JP2006134689A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動した際に発生する干渉音を簡単に抑制可能とした誘導加熱装置を提供することを目的とする。
【解決手段】複数の加熱コイル２２、６３の駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように所定周期期間中に複数の加熱コイル２２、６３の駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるようにしたものである。これによって、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動しても、複数の加熱コイルから発生する周波数の異なる音波のある地点における干渉波は包絡線波形を有さず、干渉波の音圧レベルは略一定となるため、複数の音波の干渉波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり、干渉音を簡単に抑制可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場などで使用される誘導加熱装置に関するものである。

従来、この種の誘導加熱装置において、複数台の誘導加熱手段が近接設置された場合、各誘導加熱手段の加熱コイルがそれぞれ異なる周波数で駆動される際に干渉音が発生する。これを抑制するために、複数の加熱コイルを同じ周波数で駆動するようにした技術（例えば、特許文献１参照）や、複数の加熱コイルの駆動周波数差が可聴周波数以下または以上となるように設定する技術（例えば、特許文献２参照）が知られている。
特開２００２−８８４０号公報 特開２００４−３７７７５号公報

しかしながら、前記従来の構成のうち、複数の加熱コイルを同じ周波数で駆動するものでは、複数の加熱コイルの駆動周波数を決定する際に複数のインバータ回路の動作周波数が他方により一方的に決定されることになる。そのため複数の誘導加熱手段を近接設置した誘導加熱装置は、インバータ回路の動作周波数による高周波電力制御が不可能となってしまい、インバータ回路の動作周波数固定で幅広い高周波電力を制御しようとすると、スイッチング素子が３つ必要になるなどインバータ回路の部品点数の増加やコストの増加などの課題を有していた。また、複数の加熱コイルの駆動周波数差を可聴周波数以下または以上になるように設定するものでは、例えば、一方の加熱コイルを可聴周波数以上の２０ｋＨｚで駆動すると、他方は可聴周波数以上の差をもたせて４０ｋＨｚで駆動することになり、高周波インバータのスイッチング周期の高周波化によって、スイッチング損失の増加、冷却システムの大型化、コストの増加などの課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動した際に発生する干渉音を簡単に抑制可能とした誘導加熱装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように所定周期期間中に複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるようにしたものである。

これによって、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動しても、複数の加熱コイルから発生する周波数の異なる音波のある地点における干渉波（合成波）は包絡線波形を有さず、干渉波の音圧レベルは略一定となるため、複数の音波の干渉波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり、干渉音を簡単に抑制可能となる。

本発明の誘導加熱装置は、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動した際に発生する干渉音を簡単に抑制可能とした。

第１の発明は、スイッチング素子のオン・オフによって高周波電力を発生させるインバータ回路と、加熱コイルとを備えた誘導加熱手段を複数近接設置し、前記複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように前記所定周期期間中に前記複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるようにした誘導加熱装置とすることにより、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動しても、複数の加熱コイルから発生する周波数の異なる音波のある地点における干渉波（合成波）は包絡線波形を有さず、干渉波の音圧レベルは略一定となるため、複数の音波の干渉波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり、干渉音を簡単に抑制可能となる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、所定周期を少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおける各駆動周期より長い期間としたことにより、各加熱コイルを所定の出力に応じた各加熱コイルの周波数で少なくとも一回は駆動可能となり、また複数の加熱コイルそれぞれから発生するそれぞれの駆動周波数に依存する音波のある地点における干渉波の音圧レベルの変動を補正して略一定にすることが可能となり、干渉波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり干渉音を抑制することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおけるそれぞれの駆動周期を、所定周期期間中において少なくとも２パターン以上の駆動周期に周期的に切り替えることにより、所定周期と、複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期との差が非常に短い時間とならないように、予め調整することが可能となり、複数の加熱コイルを非常に高い周波数で駆動せずに干渉音を抑制することができる。すなわち、所定周期と、複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期との差が非常に短くなると、非常に短い周期を１周期とする非常に高い周波数（例えば、差が１０μｓとなる場合、駆動周波数は１００ｋＨｚとなる）で加熱コイルを駆動するため、インバータ回路のスイッチング損失の増大などが発生してしまうが、そのようなことにならないよう予め調整することが可能となる。

第４の発明は、特に、第１〜第３のいずれか１つの発明において、所定周期は、複数の加熱コイルから発生した干渉波の包絡線波形の半周期よりも短い範囲で設定することにより、干渉波が最高レベルから最低レベル、または最低レベルから最高レベルに変化する前に複数音波の位相差を補正することが可能となり、干渉波の音圧レベルを略一定に保持することが可能となる。

第５の発明は、特に、第１〜第３のいずれか１つの発明において、少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルまたはインダクタの各駆動周期を、少なくとも２つ以上の加熱コイルまたはインダクタの各駆動周期が等しくなる際に、所定周期期間中に各駆動周期を切り替えることを中止して、所定の出力に応じた一定の駆動周期とすることにより、インバータ回路で発生させる高周波電力が所定周期期間内に周期的に変化せず安定した所定の高周波電力を供給することが可能となり、加熱コイルまたはインダクタの駆動周波数を所定の出力に応じて変化させるＰＦＷ方式を用いて干渉音を抑制しながら電力を制御することができる。

第６の発明は、特に、第１〜第３のいずれか１つの発明において、少なくとも２つ以上の加熱コイルの各駆動周期を、各加熱コイルのそれぞれの駆動周期が可聴周期の下限より短くなる際に、所定周期期間中に各加熱コイルのそれぞれの駆動周期を所定の出力に応じた一定の駆動周期とすることにより、インバータ回路で発生させる高周波電力が所定周期期間内に周期的に変化せず安定した所定の高周波電力を供給することが可能となり、加熱コイルまたはインダクタの駆動周波数を所定の出力に応じて変化させるＰＦＷ方式を用いて干渉音を抑制しながら電力を制御することができる。

第７の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、電力制御は、各インバータ回路の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式を用いたことにより、干渉音を抑制しながら電力制御をすることができる。

第８の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、電力制御は、各インバータ回路のオン・オフ時間を変化させるＰＷＭ方式または非対称ＰＷＭ方式を用いたことにより、のインバータ回路に備えられたスイッチング素子のオン、オフ時間比率を変化させることにより、干渉音を抑制しながら電力制御をすることができる。

第９の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、電力制御は、昇圧回路により各インバータ回路の入力電圧を任意の電圧に変化させるＰＡＭ方式を用いたことにより、干渉音を抑制しながら電力制御をすることができる。

第１０の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、電力制御は、各インバータ回路の駆動期間と休止期間の時間間比率を変化させるＰＤＭ方式を用いたことにより、干渉音を抑制しながら電力制御をすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態における誘導加熱装置を示すものである。

図に示すように、第１の力率改善回路３は第１のスイッチング素子６のオン・オフによって力率を改善し、第１の昇圧回路８は第２のスイッチング素子１２のオン・オフによって任意の電圧に昇圧し、第１のインバータ回路１６は第３のスイッチング素子１７および第４のスイッチング素子１８のオン・オフによって高周波電力を発生させるものであり、第１の加熱コイル２２と対向して配置される第１の鍋２４を加熱する第１の誘導加熱手段８４を構成している。

また、第２の力率改善回路４４は第５のスイッチング素子４７のオン・オフによって力率を改善し、第２の昇圧回路４９は第６のスイッチング素子５３のオン・オフによって任意の電圧に昇圧し、第２のインバータ回路５７は第７のスイッチング素子５８および第８のスイッチング素子５９のオン・オフによって高周波電力を発生させるものであり、第２の加熱コイル６３と対向して配置される第２の鍋６５を加熱する第２の誘導加熱手段８５を構成している。そして、前記第１の誘導加熱手段８４と第２の誘導加熱手段８５は近接設置されており、１つの誘導加熱装置を構成している。

前記第１の誘導加熱手段８４において、商用電源１は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである第１の整流回路２の入力端に接続される。第１の整流回路２におけるカソード側の出力端に力率改善用に用いられる第１のチョークコイル４が接続される。さらに、第１のチョークコイル４と第１の整流回路におけるアノード側の出力端間に第１のダイオード５と第１のスイッチング素子６の並列接続体が接続される。また、第２のダイオード７は第１のスイッチング素子６の高電位側端子（コレクタ）に接続するよう配置される。第１のチョークコイル４、第１のダイオード５、第１のスイッチング素子６、第２のダイオード７は第１の力率改善回路３を構成する。ただし、本実施の形態において、第１の力率改善回路３を高周波動作させるためスイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴを使用している。このため、第１のダイオード５が付帯しているが第１のダイオード５がなくとも動作に何ら影響を与えない。第１の力率改善回路３の出力端、つまり第２のダイオード７のカソード側端子と第１のスイッチング素子６の低電位側端子（エミッタ）間に第１の平滑コンデンサ９が接続される。第１の力率改善回路３は入力電圧を任意の電圧に昇圧した電圧を第１の平滑コンデンサ９に供給し、第１の平滑コンデンサ９は第１の昇圧回路８にエネルギーを供給するものである。

第１の平滑コンデンサ９は、入力電圧を平滑して第１の昇圧回路８にエネルギーを供給するものである。第１の平滑コンデンサ９の高電位側出力端間には第２のチョークコイル１０が接続される。第２のチョークコイル１０の出力端と第１の平滑コンデンサ９の低電位側端子間に、第２のスナバコンデンサ１１と、第３のダイオード１３と第２のスイッチング素子１２の並列接続体が接続される。また、第２のスイッチング素子１２の高電位側端子（コレクタ）に第４のダイオード１４が接続するように配置される。さらに、第４のダイオード１４のカソード側端子と第２のスイッチング素子１２の低電位側端子（エミッタ）間に第２の平滑コンデンサ１５が接続される。第２のチョークコイル１０、第２のスナバコンデンサ１１、第２のスイッチング素子１２、第３のダイオード１３、第４のダイオード１４、第２の平滑コンデンサ１５は第１の昇圧回路８を構成する。第２の平滑コンデンサ１５は、第１の平滑コンデンサ９の電圧を昇圧した電圧を第１のインバータ回路１６に供給するものである。

第１のインバータ回路１６は第１の昇圧回路８の出力端、つまり第２の平滑コンデンサ１５の両端に接続される。第２の平滑コンデンサ１５の両端には第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８を直列接続したものが接続される。第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８にはそれぞれ第５のダイオード（逆導通素子）１９、第６のダイオード（逆導通素子）２０が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードが接続されるように）接続される。また、第４のスイッチング素子１８（第３のスイッチング素子１７であってもよい）に並列に第３のスナバコンデンサ２１が接続される。さらに、第４のスイッチング素子１８（第３のスイッチング素子１７であってもよい）に並列に第１の加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３の直列接続体が接続される。第１の加熱コイル２２は負荷である第１の鍋２４と対向して配置されている。第３のスイッチング素子１７、第４のスイッチング素子１８、第５のダイオード１９、第６のダイオード２０、第３のスナバコンデンサ２１、第１の加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３および第１の鍋２４は第１のインバータ回路１６を構成する。

第１の力率改善回路３における第１のスイッチング素子６を制御する第３の制御部３７は、第１の誘導加熱手段８４の入力電流を検知する第２の電流検知部３９を備え、前記第２の電流検知部３９の出力と第１の参照正弦波発生回路３８の出力を第３の比較部４０で比較し、第３の比較部４０からは第１の参照正弦波と同等の入力電流が得られるよう第３の可変導通比設定部４２に信号が出力される。第３の可変導通比設定部４２では、第３の発振部（マイコン）４１による基準発振に基づいた駆動周波数で第１のスイッチング素子６の導通比を設定し、第１のスイッチング素子６の導通制御を行う。第３の制御部３７は、これらの第１の参照正弦波発生回路３８、第２の電流検知部３９、第３の比較部４０、第３の発振部（マイコン）４１、第３の可変導通比設定部４２を内包する。

また、第１の昇圧回路８における第２のスイッチング素子１２を制御する第２の制御部３１は、第１のインバータ回路１６の入力電圧となる第２の平滑コンデンサ１５電圧を検知する第１の電圧検知部３３を備え、前記第１の電圧検知部３３から出力された信号は、第１の基準電圧設定部３２と第２の比較部３４によって比較され、第２の比較部３４からは第１のインバータ回路１６の所定入力電圧が得られるよう第２の可変導通比設定部３６に信号が出力される。第２の可変導通比設定部３６では、第２の発振部（マイコン）３５による基準発振に基づいた駆動周波数で、第２のスイッチング素子１２の導通比を設定し、第２のスイッチング素子１２の導通制御を行う。第２の制御部３１は、これらの第１の基準電圧設定部３２、第１の電圧検知部３３、第２の比較部３４、第２の発振部（マイコン）３５、第２の可変導通比設定部３６を内包する。

さらに、第１のインバータ回路１６の入力電流を検知する第１の電流検知部２７と、使用者による操作に基づいた入力設定に応じた電流参照値を出力する第１の基準電流設定部２６が第１の比較部２８によって比較され、第１の比較部２８と入力設定に応じた発信周波数信号を出力する第１の発振部（マイコン）２９から出力された信号が第１の可変導通比設定部３０に出力される。第１の可変導通比設定部３０では、第１の発振部（マイコン）２９に基づいた駆動周波数で、第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８の導通比を設定し、第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８を排他的に導通制御する。第１の制御部２５は、これらの第１の基準電流設定部２６、第１の電流検知部２７、第１の比較部２８、第１の発振部（マイコン）２９、第１の可変導通比設定部３０を内包する。

図１に示す第２の誘導加熱手段８５において、商用電源１は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである第２の整流回路４３の入力端に接続される。第２の整流回路４３におけるカソード側の出力端に力率改善用に用いられる第３のチョークコイル４５が接続される。さらに、第３のチョークコイル４５と第２の整流回路４３におけるアノード側の出力端間に第７のダイオード４６と第５のスイッチング素子４７の並列接続体が接続される。また、第８のダイオード４８は第５のスイッチング素子４７の高電位側端子（コレクタ）に接続するよう配置される。第３のチョークコイル４５、第７のダイオード４６、第５のスイッチング素子４７、第８のダイオード４８は第２の力率改善回路４４を構成する。ただし、本実施の形態において、第２の力率改善回路４４を高周波動作させるためスイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴを使用している。このため、第７のダイオード４６が付帯しているが第７のダイオード４６がなくとも動作に何ら影響を与えない。第２の力率改善回路４４の出力端、つまり第８のダイオード４８のカソード側端子と第５のスイッチング素子４７の低電位側端子（エミッタ）間に第３の平滑コンデンサ５０が接続される。第２の力率改善回路４４は入力電圧を任意の電圧に昇圧した電圧を第３の平滑コンデンサ５０に供給し、第３の平滑コンデンサ５０は第２の昇圧回路４９にエネルギーを供給するものである。

第２の力率改善回路４４の出力端、つまり第８のダイオード４８のカソード側端子と第５のスイッチング素子４７の低電位側端子（エミッタ）間に第３の平滑コンデンサ５０が接続される。第３の平滑コンデンサ５０は、入力電圧を平滑して第２の昇圧回路４９にエネルギーを供給するものである。第３の平滑コンデンサ５０の高電位側出力端間には第４のチョークコイル５１が接続される。第４のチョークコイル５１の出力端と第３の平滑コンデンサ５０の低電位側端子間に、第５のスナバコンデンサ５２と、第９のダイオード５４と第６のスイッチング素子５３との並列接続体が接続される。また、第６のスイッチング素子５３の高電位側端子（コレクタ）に第１０のダイオード５５が接続するように配置される。さらに、第１０のダイオード５５のカソード側端子と第６のスイッチング素子５３の低電位側端子（エミッタ）間に第４の平滑コンデンサ５６が接続される。第４のチョークコイル５１、第５のスナバコンデンサ５２、第６のスイッチング素子５３、第９のダイオード５４、第１０のダイオード５５、第４の平滑コンデンサ５６は第２の昇圧回路４９を構成する。第４の平滑コンデンサ５６は、第３の平滑コンデンサ５０の電圧を昇圧した電圧を第２のインバータ回路５７に供給するものである。

第２のインバータ回路５７は第２の昇圧回路４９の出力端、つまり第４の平滑コンデンサ５６の両端に接続される。第４の平滑コンデンサ５６の両端には第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９を直列接続したものが接続される。第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９にはそれぞれ第１１のダイオード（逆導通素子）６０、第１２のダイオード（逆導通素子）６１が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードが接続されるように）接続される。また第８のスイッチング素子５９（第７のスイッチング素子５８であってもよい）に並列に第６のスナバコンデンサ６２が接続される。さらに第８のスイッチング素子５９（第７のスイッチング素子５８であってもよい）に並列に第２の加熱コイル６３と第２の共振コンデンサ６４の直列接続体が接続される。第２の加熱コイル６３は負荷である第２の鍋６５と対向して配置されている。第７のスイッチング素子５８、第８のスイッチング素子５９、第１１のダイオード６０、第１２のダイオード６１、第６のスナバコンデンサ６２、第２の加熱コイル６３、第２の共振コンデンサ６４および第２の鍋６５は第２のインバータ回路５７を構成する。

第２の力率改善回路４４における第５のスイッチング素子４７を制御する第６の制御部７８は、第２の誘導加熱手段８５の入力電流を検知する第４の電流検知部８０を備え、前記第４の電流検知部８０の出力と第２の参照正弦波発生回路７９の出力を第６の比較部８１で比較し、第６の比較部８１からは第２の参照正弦波と同等の入力電流が得られるよう第６の可変導通比設定部８３に信号が出力される。第６の可変導通比設定部８３では、第６の発振部（マイコン）８２による基準発振に基づいた駆動周波数で第５のスイッチング素子４７の導通比を設定し、第５のスイッチング素子４７の導通制御を行う。第６の制御部７８は、これらの第２の参照正弦波発生回路７９、第４の電流検知部８０、第６の比較部８１、第６の発振部（マイコン）８２、第６の可変導通比設定部８３を内包する。

また、第２の昇圧回路４９における第６のスイッチング素子５３を制御する第５の制御部７２は、第２のインバータ回路５７の入力電圧となる第４の平滑コンデンサ５６電圧を検知する第２の電圧検知部７４を備え、前記第２の電圧検知部７４から出力された信号は、第２の基準電圧設定部７３と第５の比較部７５によって比較され、第５の比較部７５からは第２のインバータ回路５７の所定入力電圧が得られるよう第５の可変導通比設定部７７に信号が出力される。第５の可変導通比設定部７７では、第５の発振部（マイコン）７６による基準発振に基づいた駆動周波数で、第６のスイッチング素子５３の導通比を設定し、第６のスイッチング素子５３の導通制御を行う。第５の制御部７２は、これらの第２の基準電圧設定部７３、第２の電圧検知部７４、第５の比較部７５、第５の発振部（マイコン）７６、第５の可変導通比設定部７７を内包する。

さらに、第２のインバータ回路４７の入力電流を検知する第３の電流検知部６８と、使用者による操作に基づいた入力設定に応じた電流参照値を出力する第２の基準電流設定部６７が第４の比較部６９によって比較され、第４の比較部６９と入力設定に応じた発信周波数信号を出力する第４の発振部（マイコン）７０から出力された信号が第４の可変導通比設定部７１に出力される。第４の可変導通比設定部７１では、第４の発振部（マイコン）７０に基づいた駆動周波数で、第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９の導通比を設定し、第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９を排他的に導通制御する。第４の制御部６６は、これらの第２の基準電流設定部６７、第３の電流検知部６８、第４の比較部６９、第４の発振部（マイコン）７０、第４の可変導通比設定部７１を内包する。

また、第１の発振部２９、第２の発振部３５、第３の発振部４１、第４の発振部７０、第５の発振部７６、第６の発振部８２とを接続することで、互いに通信可能となり、互いに他方の出力周波数を認識できるようになり、前記第１〜第６の発振部２９、３５、４１、７０、７６、８２はそれぞれの制御対象となる第１〜第８のスイッチング素子６、１２、１７、１８、４７、５３、５８、５９の駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように前記所定周期期間中に前記加熱コイル２２、６３またはインダクタの駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるものである。

以上のように構成された誘導加熱手段において、以下動作を説明する。

商用電源１は第１の整流回路２により全波整流され、第１の整流回路２の出力端に接続された第１の力率改善回路３に供給され、第１の力率改善回路３の出力端には第１の平滑コンデンサ９が接続されている。第１の平滑コンデンサ９は非常に大きな容量に設定されているため、第１の平滑コンデンサ９電圧のエンベロープ（包絡線）が平滑されて第１の昇圧回路８に供給される。

第１の力率改善回路３は、図２に示す動作波形のように商用電源１が第１の平滑コンデンサ９の電圧よりも小さい場合に第１の力率改善回路３に含まれる第２のダイオード７および整流回路２のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる際に、第３の制御部３７は、第２の電流検知部３９の検出電流が参照正弦波発生回路３８の出力と等しくなるように第３の可変導通比設定部４２の出力を変化させ、第１のスイッチング素子６をターンオン・オフさせることで、商用電源１から第１のチョークコイル４を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側に歪んだ入力電流を流さないようにするものである。また、第１のスイッチング素子６がターンオンしている状態では商用電源１から第１のチョークコイル４にエネルギーが蓄えられており、その後、第３の可変導通比設定部４２で設定された導通時間が経過すると第１のスイッチング素子６がターンオフし、第１のチョークコイル４に蓄えられたエネルギーが第２のダイオード７を介して、第１の平滑コンデンサ９に供給されるため、第１の平滑コンデンサ９の電圧は商用電源１より高い電圧となる。本実施の形態では、第１のスイッチング素子６の動作周波数を４０ｋＨｚ、導通時間を１２．５μｓとして、第１の平滑コンデンサ９の電圧は３００Ｖとなるようにしているが、これは第１のチョークコイル４や第１のスイッチング素子６の動作周波数および導通時間を調整することで可変可能であることは言うまでもない。また、第２の力率改善回路４４においても、前記第１の第１の力率改善回路３と同様の動作を行うものである。

第１の平滑コンデンサ９電圧は第１の昇圧回路８により任意の電圧に昇圧され、第２の平滑コンデンサ１５を介して第１のインバータ回路１６に供給される。

第１の昇圧回路８は、図３に示す動作波形のように第２のスイッチング素子１２がターンオンしている期間中に第２のチョークコイル１０にエネルギーを蓄え、第２のスイッチング素子１２がターンオフすると、第２のチョークコイル１０に蓄えられたエネルギーが第４のダイオード１４を介して第２の平滑コンデンサ１５を充電することで昇圧動作をするものである。本実施の形態では、第２のスイッチング素子１２の動作周波数を２０ｋＨｚ、導通時間を２５μｓとして、第２の平滑コンデンサ１５電圧を７００Ｖとしているが、第２のスイッチング素子１２の動作周波数または導通期間を調整することでより高いまたは低い電圧を出力することができる。また、第２のスイッチング素子１２は第３のダイオード（逆導通素子）１３と第２のスナバコンデンサ１１が並列に接続されているため、第２のスイッチング素子１２をオフする時、第２のスナバコンデンサ１１が傾きをもって充電開始し、第２のスイッチング素子１２はＺＶＳターンオフ動作を実現する。第２のスイッチング素子１２がオフしている期間中に第１のスナバコンデンサ１１は第２の平滑コンデンサ１５と同じ電圧になると第２の平滑コンデンサ１５電圧と同等の電圧に固定され、その後、第２の平滑コンデンサ１５の電圧が第１のスナバコンデンサ１１より高い電圧になると、第１のスナバコンデンサ１１は放電を開始し、前記第１のスナバコンデンサ１１が放電完了すると、第３のダイオード（逆導通素子）１３がオンする。本実施の形態では、図３に示すように、第１のスナバコンデンサ１１の放電完了と同時に第２のスイッチング素子１２がターンオンするように駆動する連続モードとしているが、第１のスナバコンデンサ１１が放電完了してから所定の時間が経過してから、第２のスイッチング素子１２をターンオンしても問題ない。また、第１のスナバコンデンサ１１が放電完了する前に第２のスイッチング素子１２をターンオンしても動作可能であるが、その場合、第２のチョークコイル１０に流れていた電流が急激に第２のスイッチング素子１２に流れ込むため損失が増加してしまうので、本実施の形態では、第１のスナバコンデンサ１１が放電完了すると同時に第２のスイッチング素子１２をターンオンしている。第１の力率改善回路３の出力にあたる第１の平滑コンデンサ９が、第１の昇圧回路８によって図２（ｄ）から図３（ｄ）に示すように昇圧され第２の平滑コンデンサ１５に出力される。以上が図１に示した第１の昇圧回路８の１周期の動作である。また第２の昇圧回路４９においても、前記第１の昇圧回路８と同様の動作を行うものである。

第１の昇圧回路８によって昇圧された第２の平滑コンデンサ１５電圧は第１のインバータ回路１６に供給される。第１のインバータ回路１６は図４に示すように、第３のスイッチング素子１７および第４のスイッチング素子１８のオン・オフによって加熱コイル２２に所定の周波数の高周波電流を発生するように動作させる。第３のスイッチング素子１７がオンしている状態から、オフすると第３のスナバコンデンサ２１が傾きをもって放電するため、第３のスイッチング素子１７はＺＶＳターンオフ動作を実現する。第３のスナバコンデンサ２１が放電しきると、第６のダイオード（逆導通素子）２０がオンし、第６のダイオード（逆導通素子）２０がオンしている期間中に第４のスイッチング素子１８のゲートにオン信号を加えると、第６のダイオード（逆導通素子）２０がターンオフして第４のスイッチング素子１８に電流が転流し、第４のスイッチング素子１８はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオフ動作を実現する。第４のスイッチング素子１８がオンしている状態から、オフすると第３のスナバコンデンサ２１は傾きをもって充電するため、第４のスイッチング素子１８はＺＶＳターンオフ動作を実現する。前記第３のスナバコンデンサ２１が、第２の平滑コンデンサ１５と同じ電圧まで充電されると第５のダイオード（逆導通素子）１９がオンし、第５のダイオード（逆導通素子）１９がオンしている期間中に第３のスイッチング素子１７のゲートにオン信号を加えると、第５のダイオード１９がターンオフして第３のスイッチング素子１７に電流が転流し、第３のスイッチング素子１７はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現する。以上が図１に示した第１のインバータ回路１６の１周期の動作である。本実施の形態では第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８は第２の平滑コンデンサ１５を短絡しないためにもデッドタイム２μｓの間隔を設けて、交互にオン・オフさせている。図４に示す波形では第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８の導通時間は共にデッドタイムを含めて２５μｓで、インバータ回路１６の動作周波数は５０ｋＨｚとしているが、動作周波数および導通時間を調整することで、高周波電力の制御が可能である。また第２のインバータ回路５７の動作原理も前記第１のインバータ回路１６と同様であるが、本実施の形態では、図５に示すように、第２のインバータ回路５７における第２の加熱コイル６３の駆動周波数が２２ｋＨｚと、第１の加熱コイル２２の駆動周波数より２ｋＨｚ高くなるように設定している。

以上のように、本実施の形態において、インバータ回路と少なくとも２つ以上の加熱コイルとを備えた誘導加熱手段を複数台近接設置した誘導加熱装置において、第１のインバータ回路１６（動作周波数２０ｋＨｚ）と第２のインバータ回路５７（動作周波数２２ｋＨｚ）の動作周波数が２ｋＨｚ異なるため、第１の加熱コイル２２から生じる２０ｋＨｚの音波と第２の加熱コイル６３から生じる２２ｋＨｚの音波のある地点での干渉波（合成波）は図１１に示すように包絡線波形となるため、２ｋＨｚの干渉音が発生する。

発明者らの実験で確認できたのは、複数の加熱コイルに流れる電流の周波数差に相当する干渉音である。実験から得た干渉音についての知見は以下のとおりである。

干渉音は２つ以上の周波数の異なる音波が干渉することによって発生する。図１１は周波数の異なる２つの音波のある地点（位相差がｋとなる地点）における干渉の様子を示している。図１１が示すように周波数ｆ１＝２０ｋＨｚの音波ｙ_１（ｔ）８６と、周波数ｆ２＝２２ｋＨｚの音波ｙ_２（ｔ）８７の合成波ｙ（ｔ）８８は重ね合わせの定理により（数１）のように表される。

前記合成波ｙ（ｔ）８８は、前記（式３）より包絡波形となり、その周波数は（数２）で与えられることが分かる。

図１１に示すように、合成波ｙ（ｔ）８８の音圧レベルは包絡線８９の１周期中に小→大→小→大→小と変化して２度人間の鼓膜を圧迫することになる。つまり人間には前記合成波ｙ（ｔ）８８の包絡線８９の半周期を１周期とする干渉音が聞こえることになり、その周波数は（数３）で表されるので、結局２つの音波の周波数差に相当する音が干渉音として人間の耳に聴こえることになる。

つまり、近接設置された複数台の誘導加熱手段を有する誘導加熱装置において、前記各誘導加熱装置の加熱コイルそれぞれから発生するそれぞれの加熱コイルに流れる電流周波数に依存する複数の音波が干渉することで、（式３）に示すような合成波ｙ（ｔ）８８が生じることになり、合成波ｙ（ｔ）８８の包絡線８９の半周期、つまり前記複数の音波の周波数差に相当する干渉音が発生する。

しかし、既述したとおり、複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように前記所定周期期間中に前記複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるようにする、また所定周期を少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおける各駆動周期より長い期間とする、さらに少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおけるそれぞれの駆動周期を、所定周期期間中において少なくとも２パターン以上の駆動周期に周期的に切り替えて、周波数切り替えを行い、図６に示すようなスイッチング素子１７、１８、５８、５９のゲート電圧パターンとすると、第１のインバータ回路１６と第２のインバータ回路５７の動作波形は図７に示すようになる。

第１のインバータ回路１６における第３のスイッチング素子１７と第２のインバータ回路５７における第７のスイッチング素子５８の各ゲート電圧が０μｓ時に同時に−１５Ｖから２０Ｖになったところから、第７のスイッチング素子５８は周波数２２ｋＨｚ一定のままで駆動している。本実施の形態では、所定周期Ｔａをこの第７のスイッチング素子５８における周波数２２ｋＨｚの２周期に相当する時間として設定している。第３のスイッチング素子１７は０μｓから動作周波数が２０ｋＨｚで１周期、（Ｔａ−Ｔ１）の周期に相当する周波数で１周期動作することにより、所定周期Ｔａ経過後には再び第３のスイッチング素子１７と第７のスイッチング素子５８のゲート電圧位相が０に補正されており、その時における第１の加熱コイル２２から生じる音波と第２の加熱コイル６３から生じる音波と、前記音波のある地点における干渉波（合成波）は、図１０に示すようになり、図１１と比べると干渉波（合成波）の包絡線波形が修正され、干渉波（合成波）の音圧レベルが略一定にすることが可能となり、複数の近接設置された加熱コイルを異なる周波数で駆動しても干渉音が抑制することができる。ただし、図６および図７は（数４）の（式４）および（式５）で表される第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８のオン、オフの時比率１、および第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９のオン、オフの時比率２が０．５の場合を示しているが、時比率１および時比率２がそれぞれ０．５以外でも何ら問題ないことは言うまでもない。

また、本実施の形態では、図６に示すＴ_１’およびＴ_２’とその動作周期数Ｎ_１’およびＮ_２’は、Ｔ_１およびＴ_２の動作周期数をＮ_１およびＮ_２とすると、（式６）を満たすように選定される。

Ｔ_１・Ｎ_１＋Ｔ_１’・Ｎ_１’＝Ｔ_２・Ｎ_２＋Ｔ_２’・Ｎ_２’＝Ｔａ・・・式６
さらに、図６に示す所定周期Ｔａは第１のインバータ回路１６の動作周期Ｔ_１と第２のインバータ回路５７の動作周期Ｔ_２よりも長く、さらに可聴周波数に相当する周期Ｔｂよりも短く設定される期間であり、（式７）を満たすように選定される。

Ｔ_１＜Ｔａ∩Ｔ_２＜Ｔａ∩Ｔａ＜Ｔｂ・・・・・・・・・・・・・・・・式７
前記（式６）および（式７）を満足することにより、本実施の形態では、可聴周波数の下限に相当する周期Ｔｂよりも短い所定の周期Ｔａ毎に第１のインバータ回路１６と第２のインバータ回路５７におけるゲート電圧信号の位相差を略同じに補正することが可能となり、インバータ動作周波数に起因する音波の発生源となる第１〜第４のチョークコイル、第１〜第６のスナバコンデンサ、第１、第２の加熱コイル、第１、第２の共振コンデンサなどから生じる周波数の異なる音波の合成波が有する包絡線波形の半周期は可聴周波数に相当する周期Ｔｂよりも短くなるため、前記複数の音波の合成波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり、干渉音を抑制可能な誘導加熱手段とすることができる。

さらに、本実施の形態において、複数の加熱コイルそれぞれの駆動周波数が同じ、つまり複数の加熱コイルの駆動周波数差が可聴周波数以上または以下となる場合には、第１のインバータ回路１６における第３のスイッチング素子１７と第４のスイッチング素子１８および第２のインバータ回路５７における第７のスイッチング素子５８と第８のスイッチング素子５９の動作周波数を出力電力に応じた周波数に固定することにより、所定周期毎に前記複数のスイッチング素子の動作周波数を変化させずに干渉音を抑制可能となる誘導加熱手段とすることができる。

さらに、図１に示す本実施の形態において、（式６）および（式７）を満たすようにＴ_１、Ｎ_１、Ｔ_１’、Ｎ_１’、Ｔ_２、Ｎ_２、Ｔ_２’、Ｎ_２’、Ｔａを変化させる、つまり各インバータ回路の動作周波数を変化させることにより、各加熱コイルに発生する高周波電力が変化することになり、各インバータ回路の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式で電力制御が可能となり、干渉音を抑制しながら複数の近接設置された誘導加熱手段を電力制御可能となる。また、図１に示す本実施の形態において、（式４）および（式５）を満たすように各インバータ回路のオン、オフ時間を変化させることにより、各加熱コイルに発生する高周波電力が変化することになり、各インバータ回路のオン、オフ時間を変化させるＰＷＭ方式または非対称ＰＷＭ方式で電力制御が可能となり、干渉音を抑制しながら複数の近接設置された誘導加熱手段を電力制御可能となる。また、図１に示す本実施の形態において、各昇圧回路の昇圧比を変化させることにより、各加熱コイルに発生する高周波電力が変化することになり、各昇圧回路により各インバータ回路の入力電圧を任意の電圧に変化させるＰＡＭ方式で電力制御が可能となり、干渉音を抑制しながら複数の近接設置された誘導加熱手段を電力制御可能となる。また（式６）および（式７）を満たすようにＴ_１、Ｎ_１、Ｔ_１’、Ｎ_１’、Ｔ_２、Ｎ_２、Ｔ_２’、Ｎ_２’、Ｔａを選定しておいて、図９に示すようにインバータ回路の駆動期間Ｔｍと停止期間（Ｔｎ−Ｔｍ）の時比率を変化させることにより、加熱コイルに発生する高周波電力が変化することになり、インバータ回路の駆動期間Ｔｍと停止期間（Ｔｎ−Ｔｍ）の時比率を変化させるＰＤＭ方式で電力制御することができる。

以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、複数の加熱コイルを異なる駆動周波数で駆動した際に発生する干渉音を簡単に抑制可能としたので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、誘導加熱式コピーローラー、誘導加熱式溶解炉、誘導加熱式ジャー炊飯、またはその他の誘導加熱式加熱システムとしても有用である。

本発明の実施の形態における誘導加熱装置の回路図 同誘導加熱装置における第１の力率改善回路の動作波形図 同誘導加熱装置における第１の昇圧回路の動作波形図 同誘導加熱装置における第１のインバータ回路の動作波形図 同誘導加熱装置における第２のインバータ回路の動作波形図 同誘導加熱装置の第１、第２のインバータ回路における各スイッチング素子のゲート電圧波形図 同誘導加熱装置の第１、第２のインバータ回路における各スイッチング素子の電流と電圧波形図 同誘導加熱装置の第１、第２のインバータ回路における動作周波数差が可聴周波数以上となる場合の波形図 同誘導加熱装置のインバータ回路の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式の制御信号例を示す図 同誘導加熱装置において干渉音抑制可能な制御方法を用いた際の音波と合成音波の波形図 誘導加熱装置における２つの音波と合成音波の波形図

符号の説明

１ 商用電源
３ 第１の力率改善回路
８ 第１の昇圧回路
１６ 第１のインバータ回路
２２ 第１の加熱コイル
２４ 第１の鍋
２５ 第１の制御部
３１ 第２の制御部
３７ 第３の制御部
４４ 第２の力率改善回路
４９ 第２の昇圧回路
５７ 第２のインバータ回路
６３ 第２の加熱コイル
６５ 第２の鍋
６６ 第４の制御部
７２ 第５の制御部
７８ 第６の制御部
８４ 第１の誘導加熱手段
８５ 第２の誘導加熱手段

Claims (10)

1. スイッチング素子のオン・オフによって高周波電力を発生させるインバータ回路と、加熱コイルとを備えた誘導加熱手段を複数近接設置し、前記複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ所定の整数倍した周期が、所定周期毎に略同じになるように前記所定周期期間中に前記複数の加熱コイルの駆動周期をそれぞれ周期的に変化させるようにした誘導加熱装置。
2. 所定周期を少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおける各駆動周期より長い期間とした請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルにおけるそれぞれの駆動周期を、所定周期期間中において少なくとも２パターン以上の駆動周期に周期的に切り替える請求項１または２に記載の誘導加熱装置。
4. 所定周期は、複数の加熱コイルから発生した複数の音波の干渉波の包絡線波形の半周期よりも短い範囲で設定する請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
5. 少なくとも２つ以上の複数の加熱コイルまたはインダクタの各駆動周期を、少なくとも２つ以上の加熱コイルまたはインダクタの各駆動周期が等しくなる際に、所定周期期間中に各駆動周期を切り替えることを中止して、所定の出力に応じた一定の駆動周期とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
6. 少なくとも２つ以上の加熱コイルの各駆動周期を、各加熱コイルのそれぞれの駆動周期が可聴周期の下限より短くなる際に、所定周期期間中に各加熱コイルのそれぞれの駆動周期を所定の出力に応じた一定の駆動周期とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
7. 電力制御は、各インバータ回路の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式を用いた請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
8. 電力制御は、各インバータ回路のオン・オフ時間を変化させるＰＷＭ方式または非対称ＰＷＭ方式を用いた請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
9. 電力制御は、昇圧回路により各インバータ回路の入力電圧を任意の電圧に変化させるＰＡＭ方式を用いた請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
10. 電力制御は、各インバータ回路の駆動期間と休止期間の時間間比率を変化させるＰＤＭ方式を用いた請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。

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