JP2008131741A

JP2008131741A - 電力変換装置

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Publication number: JP2008131741A
Application number: JP2006314109A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Yuki; 和明結城; Kenji Ito; 健治伊藤; Akihisa Kataoka; 秋久片岡; Shigeru Tanaka; 茂田中; Takeo Kanai; 丈雄金井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-11-21
Filing date: 2006-11-21
Publication date: 2008-06-05
Anticipated expiration: 2026-11-21
Also published as: JP4987441B2

Abstract

【課題】電力変換器の高速ダイオードと整流器の電力用ダイオードの電流分担を調整することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】整流器ＲＥＣの交流側端子にリアクトルＬａを介して交流側端子が接続された電力変換器ＣＮＶの直流正側端子と整流器ＲＥＣの直流正側端子との間に接続され、ＲＥＣとＣＮＶに流れる電流配分を調整するための抵抗器Ｒａ１と、ＣＮＶの直流負側端子とＲＥＣの直流負側端子との間に接続され、ＲＥＣとＣＮＶに流れる電流配分を調整するための第２の抵抗器Ｒａ２と、ＲＥＣの直流正負両端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄを具備したもの。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば電気鉄道直流き電システムに使用され、複数の電力用ダイオードからナる整流器と、複数の自己消弧素子からなる電圧形自励式電力変換器を組み合わせたもので、交流電源と負荷装置の間で電力の授受を行う電力変換装置でに関する。

従来、電気鉄道直流き電システムにおいて、複数の電力用ダイオードが３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。

この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。

図３２は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）からなる電力変換装置の主回路を示す概略構成図であり、これは特許文献１、２、３の従来の技術として記載されたものと実質的に同等のものである。図中、Ｒ、Ｓ、Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、ＣＮＶはそれぞれに逆並列にダイオードが接続された自己消弧素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６からなるＰＷＭコンバータ、Ｌｓ１、Ｌｓ２、Ｌｓ３は端子Ｒ、Ｓ、ＴとコンバータＣＮＶの交流側端子Ａ４、Ａ５、Ａ６の間に接続された交流リアクトル、Ｃｄはそ間に接続された直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは直流正側端子Ｐ及び直流負側端子Ｎ間に接続された３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、ＭはインバータＩＮＶの交流側端子に接続された交流電動機をそれぞれ示す。

図３３は、図３２の制御回路であり、比較器Ｃ１、Ｃ２、電圧制御補償回路(電圧制御補償器)Ｇｖ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、電流制御補償回路(電流制御補償器)Ｇｉ（Ｓ）およびパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣを備えている。破線で囲まれた部分は３相分用意されており、図ではＲ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相も同様に構成されている。

ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄが電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊に一致するように入力電流Ｉ_ｒ、Ｉ_ｓ、Ｉ_ｔを制御する。

電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊と電圧検出値Ｖ_ｄの偏差を制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉ_ｓｍとする。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと前記入力電流の振幅指令値Ｉ_ｓｍを掛け算し、それをＲ相の電流指令値Ｉ_ｒ ^＊とする。

Ｒ相電流指令値Ｉ_ｒ ^＊とＲ相電流検出値Ｉ_ｒを比較器Ｃ２で比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。通常は、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋ_ｉとなる。

Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅ_ｒ ^＊＝−Ｋ_ｉ×（Ｉ_ｒ ^＊−Ｉ_ｒ）をＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力し、コンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１、ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、前記電圧指令値ｅ_ｒ ^＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ＫＨｚの三角波）を比較し、ｅ_ｒ ^＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅ_ｒ ^＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータＣＮＶのＲ相電圧Ｖ_ｒは前記電圧指令値ｅ_ｒ ^＊に比例した電圧を発生する。ここで、Ｋ_ｉは比例定数である。

Ｉ_ｒ ^＊＞Ｉ_ｒの場合、電圧指令値ｅ_ｒ ^＊は負の値となり、Ｉ_ｒを増加させる。逆に、Ｉ_ｒ ^＊＜Ｉ_ｒの場合、電圧指令値ｅ_ｒ ^＊は正の値となり、Ｉ_ｒを減少させる。故に、Ｉ_ｒ ^＊＝Ｉ_ｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。

また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄは、次のように制御される。

Ｖ_ｄ ^＊＞Ｖ_ｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉ_ｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、入力電流の振幅指令値Ｉ_ｓｍに比例した有効電力Ｐ_ｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果Ｖ_ｄが上昇し、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。

逆に、Ｖ_ｄ ^＊＜Ｖ_ｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉ_ｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐ_ｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖ_ｄが減って、やはり、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。

ＶＶＶＦインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖ_ｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖ_ｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖ_ｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源ＳＵＰから見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。

このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。

しかし、図３２及び図３３に示す電力変換装置は、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。

このような問題を解決するため、特許文献１、２、３の発明では、以下のように構成し、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置が開示されている。

具体的には、図３４はその電力変換装置の主回路を示す概略構成図であり、主回路は、交流電源ＳＵＰに変圧器ＴＲを介して交流側端子Ａ１、Ａ２、Ａ３が接続された複数の電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ２、ＰＤ３、ＰＤ４、ＰＤ５、ＰＤ６をブリッジ接続した電力用ダイオード整流器(以下単に整流器と称する)ＲＥＣと、また複数のアーム素子、具体的には自己消弧素子Ｓ１―高速ダイオードＤ１の逆並列回路、自己消弧素子Ｓ２―高速ダイオードＤ２の逆並列回路、自己消弧素子Ｓ３―高速ダイオードＤ３の逆並列回路、自己消弧素子Ｓ４―高速ダイオードＤ４の逆並列回路、自己消弧素子Ｓ５―高速ダイオードＤ５の逆並列回路、自己消弧素子Ｓ６―高速ダイオードＤ６の逆並列回路をブリッジ接続し、この直流正側端子Ｐ２と直流負側端子Ｎ２を、整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１と直流負側端子Ｎ１に接続し、かつ交流側端子Ａ４、Ａ５、Ａ６と整流器ＲＥＣの交流側端子Ａ１、Ａ２、Ａ３との間にリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１、Ｌａ２、Ｌａ３を接続した例えばコンバータのごとき電圧形自励式電力変換器(以下単に電力変換器と称する)ＣＮＶと、当該電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源ＳＵＰの電源電圧Ｖ_ｓに対する電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖ_ｃの位相角φを調整することにより交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉ_ｓを制御する手段と、電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と直流負側端子Ｎ２間に接続された直流平滑コンデンサＣｄと、当該直流平滑コンデンサＣｄに並列接続された負荷装置Ｌｏａｄとを具備している。

なお、図３４の電力変換装置の主回路に対応する制御回路は、後述する図２に示す本発明の電力変換装置の制御回路と同一構成となっている。

図３４のように構成された特許文献１、２、３の電力変換装置にあっては、整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、力行運転時は大部分の電流が整流器ＲＥＣを介して流れるように制御しながら、入力電流Ｉ_ｓの高調波の低減と入力力率の向上を図ることができる。また、回生運転時は大部分の電流が電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れるが、入力電流Ｉ_ｓのゼロ点付近でスイッチングを行うように制御するため、素子の遮断電流を小さくでき、損失の少ない電力変換装置を提供できる。
特公平５−７９５０号公報特開２００３−８８１３３号公報特開２００３−１３４８３０号公報

以上述べた図３４の電力変換装置により得られる作用効果は、あくまでも次の条件が成立しているときのみである。具体的には、例えば高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いという条件が成立する場合であって、実際の電力変換装置では、使われる高速ダイオードＤ１〜Ｄ６、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６によっては必ずしも上記条件を満足するとは限らない。

一般に、例えば高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａに対し、例えば電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの方が小さいので、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）によって、高速ダイオードＤ１に流れていた電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が大きいほど高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は短くなり、高速ダイオードＤ１の負担が軽くなる。しかし、ＶＦａとＶＦｂの差があまりない場合には、なかなか電力用ダイオードＰＤ１に電流が移らず、高速ダイオードＤ１の負担が重くなってしまう。

また、一般に、自己消弧素子例えばＳ１と高速ダイオード例えばＤ１は、同一のパッケージに納められており、このため何らかの手法により高速ダイオードＤ１だけの順方向電圧降下ＶＦａを大きくすることが困難である。

本発明は、このような事情に基づきなされたもので、電力変換器の高速ダイオードの順方向電圧降下と、整流器の高速ダイオードの順方向電圧降下の大小の条件に関係なく、自己消弧素子と高速ダイオードが同一のパッケージに納められている場合でも、電力変換器の高速ダイオードと整流器の電力用ダイオードの電流分担を調整することが可能となり、高速ダイオードに過大な電流が流れるのを防ぐことができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高い電力変換装置を提供することを目的とする。

前記目的を達成するため、請求項１に対応する発明は、交流電源と、複数の電力用ダイオードからなり、前記交流電源と接続する交流側端子と、負荷装置に接続する直流正側端子及び直流負側端子を有する整流器と、自己消弧素子と高速ダイオードを逆並列接続したアームを複数個ブリッジ接続してなり、前記交流電源と接続する交流側端子と、前記整流器の直流正側端子及び直流負側端子並びに前記負荷装置に接続する直流正側端子及び直流負側端子を有する交−直電圧形自励式電力変換器と、前記整流器及び前記電力変換器の交流側端子間に接続したリカバリ電流抑制用リアクトルと、前記電力変換器の直流正側端子及び直流負側端子間に接続した直流平滑コンデンサと、前記電力変換器の直流負側端子と前記整流器の直流負側端子との間に接続し、前記整流器と前記電力変換器に流れる電流配分を調整するための第１の電流配分調整手段と、前記電力変換器の直流正側端子と前記整流器の直流正側端子との間に接続し、前記整流器と前記電力変換器に流れる電流配分を調整するための第２の電流配分調整手段と、前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する制御手段と、前記交流電源と前記負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とする電力変換装置である。

本発明によれば、電力変換器の高速ダイオードと整流器の電力用ダイオードの電流分担を調整することが可能となり、高速ダイオードに過大な電流が流れるのを防ぐことができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高い電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１及び図２は、本発明の電力変換装置の第１の実施形態の主回路及び制御回路を示す概略構成図である。図１に示すように、前述した図３４の構成に、以下に述べる第１の電流配分調整手段と、第２の電流配分調整手段を新たに設けたものである。図１では、第１の電流配分調整手段として第１の抵抗器Ｒａ１を設け、第２の電流配分調整手段として第２の抵抗器Ｒａ２を設けたものである。具体的には、電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と前記整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に、整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶに流れる電流配分を調整するための抵抗器Ｒａ１を設け、また電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１との間に、整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶに流れる電流配分を調整するための抵抗器Ｒａ２を設けたものである。これ以外の点は、前述した図３４の従来の電力変換装置と同一構成で、以下のように構成されている。

整流器ＲＥＣは、複数の電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６をブリッジ接続してなり、交流電源ＳＵＰと変圧器(トランス)ＴＲを介して接続する交流側端子Ａ１、Ａ２、Ａ３と、負荷装置Ｌｏａｄに接続する直流正側端子Ｐ１及び直流負側端子Ｎ１を有している。

電力変換器ＣＮＶは、自己消弧素子Ｓ１（Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６）と高速ダイオードＤ１（Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６）を逆並列接続したアームを複数個ブリッジ接続してなり、交流電源ＳＵＰと接続する交流側端子Ａ４、Ａ５、Ａ６と、整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１及び直流負側端子Ｎ１並びに負荷装置Ｌｏａｄに接続する直流正側端子Ｐ２及び直流負側端子Ｎ２を有する。

整流器ＲＥＣ及び電力変換器ＣＮＶの交流側端子Ａ１―Ａ４、Ａ２―Ａ５、Ａ３―Ａ６間にそれぞれリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１、Ｌａ２、Ｌａ３(これらの総称をＬａと称する)を接続している。リアクトルＬａ１、Ｌａ２、Ｌａ３は、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに整流器ＲＥＣの各ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。

また、電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源ＳＵＰの電圧に対する電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧の位相角を調整することにより交流電源ＳＵＰから負荷装置Ｌｏａｄに流れる負荷電流(入力電流)を制御する制御手段例えば、図２に示す制御回路を備えている。

制御回路は、比較器Ｃ１、Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣとからなっている。

比較器Ｃ１は、図示しない電圧検出器により検出される直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄと、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊とを比較し、その偏差ε_ｖを出力する。電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）は、偏差ε_ｖを積分または比例増幅した値を加算器ＡＤに出力する。フィードフォワード補償器ＦＦは、図１の電流検出器ＬＣＴにより検出される負荷装置Ｌｏａｄが消費する直流電流ＩＬを検知し、その直流電流ＩＬに見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償量Ｉ_ｑＦＦを演算し、このフィードフォワード補償量Ｉ_ｑＦＦを加算器ＡＤに出力する。

加算器ＡＤは、フィードフォワード補償量Ｉ_ｑＦＦと電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力を加算し、この加算結果、すなわち電源ＳＵＰから供給される有効電流指令値Ｉ_ｑ ^＊として比較器Ｃ２に出力する。座標変換回路Ｚは、図１の交流電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉ_ｒ、Ｉ_ｓ、Ｉ_ｔの検出値を取り込み、ｄｑ軸（直流量）、すなわちｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑに変換する。
比較器Ｃ２は、加算器ＡＤからの有効電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、座標変換回路Ｚからの有効電流検出値Ｉ_ｑを比較し、その偏差ε_ｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）に出力する。電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）は、偏差ε_ｉを増幅して、位相角指令値φ^＊を出力する。電源同期位相検出回路ＰＬＬは交流電源ＳＵＰの電源電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔの検出値に同期した位相信号θ_ｒ、θ_ｓ、θ_ｔを作り、これを位相制御回路ＰＨＣに出力する。位相制御回路ＰＨＣは、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）からの位相角指令値φ^＊と、電源同期位相検出回路ＰＬＬからの位相信号θ_ｒ、θ_ｓ、θ_ｔを取り込み、ここで電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を作成する。この結果、電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉ_ｓを制御する。

以上述べた本発明の電力変換装置の第１の実施形態によれば、以下のような作用効果が得られる。前述のように図３４に示す従来の電力変換装置に抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２を設けたので、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオフしたとき、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａを速やかに減衰させ、電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードから整流器ＲＥＣを構成する電力用ダイオードへ電流を速やかに移すことができる。

例えば、電力変換器ＣＮＶの主回路を構成している自己消弧素子（下アーム素子Ｓ４）をオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流は、まず、上アーム素子Ｓ１に逆並列接続されている高速ダイオードＤ１を介して流れる。

一般に、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの方が小さいので、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）によって、高速ダイオードＤ１に流れていた電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が大きいほど高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は短くなり、高速ダイオードＤ１の負担が軽くなる。しかし、ＶＦａとＶＦｂの差があまりない場合には、なかなか電力用ダイオードＰＤ１に電流が移らず、高速ダイオードＤ１の負担が重くなってしまう。

一般に、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ１は、同一のパッケージに納められており、高速ダイオードＤ１だけの順方向電圧降下ＶＦａを大きくするための直列抵抗等は挿入できない場合が多いが、本発明では後述するように、そのような問題を解決できる。

電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に接続された第１の抵抗器Ｒａ１は、下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、リアクトルＬａ１に流れていた電流を時定数Ｌａ１／Ｒａ１で減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を速やかに減少させる。その結果、電力用ダイオードＰＤ１に大部分の電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。抵抗器Ｒａ１は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時にも同様の役目を果たす。

同様に、電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１との間に接続された第２の抵抗器Ｒａ２は、上アーム素子Ｓ１がオフしたとき、リアクトルＬａ１に流れていた電流を時定数Ｌａ１／Ｒａ２で減衰させ、高速ダイオードＤ４に流れていた電流を速やかに減少させる。その結果、電力用ダイオードＰＤ４に大部分の電流が移り、高速ダイオードＤ４の負担を軽減させることができる。抵抗器Ｒａ２は、他の相の高速ダイオードＤ５、Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ５、ＰＤ６への転流時にも同様の役目を果たす。

さらに、図１の実施形態によれば、従来の電力変換装置と同様に次のような作用効果も得られることは言うまでもない。すなわち、整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶを組み合わせたので、力行運転時は大部分の電流が整流器ＲＥＣを介して流れるように制御しながら、入力電流Ｉ_ｓの高調波の低減と入力力率の向上を図る。また、回生運転時は大部分の電流が電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子に流れるが、入力電流Ｉ_ｓのゼロ点付近でスイッチングを行うように制御するため、素子の遮断電流を小さくでき、損失の少ない電力変換装置を提供できる。

電力変換器ＣＮＶは、一定のパルスパターンで、交流電源ＳＵＰの電圧Ｖ_ｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖ_ｄが一定ならば、電圧Ｖ_ｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖ_ｓに対する出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを変えることにより、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬ_ｓに印加される電圧（Ｖ_ｓ−Ｖ_ｃ）が変化し、入力電流Ｉ_ｓ＝（Ｖ_ｓ−Ｖ_ｃ）／（ｊω・Ｌ_ｓ）を調整することができる。

電源電圧Ｖ_ｓに対する出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源ＳＵＰに回生される。

因みに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉ_ｓの位相角は、電源電圧Ｖ_ｓに対し、φ／２または、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉ_ｓと電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖ_ｃとの位相差は、−φ／２または、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉ_ｓと変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬ_ｓの値に依存する。位相角は、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉ_ｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉ_ｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

また、電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄが指令値Ｖ_ｄ ^＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉ_ｓを制御する。例えば、Ｖ_ｄ＜Ｖ_ｄ ^＊となった場合、電源電圧Ｖ_ｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを遅らせ、入力電流Ｉ_ｓの有効成分を増加させる。この結果、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給され、直流電圧Ｖ_ｄが上昇し、Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ ^＊となるように制御される。

逆に、Ｖ_ｄ＞Ｖ_ｄ ^＊となった場合、電源電圧Ｖ_ｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを進ませ、入力電流Ｉ_ｓの有効成分を負の値にする。この結果、直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰへ有効電力が回生され、直流電圧Ｖ_ｄが下降し、Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ ^＊となるように制御される。

図３は、本発明の電力変換装置の第１の実施形態の制御動作を説明するための交流側等価回路を示す。また、図４は、その電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｖ_ｓは電源電圧、Ｖ_ｃは電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧、Ｉ_ｓは入力電流、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓは交流リアクトルＬ_ｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬ_ｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖ_ｓ＝Ｖ_ｃ＋ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの関係がある。

電源電圧Ｖ_ｓの波高値と電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖ_ｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖ_ｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶ_ｓとして、波高値を合わせる。

入力電流Ｉ_ｓは、電源電圧Ｖ_ｓに対する電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓはゼロとなり、入力電流Ｉ_ｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓの電圧が増加し、入力電流Ｉ_ｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩ_ｓは、電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖ_ｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

一方、電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧をＶ_ｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬ_ｓに印加される電圧ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓも負となり、入力電流はＩ_ｓ’のように、電源電圧Ｖ_ｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐ_ｓ＝Ｖ_ｓ・Ｉ_ｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖ_ｓを基準にして、交流出力電圧Ｖ_ｃを図の破線に沿ってＶ_ｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩ_ｓは破線に沿ってＩ_ｓ’の方向に変化する。

図２において、有効電流Ｉ_ｑは次のように制御される。

Ｉ_ｑ ^＊＞Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ^＊が増加し、入力電流Ｉ_ｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが増加し、やがてＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。逆に、Ｉ_ｑ ^＊＜Ｉ_ｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ^＊が減少しまたは負の値になり、入力電流Ｉ_ｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉ_ｑが減少し、やはりＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑとなって落ち着く。

また、直流平滑コンデンサＣ_ｄに印加される電圧Ｖ_ｄは次のように制御される。

Ｖ_ｄ ^＊＞Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉ_ｑ ^＊が増加し、上記のようにＩ_ｑ ^＊＝Ｉ_ｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣ_ｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが増加し、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。

逆に、Ｖ_ｄ ^＊＜Ｖ_ｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉ_ｑ ^＊が減少しまたは負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣ_ｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖ_ｄが減少し、やはりＶ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄとなるように制御される。

図１、図２の電力変換装置では、負荷がとる直流電流ＩＬを電流検出器ＬＣＴが検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量Ｉ_ｑＦＦ＝ｋ１・ＩＬを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉ_ｑが供給され、直流平滑コンデンサＣ_ｄの印加電圧Ｖ_ｄの変動を抑えている。

図５は、図２の装置の位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示す。図中、ＡＤｒ、ＡＤｓ、ＡＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。

加減算器ＡＤｒ〜ＡＤｔは、位相信号θ_ｒ、θ_ｓ、θ_ｔから前記位相角指令値φ^＊を引き算し、新たな位相信号θ_ｃｒ、θ_ｃｓ、θ_ｃｔを作る。当該新たな位相信号θ_ｃｒ、θ_ｃｓ、θ_ｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、前記新たな位相信号θ_ｃｒ、θ_ｃｓ、θ_ｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θ_ｃｒに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図６に１パルス動作時の波形を示す。

図６において、Ｖ_ｒはＲ相電源電圧、θ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θ_ｃｒ＝θ_ｒ−φ^＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θ_ｒの信号に対しφ^＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θ_ｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（またはｇ４）を出力する。

０≦θ_ｃｒ＜π の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１：オン、Ｓ４：オフ）
π≦θ_ｃｒ＜２π の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１：オフ、Ｓ４：オン）
電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖ_ｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖ_ｃｒ＝＋Ｖ_ｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖ_ｃｒ＝−Ｖ_ｄ／２
となる。直流電圧Ｖ_ｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖ_ｃｒの振幅値は一定となる。Ｖ_ｃｒの基本波Ｖ_ｃｒ ^＊の位相は、電源電圧Ｖ_ｒに対し位相角φ^＊だけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。

図７は、図６のパルスパターンで電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

図７において、電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉ_ｒは電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、図１、図２を参照しながらそのときの動作を説明する。

入力電流Ｉ_ｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉ_ｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１と素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１の作用により、電流Ｉ_ｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差（ＶＦａ−ＶＦｂ）により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１に流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１のインダクタンス値に比例し、前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）に反比例する。リアクトルＬａ１を過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。

入力電流Ｉ_ｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉ_ｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

力行運転時の入力電流Ｉ_ｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉ_ｍａｘ＝０．１７４×Ｉ_ｓｍとなる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。

図８は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉ_ｒは電源電圧の反転値−Ｖ_ｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。

入力電流Ｉ_ｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉ_ｒは素子Ｓ１とリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１を介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１の作用により、電流Ｉ_ｒはまず高速ダイオードＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１に流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ４から電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉ_ｒが反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。

回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉ_ｍａｘ＝０．１７４×Ｉ_ｓｍとなる。Ｓ相、Ｔ相も同様に制御される。

以上のように、回生運転時の入力電流Ｉ_ｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。

図９は、電力変換器ＣＮＶを３パルス動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉ_ｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

図９において、変換器の交流出力電圧Ｖ_ｃｒの基本波は電源電圧Ｖ_ｓに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉ_ｓは電源電圧Ｖ_ｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１、ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１、ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１、ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１、ＰＤ４の電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。

入力電流Ｉ_ｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉ_ｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１と素子Ｓ４を介して流れるようになる。

次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１の作用により、電流Ｉ_ｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１に流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉ_ｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１のインダクタンス値に比例し、前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）に反比例する。

次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉ_ｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１と素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ_１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉ_ｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。

入力電流Ｉ_ｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

３パルス動作の場合、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉ_ｍａｘは、入力電流の波高値をＩ_ｓｍとした場合、
Ｉ_ｍａｘ＝Ｉ_ｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ_１）
となる。例えば、φ＝２０°、θ_１＝１０°とした場合、Ｉ_ｍａｘ＝０．３４２×Ｉ_ｓｍとなる。

このように、本発明の電力変換装置の第１の実施形態によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。

図７〜図９の動作説明で、高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いという前提で説明してきたが、実際の装置では、使われる素子によっては必ずしも上記条件を満足するとは限らない。

一般に、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの方が小さいので、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）によって、高速ダイオードＤ１に流れていた電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が大きいほど高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は短くなり、高速ダイオードＤ１の負担が軽くなる。しかし、ＶＦａとＶＦｂの差があまりない場合には、なかなか電力用ダイオードＰＤ１に電流が移らず、高速ダイオードＤ１の負担が重くなってしまう。一般に、自己消弧素子Ｓ１と高速ダイオードＤ１は、同一のパッケージに納められており、高速ダイオードＤ１だけの順方向電圧降下ＶＦａを大きくするための直列抵抗等は挿入できない場合が多い。これに対して、本実施形態の電力変換装置によれば、そのような問題を解決できる。

図１０は、図１、図２の電力変換装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａ１はリカバリ電流抑制用リアクトル、Ｒａ１、Ｒａ２は抵抗器、Ｖ_ｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相変圧器(トランス)線のｒ相端子に接続される。

図１０のモード（１）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉ_ｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ１→Ｓ４→Ｒａ２→Ｖｄ（−）の経路で流れる。このとき、リアクトルＬａ１および抵抗Ｒａ２は当該リカバリ電流を抑制する役目を果たす。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、リアクトルＬａ１および自己消弧素子Ｓ４を介して流れる電流Ｉａは入力電流Ｉ_ｒと等しくなる。

次にモード（２）において、自己消弧素子Ｓ４がオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１および抵抗器Ｒａ１を介して流れる。

さらにモード（３）に移り、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉ_ｒの一部が流れるようになるが、抵抗Ｒａ１は、前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合でも、時定数Ｔ＝Ｌａ１／Ｒａ１で、リアクトルＬａ１の電流Ｉａを減衰させる役目を果たす。例えば、Ｌａ＝２０μＨ、Ｒａ１＝０．０１Ωとした場合、時定数Ｔ＝２ｍｓｅｃとなり、５０Ｈｚ電源の１サイクル周期＝２０ｍｓｅｃに対し、十分速く電流Ｉａを減衰させることができる。やがて、モード（４）のように、全ての入力電流Ｉ_ｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。

これにより、高速ダイオードＤ１に流れる電流を抑制でき、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、電力変換装置の損失低減を図ることができる。

第１の抵抗器Ｒａ１は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時にも同様の役目を果たす。

同様に、電力変換器ＣＮＶの直流正側端子と整流器ＲＥＣの直流正側端子との間に接続された第２の抵抗器Ｒａ２は、前記上アーム素子Ｓ１がオフしたとき、リアクトルＬａ１に流れていた電流を時定数Ｌａ１／Ｒａ２で減衰させ、高速ダイオードＤ４に流れていた電流を速やかに減少させる。その結果、電力用ダイオードＰＤ４に電流が移り、高速ダイオードＤ４の負担を軽減させることができる。抵抗器Ｒａ２は、他の相の高速ダイオードＤ５、Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ５、ＰＤ６への転流時にも同様の役目を果たす。

以上のように、本発明の電力変換装置の第１の実施形態によれば、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６と、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６が同一のパッケージに納められている場合でも、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６と電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６の電流分担を調整することが可能となり、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に過大な電流が流れるのを防ぐことができ、かつ、効率の高い電力変換装置を提供できる。

（第２の実施形態）
図１１は、本発明の電力変換装置の第２の実施形態の主回路を示す概略構成図である。

前述の第１の実施形態と異なる点は、前述した第１及び第２の電流配分調整手段のみを次のようにした点である。前述の実施形態では、電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に第１の抵抗器Ｒａ１を接続し、電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｐ１との間に第２の抵抗器Ｒａ２を接続したものであったが、ここでは当該２つの抵抗器Ｒａ１およびＲａ２にそれぞれ２つのダイオードＤａ１、Ｄａ２を並列接続した点のみが異なる。具体的には、抵抗器Ｒａ１にダイオードＤａ１を並列接続し、また抵抗器Ｒａ２にダイオードＤａ２を並列接続すると共に、ダイオードＤａ１、Ｄａ２は電力変換器ＣＮＶの順変換方向の電流を阻止する向きに接続したものである。なお、制御回路は、図２と同一構成となっている。

以下、このような構成の電力変換装置の作用効果について説明する。いま、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子（下アーム素子Ｓ４）をオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流は、まず、上アーム素子Ｓ１に逆並列接続されている高速ダイオードＤ１を介して流れる。

電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に接続された抵抗器Ｒａ１は、下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、リアクトルＬａ１に流れていた電流を時定数Ｌａ／Ｒａ１で減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を速やかに減少させる。特に、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａと電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの差が小さい場合でもリアクトルＬａ１に流れていた電流を速やかに減衰させることが可能である。その結果、電力用ダイオードＰＤ１に大部分の電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。抵抗器Ｒａ１は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時にも同様の役目を果たす。

抵抗器Ｒａ１に並列接続されたダイオードＤａ１は、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ３への転流を速める役目を保ちながら、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通したときに抵抗器Ｒａ１に流れる電流をゼロにして、損失を少なくすることが可能となる。

同じように、抵抗器Ｒａ２に並列接続されたダイオードＤａ２は、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ４〜ＰＤ６への転流を速める役目を保ちながら、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６が導通したときに抵抗器Ｒａ２に流れる電流をゼロにして、損失を少なくすることが可能となる。特に、回生運転時には、多くの電流が自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を介して流れるので、上記バイパスダイオードＤａ１、Ｄａ２による損失低減効果は大きくなる。

図１２は、図１１の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａ１はリカバリ電流抑制用リアクトル、Ｒａ１、Ｒａ２は抵抗器、Ｄａ１、Ｄａ２はダイオード、Ｖ_ｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相変圧器ＴＲの２次巻線のｒ相端子に接続される。

図１２のモード（１）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉ_ｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ１→Ｓ４→Ｄａ２→Ｖｄ（−）の経路で流れる。このとき、リアクトルＬａ１は当該リカバリ電流を抑制する役目を果たす。このとき、自己消弧素子Ｓ４に流れる電流ＩａはバイパスダイオードＤａ２を介して流れ、抵抗器Ｒａ２には電流が流れない。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、リアクトルＬａ１および自己消弧素子Ｓ４を介して流れる電流Ｉａは入力電流Ｉ_ｒと等しくなる。

さらにモード（３）に移り、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉ_ｒの一部が流れるようになるが、抵抗器Ｒａ１は、前記差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合でも、時定数Ｔ＝Ｌａ１／Ｒａ１で、リアクトルＬａ１の電流Ｉａを減衰させる役目を果たす。例えば、Ｌａ１＝２０μＨ、Ｒａ１＝０．０１Ωとした場合、時定数Ｔ＝２ｍｓｅｃとなり、５０Ｈｚ電源の１サイクル周期＝２０ｍｓｅｃに対し、十分速く電流Ｉａを減衰させることができる。やがて、モード（４）のように、全ての入力電流Ｉ_ｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。

これにより、高速ダイオードＤ１に流れる電流を抑えることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができる。

抵抗器Ｒａ１は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時にも同様の役目を果たす。

同様に、電力変換器ＣＮＶの直流負側端子と整流器ＲＥＣの直流負側端子との間に接続された抵抗器Ｒａ２は、上アーム素子Ｓ１がオフしたとき、リアクトルＬａ１に流れていた電流を時定数Ｌａ１／Ｒａ２で減衰させ、高速ダイオードＤ４に流れていた電流を速やかに減少させる。その結果、電力用ダイオードＰＤ４に電流が移り、高速ダイオードＤ４の負担を軽減させることができる。抵抗器Ｒａ２は、他の相の高速ダイオードＤ５、Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ５、ＰＤ６への転流時にも同様の役目を果たす。

図１１において、抵抗器Ｒａ１に並列接続されたダイオードＤａ１は、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ３への転流を速める役目を保ちながら、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通したときに抵抗器Ｒａ１に流れる電流をゼロにして、損失を少なくすることが可能となる。

同じように、抵抗器Ｒａ２に並列接続されたダイオードＤａ２は、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ４〜ＰＤ６への転流を速める役目を保ちながら、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６が導通したときに抵抗器Ｒａ２に流れる電流をゼロにして、損失を少なくすることが可能となる。

特に、回生運転時には、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を介して大部分の電流が流れるので、このときに抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２の電流をバイパスさせることで、大幅な損失低減の効果が得られ、高効率な電力変換装置を提供できる。

（第３の実施形態）
図１３は、本発明の電力変換装置の第３の実施形態を示す概略構成図である。前述した第１の実施形態と、異なる点は、第１の電流配分調整手段として抵抗器Ｒａ１とコンデンサＣａ１を並列接続し、第２の電流配分調整手段として抵抗器Ｒａ２とコンデンサＣａ２を並列接続した点のみが異なる。具体的には、電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に第１の抵抗器Ｒａ１を接続し、また電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１との間に第２の抵抗器Ｒａ２を接続し、抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２にコンデンサＣａ１、Ｃａ２をそれぞれ並列接続したものである。

以上述べた第３の実施形態によれば。次のような作用効果が得られる。抵抗器Ｒａ１、Ｒａ２およびコンデンサＣａ１、Ｃａ２は、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａを速やかに減衰させ、電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードから整流器ＲＥＣを構成する電力用ダイオードへ電流を速やかに移す役目を果たす。

例えば、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子（下アーム素子Ｓ４）をオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流は、まず、上アーム素子Ｓ１に逆並列接続されている高速ダイオードＤ１を介して流れる。

電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に接続された第１の抵抗器Ｒａ１および当該抵抗器Ｒａ１に並列接続されたコンデンサＣａ１は、下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、まず、リアクトルＬａ１のエネルギーをコンデンサＣａ１に吸収し、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を速やかに減少させる。特に、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａと、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの差が小さい場合でもリアクトルＬａ１に流れていた電流を速やかに減衰させることが可能である。

その結果、電力用ダイオードＰＤ１に電流がすぐに移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。次に、抵抗器Ｒａ１によりコンデンサＣａ１に蓄積されたエネルギーを徐々に消費する。

コンデンサＣａ１および抵抗器Ｒａ１は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時に同様の役目を果たす。

同様に、電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ２との間に接続された第２の抵抗器Ｒａ２および当該抵抗器Ｒａ２に並列接続されたコンデンサＣａ２は、上アーム素子Ｓ１がオフしたとき、まず、リアクトルＬａ１のエネルギーをコンデンサＣａ２に吸収し、高速ダイオードＤ４に流れていた電流を速やかに減少させる。その結果、電力用ダイオードＰＤ４に電流が移り、高速ダイオードＤ４の負担を軽減させることができる。次に、抵抗器Ｒａ２によりコンデンサＣａ２に蓄積されたエネルギーを徐々に放電する。

コンデンサＣａ２および抵抗器Ｒａ２は、他の相の高速ダイオードＤ５、Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ５、ＰＤ６への転流時に同様の役目を果たす。

なお、図１３の制御回路としては、図２と同様に構成されたものを使用する。

図１４は、図１３の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａ１はリカバリ電流抑制用リアクトル、Ｒａ１、Ｒａ２は抵抗器、Ｃａ１、Ｃａ２はコンデンサ、Ｖ_ｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相変圧器ＴＲの２次巻線のｒ相端子に接続される。

図１４のモード（１）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉ_ｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ１→Ｓ４→Ｒａ２（またはＣａ２）→Ｖｄ（−）の経路で流れる。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、リアクトルＬａ１および自己消弧素子Ｓ４を介して流れる電流Ｉａは入力電流Ｉ_ｒと等しくなる。

次にモード（２）において、自己消弧素子Ｓ４がオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１およびコンデンサＣａ１を介して流れ、当該コンデンサＣａ１を充電する。コンデンサＣａ１が充電されてくると、抵抗器Ｒａ１にも電流が流れ、コンデンサＣａ１の電圧を徐々に放電させる。

コンデンサＣａ１により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａが減衰し、モード（３）のように、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉ_ｒの一部が流れるようになる。すなわち、リアクトルＬａ１に蓄積されたエネルギーがコンデンサＣａ１に吸収され、Ｉａ＝０となって、やがて、モード（４）のように、全ての入力電流Ｉ_ｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。そのとき、コンデンサＣａ１に蓄積されたエネルギーは抵抗器Ｒａ１によって消費される。

例えば、Ｌａ１＝２０μＨ、Ｉａ＝１０００Ａ、Ｃａ１＝５０００μＦとした場合、コンデンサＣａ１に印加される電圧Ｖａ１は、（１／２）Ｌａ・Ｉａ^２＝（１／２）Ｃａ１・Ｖａ１^２より、
Ｖａ１＝Ｉａ・√（Ｌａ１／Ｃａ１）＝６３．２Ｖ
となり、電流Ｉａがゼロになるまでの時間Δｔは、リアクトルＬａ１とコンデンサＣａ１の共振周期の１／４で、
Δｔ＝（π／２）√（Ｌａ１・Ｃａ１）＝４９７μｓｅｃ
となる。すなわち、５０Ｈｚ電源の１サイクル周期＝２０ｍｓｅｃに対し、十分速く電流Ｉａを減衰させることができる。

また、コンデンサＣａ１の放電時間は、時定数Ｔ＝Ｃａ１・Ｒａ１で決定され、例えば、Ｃａ１＝５０００μＦ、Ｒａ１＝０．１Ωとした場合、Ｔ＝５００μｓｅｃとなる。

これにより、高速ダイオードの順方向電圧降下ＶＦａと電力用ダイオードの順方向電圧降下ＶＦｂの差が小さい場合でも、高速ダイオードＤ１に流れる電流を速やかに減衰させることができ、当該高速ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

以上述べた作用効果以外に前述した図１の実施形態と同様な作用効果が得られることは言うまでもない。

（第４の実施形態）
図１５は、本発明の電力変換装置の第４の実施形態を示す概略構成図である。前述した図１の実施形態と、異なる点は、第１の電流配分調整手段として抵抗器Ｒａ１と、コンデンサＣａ１と回生時の損失を低減するためのダイオードＤａ１を並列接続し、第２の電流配分調整手段として抵抗器Ｒａ２とコンデンサＣａ２と回生時の損失を低減するためのダイオードＤａ２を並列接続した点のみが異なる。具体的には、電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２と整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１との間に、抵抗器Ｒａ１とコンデンサＣａ１とダイオードＤａ１を並列接続し、また電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２と整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１との間に、抵抗器Ｒａ２とコンデンサＣａ２とダイオードＤａ２を並列接続したものである。この場合の制御回路としては、前述した図２と同一構成である。

図１６は、図１５の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａ１はリカバリ電流抑制用リアクトル、Ｒａ１、Ｒａ２は抵抗器、Ｃａ１、Ｃａ２はコンデンサ、Ｄａ１、Ｄａ２はダイオード、Ｖ_ｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相変圧器ＴＲの２次巻線のｒ相端子に接続される。

図１６のモード（１）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉ_ｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ１→Ｓ４→Ｄａ２→Ｖｄ（−）の経路で流れる。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、リアクトルＬａおよび自己消弧素子Ｓ４を介して流れる電流Ｉａは入力電流Ｉ_ｒと等しくなる。

図１５の装置において、抵抗器Ｒａ１に並列接続されたダイオードＤａ１は、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ３への転流を速める役目を保ちながら、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通したときに抵抗器Ｒａ１に流れる電流をゼロにして、損失を少なくすることが可能となる。

（第５の実施形態）
図１７は、本発明の電力変換装置の第５の実施形態を示す概略構成図である。

第５の実施形態は、前述の第１の電流配分調整手段及び第２の電流配分調整手段を、次のように構成したものであり、これ以外の構成は図１の構成と同一である。すなわち、第１の電流配分調整手段は、整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１にそのアノード端子を接続し、かつ電力変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ２にそのカソード端子を接続した第１のダイオードＤａ１と、第１のダイオードＤａ１のアノード端子にその負側端子を接続した第１の直流電圧源Ｅａ１と、第１の直流電圧源Ｅａ１の正側端子にそのカソード端子を接続し、かつそのアノード端子を第１のダイオードＤａ１のカソード端子に接続した第３のダイオードＤｂ１とで構成したものである。
また、第２の電流配分調整手段は、整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１にそのカソード端子を接続し、かつ電力変換器ＣＮＶの直流正側端子Ｐ２にそのアノード端子を接続した第２のダイオードＤａ２と、第２のダイオードＤａ２のカソード端子にその正側端子を接続した第２の直流電圧源Ｅａ２と、第２の直流電圧源Ｅａ２の負側端子にそのアノード端子を接続し、かつそのカソード端子を第２のダイオードＤａ２のアノード端子に接続した第４のダイオードＤｂ２で構成したものである。

図１７の電力変換装置の実施形態の制御回路は、前述した図２と同様に構成されているので、ここではその説明を省略する。

図１８、図１９は、図１７の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１、ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１、Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１、Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａ１はリカバリ電流抑制用リアクトル、Ｅａ１、Ｅａ２は直流電圧源、Ｄａ１、Ｄａ２は第１および第２のダイオード、Ｄｂ１、Ｄｂ２は第３および第４のダイオード、Ｖ_ｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相変圧器ＴＲの２次巻線のｒ相端子に接続される。

図１８のモード（１）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉ_ｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリ電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ１→Ｓ４→Ｄａ２→Ｖｄ（−）の経路で流れる。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、リアクトルＬａ１および自己消弧素子Ｓ４を介して流れる電流Ｉａは入力電流Ｉ_ｒと等しくなる。

次にモード（２）において、自己消弧素子Ｓ４がオフすると、リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１、第３のダイオードＤｂ１および直流電圧源Ｅａ１を介して流れ、当該直流電圧源Ｅａ１を充電する。

第１の直流電圧源Ｅａ１により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１に流れていた電流Ｉａが減衰し、図１９のモード（３）のように、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉ_ｒの一部が流れるようになる。すなわち、リアクトルＬａ１に蓄積されたエネルギーが直流電圧源Ｅａ１に吸収され、Ｉａ＝０となって、やがて、モード（４）のように、全ての入力電流Ｉ_ｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。そのとき、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に電流が移る（転流する）時間Δｔは、
Δｔ＝Ｉａ×Ｌａ１／Ｅａ１
となる。

例えば、Ｉａ＝１０００Ａ、Ｌａ１＝２０μＨ、Ｅａ１＝１００Ｖとした場合、転流時間Δｔ＝２００μｓｅｃとなる。交流電源ＳＵＰの周波数を５０Ｈｚとした場合の周期２０ｍｓｅｃに比べて、転流時間Δｔは十分短くできる。

直流電圧源Ｅａ１と第３のダイオードＤｂ１の直列回路は、他の相の高速ダイオードＤ２、Ｄ３から電力用ダイオードＰＤ２、ＰＤ３への転流時に同様の役目を果たす。第３のダイオードＤｂ１は、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３がオンしているとき、直流電圧源Ｅａ１からの放電を防ぐ役目を果たす。

また、ダイオードＤａ１は、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ１〜Ｄ３の電流が直流電圧源Ｅａ１を介して流れるようになり、本発明の目的を達成することが可能となる。

同様に、リアクトルＬａ１に逆向きに電流Ｉａ流れているとき、自己消弧素子（上アーム素子Ｓ１）をオフすると、まず、下アーム素子Ｓ４に逆並列接続されている高速ダイオードＤ４と、ダイオードＤｂ２と直流電圧源Ｅａ２の直列回路を介して流れる。これによって、リアクトルＬａ１のエネルギーは直流電圧源Ｅａ２に吸収され、高速ダイオードＤ４に流れていた電流は速やかに減少し、当該電流は電力用ダイオードＰＤ４に移る。その結果、電力用ダイオードＰＤ４に大部分の電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。

直流電圧源Ｅａ２とダイオードＤｂ２の直列回路は、他の相の高速ダイオードＤ５、Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ５、ＰＤ６への転流時に同様の役目を果たす。ダイオードＤｂ２は、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６がオンしているとき、直流電圧源Ｅａ２からの放電を防ぐ役目を果たす。

また、ダイオードＤａ２は、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６が導通する方向の電流は阻止し、自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６が導通する方向の電流を流す。これにより、高速ダイオードＤ４〜Ｄ６の電流が直流電圧源Ｅａ２を介して流れるようになり、本発明の目的を達成することが可能となる。

図１７の電力変換装置によれば、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１に蓄えられたエネルギーは、直流電圧源Ｅａ１、Ｅａ２に移され、それを別の手段により主回路または交流電源ＳＵＰに回生することにより、前記エネルギーを有効利用することが可能となる。これにより、高効率な電力変換装置を提供することが可能となる。

（第６の実施形態）
図２０は、本発明の電力変換装置の第６の実施形態を示す概略構成図であり、図１７の実施形態の第１の直流電圧源Ｅａ１及び第２の直流電圧源Ｅａ２の代わりに、第１及び第２の直流コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２、チョッパ用自己消弧素子Ｑ１、Ｑ２、チョッパ用還流ダイオードＤｃｈ１、Ｄｃｈ２は、チョッパ用直流リアクトルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２で構成したものである。この点を除けば、図１７と同一である。

具体的には、第１の直流コンデンサＣｄ１が図１７の装置の第１の直流電圧源Ｅａ１に対応し、当該直流コンデンサＣｄ１に蓄積されたエネルギーを第１のチョッパ回路（自己消弧素子Ｑ１、還流ダイオードＤｃｈ１、直流リアクトルＬｃｈ１）により、主直流平滑コンデンサＣｄに移して有効利用を図る。以下にその動作を簡単に説明する。

前述のように、下アームの自己消弧素子Ｓ４〜Ｓ６がスイッチングする度に、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１〜Ｌａ３のエネルギーは、ダイオードＤｂ１を介して直流コンデンサＣｄ１に移される。その結果、直流コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖａ１は徐々に増加していく。チョッパ用自己消弧素子Ｑ１は、当該直流コンデンサＣｄ１に印加される電圧Ｖａ１がほぼ一定になるように直流リアクトルＬｃｈ１に流れる電流Ｉｃｈ１を制御する。すなわち、電圧Ｖａ１が増加した場合、素子Ｑ１をオンし、電流Ｉｃｈ１を増やす。これにより、直流コンデンサＣｄ１のエネルギーが放出され、直流リアクトルＬｃｈ１に移る。次に、自己消弧素子Ｑ１をオフすると、直流リアクトルＬｃｈ１の電流Ｉｃｈ１は、Ｌｃｈ１→主直流平滑コンデンサＣｄ→還流ダイオードＤｃｈ１の経路で流れる。この結果、直流リアクトルＬｃｈ１に蓄積されたエネルギーが主直流平滑コンデンサＣｄに移され、有効利用をすることができる。

直流コンデンサＣｄ２および第２のチョッパ回路（自己消弧素子Ｑ２、還流ダイオードＤｃｈ２、直流リアクトルＬｃｈ２）も同様に動作する。

これにより、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに蓄えられたエネルギーは、一旦、直流コンデンサＣｄ１、Ｃｄ２に移され、それをチョッパ回路により主回路の直流平滑コンデンサＣｄに回生され、前記エネルギーを有効利用することが可能となる。

（第７の実施形態）
図２１は、本発明の電力変換装置の第７の実施形態を示す概略構成図であり、図１１の構成に、共振抑制用の抵抗器Ｒｄ、バイパスダイオードＤｄ、直流き電線のインダクタンスＬｆを追加したものである。具体的には、整流器ＲＥＣの直流正側端子Ｐ１及び直流負側端子Ｎ１間に接続された直流平滑コンデンサＣｄと負荷装置Ｌｏａｄとの間に、共振抑制用の抵抗器ＲｄとバイパスダイオードＤｄの並列回路を直列接続し、これにより負荷装置Ｌｏａｄと直流平滑コンデンサＣｄの間の直流き電線のインダクタンスＬｆ、並びに、直流平滑コンデンサＣｄとにより生ずる共振現象を抑制するようにしたものである。以上の点を除けば図１１と同一である。なお、制御回路としては、図２と同一構成のものを用いる。

以上述べた第７の実施形態によれば。次のような作用効果が得られる。

第７の実施形態の電力変換装置を電気鉄道に適用する場合には、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄが接続されるが、図２１の抵抗器ＲｄとバイパスダイオードＤｄがない構成の場合には、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。

本実施形態では、これを防ぐために、前述したように直流平滑コンデンサＣｄに直列に、共振抑制用の抵抗器ＲｄとバイパスダイオードＤｄの並列回路を接続している。この結果、抵抗器Ｒｄは、前述のように直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を抑制でき、電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たす。

この場合には、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ^２×Ｒｄの損失が発生するが、抵抗器Ｒｄに並列にバイパスダイオードＤｄが接続されているので、該損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせることができるからである。

以上述べた例は、図２１のように抵抗器Ｒｄに並列にバイパスダイオードＤｄが接続されている例であるが、バイパスダイオードＤｄがなく抵抗器Ｒｄのみの場合でも、前述と同様な効果が得られる。この場合には、抵抗器Ｒｄが上記振動現象を減衰させる役目を果たし、電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。なお、図２１のようにバイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

以上述べた実施形態の作用効果以外は、図１１の実施形態と同一であるので、ここではその説明を省略する。

（第８の実施形態）
図２２は、本発明の電力変換装置の第８の実施形態を示す概略構成図であり、図１１の構成に、具体的には直流平滑コンデンサＣｄと負荷装置Ｌｏａｄとの間に、直流リアクトルＤＣＬ、直流高速遮断器ＨＳＣＢの直列回路を挿入したものである。これ以外の点は、図１１と同一である。また、制御回路としては、図２と同一構成のものを用いる。

このような構成において、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、直流高速遮断器ＨＳＣＢは、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。

しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く直流高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に直流高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

以上述べた作用効果以外の作用効果は、図１１と同一である。

（第９の実施形態）
図２３は、本発明の電力変換装置の第９の実施形態を示す主回路構成図であり、図１１の構成に、３相交流側開閉器ＡＣＳＷ、直流側開閉器ＤＣＳＷを追加したものである。具体的には、３相交流側端子Ａ４、Ａ５、Ａ６とリカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１、Ｌａ２、Ｌａ３の間に３相交流側開閉器ＡＣＳＷを接続し、また整流器ＲＥＣ及び変換器ＣＮＶの直流負側端子Ｎ１、Ｎ２の間に直流側開閉器ＤＣＳＷを接続したものである。これ以外の構成は、図１１と同一である。なお、図２３の装置の制御回路としては、図示しないが、図２と同一構成のものを使用する。

このような構成の電力変換装置によれば、次のような作用効果が得られる。図２３において、電力変換器ＣＮＶが故障した場合、３相交流側開閉器ＡＣＳＷと直流側開閉器ＤＣＳＷを開放するように構成している。これにより、一旦装置の運転を停止するが、短時間で電力変換器ＣＮＶを電気的に切り離し、引き続いて整流器ＲＥＣのみで、力行負荷車両Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この場合、回生車両の回生電力が力行車両の負荷電力より大きくなり、回生失効に至ることが考えられるが、この場合には、従来の運転と同様に機械ブレーキにより列車を減速させ、列車の運転ダイヤを確保する。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。本実施形態の電力変換装置は、前に述べたように、整流器ＲＥＣと電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を提供できる利点がある。

整流器ＲＥＣと、電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子および直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、一旦運転停止はするものの、再び整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できるようになる。

（第１０の実施形態）
図２４は、本発明の電力変換装置の第１０の実施形態を示す概略構成図であり、図１１の構成に、３相交流電流検出器ＡＣＣＴ、又は直流電流検出器ＤＣＣＴを次のように設けた点以外は、図１１と同一である。整流器ＲＥＣの直流負側端子Ｎ１と抵抗器Ｒａ１との接続点に、直流電流検出器ＤＣＣＴを接続する。

また直流電流検出器ＤＣＣＴを設けず、電力変換器ＣＮＶの交流側端子Ａ４−リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ１、交流側端子Ａ５−リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ２、交流側端子Ａ６−リカバリ電流抑制用リアクトルＬａ３に３相交流電流検出器ＡＣＣＴを接続する。

制御回路としては、図２５に示すように構成したものを用いる。具体的には、図２の構成に過電流検出器ＯＣを追加し、過電流検出器ＯＣの出力を位相制御回路ＰＨＣに入力するように構成したものである。

図２４の装置において、過電流が発生した場合、３相交流電流検出器ＡＣＣＴが電力変換器ＣＮＶの過電流を検知し、当該電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。すなわち、電力変換器ＣＮＶの交流側入力電流Ｉａを交流電流検出器ＡＣＣＴで検出し、それを整流して過電流検出器ＯＣに入力する。電流Ｉａが設定値Ｉａｏを超えた場合には、位相制御回路ＰＨＣにゲートブロック信号ＧＢを与え、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。

なお、電力変換器ＣＮＶの交流入力電流Ｉａを検出する代わりに直流電流検出器ＤＣＣＴにより直流電流Ｉｄｃを検出しても同様に過電流検知ができる。

電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。

例えば、定格３,０００ｋＷとした場合、力行運転では１分間の過負荷９,０００ｋＷが要求される。このとき、大部分の電流は整流器ＲＥＣに流れ、当該電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れる電流の最大値Ｉ_ｓｍは、変圧器ＴＲの２次電圧をＶ２＝１．２ｋＶとした場合、
Ｉ_ｓｍ＝√２×９,０００ｋＷ／（√３×１．２ｋＶ）＝６.１２４Ａ
となる。このとき、電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６は、前述のように上記最大電流Ｉ_ｓｍの約１／３の電流（２.０４１Ａ）を遮断することになる。

一方、回生運転では３,０００ｋＷが最大であり、そのとき大部分の電流は電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を介して流れ、その最大値はＩ_ｓｍ’は、
Ｉ_ｓｍ’＝√２×３,０００ｋＷ／（√３×１．２ｋＶ）＝２．０４１Ａ
となる。通常の回生運転では、回生３,０００ｋＷ時の最大値の約１／３の電流（６８０Ａ）を自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断することになる。

この装置に流れる入力電流の最大値は、上記のようにＩ_ｓｍ＝６．１２４Ａとなり、従来のように、装置全体の入力電流または直流出力電流を基準にして過電流レベルを決めると、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流として、例えば、１．２×６．１２４Ａ＝７．３５０Ａの素子を用意しなければならない。

これに対し、本発明の電力変換装置の実施形態によれば、電力変換器ＣＮＶ自体の交流または直流電流により過電流検知を行うことにより、過電流設定値Ｉａｏとして、上記力行９,０００ｋＷ運転および回生３,０００ｋＷ運転時に電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる電流の最大値（この場合、約２.０４１Ａ）より少し大きな値、例えば１．２×２.０４１Ａ＝２.４５０Ａに選ぶことが可能となる。すなわち、力行側過負荷耐量が大きく、回生側容量が小さくて済む電気鉄道応用等では、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の最大遮断電流容量を大幅に低減することができ、経済的な電力変換装置を提供できる。

（第１１の実施形態）
図２６は、本発明装置の第１１の実施形態の制御回路の概略構成図を示すもので、図２の構成に、次のような電圧指令演算回路ＣＡＬ１を、比較器Ｃ１の電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｃ２の入力端子側に設けた点以外は、図２と同じである。

電圧指令演算回路ＣＡＬ１は、その第１の例として、図２７に示すように回生運転時の直流電圧指令は、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊＝一定とし、力行運転時の直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を(１)式のように与えている。

Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊−ｋ１・ＩＬ …(１)
ただし、Ｖ_ｄｏ ^＊は無負荷時の直流電圧指令、ＩＬは負荷電流、ｋ１は比例定数
直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄは上記指令値Ｖ_ｄ ^＊に一致するように制御され、負荷電流ＩＬが増加するに従い、直流電圧Ｖ_ｄは低下する。

図２６において、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄを図示しない電圧検出器により検出し、比較器Ｃ１により、直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊と比較する。その偏差ε_ｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分または比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに流れる負荷電流ＩＬを負荷電流検出器ＬＣＴにより検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉ_ｑ ^＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉ_ｒ、Ｉ_ｓ、Ｉ_ｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉ_ｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉ_ｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と有効電流検出値Ｉ_ｑを比較し、その偏差ε_ｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ^＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θ_ｒ、θ_ｓ、θ_ｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、前記位相角指令値φ^＊と位相信号θ_ｒ、θ_ｓ、θ_ｔを用いて電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧Ｖ_ｓに対する交流出力電圧Ｖ_ｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉ_ｓを制御する。

このように、電圧指令演算回路ＣＡＬ１は、負荷電流ＩＬに応じて直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を変えている。

図２８は、図２６の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第２の例を説明ためのである。図２８は、直流電圧Ｖ_ｄを下げた場合の電力変換器ＣＮＶの交流側電圧・電流ベクトル図を示すもので、Ｖ_ｓは電源電圧、Ｖ_ｃは電力変換器ＣＮＶの交流電圧、Ｉ_ｓは入力電流、ｊωＬ_ｓ・Ｉ_ｓは交流リアクトルＬ_ｓ（または変圧器ＴＲのもれインダクタンス）による電圧降下を表す。

Ｖ_ｃの波高値が電源電圧Ｖ_ｓの波高値より小さくなると、入力電流Ｉ_ｓのベクトルは、電圧Ｖ_ｃの方に近づく。電源電圧Ｖ_ｓに対してはＩ_ｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖ_ｃと電流Ｉ_ｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉ_ｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで前記位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖ_ｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求され、上記のように負荷電流ＩＬに応じて直流電圧Ｖ_ｄを調整することにより、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、変換器損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を提供できる。

図２９は、図２６の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第３の例を説明ためのである。図２９は、負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖ_ｄ ^＊を次のように与えている。

Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄ１ ^＊＝一定ａｔＩＬ＜０（回生）
Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄ２ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊−ｋ１・ＩＬａｔＩＬ＞０（力行）
ただし、Ｖ_ｄｏ ^＊は無負荷時の直流電圧指令、ｋ１は比例定数
回生運転では直流電圧Ｖ_ｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行運転では特に過負荷領域で電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、上記直流電圧指令を、Ｖ_ｄ１ ^＊＞Ｖ_ｄ２ ^＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

図３０は、図２６の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第４の例を示すもので、負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖ_ｄ ^＊を次のように与えている。

Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄ１ ^＊＝一定ａｔＩＬ＜０（回生）
Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊＝一定ａｔＩＬ＜ＩＬｏ（力行）
Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄ２ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊−ｋ１・（ＩＬ−ＩＬｏ）ａｔＩＬ＞ＩＬｏ（力行）
ただし、ｋ１は比例定数、ＩＬｏは定格負荷電流
すなわち、力行定格負荷までは、直流電圧Ｖ_ｄを一定値Ｖ_ｄｏ ^＊に制御し、力行過負荷運転領域では、負荷電流ＩＬの増加に応じて直流電圧Ｖ_ｄを徐々に下げるように制御している。これにより、力行定格以下の運転では直流電圧Ｖ_ｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行過負荷運転では電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、回生運転時の直流電圧指令を、Ｖ_ｄ１ ^＊＞Ｖ_ｄｏ ^＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

（第１２の実施形態）
図３１は、本発明装置の第１２の実施形態を説明するためのものであって、その制御回路の概略構成図であり、図２６の電圧指令演算回路ＣＡＬ１を設けず、以下のように演算する直流電圧指令演算器ＣＡＬ２を設けたものである。これ以外の構成は図２６と同一である。

この場合、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊と比較する。その偏差ε_ｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分または比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉ_ｑ ^＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉ_ｒ、Ｉ_ｓ、Ｉ_ｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉ_ｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉ_ｄは無効電流検出値を表わす。

図３１の制御回路において、直流電圧指令演算器ＣＡＬ２では、負荷電流ＩＬに対し、力行運転時の直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を次のように与えている。

Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄｏ ^＊−ｋ１×ＩＬ
ただし、ｋ１は比例定数、Ｖ_ｄｏ ^＊は無負荷時の直流電圧指令値である。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ_ｄは上記指令値Ｖ_ｄ ^＊に一致するように制御され、負荷電流ＩＬが増加するに従い、直流電圧Ｖ_ｄは低下する。

電力変換器ＣＮＶは一定のパルスパターンで制御されるので、電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖ_ｃの大きさは直流電圧Ｖ_ｄによって決まる。負荷電流ＩＬの増加により直流電圧Ｖ_ｄが下がれば、交流電圧Ｖ_ｃの波高値も下がる。

Ｖ_ｃの波高値が電源電圧Ｖ_ｓの波高値より小さくなると、図２２で説明したように、入力電流Ｉ_ｓのベクトルは、電圧Ｖ_ｃの方に近づく。電源電圧Ｖ_ｓに対してはＩ_ｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖ_ｃと電流Ｉ_ｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉ_ｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで前記位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖ_ｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求され、上記のように負荷電流ＩＬに応じて直流電圧Ｖ_ｄを調整することにより、電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、電力変換器の損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を提供できる。

また、回生運転時の直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊は、Ｖ_ｄ ^＊＝Ｖ_ｄ１ ^＊＝一定とし、このとき、指令値Ｖ_ｄ１ ^＊は前記無負荷運転時の電圧指令Ｖ_ｄｏ ^＊より少し高めに設定する。

回生運転では直流電圧Ｖ_ｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行運転では特に過負荷領域で電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、上記直流電圧指令を、Ｖ_ｄ１ ^＊＞Ｖ_ｄｏ ^＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

一方、前記無負荷時の直流電圧指令値Ｖ_ｄｏ ^＊は、電源電圧の波高値｜Ｖ_ｓ｜によって、次式のように与える。ただし、ｋ２は比例定数とする。

Ｖ_ｄｏ ^＊＝ｋ２×｜Ｖ_ｓ｜
直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を電源電圧Ｖ_ｓの変動に関係なくＶ_ｄｏ ^＊一定として運転した場合、次のような問題がある。

すなわち、電源電圧Ｖ_ｓが定格値Ｖ_ｓｏより高くなった場合、直流電圧Ｖ_ｄが一定に制御されていると、電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖ_ｃは一定値となり、｜Ｖ_ｃ｜＜｜Ｖ_ｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから遅れ無効電流が流れ込み、その分、電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。

反対に、電源電圧Ｖ_ｓが定格値Ｖ_ｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖ_ｄが一定に制御されていると、電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖ_ｃは一定値となり、｜Ｖ_ｃ｜＞｜Ｖ_ｓ｜となる。この結果、交流電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。

本発明装置では、電源電圧Ｖ_ｓの大きさが変化した場合、Ｖ_ｄｏ ^＊＝ｋ２×｜Ｖ_ｓ｜として、直流電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を変えている。すなわち、電源電圧Ｖ_ｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖ_ｄを高くすることにより、前記遅れ無効電流の増加を抑えている。また、電源電圧Ｖ_ｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖ_ｄを下げることにより、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬停が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。

このように、本実施形態によれば、電源電圧Ｖ_ｓが変動した場合でも無駄な無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を提供でき、また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを提供できる。

図３１の制御回路において、装置の運転停止信号ＳＴＯＰが入った場合、まず、位相シフト回路ＳＦを動作させ、位相指令値φ^＊をゼロに移行させる。次に、遅延回路ＤＬを介してゲートブロック信号ＧＢを与え、全ての自己消弧素子をオフさせるようにしている。

電力変換器ＣＮＶをゲートブロックし、電力変換装置の運転を停止する場合、特に、大部分の電流が自己消弧素子に流れている回生運転時に、いきなり電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすると、最悪、入力電流のピーク値を自己消弧素子が遮断することにもなり、電磁ノイズの増大やスイッチング損失の増加を招く。

本発明装置では、力行／回生の運転状態にかかわらず、まず、交流電源電圧Ｖ_ｓに対する電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖ_ｃの位相角φをゼロに近づけ、入力電流Ｉ_ｓを小さくし、その後で、当該電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。それにより、当該自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができ、電磁ノイズの発生を抑えることができる。

本発明の電力変換装置の第１の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第１の実施形態の制御回路を示す概略構成図。図１の制御動作を説明するための交流側等価回路。図１の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。図１の装置の電力変換器ＣＮＶの位相制御回路ＰＨＣを説明するための図。図５の位相制御回路ＰＨＣの１パルス動作時の波形例。図１の電力変換器を１パルスで力行運転した場合の各部における動作波形図。図１の電力変換器を１パルスで回生運転した場合の各部における動作波形図。図１の電力変換器を３パルスで力行運転した場合の各部における動作波形図。図１の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。本発明の電力変換装置の第２の実施形態の主回路を示す概略構成図。図１１の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。本発明の電力変換装置の第３の実施形態の主回路を示す概略構成図。図１３の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。本発明の電力変換装置の第４の実施形態の主回路を示す概略構成図。図１５の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。本発明の電力変換装置の第５の実施形態の主回路を示す概略構成図。図１７の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。図１７の装置の転流動作を説明するための１相分の回路構成図。本発明の電力変換装置の第６の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第７の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第８の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第９の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第１０の実施形態の主回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第１０の実施形態の制御回路を示す概略構成図。本発明の電力変換装置の第１１の実施形態の制御回路を示す概略構成図。図２６の制御回路の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第１の例を説明するための特性図。図２６の制御回路の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第２の例を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。図２６の制御回路の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第３の例を説明するための特性図。図２６の制御回路の電圧指令演算回路ＣＡＬ１の第４の例を説明するための特性図。本発明の電力変換装置の第１２の実施形態の制御回路を示す概略構成図。。従来の電力変換装置の第１の例の主回路を示す概略構成図。従来の電力変換装置の第２の例の制御回路を示す概略構成図。従来の電力変換装置の第２の例の主回路を示す概略構成図。

符号の説明

ＳＵＰ…三相交流電源、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６…自己消弧素子、ＣＮＶ…交―直電圧形自励式電力変換器、ＲＥＣ…電力用ダイオード整流器、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６…交流側端子、Ｐ、Ｐ１、Ｐ２…直流正側端子、Ｎ、Ｎ１、Ｎ２…直流負側端子、Ｃ１、Ｃ２…比較器、Ｇｖ(Ｓ)…電圧制御補償回路(電圧制御補償器)、ＭＬ…乗算器、Ｇｉ(Ｓ)…電流制御補償回路(電流制御補償器)、ＰＷＭＣ…パルス幅変調制御回路、Ｃｄ…直流平滑コンデンサ、Ｃ１、Ｃ２…比較器、Ｍ…交流電動機、ＴＲ…変圧器、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６…高速ダイオード、Ｌａ１、Ｌａ２、Ｌａ３…リカバリ電流抑制用リアクトル、Ｌｏａｄ…負荷装置、Ｒａ１…第１の抵抗器、Ｒａ２…第２の抵抗器、ＡＤ…加算器、ＦＦ…フィードフォワード補償器、Ｚ…座標変換回路、ＰＬＬ…電源同期位相検出回路、ＰＨＣ…位相制御回路、ＬＣＴ…電流検出器、Ｄａ１、Ｄａ２…バイパスダイオード、Ｄｂ１…第３のダイオード、Ｄｂ２…第４のダイオード、Ｅａ１、Ｅａ２…直流電圧源、Ｃａ１、Ｃａ２…コンデンサ、Ｑ１、Ｑ２…チョッパ用自己消弧素子、Ｄｃｈ１、Ｄｃｈ２…チョッパ用還流ダイオード、Ｌｃｈ１、Ｌｃｈ２…チョッパ用直流リアクトル、Ｃｄ１、Ｃｄ２…直流コンデンサ、Ｄｃｈ１…還流ダイオード、Ｒｄ…抵抗器、Ｄｄ…バイパスダイオード、ＤＣＬ…直流リアクトル、ＨＳＣＢ…直流高速遮断器、ＡＣＳＷ…３相交流側開閉器、ＤＣＳＷ…直流側開閉器、ＡＣＣＴ…３相交流電流検出器、ＤＣＣＴ…直流電流検出器、ＯＣ…過電流検出器、ＬＣＴ…負荷電流検出器、Ｚ…座標変換器、ＳＦ…位相シフト回路、ＤＬ…遅延回路、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３…パルスパターン発生器。

Claims

交流電源と、
複数の電力用ダイオードからなり、前記交流電源と接続する交流側端子と、負荷装置に接続する直流正側端子及び直流負側端子を有する整流器と、
自己消弧素子と高速ダイオードを逆並列接続したアームを複数個ブリッジ接続してなり、前記交流電源と接続する交流側端子と、前記整流器の直流正側端子及び直流負側端子並びに前記負荷装置に接続する直流正側端子及び直流負側端子を有する交−直電圧形自励式電力変換器と、
前記整流器及び前記電力変換器の交流側端子間に接続したリカバリ電流抑制用リアクトルと、
前記電力変換器の直流正側端子及び直流負側端子間に接続した直流平滑コンデンサと、
前記電力変換器の直流負側端子と前記整流器の直流負側端子との間に接続し、前記整流器と前記電力変換器に流れる電流配分を調整するための第１の電流配分調整手段と、
前記電力変換器の直流正側端子と前記整流器の直流正側端子との間に接続し、前記整流器と前記電力変換器に流れる電流配分を調整するための第２の電流配分調整手段と、
前記電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源から前記負荷装置に流れる負荷電流を制御する制御手段とを備え、
前記交流電源と前記負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とする電力変換装置。
前記第１及び第２の電流配分調整手段は、各々抵抗器からなる回路と、各々抵抗器と回生時の損失を低減するためのダイオードを並列接続した回路と、各々抵抗器とコンデンサを並列接続した回路と、各々抵抗器とコンデンサと前記負荷装置が回生時の損失を低減するためのダイオードを並列接続した回路のいずれかで構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記第１の電流配分調整手段は、前記整流器の直流負側端子にそのアノード端子を接続し、かつ前記電力変換器の直流負側端子にそのカソード端子を接続した第１のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード端子にその負側端子を接続した第１の直流電圧源と、前記第１の直流電圧源の正側端子にそのカソード端子を接続し、かつそのアノード端子を前記第１のダイオードのカソード端子に接続した第３のダイオードとで構成し、
前記第２の電流配分調整手段は、前記整流器の直流正側端子にそのカソード端子を接続し、かつ前記電力変換器の直流正側端子にそのアノード端子を接続した第２のダイオードと、前記第２のダイオードのカソード端子にその正側端子を接続した第２の直流電圧源と、前記第２の直流電圧源の負側端子にそのアノード端子を接続し、かつそのカソード端子を前記第２のダイオードのアノード端子に接続した第４のダイオードで構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記第１の直流電圧源及び前記第２の直流電圧源は、各々直流コンデンサと、チョッパ
用自己消弧素子と、チョッパ用直流リアクトルと、チョッパ用還流ダイオードからなる構成に置き換えるものであって、前記直流コンデンサは前記第１及び第３のダイオードの接続点又は前記第２及び第４のダイオードの接続点に挿入し、前記チョッパ用自己消弧素子及び前記チョッパ用直流リアクトルを前記負荷装置と前記第３のダイオードの接続点又は
前記負荷装置と前記第４のダイオードの接続点に挿入し、前記チョッパ用還流ダイオードは前記直流平滑コンデンサに並列に接続したことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
前記整流器の直流正側端子及び直流負側端子間に接続された直流平滑コンデンサに、共振抑制用の抵抗器を直列接続し、これにより前記負荷装置と前記直流平滑コンデンサの間の直流き電線のインダクタンス、並びに、前記直流平滑コンデンサとにより生ずる共振現象を抑制するようにしたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記整流器の直流正側端子及び直流負側端子間に接続された直流平滑コンデンサに、共振抑制用の抵抗器と該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードの並列回路を直列接続し、これにより前記負荷装置と前記直流平滑コンデンサの間の直流き電線のインダクタンス、並びに、前記直流平滑コンデンサとにより生ずる共振現象を抑制するようにしたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記直流平滑コンデンサと前記負荷装置との間に、直流リアクトル及び高速遮断器の直列回路を挿入し、前記直流リアクトルは事故電流の立ち上がりを抑制し、前記高速遮断器は事故時に動作させるようにしたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記電力変換器が故障時に前記交流側端子及び前記直流側端子を電気的に切り離せるように構成した手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記電力変換器の直流電流または交流電流の過電流を検知して、前記電力変換器の主回路を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記交流電源から前記負荷装置に流れる負荷電流の有効分を制御する機能を含んでいることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記交流電源から前記負荷装置に入力される負荷電流または前記負荷装置の有効電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変えて制御する機能を含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記負荷装置が回生運転時の直流電圧指令を力行運転時の指令より高くする機能を含んでいること特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記交流電源の電圧が変化した場合、その変化分に応じて前記直流電圧指令値を変えて制御する機能を含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
前記制御手段は、前記電力変換器をゲートブロックする場合、まず、前記交流電源の電圧に対する前記電力変換器の交流電圧の位相角をゼロに近づけ、次に、前記電力変換器の主回路を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する機能を含んでいることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。