JP2007151069A - 固体撮像装置、固体撮像装置の駆動方法および撮像装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得を可能にするとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大する。
【解決手段】フォトダイオード２１および当該フォトダイオード２１で光電変換された信号電荷を転送する転送トランジスタ２２を含む単位画素２０が行列状に２次元配置されてなるＣＭＯＳイメージセンサ１０において、転送トランジスタ２２の制御電極に複数の制御電圧を供給電圧制御回路１３から順次供給し、その際に転送トランジスタ２２によって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を垂直走査回路１２によって行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、固体撮像装置、固体撮像装置の駆動方法および撮像装置に関する。

近年、ビデオカメラやデジタルスチルカメラなどの応用に適した固体撮像装置として知られるＣＣＤ(Charge Coupled Device)イメージセンサや増幅型のイメージセンサは、高感度での画素数の増加やイメージサイズの縮小による画素サイズの微細化が進んでいる。一方で、一般に、ＣＣＤイメージセンサやＣＭＯＳ(Complementary Metal Oxide Semiconductor)イメージセンサのような固体撮像装置は、屋内や野外、昼間や夜間といった多様な環境下で使用される傾向があり、外光の変化等に応じて、光電変換素子における電荷蓄積期間を制御することによって露光時間を調整し、感度を最適値にする電子シャッタ動作などが必要となることが多い。

ところで、ＣＭＯＳイメージセンサにおいて、そのダイナミックレンジを拡大する方法として、電子シャッタを高速に切ることで露光時間を調整する方法、高速に複数のフレームを撮影し重ね合わせる方法、受光部の光電変換特性を対数応答にする方法などが知られている。

しかし、明るいところと暗いところが混在するようなコントラストの高い撮影シーンに対して、電子シャッタを高速に切る方法では、特に暗いところ、即ち低照度シーンで十分な露光時間がとれないために、Ｓ／Ｎが劣化し画質が落ちる。高速に複数のフレームを撮影し重ね合わせる方法は、単純に電子シャッタを切る方法と比べて、画像の重ね合わせによりＳ／Ｎを改善することができるが、複数のフレームに対応した読み出し回数分だけ読み出しのノイズが累積されるために、やはり低照度なところではＳ／Ｎが劣化する。

対数応答特性によってダイナミックレンジを拡大する方法は効果的であるが、サブスレッショルド領域で動作するトランジスタの閾値のばらつきによる固定パターンノイズが特に低照度領域で顕著となる。例えば、室内から窓際の人物を撮影するとき、感度を人物に合わせると窓の景色が白く飽和してしまい再現できない。感度を窓の景色に合わせると、人物が暗く撮影され、信号レベルが十分に確保できないためにＳ／Ｎが下がり、撮影後に増幅しても高い画質を得ることはできない。

すなわち、ある撮影において、イメージセンサ上での入射光が少ない画素では長い露光時間で高いＳ／Ｎを実現し、入射光が多い画素では飽和を回避した広ダイナミックレンジ化が必要である。

従来、低照度な画素では通常の動作とほぼ同等なＳ／Ｎを実現し、高照度な画素ではダイナミックレンジを拡大する方法として、非特許文献１記載の技術が知られている。具体的には、図４０に示すように、フォトダイオード１０１、転送トランジスタ１０２、リセットトランジスタ１０３、増幅トランジスタ１０４および選択トランジスタ１０５を有する画素１００が行列状に配置されてなる増幅型イメージセンサにおいて、転送トランジスタ１０２をオフとする際に、制御電極に印加する電圧を、通常のような完全なオフにするレベルではなく、あるレベル以上電子が蓄積されていたら余剰分をＦＤ部１０６へ溢れさせるレベルＶtrg に設定する。

フォトダイオード１０１に電子が蓄積し、レベルＶtrg を超えると、サブスレッショルド領域でＦＤ部１０６へリークが始まる。このリークはサブスレッショルド領域で動作しているために、フォトダイオード１０１に残留する電子数は対数応答となる。

図４１に示すように、期間ｔ０でリセット動作後、転送トランジスタ１０２の制御電極に電圧Ｖtrg を印加したまま蓄積を実行する。蓄積電子数が少ない期間ｔ１の状態では、フォトダイオード１０１に電子が全て保持されているが、蓄積電子数がＶtrg のレベルを超えると、期間ｔ２のようにＦＤ部１０６へ電子がリークを始める。

サブスレッショルド領域でリークしているために、蓄積を続行（ｔ３）した場合でも入射光強度に対して対数特性で電子が蓄積されていく。期間ｔ４でＦＤ部１０６へ溢れた電子をリセットし、完全転送でフォトダイオード１０１に保持されている電子全てを読み出す。このときの入射光強度と出力電子数の関係を図４２に示す。電圧Ｖtrg によって設定された線形領域の上限Ｑlinearを超える強度の入射光の場合、対数応答で出力電子数が決定する。

IEEE International Solid-State Circuits Conference (ISSCC) 2005,pp.354,Feb.2005

しかし、非特許文献１記載の従来技術では、１２４ｄＢのダイナミックレンジが実現された旨が報告されているが、高Ｓ／Ｎを実現できる線形領域の飽和レベルが、報告では通常の飽和レベルＱsの半分以下となっている。また、対数応答により非常に広いダイナミックレンジを実現しているものの、閾値ばらつきなどを受けやすい対数応答回路であるために、線形領域の固定パターンノイズ０．８ｍＶに対して、閾値ばらつきキャンセル動作を実行しても対数領域で５ｍＶという、大きな固定パターンノイズが広ダイナミックレンジ領域に残る。

そこで、本発明は、低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得を可能にするとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大できる固体撮像装置、固体撮像装置の駆動方法および撮像装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる固体撮像装置において、前記転送ゲートの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、前記複数の制御電圧を順次供給した際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出す構成を採っている。

転送ゲートの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、その際に転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出し、これら読み出した信号電荷に基づく信号を例えば後段の信号処理系において、あらかじめ設定された飽和レベルでクリップし加算することで、低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得が可能になるとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大できる。

本発明によれば、低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得が可能になるとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大できるために、多様な環境下での外光の変化に対して、低照度シーンにおいてＳ／Ｎの高い高画質な画像を取得することが可能になるとともに、高照度シーンにおいて飽和の少ない画像を線形応答による高画質で取得でき、さらに低照度と高照度の混在するコントラストの高いシーンにおいても、低照度部分では高Ｓ／Ｎを維持したまま高照度部分の飽和を回避することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る固体撮像装置、例えばＣＭＯＳイメージセンサの構成を示すシステム構成図である。

図１に示すように、本実施形態に係るＣＭＯＳイメージセンサ１０は、光電変換素子を含む単位画素（以下、単に「画素」と記す場合もある）２０が行列状（マトリクス状）に２次元配置されてなる画素アレイ部１１に加えて、その周辺回路として垂直走査回路１２、供給電圧制御回路１３、電圧供給回路１４、タイミング発生回路（ＴＧ）１５、複数のカラム回路１６、水平走査回路１７およびカラム信号選択回路１８を有する構成となっている。

画素アレイ部１１の画素２０の行列状配列に対して、列毎に垂直信号線１１１が配線され、行毎に駆動制御線、例えば転送制御線１１２、リセット制御線１１３および選択制御線１１４が配線されている。さらに、単位画素２０の各々に、リセット電圧Ｖｒｓｔを供給するリセット線１１５が配線されている。

（単位画素）
図１には、単位画素２０の回路構成の一例が示されている。本回路例に係る単位画素２０は、光電変換素子、例えばフォトダイオード２１に加えて、例えば転送トランジスタ２２、リセットトランジスタ２３、増幅トランジスタ２４および選択トランジスタ２５の４つのトランジスタを有する画素回路となっている。ここでは、これらトランジスタ２２〜２５として、例えばＮチャネルのＭＯＳトランジスタを用いている。

転送トランジスタ２２は、特許請求の範囲における転送ゲートに相当し、フォトダイオード２１のカソード電極と電荷電圧変換部であるＦＤ部（フローティングディフュージョン部）２６との間に接続され、フォトダイオード２１で光電変換され、ここに蓄積された信号電荷（ここでは、電子）を、ゲート電極（制御電極）に転送パルスＴＲＧが与えられることによってＦＤ部２６に転送する。

リセットトランジスタ２３は、リセット線１１５にドレイン電極が、ＦＤ部２６にソース電極がそれぞれ接続され、フォトダイオード２１からＦＤ部２６への信号電荷の転送に先立って、ゲート電極にリセットパルスＲＳＴが与えられることによってＦＤ部２６の電位をリセット電圧Ｖｒｓｔにリセットする。

増幅トランジスタ２４は、ＦＤ部２６にゲート電極が、画素電源Ｖｄｄにドレイン電極がそれぞれ接続され、リセットトランジスタ２３によってリセットされた後のＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして出力し、さらに転送トランジスタ２２によって信号電荷が転送された後のＦＤ部２６の電位を信号レベルとして出力する。

選択トランジスタ２５は、例えば、ドレイン電極が増幅トランジスタ２４のソース電極に、ソース電極が垂直信号線１１１にそれぞれ接続され、ゲート電極に選択パルスＳＥＬが与えられることによってオン状態となり、画素２０を選択状態として増幅トランジスタ２４から出力される信号を垂直信号線１１１に出力する。

なお、選択トランジスタ２５については、画素電源Ｖｄｄと増幅トランジスタ２４のドレイン電極との間に接続した構成を採ることも可能である。

垂直走査回路１２は、シフトレジスタあるいはアドレスデコーダ等によって構成され、リセットパルスＲＳＴ、転送パルスＴＲＧおよび選択パルスＳＥＬ等を適宜発生することで、画素アレイ部１１の各画素２０を電子シャッタ行と読み出し行それぞれについて行単位で垂直方向（上下方向）に走査しつつ、電子シャッタ行に対してはその行の画素２０の信号掃き捨てを行うための電子シャッタ動作を行うとともに、読み出し行に対してはその行の画素２０の信号読み出しを行うための読み出し動作を行う。

ここでは、図示を省略するが、垂直走査回路１２は、画素２０を行単位で順に選択しつつ、読み出し行の各画素２０の信号を読み出す読み出し動作を行うための読み出し走査系と、当該読み出し走査系による読み出し走査よりもシャッタ速度に対応した時間分だけ前に同じ行（電子シャッタ行）に対して電子シャッタ動作を行うための電子シャッタ走査系とを有する構成となっている。

そして、電子シャッタ走査系によるシャッタ走査によってフォトダイオード２１の不要な電荷がリセットされたタイミングから、読み出し走査系による読み出し走査によって画素２０の信号が読み出されるタイミングまでの期間が、画素２０における信号電荷の蓄積期間（露光期間）となる。すなわち、電子シャッタ動作とは、フォトダイオード２１に蓄積された信号電荷のリセット（掃き捨て）を行い、そのリセット後から新たに信号電荷の蓄積を開始する動作である。

供給電圧制御回路１３は、単位画素２０内の転送トランジスタ２２のゲート電極（制御電極）に供給（印加）する制御電圧を制御する。この供給電圧制御回路１３の具体的な構成については後述する。

電圧供給回路１４は、供給電圧制御回路１３に対して電圧値が異なる複数の電圧（制御電圧）、具体的には、画素電源Ｖｄｄの電圧レベルである高レベル（以下、「“Ｈ”レベル」と記述する）と接地レベルである低レベル（以下、「“Ｌ”レベル」と記述する）との間の中間的な電圧（以下、「中間電圧」と記述する場合もある）を供給する。ここに、中間的な電圧（中間電圧）とは、フォトダイオード２１に蓄積された電荷の一部を保持したまま、残りの蓄積電荷を部分的にＦＤ部２６へ転送できる電圧である。

タイミング発生回路（ＴＧ）１５は、供給電圧制御回路１３が転送トランジスタ２２のゲート電極に制御電圧を供給する際のタイミングを決めるタイミング信号ＰＴＲＧ１，ＰＴＲＧ２，ＰＴＲＧ３（図２参照）を発生する。

カラム回路１６は、画素アレイ部１１の例えば画素列ごとに、即ち画素列に対して１対１の対応関係をもって配置され、垂直走査回路１２による垂直走査によって選択された読み出し行の各画素２０から垂直信号線１１１を通して出力される信号に対して所定の信号処理を行うとともに、信号処理後の画素信号を一時的に保持する。

このカラム回路１６としては、垂直信号線１１１を通して出力される信号をサンプルホールドするサンプルホールド回路からなる回路構成のものや、サンプルホールド回路を含み、ＣＤＳ(Correlated Double Sampling;相関二重サンプリング)処理により、リセットノイズや増幅トランジスタ２４の閾値ばらつき等の画素固有の固定パターンノイズを除去するノイズ除去回路からなる回路構成のものなどが用いられる。ただし、これらは一例に過ぎず、これに限定されるものではない。例えば、カラム回路１６にＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換機能を持たせ、信号レベルをデジタル信号で出力する構成を採ることも可能である。

水平走査回路１７は、シフトレジスタあるいはアドレスデコーダ等によって構成され、画素アレイ部１１の画素列ごとに配されたカラム回路１６を順に水平走査する。カラム信号選択回路１８は、水平選択スイッチや水平信号線等によって構成され、カラム回路１６に一時的に保持されている画素の信号を、水平走査回路１７による水平走査に同期して順次出力する。

なお、垂直信号線１１１の各一端には、定電流源１９が接続されている。定電流源１９に代えて、例えばバイアスされたトランジスタを用いることも可能である。また、垂直走査回路１２、タイミング発生回路１５、カラム回路１６および水平走査回路１７等の動作の基準となるタイミング信号や制御信号は、図示せぬタイミング制御回路で生成される。

（供給電圧制御回路）
供給電圧制御回路１３は、垂直走査回路１２で選択走査された行を駆動するアドレス信号ＡＤＲを入力とし、電圧供給回路１４から供給される複数の第１制御電圧、例えば４つの電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３，Ｖｔｒｇ４（Ｖｔｒｇ１＞Ｖｔｒｇ２＞Ｖｔｒｇ３＞Ｖｔｒｇ４）のうちの１つを、タイミング発生回路１５から供給されるタイミング信号ＰＴＲＧ１，ＰＴＲＧ２，ＰＴＲＧ３を基に選択して単位画素２０内の転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する。

図２は、供給電圧制御回路１３の構成の一例を示す回路図である。図２に示すように、本例に係る供給電圧制御回路１３は、４つの電圧（中間電圧）Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３，Ｖｔｒｇ４に対応した４つの回路ブロック１３１〜１３４と、３入力のＮＯＲ回路１３５とを有する構成となっている。回路ブロック１３１〜１３４には、垂直走査回路１２からアドレス信号ＡＤＲが共通に与えられる。ＮＯＲ回路１３５には、電圧供給回路１４からタイミング信号ＰＴＲＧ１，ＰＴＲＧ２，ＰＴＲＧ３が３入力として与えられる。

回路ブロック１３１は、アドレス信号ＡＤＲとタイミング信号ＰＴＲＧ１とを２入力とするＮＡＮＤ回路１３１１、レベルシフタ１３１２およびＰチャネルの駆動トランジスタ１３１３により構成され、論理回路部の電源電圧よりも高い電圧Ｖｔｒｇ１を選択して転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する。

回路ブロック１３２は、アドレス信号ＡＤＲとタイミング信号ＰＴＲＧ２とを２入力とするＡＮＤ回路１３２１およびＰチャネルの駆動トランジスタ１３２２により構成され、論理回路部の電源電圧と同じあるいはそれよりも低く、接地電圧よりもＰＭＯＳトランジスタの閾値以上高い電圧Ｖｔｒｇ２を選択して転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する。

回路ブロック１３３は、アドレス信号ＡＤＲとタイミング信号ＰＴＲＧ３とを２入力とするＮＡＮＤ回路１３３１およびＮチャネルの駆動トランジスタ１３３２により構成され、論理回路部の接地電圧と同じあるいはそれよりも高く、電源電圧よりもＮＭＯＳトランジスタの閾値以上低い電圧Ｖｔｒｇ４を選択して転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する。

回路ブロック１３４は、アドレス信号ＡＤＲとＮＯＲ回路１３５の出力信号とを２入力とするＡＮＤ回路１３４１、アドレス信号ＡＤＲを一方の（否定）入力とし、ＡＮＤ回路１３４１の出力信号を他方の入力とするＯＲ回路１３４２、レベルシフタ１３４３およびＮチャネルの駆動トランジスタ１３４４により構成され、接地電圧よりも低い電圧Ｖｔｒｇ４を選択して転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する。

この回路ブロック１３４では、転送トランジスタ２２をオフするための電圧として、接地電圧よりも低い電圧、例えば−１．０Ｖを供給するために、ＮＯＲ回路１３５の作用により他の回路ブロック１３１，１３２，１３３とは排他的に動作する回路構成となっている。

図３に、供給電圧制御回路１３の入出力のタイミング関係を示す。転送トランジスタ２２のゲート電極に供給する電圧をＶｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３，Ｖｔｒｇ４とした場合において、アドレス信号ＡＤＲによって行が選択された際に、タイミング信号ＰＴＲＧ１，ＰＴＲＧ２，ＰＴＲＧ３によって、それぞれに対応する電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３を供給し、それ以外は電圧Ｖｔｒｇ４を供給する。

続いて、上記構成の本実施形態に係るＣＭＯＳイメージセンサ１０の動作について、図４のタイミングチャートを用いて説明する。図４において、（Ａ）は通常の読み出しの場合、（Ｂ）は高Ｓ／Ｎと広ダイナミックレンジ化を図る場合の各動作のタイミング関係を示している。

図１に示す画素回路構成の単位画素２０が行列状に配置されてなるＣＭＯＳイメージセンサ１０では、一般的に、図４（Ａ）に示すように、期間ｔ１で転送パルスＴＲＧおよびリセットパルスＲＳＴが共に“Ｈ”レベルになることによってフォトダイオード２１およびＦＤ部２６をリセットし、期間ｔ２で受光した光を電子に光電変換し、フォトダイオード２１に蓄積する。また、期間ｔ２の後半部分の期間ｔ４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６をリセットし、次いで選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして読み出し、しかる後期間ｔ３で転送パルスＴＲＧが“Ｈ”レベルになることによってフォトダイオード２１に蓄積された電子をＦＤ部２６に転送し、次いで選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６の電位を期間ｔ５で信号レベルとして読み出す。

この通常の読み出し動作に対して、本発明では、高Ｓ／Ｎ化と広ダイナミックレンジ化を図ることを目的として、光電変換によって電子を蓄積する蓄積期間（露光期間）において、複数の制御電圧を転送トランジスタ２２の制御電極（ゲート電極）に順次供給し、その際に転送トランジスタ２２によって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を行うことを特徴とする。

具体的には、図４（Ｂ）に示すように、期間ｔ１０で転送パルスＴＲＧおよびリセットパルスＲＳＴが共に“Ｈ”レベルになることによってフォトダイオード２１およびＦＤ部２６をリセットし、期間ｔ１１で受光した光を電子に光電変換し、フォトダイオード２１に蓄積する。次いで、期間ｔ１１の後半部分の期間ｔ１２でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６をリセットし、次いで選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして読み出す。

次に、期間ｔ１３で転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇ１を供給し、入射光強度によって決まるフォトダイオード２１の蓄積電子の量に応じて部分的にＦＤ部２６へ転送する。期間ｔ１４では、選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによって転送された電子の量に応じたＦＤ部２６の電位を信号レベルとして読み出し、必要に応じて、期間ｔ１２で読み出したリセットレベルを用いて、例えばカラム回路１６においてノイズキャンセル処理を行う。

期間ｔ１５では継続的に蓄積動作を実行し、期間ｔ１６でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになることによって再びＦＤ部２６をリセットし、次いで選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってリセットレベルを読み出す。さらに、期間ｔ１７で転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇ２を供給し、期間ｔ１３で転送されずにフォトダイオード２１に残った電子と期間ｔ１５で蓄積された電子との和のうち、電圧Ｖｔｒｇ２による転送トランジスタ２２のポテンシャルを超えた分がＦＤ部２６へ転送され、期間ｔ１８で選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってＦＤ部２６の電位が信号レベルとして読み出される。

期間ｔ１９から期間ｔ２２では、転送トランジスタ２２の制御電極への供給電圧をＶｔｒｇ３として同様の動作を繰り返して実行する。また、期間ｔ１１から期間ｔ１４までの動作を、転送トランジスタ２２への供給電圧を変えながら1回あるいは複数回実行する。そして、期間ｔ２３での露光後、期間ｔ２４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになることによって再びリセット動作を行い、選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによってリセットレベルを読み出し、次いで期間ｔ２５では転送パルスＴＲＧが“Ｈ”レベルになることによって転送トランジスタ２２を完全にオン状態にしてＦＤ部２６へ完全転送を実行し、期間ｔ２６で選択パルスＳＥＬが“Ｈ”レベルになることによって信号レベルを読み出す。

ここで、転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３を供給した場合の画素内におけるポテンシャルの一例を図５に示す。フォトダイオード２１に蓄積された電子数が多く、電圧Ｖｔｒｇ１によるポテンシャルΦｔｒｇｉを超える場合は、フォトダイオード２１に蓄積された電子は部分的にＦＤ部２６に転送される。

図６は、入射光が弱い場合に、電圧Ｖｔｒｇが段階的に供給された場合のポテンシャル変化例を示すポテンシャル図である。フォトダイオード２１に蓄積された電子が少ない場合は、転送トランジスタ２２のポテンシャルΦｔｒｇｉを超えることがないため、光電変換で発生した電子はフォトダイオード２１に保持され、最後の完全転送でＦＤ部２６へ転送されて信号レベルとして読み出される。

一方で、図７に示すように、入射光が強いときは、ポテンシャルΦｔｒｇｉを超えた電子がＦＤ部２６へ転送され、信号レベルとして順次読み出される。これにより、低照度では信号の劣化なく十分な露光時間を経て完全転送で読み出すことが可能であり、高照度では余剰分を段階的に読み出すことで、最終的に広ダイナミックレンジの合成画像を作成することができる。

なお、図６および図７における各動作期間ｔ１０〜ｔ２６と、図４（Ａ）のタイミングチャートにおける各動作期間ｔ１０〜ｔ２６とはそれぞれ対応している。

このように、転送トランジスタ２２の制御電極に複数の電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３を段階的に供給し、余剰電子を複数回ＦＤ部２６へ転送した場合、２回目以降の転送では閾値ばらつきがキャンセルされる。これは以下の理由による。

図８に示すように、1回目の転送で転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇ１を印加した場合の転送トランジスタ２２のポテンシャルをφ_trg1、フォトダイオード２１の電荷蓄積前のポテンシャルをφ_had0、フォトダイオード２１に保持される電子数をＱ_HAD1 、ＦＤ部２６へ溢れた電子数をＱ_FD1、電子数Ｑ_HAD1 を保持しているときのフォトダイオード２１のポテンシャルをφ_had1とする。入射光強度に比例してフォトダイオード２１で発生する光電流をＩpdとし、1回目の転送までの露光時間をΔＴ、フォトダイオード２１の容量をＣpdとすると、Ｑ_HAD1 およびＱ_FD1は以下の式で表される。

Ｑ_HAD1 ＝Ｃpd・φ_had1
Ｑ_FD1 ＝Ｉpd・ΔＴ−Ｑ_HAD1
φ_had1＝φ_had0−φ_trg1
φ_trg1＝Ｖtrg1 −（Ｖth＋ΔＶth）
ここで、Ｖthは転送トランジスタ２２の閾値であり、ΔＶthは転送トランジスタ２２の閾値ばらつきである。

さらに続けてΔＴ時間露光し、光電流を蓄積した後で異なる電圧Ｖｔｒｇ２を印加した２回目の転送においては、同様に転送トランジスタ２２のポテンシャルをφ_trg2、フォトダイオード２１に保持される電子数をＱ_HAD2 、ＦＤ部２６へ溢れた電子数をＱ_FD2、電子数Ｑ_HAD2 を保持しているときのフォトダイオード２１のポテンシャルをφ_had2とすると、以下の式で表される。

Ｑ_HAD2 ＝Ｃpd・φ_had2
φ_had2＝φ_had0−φ_trg2
φ_trg2＝Ｖtrg2 −（Ｖth＋ΔＶth）
Ｑ_FD2 ＝（Ｑ_HAD1 ＋Ｉpd・ΔＴ）−Ｑ_HAD2
＝Ｃpd・φ_had1＋Ｉpd・ΔＴ−Ｃpd・φ_had2
＝Ｃpd・（φ_had0−φ_trg1）＋Ｉpd・ΔＴ
−Ｃpd・(φ_had0−φ_trg2)
＝Ｃpd・φ_trg1＋Ｉpd・ΔＴ−Ｃpd・φ_trg2
＝Ｃpd・｛Ｖtrg1 −（Ｖth＋ΔＶth）｝＋Ｉpd・ΔＴ
−Ｃpd・｛Ｖtrg2 −（Ｖth＋ΔＶth）｝
＝Ｉpd・ΔＴ−Ｃpd・（Ｖtrg2 −Ｖtrg1）

このように、２回目の転送以降では、ＦＤ部２６へ中間転送された電子数は、入射光強度、即ち発生した光電流量と、転送トランジスタ２２の制御電極に印加された電圧Ｖｔｒｇ２と直前に印加された電圧Ｖｔｒｇ１との差で決まり、転送トランジスタ２２の閾値ばらつきΔＶthの影響を低減することが可能である。さらに、それぞれのタイミングで転送トランジスタ２２を介して転送される電子数は相間を有しているために、ポテンシャルを超えた電子数によって転送期間内に転送しきれない残留電子数も相間を有し、２回目以降では残留電子によるばらつきも低減される。

ここで、転送トランジスタ２２の制御電極に供給する電圧Ｖｔｒｇのレベルは次のように決定する。

図９に示すように、フォトダイオード２１の蓄積電子数は入射光量が一定の場合、露光時間に比例して増加する。例えば、毎秒３０フレームであれば１／３０秒、毎秒６０フレームであれば１／６０秒といった基準となる露光時間Ｔsで飽和電子数Ｑsに達する入射光強度を仮定し、転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇを供給するタイミングＴｉにおける、蓄積電子数Ｎｅｉを見積もる。タイミングＴｉにおける供給電圧Ｖｔｒｇｉは、蓄積電子数Ｎｅｉをフォトダイオード２１に保持できる電圧として設定する。

図１０に、飽和電子数Ｑsが８８００ｅ- のフォトダイオード２１における転送トランジスタ２２の制御電極への供給電圧Ｖｔｒｇと、当該電圧Ｖｔｒｇを供給した場合のフォトダイオード２１で保持されている電子数の実験結果を示す。

この場合、タイミングＴ１,Ｔ２,Ｔ３での供給電圧は、図９における蓄積電子数Ｎｅ１，Ｎｅ２，Ｎｅ３から、電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ２，Ｖｔｒｇ３となる。実際に供給する電圧は、フォトダイオード２１からＦＤ部２６への熱拡散などによるリークを防ぐマージンとして、転送トランジスタ２２がＮチャネルＭＯＳトランジスタであれば数１００ｍＶ低い電圧、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであれば数１００ｍＶ高い電圧を印加することがより好ましい。

図１１に、転送トランジスタ２２の制御電極へ供給する電圧の供給タイミングについての別の例を示す。

この別の例では、完全転送までの露光時間の１／４のタイミングで電圧Ｖｔｒｇ１を、３／４のタイミングで電圧Ｖｔｒｇ３を供給する。それぞれの電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ３の決め方は上記の場合と同様である。

このように、電圧Ｖｔｒｇ１，Ｖｔｒｇ３の供給の間隔を制御することで、入射光強度に対する中間転送の電子数の関係、つまり感度を制御することができる。すなわち、それぞれの中間転送実行の間隔を複数とすることで、複数の感度で広ダイナミックレンジ化することができ、広ダイナミックレンジ領域の中でも光強度が比較的弱いところでのＳ／Ｎを比較的高く設定することができる。

例えば、図１１に示すように、最初の中間転送までの露光時間（ｔ３１）を全体の４分の１として、1回目の中間転送から２回目の中間転送までの露光時間（ｔ３５）を全体の２分の１とすると、１回目の転送では入射光強度に対する読み出し電子数の感度は４分の１となり、ダイナミックレンジ拡大に貢献する。

一方、２回目の転送では、感度は２分の１となり、ダイナミックレンジは１回目の転送よりも狭いが、通常の約２倍の領域までは１回目の転送による領域よりも高いＳ／Ｎを実現できる。なお、最後の完全転送では、入射光強度に対して通常の１倍、即ち同等の感度とダイナミックレンジを実現しており、広ダイナミックレンジ化による低照度領域での画質劣化を回避する。

図１２に、転送トランジスタ２２の制御電極へ供給する電圧の供給タイミングについてのさらに別の例を示す。

この例では、複数回供給される電圧Ｖｔｒｇｉの任意の1回あるいは複数回において、転送された信号レベルの読み出しを実行せずにリセット動作を実行する。この動作は、選択信号をアクティブとせずに転送後ただちにリセット動作に移ることで実現できる。この動作により、前述のように閾値ばらつきによる転送電子数のばらつきが低減された信号を得る場合、ばらつきの大きい初回の転送における読み出し動作を省略することができる。

また、読み出し動作を実行しないことで、ＣＭＯＳイメージセンサ１０のフレームレートよりも短い転送間隔とすることが可能なため、ダイナミックレンジ拡大に貢献できる。例えば、図１２では、完全転送までの露光時間の１／８のタイミングで電圧Ｖｔｒｇ１を供給し、読み出さずにリセットする。１／４のタイミングで電圧Ｖｔｒｇ２を供給し、信号レベルを読み出す。次に、３／４のタイミングで電圧Ｖｔｒｇ３を供給し、信号レベルを読み出し、最後に完全転送で信号レベルを読み出している。

合計３回実行される読み出し動作のうち、電圧Ｖｔｒｇ２によって転送された１回目の読み出しでは、１／８の露光時間に相当する出力が得られているために、最大で約８倍のダイナミックレンジを確保でき、直前の電圧Ｖｔｒｇ１による転送で閾値ばらつきが低減されている。電圧Ｖｔｒｇ３による２回目の読み出しでは、転送間隔が１／２であるために、飽和レベルの約２倍のダイナミックレンジで、１回目の読み出しよりも高いＳ／Ｎの信号が得られる。

この例では、ダイナミックレンジを約８倍に拡大しているが、読み出しの速度は通常の４倍で十分である。同様にして、電圧Ｖｔｒｇ１の供給タイミングを電圧Ｖｔｒｇ２の供給タイミングに近づけることで、ダイナミックレンジを拡大することが可能である。また、図１２の例のように、図４（Ａ）の動作に加えて、転送あるいは信号レベルの読み出し直後にリセット動作を実行して、ＦＤ部２６の電子をあらかじめリセットすることが可能である。

ここで、複数回の中間転送によって得られた信号は、図１３に示すように、あらかじめ設定された飽和レベルでクリップし加算することで連続的な入出力特性を得る。例えば、図１３では、i回目の読み出しである通常露光での完全転送の結果は通常飽和レベルまで高Ｓ／Ｎで出力し、その前のｉ−１回目の転送では露光時間を２分の１で中間転送することで約２倍のダイナミックレンジを、ｉ−２回目の転送では露光時間を８分の１で中間転送することで約８倍のダイナミックレンジを可能とし、それぞれの飽和レベル付近でクリップして足し合わせることで、連続的な特性が得られる。

このようなクリップおよび加算を行うことによる高Ｓ／Ｎ化および広ダイナミックレンジ化の処理は、例えばＣＭＯＳイメージセンサ１０の後段に設けられる信号処理回路（図示せず）において、複数回読み出された画像を蓄えておくフレームメモリを用いることによって実行されることになる。

ただし、この処理例は一例に過ぎず、複数回読み出された画像が保存されていれば、パーソナルコンピュータなどで処理することも可能であり、またフレームメモリをＣＭＯＳイメージセンサ１０上に実装することで、当該イメージセンサ１０上で処理して最終画像のみ出力する構成を採ることも可能である。

図１４に実験結果を示す。この実験では、図１２のタイミングチャートにおいて、電圧Ｖｔｒｇ１を０．６Ｖ、電圧Ｖｔｒｇ２を１．１Ｖ、電圧Ｖｔｒｇ３を１．３Ｖとして転送トランジスタ２２の制御電極に供給した。

図１４では、フォトダイオード２１のリセットから完全転送までの露光時間を約１６ｍｓとして、最初の電圧Ｖｔｒｇ１による中間転送をフォトダイオード２１のリセットから２ｍｓ後、２回目の電圧Ｖｔｒｇ２による中間転送を４ｍｓ後、３回目の中間転送を１２ｍｓ後に実行した場合の、フォトダイオード２１に残っている電子数を表している。

図１４において、ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７が露光期間、ｔ２，ｔ４，ｔ６が転送期間である。転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｔｒｇを印加している時間は１００ｎｓである。グラフ４０〜５１は、それぞれ１６ｍｓの間にフォトダイオード２１で発生した総電子数が３５０ｅ- ，１２００ｅ- ，２２００ｅ- ，４４００ｅ- ，６６００ｅ- ，８８００ｅ- ，１１０００ｅ- ，１７５００ｅ- ，２５０００ｅ- ，３５０００ｅ- ，４４０００ｅ- ，５３０００ｅ- となる強度の光がフォトダイオード２１に入射する条件である。転送期間は転送が平衡状態に近づくように十分な時間にすることが好ましく、１００ｎｓ以上とすることがより好ましい。

図１５は、前記実験での入射光強度を示す総発生電子数と、各中間転送および最後の完全転送で出力として転送された電子数の関係を示す図である。図１５において、グラフ６０は、電圧Ｖｔｒｇ１によって転送された電子数で、エラーバーは転送トランジスタ２２の閾値を±５０ｍＶばらつかせたときの値である。

１回目の転送では閾値ばらつきによる転送電子数のばらつきが大きいが、２回目の電圧Ｖｔｒｇ２による転送結果６１では電子数のばらつきが低減されている。３回目の電圧Ｖｔｒｇ３による転送結果６２は、電圧Ｖｔｒｇ２による転送よりも転送期間が長いために感度が高く、勾配が大きくなっている。完全転送による結果６３は、低照度において中間転送を行わない通常の転送と同じＳ／Ｎを有している。結果６１，６２は、それぞれ結果６３の１／２倍，１／８倍の勾配となっており、転送タイミングの制御による感度制御および広ダイナミックレンジ化が実現できていることが確認できる。結果６３は前記特性合成の方法により得られた広ダイナミックレンジ特性である。低照度での高いＳ／Ｎと、線形特性での広ダイナミックレンジ化を達成している。

上述したように、例えば、フォトダイオード２１および当該フォトダイオード２１で光電変換された信号電荷を転送する転送トランジスタ２２を含む単位画素２０が行列状に２次元配置されてなるＣＭＯＳイメージセンサ１０において、転送トランジスタ２２の制御電極に複数の第１制御電圧を供給電圧制御回路１３から順次供給し、その際に転送トランジスタ２２によって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を垂直走査回路１２によって行うことで、低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得を可能にするとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大できる。

これにより、屋内や野外、昼間や夜間といった多様な環境下での外光の変化に対して、低照度シーンにおいてＳ／Ｎの高い高画質な画像を取得することが可能になるとともに、高照度シーンにおいて飽和の少ない画像を線形応答による高画質で取得でき、さらに低照度と高照度の混在するコントラストの高いシーンにおいても、低照度部分では高Ｓ／Ｎを維持したまま高照度部分の飽和を回避することができる。

加えて、高感度化を目的として通常の画素配列の中に感度の高い画素を配置した場合においても、高感度画素に露光時間を合わせて通常画素のＳ／Ｎを劣化させる必要はなく、通常画素の適正露光に合わせて高感度画素の高Ｓ／Ｎ画像を得ることができ、後段の高画質化の処理に有利となる。

なお、上記実施形態では、選択トランジスタ２５を含む単位画素２０（図１参照）が行列状に配置されてなるＣＭＯＳイメージセンサに適用した場合について説明したが、本発明はこの適用例に限られるものではない。

すなわち、本発明に係るＣＭＯＳイメージセンサ１０では、ＦＤ部２６へ転送した電子については、直後の読み出し動作の有無に関わらず次の露光期間の前にリセットすることができるために、選択トランジスタ２５を含まない単位画素が行列状に配置されてなるＣＭＯＳイメージセンサにも同様に適用可能である。

具体的には、図１６（Ａ）に示すように、フォトダイオード２１に加えて、転送トランジスタ２２、リセットトランジスタ２３および増幅トランジスタ２４の３つのトランジスタを有し、リセットトランジスタ２３を介してＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値よりも低い電位、即ち選択電源電位ＳＥＬＶＤＤに設定して単位画素を非選択とする画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサに対しても同様に適用可能である。

また、図１６（Ｂ）に示すように、フォトダイオード２１に加えて、転送トランジスタ２２、リセットトランジスタ２３および増幅トランジスタ２４の３つのトランジスタと、１つのスイッチトランジスタ２７とを有する画素回路においても同様に適用可能である。この画素回路では、リセット電圧Ｖｒｓｔを垂直信号線１１１から選択的に供給する構成となっているために、リセットトランジスタ２３がＦＤ部２６（増幅トランジスタ２４のゲート電極）と垂直信号線１１１との間に接続されるとともに、垂直信号線１１１にはスイッチパルスＳＷでオン状態となるスイッチトランジスタ２７を介して選択的にリセット電圧Ｖｒｓｔが供給されることになる。

さらに、増幅トランジスタ２４を複数の単位画素間で共有する画素構造においても、同じ理由から適用可能である。

ここで、図１６（Ａ）に示す３トランジスタ構成の画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサの場合の動作について、図１７のタイミングチャートを用いて説明する。

前フレームの完全転送と読み出しの期間Ｔ４の後に、期間Ｔ１で電子シャッタによってフォトダイオード２１とＦＤ部２６の信号電荷を空にする。そして、露光と光電変換によって発生した電荷（ここでは、電子）をフォトダイオード２１に蓄積する。中間読み出しの前に、期間Ｔ２で中間電圧（図４の電圧Ｖｔｒｇ１に相当）を転送トランジスタ２２の制御電極に印加し、入射光量の大きい画素で発生した信号電荷を部分的にＦＤ部２６へ転送する。ここで、ＦＤ部２６へ転送された電荷は読み出さずにリセットする。

期間Ｔ３で転送トランジスタ２２の制御電極に期間Ｔ２と同じ、あるいは異なる中間電圧を印加することにより、再び入射光量の大きい画素で発生した信号電荷を部分的にＦＤ部２６へ転送する。ここでは、ＦＤ部２６へ転送された信号電荷は読み出される。露光を続け、期間Ｔ４では転送トランジスタ２２を完全にオンとすることで、フォトダイオード２１に蓄積された全ての信号電荷をＦＤ部２６へ転送し、当該ＦＤ部２６から読み出す。

期間Ｔ４において、中間電圧の印加で転送が発生しない入射光量の小さい画素では、信号電荷が減少することなく蓄積されるために、高Ｓ／Ｎで信号を読み出すことができる。一方、入射光量が大きい画素では、信号電荷が飽和してしまうが、中間電圧の印加による中間転送によって信号として読み出す。

図１８に、完全転送期間Ｔ４および電子シャッタ期間Ｔ１におけるフォトダイオード（ＰＤ）２１とＦＤ部２６の電位関係および選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ、リセットパルスＲＳＴおよび転送パルスＴＲＧの詳細なタイミング関係を示す。

選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｈ”レベルの状態にあるとき、期間ｔ０でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットし、期間ｔ１でＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間ｔ２では転送パルスＴＲＧが“Ｈ”レベルになることによってフォトダイオード２１の信号電荷をＦＤ部２６へ転送し、期間ｔ３でＦＤ部２６の電位を信号レベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。

期間ｔ４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットし、電子シャッタの動作をする。期間ｔ５では、選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｌ”レベルになり、ＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値よりも低い電位とすることで、当該増幅トランジスタ２４がオフして画素を非選択状態とする。

図１９に、中間転送期間Ｔ２，Ｔ３におけるフォトダイオード２１とＦＤ部２６の電位関係および選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ、リセットパルスＲＳＴおよび転送パルスＴＲＧの詳細なタイミング関係を示す。

期間ｔ０でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットする。期間Ｔ３の場合は、期間ｔ１でＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間Ｔ２の場合は読み出し動作については実行しなくても良い。期間ｔ２で任意の電圧Ｖｆｇを転送トランジスタ２２の制御電極に印加し、中間転送を実行する。任意の電圧Ｖｆｇについては、期間Ｔ２の場合をＶｆｇ０、期間Ｔ３の場合をＶｆｇ１とする。

入射光量が少ないとき、破線で示したようにフォトダイオード２１の電圧は高くなっており、ＦＤ部２６への転送は発生しない。一方、入射光量が多いとき、実線で示したようにフォトダイオード２１の電圧は低くなり、転送トランジスタ２２のゲート下のポテンシャルを越えた信号電荷がＦＤ部２６へ部分的に転送される。期間Ｔ３の場合は、期間ｔ３でＦＤ部２６の電位を信号レベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間Ｔ２の場合は、読み出し動作は実行しなくても良い。

期間ｔ４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルとなり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６のみをリセットし、期間ｔ５で選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｌ”レベルになり、ＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値よりも低い電位とすることで、当該増幅トランジスタ２４がオフして画素を非選択状態とする。

図２０に、各タイミングでのポテンシャル関係を示す。図２０（ａ）は、完全転送と読み出しの期間Ｔ４における期間ｔ４での電子シャッタ動作時のポテンシャル図である。この電子シャッタ動作では、フォトダイオード２１およびＦＤ部２６に蓄積された電荷を選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ側へ掃き出す。

図２０（ｂ）は、期間Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４における期間ｔ０でのリセット動作後のポテンシャル図である。このリセット動作後は、入射光強度の大小によって、露光による電荷の蓄積が発生する。

図２０（ｃ）は、中間転送期間Ｔ２，Ｔ３における期間ｔ２での中間転送動作時のポテンシャル図である。この中間転送動作では、転送トランジスタ２２のゲート下のポテンシャルが、当該転送トランジスタ２２のオン状態とオフ状態の中間状態になるような電圧を転送トランジスタ２２の制御電極に印加すると、入射光強度が小さい場合は蓄積電荷が少ないため転送が発生せず、入射光強度が強い場合のみフォトダイオード２１のポテンシャルが転送トランジスタ２２のゲート下のポテンシャルを上回るために、ＦＤ部２６へ電荷の転送が発生する。

図２０（ｄ）は、期間Ｔ４における期間ｔ２、即ちフォトダイオード２１に蓄積した電荷を全て読み出す完全転送を行うために転送トランジスタ２２をオン状態にしたときのポテンシャル図である。図２０（ｅ）は、期間Ｔ３，Ｔ４における期間ｔ３、即ち信号を読み出すべく完全転送後に転送トランジスタ２２をオフ状態にしたときのポテンシャル図である。図２０（ｆ）は、期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３における期間ｔ５、即ちＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値以下とすべく画素の非選択動作を実行したときのポテンシャル図である。

ところで、画素アレイ部において、受光部であるフォトダイオード２１のポテンシャル形状が画素ごとに均一でない場合、中間電圧の印加によってフォトダイオード２１に保持される電子数が異なる。これにより、中間電圧の印加を伴う読み出しによって得られた高照度領域での出力信号が、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを有し、画質を劣化させる懸念がある。

ここで、例えば、図２１に示すように、フォトダイオード（ＰＤ）２１に電荷Ｑｉ０が蓄積されている状態（ａ）から、電圧Ｖｆｇ０を転送トランジスタ２２の制御電極に印加することによって電荷Ｑｉ０の一部を掃き出した際に、フォトダイオード２１に電荷Ｑ０だけ残っている状態（ｂ）となる場合を考える。

状態（ｂ）からさらに電荷Ｑｉ１が蓄積された状態（ｃ）に対して、電圧Ｖｆｇ１を転送トランジスタ２２の制御電極に印加することで、電荷Ｑ０＋Ｑ１をフォトダイオード２１に残し、電荷Ｑｆｇ１をＦＤ部２６へ転送して信号として読み出すことができる（状態（ｃ））。

図２２に示すように、状態（ｂ）から状態（ｃ）で蓄積した電荷Ｑｉ１は入射光強度に比例している。状態（ｄ）で転送された信号電荷Ｑｆｇ１から入射光強度、即ち明るさを得るには、電圧Ｖｆｇ０および電圧Ｖｆｇ１で決定する電荷Ｑ１を得る必要がある。しかし、画素ごとにフォトダイオード２１のポテンシャル形状が同一でない場合、電荷Ｑ１が画素ごとにばらつきを持っているため、電荷Ｑｆｇ１から得られる画像に固定パターンノイズが含まれることになる。

［応用例］
上述したフォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正するために為されたのが、以下に説明する応用例である。

（動作例１）
図２３は、本発明の応用例に係る動作例１を示すタイミングチャートである。この動作例１は、図１６（Ａ）に示す３トランジスタ構成の画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサの場合の動作例である。

先ず、前フレームでの読み出し後、期間Ｓ１でフォトダイオード２１を電荷（電子あるいは正孔）で満たす。次に、期間Ｓ２で電圧Ｖｆｇ１を転送トランジスタ２２の制御電極に印加し、中間転送を行ってからリセットする。次に、期間Ｓ３で電圧Ｖｆｇ０を転送トランジスタ２２の制御電極に印加し、中間転送を行ってから信号を読み出す。最後に、期間Ｓ４で完全転送を行って信号を読み出し、期間Ｓ５でシャッタ動作を行う。

図２４に、中間転送期間Ｓ２，Ｓ３におけるフォトダイオード２１とＦＤ部２６の電位関係および選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ、リセットパルスＲＳＴおよび転送パルスＴＲＧの詳細なタイミング関係を示す。

期間ｔ０でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットする。期間Ｓ３の場合は、期間ｔ１でＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間Ｓ２の場合は読み出し動作については実行しなくても良い。期間ｔ２で任意の電圧Ｖｆｇを転送トランジスタ２２の制御電極に印加し、中間転送を実行する。任意の電圧Ｖｆｇについては、期間Ｓ２の場合をＶｆｇ１、期間Ｓ３の場合をＶｆｇ０とする。ここで、Ｖｆｇ０とＶｆｇ１は同一の電圧値であっても構わない。

入射光量が少ないとき、破線で示したようにフォトダイオード２１の電圧は高くなっており、ＦＤ部２６への転送は発生しない。一方、入射光量が多いとき、実線で示したようにフォトダイオード２１の電圧は低くなり、転送トランジスタ２２のゲート下のポテンシャルを越えた信号電荷がＦＤ部２６へ部分的に転送される。期間Ｓ３の場合は、期間ｔ３でＦＤ部２６の電位を信号レベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間Ｓ２の場合は、読み出し動作は実行しなくても良い。

期間ｔ４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルとなり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６のみをリセットし、期間ｔ５で選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｌ”レベルになり、ＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値よりも低い電位とすることで、当該増幅トランジスタ２４がオフして画素を非選択状態とする。

図２５に、完全転送期間Ｓ４および電子シャッタ期間Ｓ５におけるフォトダイオード２１とＦＤ部２６の電位関係および選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ、リセットパルスＲＳＴおよび転送パルスＴＲＧの詳細なタイミング関係を示す。

選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｈ”レベルの状態にあるとき、期間ｔ０でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットし、期間ｔ１でＦＤ部２６の電位をリセットレベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。期間ｔ２では転送パルスＴＲＧが“Ｈ”レベルになることによってフォトダイオード２１の信号電荷をＦＤ部２６へ転送し、期間ｔ３でＦＤ部２６の電位を信号レベルとして増幅トランジスタ２４を介して読み出す。

期間ｔ４でリセットパルスＲＳＴが“Ｈ”レベルになり、リセットトランジスタ２３がオン状態になることによってＦＤ部２６をリセットし、電子シャッタの動作をする。期間ｔ５では、選択電源電位ＳＥＬＶＤＤが“Ｌ”レベルになり、ＦＤ部２６の電位を増幅トランジスタ２４の閾値よりも低い電位とすることで、当該増幅トランジスタ２４がオフして画素を非選択状態とする。

（動作例２）
図２６は、本発明の応用例に係る動作例２を示すタイミングチャートである。この動作例２も、３トランジスタ構成の画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサの場合の動作例である。

動作例２は、動作例１における最後の完全転送の読み出しを省略した動作例となっており、最後の完全転送の読み出しを省略することにより、動作例１の場合に比較して、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正する補正信号を得るための一連の処理に要する時間を短縮することができる。複数の電圧のいずかあるいは全てを、転送トランジスタ２２を完全にオフ状態にする電圧以外の電圧に設定することで、完全転送の読み出しを省略することができる。

図２７に、動作例２の場合の中間転送期間Ｓ３′および電子シャッタ期間Ｓ５におけるフォトダイオード２１とＦＤ部２６の電位関係および選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ、リセットパルスＲＳＴおよび転送パルスＴＲＧの詳細なタイミング関係を示す。動作例２では、図２７のタイミングチャートに示すように、電子シャッタ期間Ｓ５のシャッタ動作と非選択化動作を中間読み出しの後で実行する。

（動作例３）
図２８は、本発明の応用例に係る動作例３を示すタイミングチャートである。この動作例３も、３トランジスタ構成の画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサの場合の動作例である。

動作例３は、期間Ｓ１の強制飽和動作、期間Ｓ２の中間転送動作、期間Ｓ３の中間転送と読み出し動作の各間隔を短くした動作例となっており、期間Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の各間隔を短くすることにより、動作例１の場合に比較して、入射光や暗電流の影響を低減することができる。

（動作例４）
図２９は、本発明の応用例に係る動作例４を示すタイミングチャートである。この動作例４も、３トランジスタ構成の画素回路の単位画素を持つＣＭＯＳイメージセンサの場合の動作例である。

動作例４は、中間転送による信号の読み出しを続けて複数回実行する動作例となっており、複数の電圧を低い電圧から順に転送トランジスタ２２の制御電極に印加することにより、それぞれの電圧に対応した補正量の補正信号を得ることができる。

以上説明した動作例１〜４におけるフォトダイオード２１の強制飽和動作のタイミング関係を図３０に示す。なお、図３０において、期間Ｓ１が強制飽和動作のタイミング関係を示している。

ＦＤ部２６の初期電圧であるところのリセット電圧（ここでは、選択電源電位ＳＥＬＶＤＤ）を飽和時のフォトダイオード２１の電圧相当にし、転送パルスＴＲＧとリセットパルスＴＲＳを“Ｈ”レベルにすることによって転送トランジスタ２２とリセットトランジスタ２３をオン状態にする。これにより、フォトダイオード２１は飽和状態と同様に電荷が保持された状態になる。すなわち、ＦＤ部（転送容量）２６の電位を、フォトダイオード２１は飽和状態における電位として転送トランジスタ２２をオン状態にすることで、フォトダイオード２１を電位あるいは正孔でみたすことができる。

上述したように、フォトダイオード２１を電荷（電子あるいは正孔）で満たしてから、複数の中間電圧（第２制御電圧）を転送トランジスタ２２の制御電極に順次印加して部分的な転送を実行する、即ちフォトダイオード２１に蓄積された電荷の一部を保持したまま、残りの蓄積電荷を部分的にＦＤ部２６へ転送することにより、いずれかあるいは全ての中間電圧によって転送された信号電荷を電圧信号として取得することができる。この電圧信号は、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキ成分を含んだものとなっており、よって、当該ポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正するための補正信号となる。

なお、前述した動作例４の説明から明らかなように、複数の中間電圧（第２制御電圧）の印加順序は、画像取得の際における複数の制御電圧（第２制御電圧）の印加順序の逆となる。すなわち、画像取得の際に、複数の制御電圧を高い電圧から順に印加するとしたとき、複数の中間電圧を低い電圧から順に印加することで、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正するための補正信号を取得することができる。

（補正信号が得られる原理）
次に、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正するための補正信号が得られる原理について説明する。

図３１は、中間転送を伴う読み出しにおけるポテンシャル図である。図３１において、（ａ）は中間転送期間Ｓ２における期間ｔ１のポテンシャルを、（ｂ）は中間転送期間Ｓ２における期間ｔ２のポテンシャルを、（ｃ）は中間転送期間Ｓ３における期間ｔ１のポテンシャルを、（ｃ）は中間転送期間Ｓ３における期間ｔ２のポテンシャルをそれぞれ示している。

Ｓ２−ｔ１期間（ａ）でフォトダイオード２１に蓄積されている電荷Ｑｉ０は、Ｓ２−ｔ２期間（ｂ）で転送トランジスタ２２に電圧Ｖｆｇ０を印加することで、部分的にＦＤ部２６へ転送され、電荷Ｑ０だけフォトダイオード２１に残る。ＦＤ部２６へ転送された電荷Ｑｆｇ０はリセットされる。

ここで、電荷Ｑ０は印加された電圧Ｖｆｇ０によって制御されるが、当該電荷Ｑ０には転送トランジスタ２２の特性バラツキ（閾値バラツキ）による電荷数のバラツキΔＱｖｔｈと、ポテンシャル形状のバラツキによる電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ０が、画素ごとの固定パターンノイズとして含まれる。そして、電荷Ｑ０は、電荷Ｑ０の平均値をＱｈａｄ０とすると、次式（１）で表される。
Ｑ０＝Ｑｈａｄ０＋ΔＱｖｔｈ＋ΔＱｐｏｔ０ ……（１）

期間Ｓ３の読み出しでは、期間Ｓ２からの露光期間中に光電変換によって発生した電荷Ｑｉ１がフォトダイオード２１に加わり、当該フォトダイオード２１に（Ｑｉ１＋Ｑ０）なる電荷が保持される状態になる。この状態において、転送トランジスタ２２の制御電極に中間電圧Ｖｆｇ１を印加することで、電荷Ｑｉ１の一部がＦＤ部２６へ転送される。このとき、電荷Ｑｉ１の残りの電荷をＱ１とすると、フォトダイオード２１には（Ｑ０＋Ｑ１）なる電荷が保持される。

電荷（Ｑ０＋Ｑ１）においても、転送トランジスタ２２の閾値バラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｖｔｈが含まれ、電荷Ｑ１に対してポテンシャル形状のバラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ１が含まれる。ここで、電荷Ｑ１の平均値をＱｈａｄ１とすると、
Ｑ０＋Ｑ１＝（Ｑｈａｄ０＋ΔＱｐｏｔ０）
＋（Ｑｈａｄ１＋ΔＱｐｏｔ１）＋ΔＱｖｔｈ ……（２）
と表すことができる。ここで、電荷Ｑ１は、
Ｑ１＝Ｑｈａｄ１＋ΔＱｐｏｔ１ ……（３）
である。

読み出される信号、即ちＦＤ部２６へ転送された電荷Ｑｆｇ１は、
Ｑｆｇ１＝Ｑｉ１−Ｑ１
＝Ｑｉ１−（Ｑｈａｄ１＋ΔＱｐｏｔ１） …（４）
となる。この式（４）からわかるように、画素の特性バラツキとしてポテンシャル形状のバラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ１をキャンセルする必要がある。

図３２は、強制飽和動作および中間転送におけるポテンシャル図である。図３２において、（ａ）は強制飽和期間Ｓ１における期間ｔ４のポテンシャルを、（ｂ）は強制飽和期間Ｓ１における期間ｔ５のポテンシャルを、（ｃ）は中間転送期間Ｓ２における期間ｔ２のポテンシャルを、（ｃ）は中間転送期間Ｓ３における期間ｔ２のポテンシャルを、（ｄ）は中間転送期間Ｓ４における期間ｔ２のポテンシャルをそれぞれ示している。

Ｓ２−ｔ４期間（ａ）でフォトダイオード２１を強制的に飽和状態とし、Ｓ１−ｔ５期間（ｂ）で飽和電子数Ｑｓ０がフォトダイオード２１に保持された状態とする。Ｓ２−ｔ２期間（ｃ）では、転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｆｇ１を印加することで、式（２）で表される電荷（Ｑ０＋Ｑ１）をフォトダイオード２１に保持できる。ＦＤ部２６へ転送された電荷はリセットする。

Ｓ３−ｔ３期間では、転送トランジスタ２２の制御電極に電圧Ｖｆｇ０を印加すると、式（１）で表される電荷Ｑ０がフォトダイオード２１に保持され、残りの電荷Ｑ１がＦＤ部２６へ転送され、信号として読み出される。電荷Ｑ１は式（３）で表されるため、画素の特性バラツキとして固定パターンノイズとなり、画質を劣化させる項ΔＱｐｏｔ１によるオフセット値を得ることができる。

続けて完全転送をＳ４−ｔ２期間で実行した場合には、式（１）の電荷Ｑ０が信号として読み出されるため、（ΔＱｐｏｔ０＋ΔＱｖｔｈ）のオフセット値も得ることが可能である。この信号を読み出せば、転送トランジスタ２２の閾値バラツキによる固定パターンノイズを除去することも可能である。

（固定パターンノイズの補正）
図１に示すＣＭＯＳイメージセンサ１０からは、入射光量に依存する電荷（量）Ｑｉ１を含んだ電荷Ｑｆｇ１が信号として読み出される。中間転送によって残った電荷Ｑ１の平均値Ｑｈａｄ１は中間電圧Ｖｆｇ１によって制御できる値であるが、ポテンシャル形状のバラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ１は画素の固定パターンノイズとして画質を劣化させる。

そこで、前述した補正信号（補正値）を取得する手法によって式（３）の電荷Ｑ１を得る。そして、この電荷Ｑ１と電荷Ｑｆｇ１との和をとる演算処理を行うと、次式（５）の演算結果が得られる。
Ｑｆｇ１＋Ｑ１＝Ｑｉ１−（Ｑｈａｄ１＋ΔＱｐｏｔ１）
＋Ｑｈａｄ１＋ΔＱｐｏｔ１
＝Ｑｉ１ ……（５）
ポテンシャル形状のバラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ１が除去され、入射光量に依存する電荷Ｑｉ１のみが得られることになる。

すなわち、式（５）の加算処理を行うことにより、前述した取得手法によって得た補正信号を用いてフォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキに起因する電荷数のバラツキΔＱｐｏｔ１がキャンセルされ、入射光量を示す電荷Ｑｉ１が得られることになるために、固定パターンノイズの低減によって撮像画像の画質を向上できる。

式（５）の加算処理は、図３３に示すように、ＣＭＯＳイメージセンサ１０の後段に設けられるデジタル信号処理回路５０において実行される。ここでは、ＣＭＯＳイメージセンサ１０から撮像信号がデジタル信号で出力されるものとする。デジタル信号処理回路５０は、例えばフレームメモリを持ち、前述した取得手法によって画素個々について取得された補正信号を画素ごとにフレームメモリに格納しておき、通常の撮像時に当該フレームメモリに格納されている補正信号を用いて画素ごとに、受光部（フォトダイオード）のポテンシャル形状のバラツキに依存する固定パターンノイズを補正するために、式（５）の加算処理を実行する。

補正信号の取得については、製造段階において取得処理を一度実行し、各画素の補正信号を固定値として不揮発性メモリに格納しておく手法や、システム電源の投入時に取得処理を一度実行し、各画素の補正信号を固定値としてフレームメモリに格納する手法や、数フレーム期間や数十フレーム期間等の一定期間ごとに取得処理を繰り返して実行し、その都度フレームメモリに格納している補正信号を更新する手法や、フレームごとに取得処理を繰り返して実行し、フレームメモリに格納している補正信号を更新する手法などが考えられる。補正信号の取得が多くなる程、経時変化などに伴う固定パターンノイズについて確実に補正できる利点がある。

上述したように、フォトダイオード２１を電荷で満たしてから、複数の中間電圧（第２制御電圧）を転送トランジスタ２２の制御電極に順次印加して部分的な転送を実行し、いずれかあるいは全ての中間電圧による転送で得られた信号電荷を読み出し、当該信号電荷を補正項として、通常撮像時に複数の制御電圧を転送トランジスタ２２の制御電極に順次印加することによって得られた画像の固定パターンノイズの除去に用いることにより、次のような作用効果を得ることができる。すなわち、広ダイナミックレンジ化されたときの高照度における出力信号において、フォトダイオード２１のポテンシャル形状のバラツキ、あるいは転送トランジスタ２２の閾値バラツキのいずれかあるいは両方によって発生する画像の固定パターンノイズを除去できるために、撮像画像の高画質化を図ることができる。

なお、本実施形態においては、前述した取得手法によって得た補正信号を、複数の制御電圧を転送トランジスタ２２の制御電極に順次印加することによって得られる撮像信号に対して適用する場合を例に挙げて説明したが、この適用例に限られるものではない。

以上説明した実施形態およびその応用例では、ＣＭＯＳイメージセンサに適用した場合を例に挙げて説明したが、本発明はＣＭＯＳイメージセンサへの適用に限られるものではなく、増幅型の固体撮像装置全般に、さらには光電変換素子からの信号電荷の読み出し部分に関する発明であることから、ＣＣＤイメージセンサに代表される電荷転送型の固体撮像装置にも同様に適用可能である。

図３４に、ＣＣＤイメージセンサに適用した場合の例を示す。ＣＣＤイメージセンサでは、光電変換素子であるフォトダイオード（受光部）３１で光電変換され、ここに蓄積された信号電荷は、転送ゲート（読み出しゲート）３２によって垂直ＣＣＤ（垂直転送部）３３に転送され、当該垂直ＣＣＤ３３による垂直転送によって読み出されることになる。このＣＣＤイメージセンサにおいて、転送ゲート３２に先述した制御電圧Ｖｔｒｇを印加することで、垂直ＣＣＤ３３へ転送する電子量を制御することができる。

入射光が弱いとき（Ａ）は、光電変換された電子量が少ないために、転送ゲート３２に制御電圧Ｖｔｒｇを印加しても、フォトダイオード３１の蓄積電子は、転送ゲート３２の下のポテンシャルを超えられずフォトダイオード３１内に保持される。一方、入射光が強いとき（Ｂ）は、光電変換された電子量が多いために、転送ゲート３２に制御電圧Ｖｔｒｇを印加することで、フォトダイオード３１の蓄積電子は、転送ゲート３２の下のポテンシャルを超えて垂直ＣＣＤ３３へ部分的に転送される。

そして、ＣＭＯＳイメージセンサの場合と同様の制御タイミングで制御電圧Ｖｔｒｇを印加することで、ＣＭＯＳイメージセンサの場合と同様に、低照度での信号電荷を保持したまま、高照度において中間転送による信号取得が実行できる。

［変形例］
以上説明した実施形態では、画素アレイ部１１の全画素２０に対して、転送トランジスタ２２の制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、その際に転送トランジスタ２２によって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を行うとしたが、本発明は当該駆動を全画素２０に対して行う適用例に限られるものではない。他の適用例について、以下に変形例１，２，３として説明する。

（変形例１）
図３５は、本発明の変形例１の概念図である。本変形例１では、Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の原色フィルタや、Ｃｙ（シアン）、Ｍｇ（マゼンタ）、Ｙｅ（黄色）の補色フィルタなどの色透過フィルタを画素上に配置してカラー画像を取得する固体撮像装置において、色透過フィルタを持たず、色透過フィルタを持つ画素３５よりも高感度の画素３６を部分的に設け、この高感度の画素３６に対して、転送トランジスタの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、このときに転送トランジスタによって転送された信号電荷を２回以上読み出す駆動を行うことを特徴とする。

図３６は、白熱灯のスペクトルの例を示す図である。一般的に、白熱灯は、図２０の特性Ｗのように、赤外光を多く含み波長域が広く、青、緑、赤の色透過フィルタを通過すると、特性Ｂ，Ｇ，Ｒのように強度が減衰する。したがって、色透過フィルタを持たない高感度の画素３６は広い波長域の光を受光するために、色透過フィルタを持つ画素３５の数倍の感度を持っている。

このように、色透過フィルタを持つ低感度の画素３５と色透過フィルタを持たない高感度の画素３６とが混在する固体撮像装置において、高感度の画素３６に対して、転送トランジスタの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、その際に転送トランジスタによって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を行うことで、色透過フィルタを持つ画素３５における高Ｓ／Ｎを維持しながら、高感度の画素３６において通常レベルを超えた場合でも信号を取得することができる。

ここで、色透過フィルタを持たない高感度の画素３６において取得した信号はエッジが鮮明である。したがって、一例として、色透過フィルタを持たない高感度の画素３６において取得した信号を、色透過フィルタを持つ低感度の画素３５において取得した信号に反映させることで、エッジの鮮明な撮像画像を得ることができる。

（変形例２）
図３７は、本発明の変形例２の概念図である。本変形例２では、色透過フィルタを持つ低感度の画素３５と色透過フィルタを持たない高感度の画素３６とが混在する点で変形例１と同様であるが、変形例１では高感度の画素３６を部分的に設けているのに対して、高感度の画素３６を行単位で設けている点で相違している。

高感度の画素３６が散在している変形例１では、行単位で選択走査が行われることで、低感度の画素３５と高感度の画素３６とを区別して駆動することはできない。これに対して、高感度の画素３６が行単位で存在する変形例２では、低感度の画素３５と高感度の画素３６とを区別して行単位で選択駆動することができる。換言すれば、高感度の画素３６の行を単独で選択駆動することができる。

高感度の画素３６の行を単独で選択駆動するには、図１の垂直走査回路１２において、色透過フィルタを持つ低感度の画素３５の行を選択走査する走査系と、色透過フィルタを持たない高感度の画素３６の行を選択走査する走査系とを設け、各走査系によって別々に走査を行うようにすれば良い。

このように、高感度の画素３６の行を単独で選択駆動が可能であることにより、高感度の画素３６に対して、転送トランジスタの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、その際に転送トランジスタによって転送される信号電荷を２回以上読み出す駆動を高速動作で行う一方、低感度の画素３５に対しては通常の読み出し動作を低速で行うことができるために、低感度の画素３５に対しても高感度の画素３６と同様に高速動作を行わざるを得ない変形例１に比べて、低感度の画素３５に対する駆動を低速にできる分だけ消費電力を低減できる利点がある。

（変形例３）
図３８は、本発明の変形例３の概念図である。変形例３では、例えば変形例２の画素配列において、色透過フィルタを持たない高感度の画素３６以外の画素上、即ち色透過フィルタを持つ低感度の画素３５上に赤外光カットフィルタ３７を画素単位で配置したことを特徴としている。

低感度の画素３５上に赤外光カットフィルタ３７を画素単位で配置するには、例えば、低感度の画素３５上に誘電多層膜を積層することによって形成することができる。また、一般的に撮像装置の前段に配置される赤外光カットフィルタを、高感度の画素３６については外す、あるいはより長波長の赤外光を遮断するフィルタとすることで、低感度の画素３５上に赤外光カットフィルタ３７を配置することができる。

このように、低感度の画素３５上に赤外光カットフィルタ３７を配置することで、高感度の画素３６で赤外光も受光し当該画素３６をさらに高感度化することができるために、通常の色透過フィルタを有する低感度の画素３５の信号を劣化させずに、高感度の画素３６での通常飽和レベル以上の信号を取得できる。

［適用例］
先述した実施形態（変形例１〜３を含む）に係るＣＭＯＳイメージセンサは、デジタルスチルカメラやビデオカメラ等の撮像装置において、その撮像デバイス（画像入力デバイス）として用いて好適なものである。

ここに、撮像装置とは、撮像デバイスとしての固体撮像装置、当該固体撮像装置の撮像面（受光面）上に被写体の像光を結像させる光学系および当該固体撮像装置の信号処理回路を含むカメラモジュール（例えば、携帯電話等の電子機器に搭載されて用いられる）、当該カメラモジュールを搭載したデジタルスチルカメラやビデオカメラ等のカメラシステムを言うものとする。

図３９は、本発明に係る撮像装置の構成の一例を示すブロック図である。図３９に示すように、本例に係る撮像装置は、レンズ４１を含む光学系、撮像デバイス４２、カメラ信号処理回路４３等によって構成されている。

レンズ４１は、被写体からの像光を撮像デバイス４２の撮像面に結像する。撮像デバイス４２は、レンズ４１によって撮像面に結像された像光を画素単位で電気信号に変換して得られる画像信号を出力する。この撮像デバイス４２として、先述した実施形態に係るＣＭＯＳイメージセンサ１０が用いられる。カメラ信号処理部４３は、撮像デバイス４２から出力される画像信号に対して種々の信号処理を行う。

上述したように、ビデオカメラや電子スチルカメラ、さらには携帯電話等のモバイル機器向けカメラモジュールなどの撮像装置において、その撮像デバイス４２として先述した実施形態に係るＣＭＯＳイメージセンサ１０を用いることで、当該ＣＭＯＳイメージセンサ１０では、低照度にて通常飽和レベルを狭めることなく線形かつ高Ｓ／Ｎでの信号取得を可能にするとともに、通常飽和レベル以上の入射光に対しても線形領域での良好なＳ／Ｎを実現しながらダイナミックレンジを拡大できるために、撮像画像の画質をより向上できる利点がある。

本発明の一実施形態に係るＣＭＯＳイメージセンサの構成を示すシステム構成図である。 供給電圧制御回路の回路構成の一例を示す回路図である。 供給電圧制御回路の入出力のタイミング関係を示すタイミングチャートである。 通常の読み出しの場合（Ａ）と高Ｓ／Ｎと広ダイナミックレンジ化を図る場合（Ｂ）の各動作を説明するためのタイミングチャートである。 転送トランジスタの制御電極に複数の電圧を選択的に供給した場合の画素内におけるポテンシャルの一例を示すポテンシャル図である。 入射光が弱いときのポテンシャル変化例を示すポテンシャル図である。 入射光が弱いときのポテンシャル変化例を示すポテンシャル図である。 ２回目以降の転送で閾値ばらつきがキャンセルされる理由の説明図である。 露光時間と受光部蓄積電子数との関係を示す図である。 飽和電子数Ｑsが８８００ｅ- のフォトダイオードにおける転送トランジスタの制御電極への供給電圧Ｖｔｒｇと、当該電圧Ｖｔｒｇを供給した場合のフォトダイオードで保持されている電子数の実験結果を示す図である。 転送トランジスタの制御電極へ供給する電圧の供給タイミングについての別の例を示すタイミングチャートである。 転送トランジスタの制御電極へ供給する電圧の供給タイミングについてのさらに別の例を示すタイミングチャートである。 高Ｓ／Ｎ化および広ダイナミックレンジ化の説明図である。 所定の条件での実験結果を示す図である。 前記実験での入射光強度を示す総発生電子数と、各中間転送および最後の完全転送で出力として転送された電子数の関係を示す図である。 単位画素の他の回路例を示す回路図である。 ３トランジスタ構成の画素回路を用いた場合の動作例を示すタイミングチャートである。 完全転送期間および電子シャッタ期間における電位関係および詳細なタイミング関係を示すタイミングチャートである。 中間転送期間における電位関係および詳細なタイミング関係を示すタイミングチャートである。 各タイミングでのポテンシャル関係を示すポテンシャル図である。 中間転送におけるポテンシャル図である。 中間転送における入射光強度と信号電荷との対応関係を示す図である。 本発明の応用例に係る動作例１を示すタイミングチャートである。 動作例１の場合の中間転送期間における電位関係および詳細なタイミング関係を示すタイミングチャートである。 動作例１の場合の完全転送期間および電子シャッタ期間における電位関係および詳細なタイミング関係を示すタイミングチャートである。 本発明の応用例に係る動作例２を示すタイミングチャートである。 動作例２の場合の中間転送期間および電子シャッタ期間における電位関係および詳細なタイミング関係を示すタイミングチャートである。 本発明の応用例に係る動作例３を示すタイミングチャートである。 本発明の応用例に係る動作例４を示すタイミングチャートである。 強制飽和動作のタイミングチャートである。 中間転送を伴う読み出しにおけるポテンシャル図である。 強制飽和動作および中間転送におけるポテンシャル図である。 画素の固定パターンノイズの補正機能を持つシステム構成を示すブロック図である。 ＣＣＤイメージセンサに適用した場合の例を示すポテンシャル図である。 本発明の変形例１の概念図である。 白熱灯のスペクトルの例を示す図である。 本発明の変形例２の概念図である。 本発明の変形例３の概念図である。 本発明に係る撮像装置の構成の一例を示すブロック図である。 画素の回路構成の一例を示す回路図である。 非特許文献１記載の従来技術でのポテンシャル図である。 非特許文献１記載の従来技術での入射光強度と出力電子数の関係を示す図である。

符号の説明

１０…ＣＭＯＳイメージセンサ、１１…画素アレイ部、１２…垂直走査回路、１３…供給電圧制御回路、１４…電圧供給回路、１５…タイミング発生回路、１６…カラム回路、１７…水平走査回路、１８…カラム信号選択回路、２０…単位画素、２１，３１…フォトダイオード、２２…転送トランジスタ、２３…リセットトランジスタ、２４…増幅トランジスタ、２５…選択トランジスタ、２６…ＦＤ（フローティングディフュージョン）部、３２…転送ゲート、３３…垂直ＣＣＤ、３５…低感度の画素、３６…高感度の画素、３７…赤外光カットフィルタ、５０…デジタル信号処理回路

Claims (20)

1. 光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる画素アレイ部と、
   前記転送ゲートの制御電極に複数の第１制御電圧を順次供給する供給電圧制御手段と、
   前記複数の第１制御電圧が順次供給された際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出すべく駆動する駆動手段と
   を備えたことを特徴とする固体撮像装置。
2. 前記複数の第１制御電圧は、前記光電変換素子に蓄積された電荷の一部を保持したまま、残りの蓄積電荷を前記転送ゲートによって転送できる電圧を少なくとも一つ含む
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
3. 前記単位画素は、前記光電変換素子から前記転送ゲートによって転送された信号電荷を信号電圧として増幅して出力する増幅トランジスタを有し、
   前記駆動手段は、前記転送ゲートによって前記増幅トランジスタに転送された信号電荷を当該増幅トランジスタを介して読み出すべく駆動する
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
4. 前記光電変換素子から前記転送ゲートによって転送された信号電荷を転送する電荷転送部を有し、
   前記駆動手段は、前記転送ゲートによって前記電荷転送部に転送された信号電荷を当該電荷転送部を介して読み出すべく駆動する
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
5. 前記駆動手段は、前記複数の第１制御電圧が順次供給された際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷について、１回あるいは複数回読み出さずにリセットすべく駆動する
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
6. 前記供給電圧制御手段は、前記単位画素の露光期間中に前記複数の第１制御電圧を異なる間隔で供給する
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
7. 前記画素アレイ部は、色透過フィルタを持たず、色透過フィルタを持つ画素よりも高感度の画素を有する
   ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
8. 前記高感度の画素は行単位で配置されており、
   前記駆動手段は、前記高感度の画素に対して前記複数の第１制御電圧が順次供給された際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出すべく駆動する
   ことを特徴とする請求項７記載の固体撮像装置。
9. 前記色透過フィルタを持つ画素は赤外光カットフィルタを有し、
   前記高感度の画素は赤外光を含む光信号を受光する
   ことを特徴とする請求項７記載の固体撮像装置。
10. 前記光電変換素子を電子あるいは正孔を満たした後、前記転送ゲートの制御電極に複数の第２制御電圧を順次印加し、当該複数の第２制御電圧のいずれか、あるいは全ての印加時に前記転送ゲートによる転送によって得られる信号電荷を読み出すべく制御する制御手段を有する
    ことを特徴とする請求項１記載の固体撮像装置。
11. 前記複数の第２制御電圧のいずれかあるいは全てが、前記光電変換素子に蓄積された電荷の一部を保持したまま、残りの蓄積電荷を前記転送ゲートによって転送できる電圧である
    ことを特徴とする請求項１０記載の固体撮像装置。
12. 前記複数の第１制御電圧を高い電圧から順に印加するとしたとき、前記複数の第２制御電圧を低い電圧から順に印加する
    ことを特徴とする請求項１１記載の固体撮像装置。
13. 前記光電変換素子から前記転送ゲートを介して電荷が転送される転送容量の電位を、前記光電変換素子の飽和状態における電位として前記転送ゲートをオン状態にする
    ことを特徴とする請求項１０記載の固体撮像装置。
14. 前記制御手段による制御によって得られた信号電荷に基づく信号を用いて、前記駆動手段によって得られた信号電荷に基づく信号に対して画像の固定パターンノイズを除去する処理を行う信号処理手段を有する
    ことを特徴とする請求項１０記載の固体撮像装置。
15. 前記信号処理手段は、前記制御手段による制御によって得られた信号電荷に基づく信号を、前記駆動手段によって得られた信号電荷に基づく信号に対して加算する
    ことを特徴とする請求項１４記載の固体撮像装置。
16. 光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる画素アレイ部と、
    前記光電変換素子を電子あるいは正孔を満たした後、前記転送ゲートの制御電極に複数の電圧を順次印加し、当該複数の電圧のいずれか、あるいは全ての印加時に前記転送ゲートによる転送によって得られた信号電荷を読み出すべく制御する制御手段と
    を備えたことを特徴とする固体撮像装置。
17. 光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる固体撮像装置の駆動方法であって、
    前記転送ゲートの制御電極に複数の制御電圧を順次供給し、
    前記複数の制御電圧を順次供給した際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出す
    ことを特徴とする固体撮像装置の駆動方法。
18. 前記複数の制御電圧は、前記光電変換素子に蓄積された電荷の一部を保持したまま、残りの蓄積電荷を前記転送ゲートによって転送できる電圧を少なくとも一つ含む
    ことを特徴とする請求項１７記載の固体撮像装置の駆動方法。
19. 光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる固体撮像装置の駆動方法であって、
    前記転送ゲートの制御電極に複数の第１制御電圧を順次供給し、
    前記複数の第１制御電圧を順次供給した際に前記転送ゲートによって転送される第１の信号電荷を２回以上読み出す一方、
    前記光電変換素子を電子あるいは正孔を満たした後、前記転送ゲートの制御電極に複数の第２制御電圧を順次印加し、当該複数の第２制御電圧のいずれかあるいは全ての印加時に前記転送ゲートによる転送によって得られる第２の信号電荷を読み出し、
    前記第２の信号電荷に基づく信号を用いて、前記第１の信号電荷に基づく信号に対して画像の固定パターンノイズを除去する処理を行う
    ことを特徴とする固体撮像装置の駆動方法。
20. 光信号を信号電荷に変換する光電変換素子と当該光電変換素子で光電変換された信号電荷を転送する転送ゲートとを含む単位画素が行列状に２次元配置されてなる固体撮像装置と、
    被写体からの光を前記固体撮像装置の撮像面上に導く光学系とを具備し、
    前記固体撮像装置は、
    前記転送ゲートの制御電極に複数の制御電圧を順次供給する供給電圧制御手段と、
    前記複数の制御電圧が順次供給された際に前記転送ゲートによって転送される信号電荷を２回以上読み出すべく駆動する駆動手段とを備えた
    ことを特徴とする撮像装置。
    

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