてパケットエラーが生じる、即ち、受信装置においてＯＦＤＭ送信信号が正しく復号することが困難となる場合がある。

そこで、以下の各実施形態では、例えば８０２．１１ａｈのようにサブＧＨｚ帯の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法の例を説明する。

（各実施形態の説明）
次に、本開示に係る送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法の各実施形態について、図面を参照して説明する。図１（ａ）は、８０２．１１ａにおけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成を示す模式図である。図１（ｂ）は、８０２．１１ａｈの帯域幅１ＭＨｚモードのプリアンブル部のうちショートプリアンブルにおけるサブキャリアの配置図である。図１（ｃ）は、８０２．１１ａｈの帯域幅１ＭＨｚモードのプリアンブル部のうちロングプリアンブルにおけるサブキャリアの配置図である。図２（ａ）は、第１の実施形態におけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成の一例を示す模式図である。

図１（ａ）に示す８０２．１１ａの送信フレームは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ： Short Training Field）とロングプリアンブル（ＬＴＦ：Long Training Field）とを含むプリアンブル部と、ヘッダ部（ＳＩＧ：Signal）と、データ部（ＤＡＴＡ）とを含む。

ショートプリアンブル（ＳＴＦ）は、周期Ｓの既知のシーケンス符号を合計１０回繰り返して配置された期間（符号１ｒ〜２ｒ参照）である。ショートプリアンブル（ＳＴＦ）では４サブキャリア間隔（３１２．５ｋＨｚ×４＝１．２５ＭＨｚ）毎にサブキャリアが用いられるため（図１（ｂ）参照）、周期Ｓは０．８μｓｅｃとなる。

ロングプリアンブル（ＬＴＦ）は、周期Ｌの既知のシーケンス符号を２回繰り返して配置された期間（符号４ｒ，５ｒ参照）である。ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の最後のシーケンス符号とロングプリアンブル（ＬＴＦ）の先頭のシーケンス符号との間には、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル３ｒが付加されている。ロングプリアンブル（ＬＴＦ）では１サブキャリア間隔（３１２．５ｋＨｚ×１＝３１２．５ｋＨｚ）毎にサブキャリアが用いられるため、周期Ｌは３．２μｓｅｃとなる。

ヘッダ部（ＳＩＧ）は、データ部（ＤＡＴＡ）のペイロードを復調するための情報（例えば変調方式の情報）を含む。なお、８０２．１１ａｈでは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）における既知のシーケンス符号の繰り返し回数が８０２．１１ａと異なる場合もあるが、送信フレームの構成は同様である。

８０２．１１ａｈでは、送信フレームの伝送帯域幅が狭帯域であるため、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）における周期Ｓは８μｓｅｃとなり、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）における周期Ｌは３２μｓｅｃとなる。

本実施形態を含む各実施形態における８０２．１１ａｈでは、帯域幅１ＭＨｚモードを例として説明しており、使用されるサブキャリアの本数は２６である（図１（ｃ）参照）。ショートプリアンブル（ＳＴＦ）及びロングプリアンブル（ＬＴＦ）では、中心周波数となるＤＣ（周波数ゼロ）ではサブキャリアは配置されない。

次に、図２（ａ）に示す本実施形態の８０２．１１ａｈの送信フレームは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ、符号１ａ〜２ａ参照）と所定のダミー期間６ａとロングプリアンブル（ＬＴＦ、符号３ａ〜５ａ参照）とを含むプリアンブル部と、ヘッダ部（ＳＩＧ）と、データ部（ＤＡＴＡ）とを含む。

ショートプリアンブル（ＳＴＦ）は、周期Ｓ（８μｓｅｃ）の既知のシーケンス符号を合計１０回繰り返して配置された期間（符号１ａ〜２ａ参照）である。

ダミー期間６ａは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）とロングプリアンブル（ＬＴＦ）との間に追加して設けられ、どのような信号（例えばショートプリアンブル（ＳＴＦ）又はロングプリアンブル（ＬＴＦ）の既知のシーケンス信号）でも良く、例えば無信号でも良い。

ロングプリアンブル（ＬＴＦ）は、周期Ｌ（３２μｓｅｃ）の既知のシーケンス符号を２回繰り返して配置された期間（符号４ａ，５ａ参照）である。図２（ａ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームでは、ダミー期間６ａとロングプリアンブル（ＬＴＦ）の先頭のシーケンス符号が配置された期間４ａとの間には、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル３ａが付加されている。

（送信装置）
次に、本実施形態の送信装置Ｔｘの構成及び動作について、図２（ａ）及び図３を参照して説明する。図３は、第１の実施形態の送信装置Ｔｘの一部の内部構成例を示すブロック図である。

先ず、本実施形態の送信装置Ｔｘの構成について説明する。図３に示す送信装置Ｔｘは、送信データ入力端子３０、誤り訂正符号化部３１、プリアンブルデータ生成部３２、送信データ合成部３３、ＯＦＤＭ変調部３４、周波数変換部３５、局部発振信号生成部３６及び送信アンテナ３７を含む。

次に、本実施形態の送信装置Ｔｘの各部の動作について説明する。誤り訂正符号化部３１には、不図示の送信データ生成部により生成された送信データが、送信データ入力端子３０を介して入力される。誤り訂正符号化部３１は、送信データ入力端子３０を介して入力された送信データを用いて、畳み込み符号化又はインターリーブを含む所定の誤り訂正符号化処理を行って、送信データ合成部３３に出力する。

プリアンブル生成部としてのプリアンブルデータ生成部３２は、送信データのパケットの先頭に付加されるプリアンブルデータを生成する。具体的には、プリアンブルデータ生成部３２は、周期Ｓの既知のシーケンス信号を合計１０個配置されたショートプリアンブル（ＳＴＦ、符号１ａ〜２ａ参照）のデータ、ダミー期間６ａのデータ、ガードインターバル３ａのデータ、周期Ｌの既知のシーケンス信号を合計２個配置されたロングプリアンブル（ＬＴＦ、符号４ａ，５ａ参照）のデータを生成して送信データ合成部３３に出力する。

送信データ合成部３３は、誤り訂正符号化部３１において誤り訂正符号が付加された送信データと、プリアンブルデータ生成部３２において生成されたプリアンブルデータと、を合成して図２（ａ）に示す送信フレーム形式の送信データを生成する。送信データ合成部３３は、生成された送信データをＯＦＤＭ変調部３４に出力する。

ＯＦＤＭ変調部３４は、送信データ合成部３３において生成された送信データを所定の変調方式に従って時分割多重してＯＦＤＭ送信信号を生成する。ＯＦＤＭ変調部３４は、生成されたＯＦＤＭ送信信号を周波数変換部３５に出力する。なお、送信データ合成部３３とＯＦＤＭ変調部３４とにより、送信装置Ｔｘにおける送信信号生成部が構成される。

周波数変換部３５は、ＯＦＤＭ変調部３４において生成されたＯＦＤＭ送信信号と、局部発振信号生成部３６において生成された局部発振信号とを用いてアップコンバートして高周波のＯＦＤＭ送信信号を生成する。高周波のＯＦＤＭ送信信号は、送信アンテナ３７から送信される。なお、周波数変換部３５と送信アンテナ３７とにより、送信装置Ｔｘにおける送信ＲＦ（Radio Frequency）部が構成される。

局部発振信号生成部３６は、送信装置Ｔｘが例えば８０２．１１ａｈの送信周波数帯域（例えば９００ＭＨｚ帯）の局部発振信号（ローカル信号）を生成して周波数変換部３５に出力する。

（受信装置）
次に、本実施形態の受信装置Ｒｘの構成及び動作について、図２（ａ）、図４〜図６を参照して説明する。図４は、第１の実施形態の受信装置Ｒｘの一部の内部構成例を示すブロック図である。図５は、受信装置Ｒｘ内のＰＬＬ部６の内部構成例を示すブロック図である。図６は、受信装置Ｒｘ内のＡＦＣ部１４の内部構成例を示すブロック図である。

先ず、本実施形態の受信装置Ｒｘの構成について説明する。図４に示す受信装置Ｒｘは、受信アンテナ１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２、ミキサ３，４、９０度移相器５、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）部６、ＬＰＦ（Low Pass Filter）７，８、ＩＦ（Intermediate Frequency）アンプ９，１０、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）１１，１２、制御部１３、ＡＦＣ部１４、ＯＦＤＭ復調部１５、誤り訂正復号部１６、及び受信データ出力端子１７を含む。

ＰＬＬ部６は、基準発振器１０１、分周器１０２、位相比較器１０３、分周器１０４、チャージポンプ１０５、ループフィルタ１０６及び局部発振器１０７（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）を含む（図５参照）。

ＡＦＣ部１４は、相関演算部２０１、周波数誤差推定部２０２及び周波数誤差補正部２０３を含む（図６参照）。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘの各部の動作について説明する。受信アンテナ１により受信された高周波のＯＦＤＭ送信信号は、高周波のＯＦＤＭ受信信号としてＬＮＡ２に入力される。ＬＮＡ２は、入力された高周波のＯＦＤＭ受信信号のレベルを増幅してミキサ３，４の各ＲＦ入力端子（不図示）に出力する。

ミキサ３は、ＲＦ入力端子に入力された高周波のＯＦＤＭ受信信号と、ＬＯ入力端子（後述参照）に入力された局部発振信号とを用いてダウンコンバートし、ベースバンドの同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号を生成してＬＰＦ７に出力する。

ミキサ４は、ＲＦ入力端子に入力された高周波のＯＦＤＭ受信信号と、ＬＯ入力端子（後述参照）に入力された局部発振信号とを用いてダウンコンバートし、ベースバンドの直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号を生成してＬＰＦ８に出力する。

９０度移相器５は、ＰＬＬ部６の引き込みによって出力された局部発振信号を用いて、９０度の位相差を有する２つの各局部発振信号を生成してミキサ３，４の各ＬＯ（Local）入力端子（不図示）に出力する。ＰＬＬ部６の引き込みとは、ＰＬＬ部６が、分周器１０４における所定の分周比を用いて、９０度移相器５に受信周波数帯域の局部発振信号を出力する動作である。

なお、ＰＬＬ部６からの局部発振信号における周波数は、受信アンテナ１により受信された高周波のＯＦＤＭ受信信号の中心周波数に一致するように設定されている。このため、高周波のＯＦＤＭ受信信号の中心周波数はＤＣに周波数変換され、ミキサ３において生成された同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号とミキサ４において生成された直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号とはベースバンドとなる。

ＰＬＬ部６は、引き込み又は再引き込み（後述参照）によって、受信装置Ｒｘが例えば８０２．１１ａｈの受信周波数帯域（例えば９００ＭＨｚ帯）の局部発振信号（ローカル信号）を生成して９０度移相器５に出力する。

より具体的には、基準発振器１０１は、所定の出力周波数ｆＸｔａｌの基準信号を分周器１０２に出力する。

分周器１０２は、基準発振器１０１において生成された基準信号における周波数を１／Ｒ倍に分周した第１の分周信号を位相比較器１０３に出力する。Ｒは、１以上の整数であり、分周器１０２における入力周波数と出力周波数との分周比である。

位相比較器１０３は、分周器１０２において生成された第１の分周信号と分周器１０４において生成された第２の分周信号との各位相成分を比較する。位相比較器１０３は、比較の結果、各分周器１０２，１０４間の位相誤差を検出してチャージポンプ１０５に出力する。

分周器１０４は、局部発振器１０７において生成された局部発振信号の出力周波数を、数式（１）に示される分数比に分周した第２の分周信号を位相比較器１０３に出力する。Ｍは分周器１０４の分周比の整数部分である。Ｋは、分周器１０４の分周比の少数部分を示す整数であり、０≦Ｋ＜２^ｎである。

チャージポンプ１０５は、位相比較器１０３において検出された位相誤差を電流に変換してループフィルタ１０６に出力する。

ループフィルタ１０６は、チャージポンプ１０５において変換された電流に応じて、局部発振器１０７の制御電圧を生成する。ループフィルタ１０６は、生成された制御電圧を局部発振器１０７に出力（印加）する。

局部発振器１０７は、ループフィルタ１０６において生成された制御電圧に応じて発振し、局部発振信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。局部発振器１０７において生成された局部発振信号における周波数（発振周波数）ｆＬＯは、数式（２）により示され、９０度移相器５及び分周器１０４にそれぞれ出力される。なお、９０度移相器５が１／４倍に分周することで９０度移相する場合には、局部発振器１０７の発振周波数は、ＯＦＤＭ受信信号の中心周波数の４倍に設定しても良い。ｆＸｔａｌは基準発振器１０１の発振周波数である。

ＬＰＦ７は、ミキサ３において生成されたベースバンドの同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号のうち、所定の制限周波数帯域以上の信号を除去してＩＦアンプ９に出力する。

ＬＰＦ８は、ミキサ４において生成されたベースバンドの直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号のうち、所定の制限周波数帯域以上の信号を除去してＩＦアンプ１０に出力する。

ＩＦアンプ９は、ＬＰＦ７を介した同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号のレベルを所定レベルに増幅してＡＤＣ１１に出力する。

ＩＦアンプ１０は、ＬＰＦ８を介した直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号のレベルを所定レベルに増幅してＡＤＣ１２に出力する。

ＡＤＣ１１は、ＩＦアンプ９において増幅されたアナログの同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号をデジタルの同相成分（Ｉ成分）のＯＦＤＭ受信信号に変換してＡＦＣ部１４に出力する。

ＡＤＣ１２は、ＩＦアンプ１０において増幅されたアナログの直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号をデジタルの直交成分（Ｑ成分）のＯＦＤＭ受信信号に変換してＡＦＣ部１４に出力する。

制御部１３は、ＡＦＣ部１４において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が、所定値Δｆｓｕｂより大きいか否かを判定する。受信装置Ｒｘは、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が例えば８０２．１１ａｈのロングプリアンブル（ＬＴＦ）におけるサブキャリア間隔の１／２より小さい値である場合には、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間において、キャリア周波数誤差を補正できる。従って、所定値Δｆｓｕｂは、例えば８０２．１１ａｈのロングプリアンブル（ＬＴＦ）におけるサブキャリア間隔の１／２より小さい値である。

制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいと判定した場合には、ダミー期間６ａに、ＰＬＬ部６の分周器１０４の分周比の少数部分の値Ｋを異なる値Ｋ’（数式（３）参照）に変更させる。制御部１３は、ダミー期間６ａに、変更後の分周比の少数部分の値Ｋ’を用いてＰＬＬ部６に再引き込みさせる。即ち、ＰＬＬ部６は、ダミー期間６ａに、制御部１３により変更された分周器１０４の分周比の少数部分の値Ｋ’を用いて再引き込みする。

再引き込みとは、ＰＬＬ部６が、制御部１３が算出した分周比の少数部分の値Ｋ’を用いて、分周器１０４の分周比を変更して再度引き込みすることで、局部発振信号を出力する動作である。ｎは１以上の整数であり、ｆＸｔａｌは基準発振器１０１の発振周波数である。

ＡＦＣ部１４は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の例えば後半の受信期間又はロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号における位相誤差の検出値を算出し、算出された位相誤差の検出値又は位相誤差の検出値の平均値を基にしてキャリア周波数誤差を算出する。

ＡＦＣ部１４は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間を用いて、算出されたキャリア周波数誤差の補正信号を生成し、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を補正する。

より具体的には、相関演算部２０１は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の例えば後半の受信期間を用いて、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号における位相誤差の検出値を算出し、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間中における位相誤差の検出値を平均化する。

周波数誤差補正部２０３は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の例えば後半の受信期間では、相関演算部２０１により算出された位相誤差の検出値に基づいて周波数誤差推定部２０２が算出したキャリア周波数誤差が所定値Δｆｓｕｂより小さい場合には、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号に含まれる周波数誤差の補正を省略し、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号を、ＯＦＤＭ復調部１５に出力する。

また、相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間を用いて、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号に含まれる位相誤差の検出値を算出し、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間における位相誤差の検出値を平均化する。これにより、相関演算部２０１は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間に比べて、ＯＦＤＭ受信信号に含まれる雑音を抑圧でき、受信ＳＮＲ（Signal to Noise）を改善できる。

周波数誤差補正部２０３は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間では、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差の補正信号を生成してＯＦＤＭ受信信号のキャリア周波数誤差成分を補正し、キャリア周波数誤差成分が補正されたＯＦＤＭ受信信号をＯＦＤＭ復調部１５に出力する。

周波数誤差推定部２０２は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の例えば後半の受信期間又はロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間では、相関演算部２０１により算出された位相誤差の検出値を用いてキャリア周波数誤差を算出する。

ＯＦＤＭ復調部１５は、ＡＦＣ部１４においてキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ受信信号と、ヘッダ部（ＳＩＧ）に含まれるデータとを用いてＯＦＤＭ受信信号を復調し、送信装置Ｔｘにより誤り訂正符号化処理された受信データを抽出する。ＯＦＤＭ復調部１５は、誤り訂正符号化処理された受信データを誤り訂正復号部１６に出力する。

誤り訂正復号部１６は、ＯＦＤＭ復調部１５において復調された受信データに、所定の誤り訂正復号化処理した復号後の受信データを受信データ出力端子１７に出力する。受信データ出力端子１７に出力された復号後の受信データは、不図示の後段の処理に用いられる。

本実施形態を含む各実施形態では、送信装置Ｔｘの局部発振信号生成部３６の局部発振器（不図示）に起因して生じるＯＦＤＭ送信信号のキャリア周波数誤差と、受信装置ＲｘのＰＬＬ部６の局部発振器１０７に起因して生じる局部発振信号のキャリア周波数誤差とにより、ミキサ３，４において生成されたベースバンドの各ＯＦＤＭ受信信号の中心周波数（ＤＣ）は、周波数誤差が最大（誤差最悪値）である場合、図１２（ｂ）の破線に示すノッチ特性の中心となる可能性がある。

また、図４においてミキサ３，４からＡＤＣ１１，１２の入力端までのベースバンド領域ではＡＣ結合により回路を構成した場合に、ＡＣ結合による高域通過フィルタ特性が図１２（ｂ）に示すノッチ特性として現れる。このため、図１２（ｂ）に示すノッチ特性により、ノッチ特性付近のサブキャリアは損傷を受ける場合があり、具体的には、図１２（ｂ）のサブキャリア番号±１の位置のサブキャリアのレベルが下がる、又は、キャリアリークによる干渉が生じる可能性がある。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘ内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作について、図７を参照して説明する。図７は、第１の実施形態における受信装置Ｒｘ内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャートである。プリアンブル部は、図２（ａ）に示すショートプリアンブル（ＳＴＦ、符号１ａ〜２ａ参照）と、ダミー期間６ａと、ガードインターバル３ａを含むロングプリアンブル（ＬＴＦ、符号３ａ〜５ａ参照）とを含む期間である。

図７において、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）における既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００１、ＹＥＳ）、例えば図２（ａ）に示すショートプリアンブル（ＳＴＦ）の前半の受信期間では、ＯＦＤＭ受信信号のＡＧＣが実行される。なお、図７及び図８に示すフローチャートでは、ＯＦＤＭ受信信号のＡＧＣの実行の図示及び説明を省略しており、ＡＧＣの詳細については第３，第４の各実施形態において説明する（図９〜図１１参照）。

ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間では、相関演算部２０１は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号と、ＯＦＤＭ受信信号の周期Ｓ（＝時間ΔＴｓ）の１周期分を遅延させて複素共役化したＯＦＤＭ受信信号とを複素乗算することで、遅延無しのＯＦＤＭ受信信号と周期Ｓの１周期分遅延有りのＯＦＤＭ受信信号との相関演算値を算出する。相関演算部２０１は、相関演算値の位相成分を基に、時間ΔＴｓの期間において生じる位相誤差Δθｓの検出値を算出する。

更に、相関演算部２０１は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間中の周期Ｓ毎の同様な複素乗算によって位相誤差Δθｓの検出値を平均化する。これにより、相関演算部２０１は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間において雑音を抑圧でき、受信ＳＮＲを改善できる。相関演算部２０１は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間中において算出された位相誤差Δθｓの検出値の平均値Δθｓａｖｅを周波数誤差推定部２０２に出力する。

周波数誤差推定部２０２は、相関演算部２０１において算出された位相誤差Δθｓの検出値の平均値Δθｓａｖｅと時間ΔＴｓとを用いて、数式（４）に従ってキャリア周波数誤差Δｆｓを算出して制御部１３に出力する（ＳＴ１００２）。

図２（ａ）に示すショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後半の受信期間が終了した後、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）に連続するダミー期間６ａでは（ＳＴ１００３、ＹＥＳ）、制御部１３は、周波数誤差推定部２０２において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいか否かを判定する（ＳＴ１００４）。

制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さいと判定した場合には（ＳＴ１００４、ＮＯ）、判定結果を周波数誤差推定部２０２に出力する。周波数誤差推定部２０２は、制御部１３において判定された判定結果を基に、ダミー期間６ａではＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号を、ＯＦＤＭ復調部１５に出力させる制御信号を周波数誤差補正部２０３に出力する。

即ち、周波数誤差補正部２０３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さい場合には（ＳＴ１００４、ＮＯ）、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差の補正を省略し、ＯＦＤＭ受信信号をＯＦＤＭ復調部１５に出力する。

一方、制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいと判定した場合には（ＳＴ１００４、ＹＥＳ）、ＰＬＬ部６の分周器１０４の分周比の少数部分の値Ｋを用いて、数式（３）に従って新たな分周比の少数部分の値Ｋ’を算出する（ＳＴ１００５）。

ＰＬＬ部６は、ステップＳＴ１００５において算出された新たな分周比の少数部分の値Ｋ’を分周器１０４において用いて再引き込みを実行する（ＳＴ１００６）。再引き込みの終了までに一定時間を要するので、制御部１３及びＡＦＣ部１４は再引き込みが終了するまで待機する（ＳＴ１００７）。

なお、再引き込みが収束するまでに要する時間は、およそ数１０μｓｅｃオーダであり、ダミー期間６ａは、図２（ａ）に示すダミー期間６ａにおいてＰＬＬ部６の再引き込みが完了するまでの時間を考慮して、予め決められている。

このように、ＰＬＬ部６がステップＳＴ１００５において算出された新たな分周比の少数部分の値Ｋ’を分周器１０４において用いて再引き込みを実行することで、受信装置Ｒｘは、図１２（ｂ）に示すノッチ特性によるサブキャリアの損傷を与えるキャリア周波数誤差Δｆｓを補正する。

これにより、受信装置Ｒｘは、例えば８０２．１１ａｈのようにサブＧＨｚ帯の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善でき、サブキャリアの損傷を回避できる。

ロングプリアンブル（ＬＴＦ）における既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００８、ＹＥＳ）、例えば図２（ａ）に示すガードインターバル３ａを含むロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間では、相関演算部２０１は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号と、ＯＦＤＭ受信信号の周期Ｌ（＝時間ΔＴｌ）の１周期分を遅延させて複素共役化したＯＦＤＭ受信信号と、を複素乗算することで、遅延無しのＯＦＤＭ受信信号と周期Ｌの１周期分遅延有りのＯＦＤＭ受信信号との相関演算値を算出する。相関演算部２０１は、相関演算値の位相成分を基に、時間ΔＴｌの期間において生じる位相誤差Δθｌの検出値を算出する。

更に、相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間中の周期Ｌ毎の同様な複素乗算によって、マルチパスの影響の少ない２シンボルにおける位相誤差Δθｌの検出値を平均化する（ＳＴ１００９）。これにより、相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間において雑音を抑圧でき、受信ＳＮＲを改善できる。相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間中において算出された位相誤差Δθｌの検出値の平均値Δθｌａｖｅを周波数誤差推定部２０２に出力する。

周波数誤差推定部２０２は、相関演算部２０１において算出された位相誤差Δθｌの検出値の平均値Δθｌａｖｅと時間ΔＴｌとを用いて、数式（５）に従ってキャリア周波数誤差Δｆｌを算出して周波数誤差補正部２０３に出力する。

周波数誤差補正部２０３は、周波数誤差推定部２０２において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｌを用いて補正信号（数式（６）参照）を生成し、生成された補正信号を用いてＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を補正する。なお、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間では、周波数誤差推定部２０２は、数式（５）に従って算出されたキャリア周波数誤差Δｆｌを制御部１３に出力しない。

以上により、本実施形態では、送信装置Ｔｘは、８０２．１１ａｈの送信フレームのショートプリアンブル（ＳＴＦ）とロングプリアンブル（ＬＴＦ）との間にダミー期間を追加したプリアンブルデータを生成する。送信装置Ｔｘは、生成されたプリアンブルデータと送信データとを基にＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ送信信号を送信アンテナ３７から送信する。

受信装置Ｒｘは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間において算出されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差Δｆｓが所定値Δｆｓｕｂより大きいと判定した場合に、ダミー期間６ａにおいてＰＬＬ部６の分周器１０４の分周比の少数部分の値ＫをＫ’（数式（３）参照）に変更してＰＬＬ部６に再引き込みさせる。更に、受信装置Ｒｘは、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間において、再引き込み後のＰＬＬ部６において生成された局部発振信号を用いてダウンコンバートしたベースバンドのＯＦＤＭ受信信号を基に、ＯＦＤＭ受信信号に含まれる位相誤差の検出値を加算して平均化する。

即ち、受信装置Ｒｘは、ダミー期間６ａにおいて、ＰＬＬ部６の局部発振器１０７の発振周波数ΔｆＬＯ（数式（２）参照）のうち分周器１０４の分周比の少数部分の値Ｋを、数式（３）により示される値Ｋ’に置換する。これにより、受信装置Ｒｘは、ＰＬＬ部６の再引き込み後（即ちロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間）では、ＰＬＬ部６の再引き込み前（即ちショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間）における発振周波数ΔｆＬＯから、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの分、補正できる（数式（７）参照）。ｆ’ＬＯは、ＰＬＬ部６の再引き込み後（即ちロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間）における局部発振器１０７の発振周波数である。

受信装置Ｒｘは、ＰＬＬ部６の再引き込み後（即ちロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間）では、キャリア周波数誤差Δｆｓの分を補正したＰＬＬ部６からの局部発振信号を用いて高周波のＯＦＤＭ受信信号をダウンコンバートするので、ベースバンドのＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を抑圧でき、受信ＳＮＲを改善できる。

従って、本実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘは、例えば８０２．１１ａｈのようなサブＧＨｚ帯（例えば９００ＭＨｚ）の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘについて、図２（ｂ）及び図８を参照して説明する。図２（ｂ）は、第２の実施形態におけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成の一例を示す模式図である。

なお、本実施形態では、送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの構成は第１の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの構成と同様であるため説明を省略し、本実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの動作が第１の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの動作と異なる内容について説明する。

本実施形態では、図２（ｂ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームが用いられる。図２（ｂ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）とロングプリアンブル（ＬＴＦ）とを含むプリアンブル部と、ヘッダ部（ＳＩＧ）と、データ部（ＤＡＴＡ）とを含む。本実施形態のショートプリアンブル（ＳＴＦ）は、第１の実施形態のショートプリアンブル（ＳＴＦ）と同一である。

本実施形態では、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）は、ガードインターバル３ｂと、既知のシーケンス信号が周期Ｌ（３２μｓｅｃ）を２回繰り返して配置されたダミー期間６ｂ，７ｂと、既知のシーケンス符号が周期Ｌ（３２μｓｅｃ）を２回繰り返して配置された期間４ｂ，５ｂとを含む。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘ内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作について、図８を参照して説明する。図８は、第２の実施形態における受信装置Ｒｘ内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャートである。図８に示すフローチャートでは、図７に示すフローチャートと同一の動作については同一のステップ番号を付与して説明を省略し、異なる内容について説明する。

図８において、ステップＳＴ１００２の後、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル（ＧＩ）３ｂにおける既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００３ａ、ＹＥＳ）、制御部１３は、周波数誤差推定部２０２において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいか否かを判定する（ＳＴ１００４ａ）。

制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さいと判定した場合には（ＳＴ１００４ａ、ＮＯ）、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル（ＧＩ）３ｂとダミー期間６ｂ，７ｂとにおいて、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の相関演算及び位相誤差の検出値の平均化を相関演算部２０１に行わせる。

即ち、相関演算部２０１は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号と、ＯＦＤＭ受信信号の周期Ｌ（＝時間ΔＴｌ）の１周期分を遅延させて複素共役化したＯＦＤＭ受信信号とを複素乗算することで、遅延無しのＯＦＤＭ受信信号と周期Ｌの１周期分遅延有りのＯＦＤＭ受信信号との相関演算値を算出する。相関演算部２０１は、相関演算値の位相成分を基に、時間ΔＴｌの期間において生じる位相誤差Δθｌの検出値を算出する。

更に、相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル（ＧＩ）３ｂとダミー期間６ｂ，７ｂとの受信期間中の周期Ｌ毎の同様な複素乗算によって、マルチパスの影響の少ない２シンボルにおける位相誤差Δθｌの検出値を平均化する（ＳＴ１０１０）。これにより、相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル（ＧＩ）３ｂとダミー期間６ｂ，７ｂとにおいて雑音を抑圧でき、受信ＳＮＲを改善できる。相関演算部２０１は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル（ＧＩ）３ｂとダミー期間６ｂ，７ｂとの受信期間中において算出された位相誤差Δθｌの検出値の平均値Δθｌａｖｅを周波数誤差推定部２０２に出力する。

ステップＳＴ１０１０の後、ダミー期間６ｂ，７ｂ以降のロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始されない場合には（ＳＴ１００８ａ、ＮＯ）、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）４ｂ，５ｂの受信待ちを行う。ダミー期間６ｂ，７ｂ以降のロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始された場合には（ＳＴ１００８ａ、ＹＥＳ）、図７に示すフローチャートの動作（ＳＴ１００９）と同一のため、説明を省略する。

以上により、本実施形態では、送信装置Ｔｘは、８０２．１１ａｈの送信フレームのショートプリアンブル（ＳＴＦ）の後のロングプリアンブル（ＬＴＦ）において、周期Ｌの既知のシーケンス信号を２回繰り返したダミー期間６ｂ，７ｂを追加したプリアンブルデータを生成する（図２（ｂ）参照）。送信装置Ｔｘは、生成されたプリアンブルデータと送信データとを基にＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ送信信号を送信アンテナ３７から送信する。

受信装置Ｒｘは、第１の実施形態の動作と比べ、更に、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の例えば後半の受信期間において算出されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差Δｆｓが所定値Δｆｓｕｂより小さい場合には、既存の期間４ｂ，５ｂに加えてガードインターバル３ｂと２回の周期Ｌ分に相当するダミー期間６ｂ，７ｂとにおいて、合計４個のロングプリアンブル（ＬＴＦ）を連続して加算し平均化する。

これにより、本実施形態では、受信装置Ｒｘは、第１の実施形態の効果に加え、キャリア周波数誤差の補正が不要な場合には、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）における雑音を更に抑圧でき、受信ＳＮＲをより改善できる。なお、ダミー期間６ｂ，７ｂは、本実施形態におけるＰＬＬ部６の再引き込みが完了するまでの時間を考慮して予め決められる。例えば８０２．１１ａｈのような長距離伝送においては伝搬路のノイズ環境が良くないと考えられるため、本実施形態のようにロングプリアンブル（ＬＴＦ）をダミー期間６ｂ，７ｂに追加することで伝送路推定の精度向上による受信性能改善が可能である。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ２について、図２（ｃ）、図９及び図１０を参照して説明する。図２（ｃ）は、第３の実施形態におけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成の一例を示す模式図である。図９は、第３の実施形態の受信装置Ｒｘ２の内部構成例を示すブロック図である。

なお、本実施形態では、送信装置Ｔｘの構成は第１の実施形態の送信装置Ｔｘの構成と同様であるため説明を省略し、本実施形態の受信装置Ｒｘ２の構成、送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ２の動作が第１の実施形態の受信装置Ｒｘの構成、送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの動作と異なる内容について説明する。

本実施形態では、図２（ｃ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームが用いられる。図２（ｃ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）とロングプリアンブル（ＬＴＦ）とを含むプリアンブル部と、ヘッダ部（ＳＩＧ）と、データ部（ＤＡＴＡ）とを含む。本実施形態のロングプリアンブル（ＬＴＦ）は、第１の実施形態のロングプリアンブル（ＬＴＦ）と同一である。

本実施形態では、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）は、周期Ｓ（８μｓｅｃ）の既知のシーケンス符号を１０回繰り返して配置された期間（符号１ｃ〜２ｃ参照）と、周期Ｓ（８μｓｅｃ）の既知のシーケンス信号を例えば８回繰り返して配置されたダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）とを含む。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘ２の構成及び動作について、図９を参照して説明する。図９に示す受信装置Ｒｘ２は、受信アンテナ１、ＬＮＡ２、ミキサ３，４、９０度移相器５、ＰＬＬ部６、ＬＰＦ７，８、ＩＦアンプ９，１０、ＡＤＣ１１，１２、制御部１３、ＡＦＣ部１４、ＯＦＤＭ復調部１５、誤り訂正復号部１６、ＡＧＣ部１８及び受信データ出力端子１７を含む。

ＡＧＣ部１８は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間（符号１ｃ〜２ｃ参照）のうち例えば前半期間又はダミー期間の一部までの期間において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を検出する。ＡＧＣ部１８は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を基に、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルが目標信号レベルに収束するように、ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０のゲイン（利得）を決定する。

ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０は、ＡＧＣ部１８により決定されたゲイン（利得）を用いて、入力されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを増幅する。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘ２内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作について、図１０を参照して説明する。図１０は、第３の実施形態における受信装置Ｒｘ２内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャートである。図１０に示すフローチャートでは、図７又は図８に示すフローチャートと同一の動作については同一のステップ番号を付与して説明を省略し、異なる内容について説明する。

図１０には図示していないが、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）における既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００１、ＹＥＳ）、ＡＧＣ部１８は、例えば図２（ｃ）に示すショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間（符号１ｃ〜２ｃ参照）のうち例えば前半期間において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を検出する。

ＡＧＣ部１８は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を基に、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルが目標信号レベルに収束するように、ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０のゲイン（利得）を決定する。

ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０は、ＡＧＣ部１８により決定されたゲイン（利得）を用いて、入力されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを増幅する。ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号のＡＧＣが終了すると、ステップＳＴ１００２の動作が行われる。

ステップＳＴ１００２の後、先頭のダミー期間６ｃにおける既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００３ｂ、ＹＥＳ）、制御部１３は、周波数誤差推定部２０２において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいか否かを判定する（ＳＴ１００４ｂ）。

制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さいと判定した場合には（ＳＴ１００４ｂ、ＮＯ）、ダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号に対して再度ＡＧＣするための制御信号をＡＧＣ部１８に出力する。なお、図９を簡単にするために、制御部１３とＡＧＣ部１８との間の矢印の図示を省略する。

即ち、ＡＧＣ部１８は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間（符号１ｃ〜２ｃ参照）のうち例えば前半期間以外にも、ダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）においても、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を検出する。

ＡＧＣ部１８は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を基に、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルが目標信号レベルに収束するように、ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０のゲイン（利得）を決定する（ＳＴ１０１１）。

ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０は、ＡＧＣ部１８により決定されたゲイン（利得）を用いて、入力されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを増幅する。

ステップＳＴ１０１１の後、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始されない場合には（ＳＴ１００８ｂ、ＮＯ）、ダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）においてＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号のＡＧＣが継続される（ＳＴ１０１１）。ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始された場合には（ＳＴ１００８ｂ、ＹＥＳ）、図７に示すフローチャートの動作（ＳＴ１００９）と同一のため、説明を省略する。

以上により、本実施形態では、送信装置Ｔｘは、８０２．１１ａｈの送信フレームのショートプリアンブル（ＳＴＦ）の中に周期Ｓの既知のシーケンス信号を例えば８回繰り返したダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）を追加したプリアンブルデータを生成する（図２（ｃ）参照）。送信装置Ｔｘは、生成されたプリアンブルデータと送信データとを基にＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ送信信号を送信アンテナ３７から送信する。

受信装置Ｒｘ２は、第１の実施形態の動作と比べ、更に、ショートプリアンブル（符号１ｃ〜２ｃ参照）のうち例えば後半の受信期間において算出されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さい場合には、例えば８回の周期Ｓ分に相当するダミー期間（符号６ｃ〜７ｃ参照）においてＯＦＤＭ受信信号の追加のＡＧＣを行う。

これにより、本実施形態では、受信装置Ｒｘ２は、第１の実施形態の効果に加え、ＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを所定の目標信号レベルに収束できるように高精度に制御できる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ２について、図２（ｄ）、図９及び図１１を参照して説明する。図２（ｄ）は、第４の実施形態におけるＯＦＤＭ送信信号の送信フレームの構成の一例を示す模式図である。

なお、本実施形態では、送信装置Ｔｘの構成は第１の実施形態の送信装置Ｔｘの構成と同様であり、受信装置Ｒｘ２の構成は第３の実施形態の受信装置Ｒｘの構成と同様であるため説明を省略し、本実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ２の動作が第１又は第３の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘの動作と異なる内容について説明する。

本実施形態では、図２（ｄ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームが用いられる。図２（ｄ）に示す８０２．１１ａｈの送信フレームは、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）とロングプリアンブル（ＬＴＦ）とを含むプリアンブル部と、ヘッダ部（ＳＩＧ）と、データ部（ＤＡＴＡ）とを含む。

本実施形態では、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）は、周期Ｓ（８μｓｅｃ）の既知のシーケンス符号を１０回繰り返して配置された期間（符号１ｄ〜２ｄ参照）と、周期Ｓ（８μｓｅｃ）の既知のシーケンス信号を例えば４回繰り返して配置されたダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）とを含む。

更に、本実施形態では、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）は、ガードインターバル３ｄと、周期Ｌ（３２μｓｅｃ）の既知のシーケンス信号を１個配置されたダミー期間８ｄと、周期Ｌ（３２μｓｅｃ）の既知のシーケンス符号を２回繰り返して配置された期間４ｄ，５ｄとを含む。

次に、本実施形態の受信装置Ｒｘ２内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作について、図１１を参照して説明する。図１１は、第４の実施形態における受信装置Ｒｘ２内のＡＦＣ部１４、制御部１３、ＰＬＬ部６のプリアンブル部における各動作を説明するフローチャートである。図１４に示すフローチャートでは、図７、図８又は図１０に示すフローチャートと同一の動作については同一のステップ番号を付与して説明を省略し、異なる内容について説明する。

ステップＳＴ１００２の後、先頭のダミー期間６ｄにおける既知のシーケンス信号が検出されると（ＳＴ１００３ｄ、ＹＥＳ）、制御部１３は、周波数誤差推定部２０２において算出されたキャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより大きいか否かを判定する（ＳＴ１００４ｂ）。

制御部１３は、キャリア周波数誤差Δｆｓの絶対値（｜Δｆｓ｜）が所定値Δｆｓｕｂより小さいと判定した場合には（ＳＴ１００４ｂ、ＮＯ）、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）におけるダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号に対して再度ＡＧＣするための制御信号をＡＧＣ部１８に出力する。

即ち、ＡＧＣ部１８は、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信期間（符号１ｄ〜２ｄ参照）のうち例えば前半期間以外にも、例えばダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）においても、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を検出する。

ＡＧＣ部１８は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルと所定の目標信号レベルとの誤差を基に、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルが目標信号レベルに収束するように、ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０のゲイン（利得）を決定する（ＳＴ１０１１）。

ＬＮＡ２及びＩＦアンプ９，１０は、ＡＧＣ部１８により決定されたゲイン（利得）を用いて、入力されたＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを増幅する。

ステップＳＴ１０１１の後、制御部１３は、例えばガードインターバル３ｄとダミー期間として挿入した追加のロングプリアンブル（ＬＴＦ）８ｄにおいて、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号の相関演算及び位相誤差の検出値の平均化を相関演算部２０１に行わせる。

即ち、相関演算部２０１は、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号と、ＯＦＤＭ受信信号の周期Ｌ（＝時間ΔＴｌ）の１周期分を遅延させて複素共役化したＯＦＤＭ受信信号とを複素乗算することで、遅延無しのＯＦＤＭ受信信号と周期Ｌの１周期分遅延有りのＯＦＤＭ受信信号との相関演算値を算出する（ＳＴ１０１２）。相関演算部２０１は、相関演算値の位相成分を基に、時間ΔＴｌの期間において生じる位相誤差Δθｌの検出値を平均化して算出する。

ステップＳＴ１０１２の後、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始されない場合には（ＳＴ１００８ｂ、ＮＯ）、ダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）におけるＯＦＤＭ受信信号のＡＧＣ、又はガードインターバル３ｄ及びダミー期間８ｄにおけるＯＦＤＭ受信信号の相関演算が継続される（ＳＴ１０１１，ＳＴ１０１２）。ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の受信期間が開始された場合には（ＳＴ１００８ｂ、ＹＥＳ）、図８に示すフローチャートの動作（ＳＴ１００９）と同一のため、説明を省略する。

以上により、本実施形態では、送信装置Ｔｘは、８０２．１１ａｈの送信フレームのショートプリアンブル（ＳＴＦ）の中に周期Ｓの既知のシーケンス信号を例えば４回繰り返したダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）と、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）の中に周期Ｌの既知のシーケンス信号を１回配置したダミー期間８ｄとを追加したプリアンブルデータを生成する。送信装置Ｔｘは、生成されたプリアンブルデータと送信データとを基にＯＦＤＭ変調したＯＦＤＭ送信信号を送信アンテナ３７から送信する。

受信装置Ｒｘ２は、第１の実施形態の動作と比べ、更に、ショートプリアンブル（符号１ｄ〜２ｄ参照）のうち例えば後半の受信期間において算出されたＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差Δｆｓが所定値Δｆｓｕｂより小さい場合には、例えば４回の周期Ｓ分に相当するダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）においてＯＦＤＭ受信信号の追加のＡＧＣを行う。

更に、受信装置Ｒｘ２は、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル３ｄに連続して配置した１回の周期Ｌに相当するダミー期間８ｄにおいて、ＯＦＤＭ受信信号の相関演算を行う。

これにより、本実施形態では、受信装置Ｒｘ２は、第１の実施形態の効果に加え、例えば４回の周期Ｓ分に相当するダミー期間（符号６ｄ〜７ｄ参照）において、ＯＦＤＭ受信信号の信号レベルを所定の目標信号レベルに収束できるように高精度に制御できる。更に、受信装置Ｒｘ２は、第１の実施形態の効果に加え、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）のガードインターバル３ｄに連続して配置した１回の周期Ｌに相当するダミー期間８ｄを既存のロングプリアンブル（ＬＴＦ）４ｄ，５ｄに追加して平均することにより、ロングプリアンブル（ＬＴＦ）における雑音成分を更に抑圧でき、受信ＳＮＲをより改善できる。

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

第１，第２の各実施形態では、ショートプリアンブル（ＳＴＦ）の受信完了時点において、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号は、周波数誤差補正部２０３における演算を省略して、ＯＦＤＭ復調部１５に出力されると説明した。しかし、第１，第２の各実施形態では、ＡＤＣ１１，１２においてデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ受信信号は、ＰＬＬ部６の分周器１０４の分周比の少数部分Ｋが変更される場合に、周波数誤差補正部２０３における演算を省略して、ＯＦＤＭ復調部１５に出力され、Ｋが変更されない場合には、周波数誤差補正部２０３がキャリア周波数誤差Δｆｓを補正しても良い。

なお、第２〜第４の各実施形態において配置したダミー期間のショートプリアンブル数とロングプリアンブル数とは一例であり、ダミー期間内にＰＬＬ部６の再引き込みが終了する範囲であれば、ダミー期間として追加するショートプリアンブル、ロングプリアンブル又は組み合わせの数は自由に設定しても良い。

なお、第３，第４の各実施形態では、ダミー期間のショートプリアンブル（ＳＴＦ）では、追加のＡＧＣ制御を行うとしたが、既存のショートプリアンブル（ＳＴＦ）（１ｃ〜２ｃ又は１ｄ〜２ｄ）と合わせてキャリア周波数誤差検出を行うとしても良い。

なお、第１〜第４の各実施形態では、ＩＥＥＥ８０２．１１のプリアンブルを用いて説明したが、プリアンブル部がショートプリアンブルとロングプリアンブルとを含み、ショートプリアンブルの受信期間内にキャリア周波数誤差を補正する通信装置であれば、同様に適用可能である。

また、第１〜第４の各実施形態における送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ，Ｒｘ２の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩ（Large Scale Integration）によって実現しても良い。送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ，Ｒｘ２の各部の構成要素は、個別に１チップ化されても良いし、一部若しくは全ての構成要素を含む１チップでも良い。また、ＬＳＩに限定されず、集積度の違いにより、ＩＣ（Integrated Circuit）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されても良い。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず、専用回路又は汎用プロセッサによって実現しても良い。例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続及び設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを用いても良い。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

また、第１〜第４の各実施形態における受信装置Ｒｘ，Ｒｘ２の動作の手順の少なくとも一部をプログラムとして規定し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶されたプログラムを読み出して実行しても良いし、プログラムを記録媒体に記録して頒布しても良い。

また、本開示は、第１の実施形態の送信装置Ｔｘ及び受信装置Ｒｘ，Ｒｘ２の各動作を行う送信方法及び受信方法として表現できる。

また、第１〜第４の各実施形態は、第１〜第４の各実施形態を実現する送信処理又は受信処理の一部を行ういかなる送信装置、送信方法、送信回路、受信装置、受信方法、受信回路、又はプログラムを組み合わせて実現されても良い。例えば、第１〜第４の各実施形態において説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路（受信回路）が実現し、他の動作の手順をプログラムに規定し、例えばＣＰＵがメモリに記憶されたプログラムを読み出して実行しても良い。

なお、本出願は、２０１２年１０月３０日出願の日本特許出願（特願２０１２−２３９５１４）に基づくものであり、その内容は本出願の中に参照として援用される。

本開示は、例えばサブＧＨｚ帯の周波数帯においてＯＦＤＭ送信信号を送信する場合でも、サブキャリア間隔を超えるキャリア周波数誤差に起因して生じる受信性能劣化を改善する送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法として有用である。

１ 受信アンテナ
２ ＬＮＡ
３，４ ミキサ
５ ９０度移相器
６ ＰＬＬ部
７，８ ＬＰＦ
９，１０ ＩＦアンプ
１１，１２ ＡＤＣ
１３ 制御部
１４ ＡＦＣ部
１５ ＯＦＤＭ復調部
１６ 誤り訂正復号部
３１ 誤り訂正符号化部
３２ プリアンブルデータ生成部
３３ 送信データ合成部
３４ ＯＦＤＭ変調部
３５ 周波数変換部
３６ 局部発振信号生成部
３７ 送信アンテナ
Ｒｘ 受信装置
Ｔｘ 送信装置

Claims (12)

1. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成し、前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するプリアンブル生成部と、
   生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成する送信信号生成部と、
   生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信する送信ＲＦ部と、を備え、
   前記プリアンブル生成部は、前記所定のダミー期間において、前記第２の同期用プリアンブルのシンボルをＮ個（Ｎ：１以上の整数）配置する、
   送信装置。
2. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成し、前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するプリアンブル生成部と、
   生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成する送信信号生成部と、
   生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信する送信ＲＦ部と、を備え、
   前記プリアンブル生成部は、前記所定のダミー期間において、前記第１の同期用プリアンブルのシンボルをＭ個（Ｍ：１以上の整数）配置する、
   送信装置。
3. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成し、前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するプリアンブル生成部と、
   生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成する送信信号生成部と、
   生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信する送信ＲＦ部と、を備え、
   前記プリアンブル生成部は、前記所定のダミー期間において、前記第１の同期用プリアンブルのシンボルをＭ個（Ｍ：１以上の整数）配置し、前記第２の同期用プリアンブルのシンボルをＮ個（Ｎ：１以上の整数）配置する、
   送信装置。
4. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルと前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に所定のダミー期間とを含む、高周波のＯＦＤＭ送信信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
   前記高周波の局部信号を出力するＰＬＬ部と、
   前記第１の同期用プリアンブルを用いて、前記ベースバンドのＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を検出する周波数誤差推定部と、
   検出された前記キャリア周波数誤差が所定値を超える場合に、前記ＰＬＬ部における発振周波数を前記所定のダミー期間において変更させる制御部と、を備える、
   受信装置。
5. 請求項４に記載の受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ送信信号は、前記所定のダミー期間において、前記第２の同期用プリアンブルのシンボルがＮ個（Ｎ：１以上の整数）配置されている、
   受信装置。
6. 請求項４に記載の受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ送信信号は、前記所定のダミー期間において、前記第１の同期用プリアンブルのシンボルがＭ個（Ｍ：１以上の整数）配置されている、
   受信装置。
7. 請求項４に記載の受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ送信信号は、前記所定のダミー期間において、前記第１の同期用プリアンブルのシンボルがＭ個（Ｍ：１以上の整数）配置され、前記第２の同期用プリアンブルのシンボルがＮ個（Ｎ：１以上の整数）配置されている、
   受信装置。
8. 請求項４から７のうちいずれか一項に記載の受信装置であって、
   前記所定値は、前記第２の同期用プリアンブルのサブキャリア間隔の１／２よりも小さい、
   受信装置。
9. 請求項４から８のうちいずれか一項に記載の受信装置であって、
   前記制御部は、検出された前記キャリア周波数誤差が前記所定値を超えない場合に、前記ＰＬＬ部における発振周波数を変更しない、
   受信装置。
10. 請求項４から９のうちいずれか一項に記載の受信装置であって、
    検出された前記キャリア周波数誤差が前記所定値を超えない場合に、前記ダミー期間外に配置された前記第２の同期用プリアンブルに加えて、前記ダミー期間に配置されたＭ個のシンボルの前記第２の同期用プリアンブルも合算して平均する相関演算部と、を更に備える、
    受信装置。
11. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルを生成するステップと、
    前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に、所定のダミー期間を追加するステップと、
    生成された前記第１，第２の各同期用プリアンブルを用いてＯＦＤＭ送信信号を生成するステップと、
    生成された前記ＯＦＤＭ送信信号を高周波のＯＦＤＭ信号に変換して送信するステップと、を有し、
    前記所定のダミー期間において、Ｍ個（Ｍ：１以上の整数）の前記第１の同期用プリアンブルのシンボル、及び、Ｎ個（Ｎ：１以上の整数）の前記第２の同期用プリアンブルのシンボル、のうち少なくともいずれかが配置される、
    送信方法。
12. サブキャリア数の異なる第１，第２の各同期用プリアンブルと前記第１の同期用プリアンブルと前記第２の同期用プリアンブルとの間に所定のダミー期間とを含む、高周波のＯＦＤＭ送信信号を受信するステップと、
    前記高周波の局部信号を出力するステップと、
    前記局部信号を用いて、受信された前記高周波のＯＦＤＭ送信信号をベースバンドのＯＦＤＭ受信信号に変換するステップと、
    前記第１の同期用プリアンブルを用いて、前記ベースバンドのＯＦＤＭ受信信号におけるキャリア周波数誤差を検出するステップと、
    検出された前記キャリア周波数誤差が所定値を超える場合に、前記局部信号を出力するＰＬＬ部の発振周波数を前記所定のダミー期間において変更させるステップと、を有する、
    受信方法。

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