JP2011512778A - 共振コンバータにおける整合負荷のエミュレーション - Google Patents

共振コンバータにおける整合負荷のエミュレーション Download PDF

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Abstract

この発明は、圧電トランスと、入力電圧信号を生成して圧電トランスに与えるように配置された駆動回路と、整流器モジュールとを備え、入力電圧信号がバースト周波数とほぼ一定の励磁周波数を有する電子パワーコンバータに関する。この発明によれば、励磁周波数は、等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスと整合して圧電トランスの電力損失を最小にするように、複数の励磁周波数の中から選択される。さらに、この発明は、電子パワーコンバータを形成する方法に関する。

Description

この発明は、閉ループ制御技術と無磁性共振コンバータ電力回路（power stages）用の関連装置に関し、前記コンバータ電力回路は、可変負荷を末端に接続した圧電トランスを備える。高効率と高電力密度とが、低いスイッチング損失と、ゼロボルトスイッチングを適用した圧電トランスと、圧電トランスに対する一定の整合負荷のエミュレーション（emulation）とによって得られる。
特に、この発明は、個別の最大効率が１つの特定の負荷によってのみ得ることができる負荷依存効率を有する圧電トランスの特徴的な効果に依存する。共振コンバータは、効率がその最大ポイントに維持される圧電トランスに対して、可変負荷が整合された負荷としてエミュレートされるように作動される。
共振コンバータにおいて、圧電トランスはその１次共振モードおよびその近傍で作動される。その限定された周波数帯内で、圧電トランスは図１の等価共振回路の形で電気的に表現でき、等価パラメータは、偏微分方程式法，有限要素モデリング法又は１次元伝送ライン等価モデルなどを用いて物理的な装置における測定から得ることができる。この適合方法が正しく行われるならば、図１に示される等価回路は、圧電トランスの妥当な表現であり、この回路から引き出される特性は、共振周波数の近傍において実際の装置の特性と一致する。
開ループゲイン
共振コンバータの一般的な特徴は、開ループ（open-loop）ゲインが励磁周波数（excitation frequency），機械的減衰，誘電損失および電気的負荷の関数であるということである。図１の圧電トランスの等価回路に基づいて、機械的減衰が損失抵抗Ｒによって表され、誘電損失がＲd1，Ｒd2によりモデル化されている。
正規の動作のもとでは、負荷抵抗ＲLが主要であり、減衰の大部分の原因となる。圧電トランスの開ループ周波数依存ゲインの特性グラフは図２に示され、伝達関数は負荷の対数範囲に関して示される。
図２における最大負荷１０Ωは、Noliac 2005-09-05-A型の圧電トランスに接続される負荷のうちの最も大きい負荷を表す。結果的に共振時のゲインは、−１６ｄＢ（ＲL＝１０Ω）から２２ｄＢ（ＲL＝∞）まで、又は全負荷状態から無負荷状態までの８４のファクタにより変化する。個別の負荷依存に加えて、ゲインは励磁周波数に対して非常に敏感に反応する。２％の励磁周波数の小さい変化は、軽負荷時のゲインの１０のファクタと同じ大きさの影響力を有することができる。
開ループゲインと開ループ効率
ゲインに関して、圧電トランスの開ループ効率は、励磁周波数，機械的減衰，誘電損失，および電気的負荷の関数である。誘電損失および機械的減衰は装置特有のパラメータと考えられ、励磁周波数のみが電気的負荷と共に、与えられたトランスに対して変えることができる。
図３は、一定の（整合した）電気負荷が与えられた場合の、励磁周辺数に対する開ループゲインと開ループ効率の特性を示す。ゲインは全周波数範囲にわたって変化し、圧電トランスの物理的共振周波数で最大になる。負荷に供給される電力が共振周波数で最大になるとすると、誘電損失はこの点において最も小さくなり、装置（開ループ動作中の）の効率もその共振周波数で最大になる。ほとんどの場合において、周波数に対する効率の導関数は非常に小さいので、それは共振周波数の近傍において一定であると考えることができる。一定の電気的負荷であれば、ゲインのみが周波数に対して大きく変化し得る量である。
誘電損失からの影響は、共振周波数の近傍では一定であると考えることができ、従って、図１から損失抵抗Ｒに含めることができる。Ｒに合体される図１のＲd1，Ｒd2により、入力および出力電力間の関係として定義される効率は、次式によって与えられる。
正規の作動のもとでは、共振周波数に対する周波数の相対的変化は小さい。絶対周波数ωは、従って、共振周波数ωrによって近似でき、近似計算が効率に対して行われた。
可変負荷と一定励磁周波数による圧電トランスの開ループ効率曲線は、電気的負荷の絶対値に、非常に依存する。これは、図４に３つの異なる圧電トランスに対して図示されている。３つの圧電トランスの共振周波数ｆrは、１２０kHz，１２３kHzおよび３１９kHzである。
図４における各トランスの効率の曲線は、Ｘ軸上の対数目盛で与えられる１つの異なる最大値を有する放物線状の曲線によって特徴付けられる。負荷が最大値に等しいか、又は最大値に近い場合にのみ、トランスは効率よく作動できる。図４などのｆr＝３１９kHzのトランス「Noliac-2005-09-05-A」は、１３Ωの電気的負荷に対して９８％の最大効率を有する。これと比較すると、損失は、９７％の効率に対応する６Ω又は４０Ωの不整合負荷の場合には、５０％だけ増大する。負荷が実際は可変であるけれども圧電トランスに対する一定の負荷をエミュレートする閉ループ制御技術を説明することが、この発明の実施態様の目的である。電力コンバータに付設された負荷は、実際は、８Ω〜５ｋΩ等に変化するけれども、「Noliac-2005-09-05-A」のトランスに対して、１３Ωの負荷はエミュレートすることができた。このようにして、トランスの効率は、すべての動作点で、その最大値に維持されることが可能である。
負荷と効率間の明確な関係は、圧電トランスの電力密度への影響力を有することができ、電力コンバータはそれが圧電材料で設計されているので、その特定材料のパラメータによる或る温度制限内で作動しなければならない。トランスの温度上昇は、環境に対する温度インピーダンスの電力損失に依存する。効率の悪いトランス又は整合しない負荷で作動するトランスは、その足跡（footprint）内で或る量の熱を浪費し、これによって装置の最大電力処理量が制限される。
最大効率点に対する負荷は、式（1.1）から導出でき、式（1.2）によって与えられる。この式は、最適電気的負荷が出力キャパシタンスＣd2のインピーダンスの絶対値に整合する抵抗負荷であることを示すので、非常に重要である。
さらに、励磁周波数ωは、共振周波数ωrによって近似できる。
整合負荷による動作は、高効率のための重要な要素であるが、最新技術にならうと、これは可変出力電力および可変負荷と一致しない。
実際、ほとんどの電力コンバータは、可変負荷用に特別に設計されるので、この発明の実施態様の目的は、電力コンバータに付設される負荷は、ゼロから全出力電力の範囲でどのような値でもとることができるが、圧電トランスに整合負荷をエミュレート（emulate）することによって、可変負荷を結合した高効率の対立する目的と合体することである。
電力回路の形態と対応する効率
電力コンバータの効率と電力密度を最適化するという目的により、焦点は、圧電トランス自体の上のみならず周辺電子回路の形態の上にもある。電力回路が１つ以上の補助磁気要素に依存するか、又は制御技術が圧電トランス又は電力回路に最適でない作動条件を要求する場合には、効率のよいトランスは効率のよい電力コンバータと同等ではない。この発明は、最新技術の電力回路のための設計交換条件に基づくものであり、遭遇される問題の一般的な説明が行われる。
図５は任意の負荷ＲLを有する圧電トランスの１次等価回路図に接続されるＥ級コンバータ用電力回路を示す。そのトポロジイ（topology）は、直流電源Ｖccに接続されたインダクタから電力が供給されるスイッチング要素からなる。
この形態は、その単純性が好ましく、一般的にステップアップＣＣＦＬバラストコンバータに使用される。安定状態モード（システムの時定数よりも長い時間における状態）において、インダクタに蓄えられた無効（reactive）エネルギーは、電力スイッチをソフトスイッチングモードで作動させ、スイッチング損失を最小にすることができる。インダクタの両端の電圧−第２バランスが満たされなければならない場合には、スイッチング要素の両端のピーク電圧は、供給電圧Ｖccの４倍のオーダーにある。スイッチング要素に課せられる高いストレスは、誘導損失上の負の衝撃を有する。すべての型のスイッチング要素、とくに１００kHzより高いスイッチングに最も適したMOSFETに対して、装置のブレークダウン電圧とＯＮ抵抗との間で折り合いがつけられる。与えられたダイ領域（die-area）に対して、ＯＮ抵抗はブレークダウン電圧の２乗だけ増大する。
Ｅ級におけるスイッチング要素上の高電圧ストレスは、この電圧回路の主な欠点である。供給電圧が整流されたAC230Vである用途においては、スイッチング要素の両端の最大ストレスは、１．２kVを越えており、最も商業的に利用可能なMOSFETのブレークダウン電圧をはるかに越えるものである。さらに、その高いストレスはまた、電流源インダクタにも印加され、トポロジイの効率と電力密度を制限すると共に部品のコストを増大させる。Ｅ級電力回路は、CCFLドライバーにおいて低電源電圧からステップアップするために、最も一般的に用いられるが、ゲート駆動回路の単純性が好ましく、効率は大きな問題ではない。米国特許第5,923,542号および米国特許公開公報2001/0005107A1号は、圧電トランスを駆動するために用いられるＥ級電力回路の派生回路の例である。
図６のハーフブリッジ電力回路は、Ｅ級電力回路の場合であり、実際、ピーク電圧は電源電圧Ｖccに等しいので、スイッチング要素への高電圧ストレスをこうむることはない。Ｅ級コンバータに比べて低い成分のストレスの場合には、制御回路と特定の圧電トランスによって、ハーフブリッジ電力回路は電力効率を高くできる。
圧電トランスの一般的特性は、入力容量がその用途に最適なスイッチング要素の寄生容量より大きい大きさの約２オーダー（two orders）であるということである。トランスの入力容量の大きいサイズが明らかでない場合には、スイッチング損失はトランスの出力電力に匹敵し、５０％以下の効率となる。これは、スイッチがゼロに近いデッドタイムで作動されるか、又はトランスがソフトスイッチング用に設計されていない場合である。
図７は、ハードスイッチングモードで作動するときの圧電トランスの入力波形を示す。スイッチを介してのトランスの入力キャパシタンスの充電と放電は、スイッチに電流を誘導すると共にスイッチに電圧降下を発生させ、ジュール熱を生じる。この電力損失は、供給電圧，スイッチング周波数，圧電トランスの入力容量の関数として、式（4.4）に示すように表される。スイッチの出力容量の影響は、一般的に無視できる。
ハードスイッチングモードにおいて、スイッチにおける電力損失は、スイッチング損失によって支配され、ほとんど一定であると考えることができる。圧電トランスへ供給される電力は励磁周波数と電気的負荷の微少変化に依存する。
図８は、整合電気的負荷を有する圧電トランス（この場合Noliac 2005-09-05-A）に接続されたハードスイッチングモードで作動される電力回路の効率を示している。効率は物理的な共振周波数で最高になっており、最も多くの電力が負荷に搬送されるが、高いハードスイッチ損失のためその数値はなお３２％以下である。共振周波数のきわめて近傍においては、電力回路の効率は１０％より小さく低下する。
スイッチ又はスイッチ要素の１つ以上のノードが圧電トランスに直接接続されているどのような電力回路トポロジイであっても、効率が関係する場合には、ハードスイッチングモードで作動させるべきではない。電力回路に１つ以上の直列又は並列インダクタを追加することは、ハードスイッチング損失による問題を解決することができるので、当該技術分野で一般的に使用される。しかしながらこの取り組みは付随的な効果を有する。電力回路にインダクタを追加することは、電力スイッチにおける伝導損失の増加のような新しい問題を導出し、受動要素の数の増加による新しい電力損失源を導出する。
低電圧ステップアップコンバータに一般的に用いられる図５のＥ級コンバータは、１つの電力スイッチが直接圧電トランスに接続された電力回路の一例である。このトポロジイにおいて、電流源インダクタに蓄えられた循環エネルギーは、固定状態モードでゼロボルトスイッチングを達成してスイッチング損失をほとんどゼロに減らすために使用できる。
ハードスイッチング損失はまた、図６のハーフブリッジ電力回路において、圧電トランスの入力端子に並列にインダクタを設けることによって回避できる。これによって、インダクタに蓄えられたエネルギーにより、スイッチをゼロボルトスイッチングモードで作動させることができる。一方、ハーフブリッジ電力回路はまた、米国特許第7,183,692号および米国特許公開公報第2002/0085395A1号で使用されているような図9に示される圧電トランスの入力と電力スイッチとの間に直列インダクタを備えるように構成できる。スイッチとトランス間の誘導路のために、高入力電極キャパシタンスＣd1は、電力スイッチにおいて大きな電力損失を誘発しない。
並列インダクタ形態について、ゼロボルトスイッチングは、正しい作動条件の基で達成される。一般的にこれは、トランスの入力容量に整合した完全なインピーダンスを有するインダクタを備えることを意味する。さらに小さい又は大きいインダクタ値を使用することができるが、そのインダクタ値は一般的に循環電流による伝導損失の増大を要求したり、電力回路のソフトスイッチング能力を制限したりする。
図１０は、特定のデッドタイム期間、整合電気負荷およびゼロスイッチングモードの特定周波数で作動するときの、図９における電力スイッチの出力ノートの電圧を示す。
直列インダクタの形態は、回路状態のスペースモデルの順番を２つだけ増大し、電力コンバータの追加共振周波数としてふるまう。これによってトランスの入力端子の両端にピーク電圧が生じ、そのピーク電圧は電力回路への供給電圧を十分に越えることができる。図１０において、２つのダイオードはトランスの入力電圧をクランプする手段を与え、誘電材料を破壊するスパークを回避する。クランプ用ダイオードは、必要であるが、電力コンバータの複雑性やコストや電力損失を増加させる。
ハーフブリッジ電力回路に接続される直列又は並列インダクタによって、ゼロボルトスイッチング帯域は、一般的に圧電トランスが通常作動する周波数領域よりも大きい。図１１は、圧電トランスが整合負荷を末端に接続した図９の直列インダクタ形態の効率を示す。ハードスイッチされる電力回路と比較すると、（圧電トランスとインダクタを省く）効率は、図６の形態に対する最大約３２％から図９の形態に対する約８８％まで改良された。厚さモード（thickness mode）の圧電トランスの一般的な９８％の効率に対して、電力回路の損失は約６倍高く、それは顕著な差であると考えることができる。このギャブ（gab）は、電力スイッチにおける伝導損失を誘発するインダクタからの増大した循環エネルギーに帰因する。直列インダクタの循環エネルギーやサイズに対して、最適化をはかることができるが、いくつかの折り合いが必要となる。さらに、追加されたインダクタは余分の電力損失源を導入し、任意に選ぶことができない。表皮効果、近接効果およびコア損失に関して特別な注意をはらわなければならない。図１１の例において、直列インダクタを含む電力回路の効率は、曲線で示されるように８８％より小さい。一般的に、直列又は並列インダクタを用いる励磁回路は、大きくて、非効率的で、圧電トランスよりも著しく大きい電力を浪費する。全般的にソフトスイッチング特性を改良するために１つ以上のインダクタを用いる電力コンバータの電力密度は低いので、インダクタの追加のコストも考慮すべき要素である。インダクタから発するＥＭＩもまた、本来備わっている非磁性動作を保証する圧電トランスによって回避できる問題になる。
図６のハーフブリッジ電力回路も、インダクタの助けを受けることなくゼロボルトスイッチングモードで作動することができるが、これは非常に特別な作動条件のもとでのみ達成できる。特別な作動条件とは、つまり、
１．装置の誘電入力キャパシタンスを充電および放電する手段として、電力回路によって励磁される圧電トランスにおいて前後に振動させる反作用的機械エネルギーを利用することが要求される。これは、負荷が不整合、つまり減衰しない場合又はトランスが多くの無効（reactive）エネルギーにより設計に対して犠牲になる場合にのみ可能である。
２．図１２は、相対周波数軸に対する２つの異なる圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力を示す。ゼロボルトスイッチングが達成された場合（Ｖｐ＞１００％）、その能力は小さな周波数帯域に制限されるであろう。これは、負荷と励磁周波数が一定で出力電力が未調整である蛍光灯等用インバータのみに、図６のハーフブリッジ回路のような無誘導子電力回路が見られた理由を説明する圧電電力コンバータにおける出力電圧の制御能力を複雑にする。
圧電トランスを最大効率で作動させるために、次のような設計上の問題点が発明者によって論じられた。圧電トランスに対する一定の負荷のエミュレーションは、与えられた圧電電力コンバータの出力電圧の調整を行い、トランス（つまり、非誘導子）からの無効エネルギーを利用して電力回路のゼロボルトスイッチングを行い、電力回路をトランスのゼロボルトスイッチング能力が最大になる点で本質的に一定の励磁周波数で作動させ、負荷に対して完全なゼロボルトスイッチング能力のために電極を規定して圧電トランスの寸法に合わせる。これらの特性のすべては、負荷の全範囲内で同時に満たされることが好ましく、与えられる圧電電力コンバータは指定される。
このようにして、トランスは負荷の全範囲で最大効率で作動でき、与えられた圧電電力コンバータは指定され、電力回路もトランスの完全ゼロボルトスイッチング能力により、最小のスイッチング損失で作動する。圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力が常に最適設計に対して非常に限定されるので、回路電流による電力回路の伝導損失も最小に維持される。
閉ループ制御
閉ループ（closed-loop）制御回路の目的は、異なる出力電力レベルや入力電圧のような異なる作動条件のもとで一定の出力電圧を保証することである。さらに、圧電トランスのゲインは、図２に示すように負荷と励磁周波数に著しく依存するので、十分考慮しなければならない。負荷が変化したときに、圧電トランスのゲインを制御するいくつかの閉ループ制御技術がある。周波数変調（ＦＭ），パルス幅変調（ＰＷＭ），およびバーストモード変調（ＢＭＭ）として一般に知られた全般的に３つの基本的に異なるタイプの変調がある。他の変調技術は、通常これら３つのタイプから引出され、例えばＦＭ＋ＰＷＭの組合せが報告されている。電力回路は変調なしで作動させることができる。例えば、ランプバラストの用途において、非調整電力回路は、圧電トランスの負荷依存ゲインがランプを点火するために利用できるという利点を有する。
共振コンバータを駆動するために最も一般的に適用される変調は、周波数変調である。周波数変調を支える原理は、圧電トランスを共振させずに作動し、負荷によって周波数を制御することである。図２に示されるような圧電トランスの伝達関数に基づいて、トランスのゲインは周波数と負荷抵抗に依存する。特定の負荷抵抗を用いて所望のゲインを得るために、このゲインを得ることができる２つの周波数の最大値が存在する。１つの周波数は減衰共振周波数（ゲイン最大）より大きく、もう１つの周波数は減衰共振周波数より小さい。
図１３の頂上のプロットにおいて、２つの周波数の解が、−20dBの一定ゲインを用いたNoliac A/Sによる圧電トランス2005-09-05-A用の負荷抵抗の関数としてプロットされる。もし負荷が変化すると、効率も変化し、負荷がトランスに整合したときのみ効率が高くなる。これは図１３の下の曲線に示されている。制御可能範囲が（図１２に示されるように）、非常に限定されたゼロボルトスイッチング帯基のため存在しないので、周波数変調を図６に示されるハーフブリッジのように無誘導子（inductor-less）電力回路によって効率よく実施できない。周波数変調を用いる電力回路の磁性支持体が、過大なスイッチング損失を回避するために必要とされる。
圧電トランス用のＰＷＭ変調の特性は、電力回路と制御原理は同じであるが、磁気コンバータから知られているものと若干異なっている。ＰＷＭで作動する圧電トランスを解析する方法は、それをバンドパスフィルタとして考えることである。ＰＷＭ波形が圧電トランスの入力に印加されるとき、トランスはその信号の基本フーリエ成分によってのみ励磁されるであろう。基本フーリエ成分の振幅がＰＷＭ波形のデューティサイクルに依存する場合には、圧電トランスの負荷依存ゲインを補償することができる。周波数変調については、効率は、負荷が整合する動作点のみで高くなる。さらに、インダクタの助けを借りる電力回路のゼロボルトスイッチングは、所望の制御能力範囲を制限する、デューティサイクルの限定範囲においてのみ達成できる。ＰＷＭ変調は図６に示されるハーフブリッジのように無誘導子電力回路によって効果的に実施できない。それは制御能力の範囲が、（図１２に示されるような）非常に限定されたゼロボルトスイッチング帯域のために、存在しないからである。
従来のシステムの例は、国際公開公報第WO01/29957号および米国特許公開公報2002/0085395号に見ることができる。
圧電トランスを用いた共振コンバータを作動する方法を提供することが、この発明の実施態様の目的であると理解することができる。
負荷は実際変動しているけれども整合負荷抵抗が圧電トランスに対してエミュレートされる方法を提供することが、この発明の実施態様の他の目的であると理解することができる。
電力回路が圧電トランスからの無効エネルギーを利用するソフトスイッチングモードで作動し、出力電圧がゼロボルトスイッチングの完全な状態を維持しながら一定レベルで制御される方法を提供することが、この発明の実施態様のさらに他の目的であると理解することができる。
圧電トランスを整合負荷によるソフトスイッチングに対して設計する方法を説明することが、この発明の実施態様のさらに他の目的であると理解することができる。負荷インピーダンスに関して、ソフトスイッチングが完全に保証される。
圧電コンバータの部品点数を最小に維持し、かつ、これらの部品を最大の効率で作動させることがこの発明の実施態様のさらに他の目的であると理解することができる。発生する熱量を制限することにより、これは、非常に高い電力密度の、高効率の、低コストの圧電電力コンバータを可能にする。
無誘導子（inductor-less）電力回路に結合したパルス幅変調および周波数変調に関連する制限された制御能力は、圧電トランスを一定の励磁周波数で励磁し、デューティサイクルが負荷への供給電力を制御する低い周波数のオンとオフ状態の交番で電力回路を作動させることにより解決される。この変調タイプはバーストモード変調と呼ばれる。バーストモード変調の主な利点は、或る作動条件のもとで、負荷整合をエミュレートできることである。負荷は実際変動するけれども、圧電トランスはこのようにして最大の効率で作動することができる。励磁周波数が実質的に一定に維持されるので、無誘導子電力回路によるソフトスイッチングモードの制御可能な電力スイッチを作動させることも、可能になる。ソフトスイッチングは、不整合負荷により、つまり減衰なしで低効率で行うことができる。
上記目的は、第１観点において、入出力ポートを備える圧電トランス、バースト周波数と実質的に一定の励磁周波数とを有する入力電圧信号を電源電圧Ｖccから生成して圧電トランスの入力ポートへ供給するように配置された駆動回路、圧電変圧器の出力ポートに作動的に結合される入力ポートと負荷に出力電圧Ｖoutを供給するように適合される出力ポートとを備える整流器モジュールを備え、励磁周波数が圧電トランスの基本共振周波数より高く、励磁周波数は、閉ループバーストモード動作下の等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスに一致して圧電トランスにおける電力損失を最小にするように、複数の励磁周波数の中から選択され、選択された励磁周波数は、圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力を考慮した最適の励磁周波数範囲内にある電子パワーコンバータを提供することにより、満たされる。
与えられた励磁周波数で負荷を圧電トランスに整合させ、同じ周波数でトランスのゼロボルトスイッチング能力が最高になることを保障するために、トランスと選択された動作点とが互いに整合することが必要になる。とくに、トランスのゲイン、つまり、入力電圧と出力電圧の比は、適当に選択されて、整合負荷周波数および最適ゼロボルトスイッチング周波数に一致又はほぼ一致するべきである。
励磁周波数は、図２１に示された閉ループ等価負荷の解法スペース（solution space）と、図１８と図１９に示される閉ループ効率曲線により選択される。励磁周波数の選択は、以下にさらに詳述する。
整流器モジュールの出力電圧Ｖoutは直流出力電圧であってもよい。
なお、励磁周波数は、狭い周波数範囲内で変更することができる。この狭い周波数範囲は、励磁周波数の絶対値の数パーセントであってもよい。励磁周波数のこの若干の変更によって、たとえば温度変化のような外乱からコンバータが補償される。従って、もしスタート時のＲeqに対する最適励磁周波数が３２０kHzであるとき、温度変化によって、同じエミュレートされた等価抵抗Ｒeqに対して、又は電力回路のソフトスイッチング能力を維持するために３３０kHzまでシフトされる。
駆動回路は、圧電トランスの入力ポートに直接入力電圧信号を与えてもよい。従って、駆動回路は、駆動回路と圧電トランス間に挿入される、インダクタのような別個の要素を介することなしに、圧電トランスの入力ポートに直接接続されてもよい。
駆動回路は、他の形態として、ハーフブリッジ又はフルブリッジおよび適当な数の制御可能スイッチからなる電力回路を備えることができる。従って、ハーフブリッジ回路が第１および第２制御可能スイッチを備えてもよいし、フルブリッジ電力回路が、第１，第２，第３および第４制御可能スイッチを備えてもよい。制御可能なスイッチの各々は電界効果トランジスタであってもよい。しかし、他のタイプのスイッチを適用することもできる。制御モジュールが、制御可能スイッチへのスイッチングパルスを生成するために適用されてもよい。
整流器モジュールは、インダクタ付き又はインダクタ無しの受動整流器構成、あるいは、インダクタ付き又はインダクタ無しの能動整流器構成であってもよい。従って、整流器モジュールは、たとえば、ホイートストンブリッジで接続された４つのダイオードの形のフルブリッジ整流器から構成できる。また、整流器モジュールは、高効率を得るために能動的整流作用を有する倍電圧器を備えてもよい。能動的整流作用は、電界効果トランジスタを用いることによって与えられる。なお、他の整流器の装置を適用することも可能である。
バースト周波数は、励磁周波数より小さいことが好ましい。実際、バースト周波数は、所定の周波数範囲内で利用できる。たとえば、そのような所定範囲は、３００〜４５０Hzの範囲内の、又は約４００Hzのような、０〜７００Hzの範囲内の周波数を含むことができる。特別な状況においては、バースト周波数は、全負荷又は無負荷において０Hzであってもよい。
励磁周波数は、等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスに整合して圧電トランスにおける電力損失を最小にするように、２００〜５００kHzの範囲内、例えば、３００〜４００kHz、又は例えば５０〜７５kHzの範囲内で選択されてもよい。
なお、バースト周波数と励磁周波数は前述の周波数範囲に限定されない。従って、バースト周波数は数百kHzに達してもよいし、励磁周波数はMHzの範囲にあってもよい。損失を合理的な低レベルに維持するために、バースト周波数はできるだけ低く保たれるべきである。一方、システムにおけるキャパシタの物理的寸法を減らすためには、バースト周波数は高レベルに維持されるべきである。可聴ノイズも問題であり、その理由のために、バースト周波数は可聴周波数帯域又は可聴周波数帯域以上の低い範囲に維持されることが好ましい。
圧電トランスは、いかなる負荷インピーダンスに対しても完全ゼロボルトスイッチングが適用されることが好ましい。これは、圧電トランスの等価出力キャパシタンスＣd2が、変換比ｎの２乗、つまりｎ2倍の等価入力キャパシタンスＣd1の少なくとも１３％、例えば少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、少なくとも３５％大きいことを保証することによって満たされる。
さらに、圧電トランスは、その厚さモード（thickness mode）においてそのエネルギーの主な部分を伝達すると同時に、２次電極の体積を、１次電極の体積よりも少なくとも１３％、例えば、少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、又は少なくとも３５％大きくすることによって、どのような負荷インピーダンスに対しても完全ゼロボルトスイッチングに対する条件を満たすように適合することができる。
また、圧電トランスは、その半径モード（radial mode）においてそのエネルギーの主な部分を伝達すると同時に、１次電極の体積を、２次電極の体積よりも少なくとも１３％、例えば、少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、又は少なくとも３５％大きくすることによって、どのような負荷インピーダンスに対しても完全ゼロボルトスイッチングの条件を満たすように適合することができる。
第１および第２電極の特定の体積は、第１および第２電極の全体積にそれぞれ当てはまる。従って、「第１電極の体積」という言葉は、第１電極を形成するそれらの電極（例えば、並列結合された複数の第１電極）の全体積に匹敵する。同様に「第２電極の体積」という言葉は、第２電極を形成するそれらの電極（例えば、並列結合された複数の第２電極）の全体積に匹敵する。
圧電トランスは、リング形状の圧電トランスであってもよい。しかしながら、他の形状のものも適用可能である。圧電トランスの出力電圧Ｖoutは５〜４０Ｖの範囲内であり、等価負荷抵抗Ｒeqは、３〜４０Ωの範囲内であってもよい。しかしながら、出力電圧や等価負荷抵抗は、それ以外の値が選択されてもよい。
第２の観点において、この発明は、電力コンバータを形成する方法に関し、その方法は、入出力ポートを備える圧電トランスを設け、バースト周波数と実質的に一定の励磁周波数とを有する入力電圧信号を電源電圧Ｖccから生成して圧電トランスの入力ポートへ供給するように配置された駆動回路を設け、圧電変圧器の出力ポートに作動的に結合されるようになっている入力ポートと負荷に出力電圧Ｖoutを供給するように適合される出力ポートとを備える整流器モジュールを設け、励磁周波数を、閉ループバーストモード動作下の等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスに一致して圧電トランスにおける電力損失を最小にするように、複数の励磁周波数の中から選択し、選択された励磁周波数は、圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力を考慮した最適の励磁周波数範囲内にある電子パワーコンバータを作成する方法である。
前述のように、与えられた励磁周波数で圧電トランスに負荷を整合させ、同じ周波数でトランスのゼロボルトスイッチング能力が最高になることを保証するために、トランスと選択された作動点が互いに整合することが必要となる。特に、トランスのゲイン、つまり、入力電圧と出力電圧の比は、適当に選択されて整合負荷周波数と最適ゼロボルトスイッチング周波数に一致又はほぼ一致するべきである。
励磁周波数は、図２１に示される閉ループ等価負荷解放スペースと、図１８および図１９に示される閉ループ効率曲線により選択される。
さらに、励磁周波数は、圧電トランスジューサの基本共振周波数よりも高い。
駆動回路は、入力電圧信号を、直接圧電トランスの入力ポートに与えることができる。従って、駆動回路は、駆動回路と圧電トランスとの間に挿入されるインダクタのような分離した要素なしに、圧電トランスの入力ポートに直接接続されてもよい。
他の形態における駆動回路は、第１および第２制御可能スイッチからなるハーフブリッジ電力回路を備えてもよい。また、駆動回路は、第１，第２，第３および第４制御可能スイッチからなるフルブリッジ電力回路を備えてもよい。制御可能スイッチの各々は、電界効果トランジスタ又は類似の制御可能スイッチであってもよい。制御回路は、制御可能スイッチにスイッチングパルスを生成するために適用されてもよい。
前述のように、整流器モジュールは、インダクタ有り又は無しの受動整流器形態から構成されてもよいし、インダクタ有り又は無しの能動整流器形態から構成されてもよい。従って、整流器モジュールは、例えば、ホイートストンブリッジで接続された４つのダイオードの型式のフルブリッジ整流器から構成されてもよい。また、整流器モジュールは、高効率を得るために能動整流による倍電圧回路から構成されてもよい。能動整流は電界効果トランジスタを用いて実施することができる。なお、他の整流器装置も適用可能である。
前述のように、バースト周波数は、励磁周波数より低いことが好ましい。実際、バースト周波数は、所定周波数範囲内で利用可能である。例えば、そのような所定範囲は０〜７００Hzの範囲内の、例えば、３００〜４５０Hzの範囲内の、例えば約４００Hzのような周波数を含むことができる。特別な状況では、バースト周波数は、全負荷又は無負荷時に０であってもよい。
励磁周波数は、２００〜５００kHzの範囲内、例えば３００〜４００kHzの範囲内、５０〜７５kHzの範囲内で選択することができるので、等価負荷抵抗Reqが圧電トランスの出力インピーダンスと整合し、圧電トランスの電力損失を最小にする。
なお、バースト周波数と励磁周波数は、上記周波数範囲に限定されない。従って、バースト周波数は数百kHzに到達し、励磁周波数はMHz範囲になることができる。合理的な低レベルに損失を維持するために、バースト周波数はできるだけ低く保持されるべきである。一方、バースト周波数は、システムにおけるキャパシタの物理的寸法を減じるためには、高レベルに維持されなければならない。
前述のように、圧電トランスは、どのような負荷インピーダンスに対しても、完全ゼロボルトスイッチングに適合されることが好ましい。これは、圧電トランスの等価出力キャパシタンスＣd2が、変換比ｎの二乗、つまりｎ2倍の等価入力キャパシタンスＣd1より少なくとも１３％、例えば少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、又は少なくとも３５％大きいことを保証することによって満たすことができる。
さらに、圧電トランスは、その厚さモード（thickness mode）においてそのエネルギーの主な部分を伝達し、同時に、第２電極の体積を、第１電極の体積よりも少なくとも１３％、例えば、少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、又は少なくとも３５％大きくすることによって、どのような負荷インピーダンスに対しても完全ゼロボルトスイッチング条件を満たすように適合することができる。
また、圧電トランスは、その半径モード（radial mode）において、そのエネルギーの主な部分を伝達すると同時に、第１電極の体積を、第２電極の体積よりも少なくとも１３％、例えば少なくとも１５％、少なくとも２０％、少なくとも３０％、又は少なくとも３５％大きくすることによっていかなる負荷インピーダンスに対しても完全ゼロボルトスイッチングに対する条件を満たすように適合されてもよい。
さらに、第１および第２電極の特定の体積は、第１および第２電極の各々の全体積に該当する。従って、「第１電極の体積」という言葉は第１電極を形成するそれらの電極（例えば、並列結合した複数の第１電極）の全体積を表す。同様に「第２電極の体積」という言葉は、第２電極を形成するそれらの電極（例えば、並列結合した複数の第２電極）の全体積を表す。
圧電トランスは、リング形状圧電トランスであってもよい。しかし、他の形状も適用可能である。圧電トランスの出力電圧Ｖoutは、５〜４０Ｖの範囲内にあってもよく、等価負荷抵抗Ｒeqは、３〜４０Ωの範囲内にあってもよい。しかし、出力電圧および等価負荷抵抗は、それ以外の値を選ぶことができる。
この発明と、従来技術のシステムに対する利点は、添付の図面を参照してさらに詳しく説明される。
圧電トランスの等価電気回路を示す。 周波数および負荷抵抗に対する圧電トランスのゲインを示す。 整合負荷に接続された圧電トランスに関する周波数対開ループ効率およびゲインを示す。 ３つの異なる圧電トランスについての効率対負荷抵抗を示す。 圧電トランスに接続されたＥ級電力回路を示す。 圧電トランスに接続されたハーフブリッジ電力回路を示す。 ハードスイッチングモードで作動されるハーフブリッジ電力回路のスイッチング波形を示す。 ハードスイッチングモードで作動されたときの周波数に対するハーフブリッジ電力回路の効率を示す。 直列インダクタを介して圧電トランスに接続されたハーフブリッジ電力回路を示す。 ソフトスイッチングモードで作動されるハーフブリッジ電力回路のスイッチング波形を示す。 直列インダクタを有するハーフブリッジ電力回路の周波数に対する効率を示す。 整合負荷を想定して周波数に対する、２つの異なるトランスのゼロボルトスイッチング能力を示す。 一定の出力電圧を与える手段として周波数変調を用いた圧電電力コンバータについて、電気負荷に対する必要な周波数の変化を示す。 バーストモード変調で作動される圧電トランスの入力電圧を示す。左と右の曲線において、出力電力は、それぞれ２．４Ｗと１１Ｗである。 バーストモード変調を用いる整合負荷エミュレーションの特性を説明するために用いられる、フルブリッジ整流器付の圧電トランスに接続された無誘導子ハーフブリッジをＣd2への出力における電圧Ｖd2、電流Ｉd2の記号と共に示す。 ゼロボルトスイッチングモードで作動される無誘導子電力回路について、周波数対効率を示す。 無誘導子ソフトスイッチング（ＺＶＳ）、直接インダクタ使用のソフトスイッチング（直列インダクタ）および完全ハードスイッチング（ハード）間における、周波数に対するハーフブリッジ電力回路の効率を示す。 バーストモード変調と、７Ｖの出力電圧および３２５Ｖの入力電圧を有するコンバータとを用いた圧電トランスの閉ループ効率を示す。 バーストモード変調と、２１Ｖの出力電圧および３２５Ｖの入力電圧を有するコンバータとを用いた圧電トランスの閉ループ効率を示す。 フルブリッジ整流器が接続された図１５に示す圧電トランスのＣd2の出力における電圧Ｖd2と電流Ｉd2とを示す。 ２Ｖf＝１．２Ｖとしたときの圧電トランスの等価負荷抵抗の解のスペースを示す。整合抵抗は１５Ωである。 図９に示す直列インダクタ付きハーフブリッジ電力回路を用い、周波数変調とバーストモード変調をそれぞれ用いる完全電力コンバータの効率特性曲線を示す。 ４つの共通タイプの圧電トランスを示す。
この発明は、種々の変形や異なる形式を受け入れることが可能であり、特定の実施態様が、図面に示される例によって示されたので、以下に詳述される。しかし、この発明は、開示された特定の形に限定されるものでないことを理解すべきである。むしろ、この発明は、添付の特許請求の範囲によって定義される発明の精神と範囲内に入るすべての変形，均等物および代案をカバーするものである。
最も広い観点から、この発明は、バーストモード（burst mode）変調を適用して圧電電力コンバータの出力電圧を制御する方法に関し、整合負荷抵抗が、その負荷は実際に変化するけれども、圧電トランスに対してエミュレートされる方法を提供する。圧電電力コンバータの電力回路は、圧電トランスからの無効エネルギーを利用してソフトスイッチングモードで駆動され、出力電圧は、ゼロボルトスイッチングの完全な状態を維持しながら、一定レベルに制御される。
この発明による方法は、実質的に一定の励磁周波数で圧電トランスを励磁し、電力回路を作動させてオンとオフの状態を低い周波数で交番させ、デューティサイクルによって負荷に供給される電力を制御する工程を含む。前述のように、この変調タイプは、バーストモード変調と呼ばれ、圧電トランスへの入力電圧の一例は図１４に示される。図１４の左の曲線において、バースト周波数はほぼ１００Hzであり、右の曲線のバースト周波数はほぼ３００Hzである。両曲線において、励磁周波数は、ほぼ３００kHzである。
バーストモード変調の主な利点は、或る作動条件の下で負荷整合がエミュレートできることである。これによって、負荷の変化にかかわらず、最大効率が得られることになる。励磁周波数が一定に維持されるので、このタイプの動作のために設計された特別の圧電トランスに蓄えられた無効エネルギーを利用することにより、無誘導子電力回路によってソフトスイッチングモードで制御可能電力スイッチを作動させることも可能になる。
この発明は、図１５に示す無誘導子ハーフブリッジ電力回路に基づく。図示するように、ハーフブリッジ電力回路は、２つの電力スイッチＸ１とＸ２をハーフブリッジの形態で備える。この２つのスイッチは、図１０のような波形でソフトスイッチングモードで作動するように、圧電トランスを励磁する。圧電トランスの出力は可変負荷ＲLへの直流電力に変換する整流器モジュールに接続されている。
圧電トランスに蓄えられた無効エネルギーがゼロボルトスイッチングを行う手段として利用されるとき、電力回路の効率は非常に高くなることができる。磁気要素の助けをうけないソフトスイッチングが、或る作動条件のもとで、この目的のために適用されたトランスによって行われるので、システムにおける循環エネルギーがソフトスイッチングの状態を確立するために必要なものにのみ相当し、従って、導電損失が、ほとんどゼロのスイッチング損失に最低限度で結びつく。
図１６は、無誘導子ゼロボルトスイッチングモードで作動するときの、励磁周波数に対するハーフブリッジ電力回路の効率を示す。共振周波数の近傍ではソフトスイッチングは行われず、その効率は、電力回路が完全にハードスイッチングで作動した図８の効率の場合と同様に５％と２５％との間にある。しかしながら、ソフトスイッチングによると、図１６の電力回路効率は、フェイストランス（Face transformer）用の図１２に示すゼロボルトスイッチングウィンドウに対応する共振周波数より上の非常に限定された周波数帯において約９９％まで上昇している。
図１７において、周波数に対するハーフブリッジ電力回路の効率が、無誘導子ソフトスイッチング（ＺＶＳで表示）、直列インダクタを用いたソフトスイッチング（直列インダクタで表示）、および完全なハードスイッチング（ハードで表示）による形態と比較されている。無誘導子ソフトスイッチングの形態を用いると、最高の効率は９９％になり、最高の効率が８８％と３２％である他の２つの形態よりも数倍大きい。この形態の構成要素の数が少ないことも、考慮すべきプラスの要素である。電気的負荷に対する完全な無誘導子動作と結びつく高効率は、非常に限定された励磁周波数において、圧電トランスがこの目的のために適用されたときに得られる。
バーストモード変調はそれ自体、電力回路の無誘導子動作の２つの条件の１つ、つまり、一定励磁周波数による動作を満足させる。これによって、電力回路が１００％に迫る効率を有することが保証される。さらに、圧電トランスの効率はまた、考慮すべき１つのパラメータである。図４と式1.2に示すように、トランスの開ループ効率は、電気的負荷がトランスの出力誘導容量の絶対インピーダンスに一致するときに最大になる。一般的に、可変出力電力は可変負荷と結合し、トランスはゼロから全出力電力までの全範囲にわたって効率的に作動することはできない。これは、ＰＷＭおよび周波数変調を採用した電力回路の場合である。しかしながら、バーストモード変調によれば圧電は、コンバータの出力電圧に作用するのみならず、出力整流器（図１５）の方を見た圧電トランスの出力から負荷を制御する閉制御ループ内にラップ（wrap）される。このようにバーストモード変調を使用し、適当な周波数で励磁し、圧電トランスが完全ゼロボルトスイッチングのためとバーストモード変調のために適用されるとき、出力整流器はトランスの効率を最大にする圧電トランスに対して一定の負荷をエミュレート（emulate）する。
図１５のハーフブリッジ電力回路にバーストモードコントローラを採用し、一定の励磁周波数を保証してＣoutの両端に一定の出力電圧を維持すると、整合負荷のエミュレーションと、出力電力および出力電圧の制御能力とが、次のように説明される。電力回路がＯＮになり、圧電トランスが励磁されるとき、電力Ｐmaxは伝達されて出力整流器の後に設けられた電気的負荷とキャパシタＣoutに分配される。電力回路がＯＦＦになると、エネルギーは出力キャパシタＣoutから負荷に供給される。ＯＮとＯＦＦの状態が交番的に変化することによって、平均出力電力は次のようになる。
もし、大きい電力が負荷に要求されて供給されると、出力電圧は上昇し始める。同様に小さい電力が供給されると、出力電圧は下降し始める。このようにして、出力電圧は、電力の流れを調整することによって制御され、一定に保たれる。出力キャパシタＣoutの両端の小さい脈動電圧を無視すると、負荷の両端の出力電圧Ｖoutは一定で、負荷の大きさに無関係であると考えることができる。これは、整合負荷がエミュレートされる方法を説明するために用いられるので、非常に重要な特性である。圧電トランスは、出力整流器、例えば図１５に示されるフルブリッジタイプの整流器に接続されると考えられる。この整流器は、トランスのピーク出力電圧Ｖd2を出力キャパシタの両端電圧Ｖoutに効果的にクランプするので、それが圧電トランスからインピーダンスを決定するクランプ電圧となる。出力に接続された出力負荷ＲLと出力キャパシタの両端電圧との間に相互関係がないので、出力電圧がバーストモード変調によって効果的に一定に保持されると、出力負荷ＲLと、圧電トランスから見た負荷との間に相互関係は存在しない。このようにして、どのような任意のインピーダンスでも圧電トランスに対してエミュレートされる。「Noliac 2005-09-05-A」型のトランスに対してエミュレートされたインピーダンスの解のスペースの例は、図２１に示されている。
トランスから見た正確な出力インピーダンスは、もはやコンバータに付設された負荷の関数ではなく、特定のトランスのパラメータ、励磁回路（図１５のＸ１，Ｘ２など）への供給電圧Ｖcc、トランスの出力がクランプされる電圧、および励磁周波数に対する感受性の複素関数である。圧電トランスは、正しい励磁周波数において正しいゲインを提供してトランスに対して整合負荷をエミュレートするすべての条件を満たし、同時にゼロボルトスイッチングの条件を満たすように適用されることが必要である。すべての条件が合うとき、電力回路と圧電トランスは、最大の効率で作動する。
図１８と１９は、バーストモード変調制御ループ内にラップされた圧電コンバータの閉ループゲインと変圧器効率を示す。２つの図の出力電力は、それぞれ７Ｖと１４Ｖである。圧電トランスの開ループゲインと効率の両方がトランスの共振周波数において最大になっている図３に対して、ゲインはバーストモード変調によって一定であり、効率は共振周波数において谷点を有し、そこでは作動されるべきではない。バーストモード変調を用いるゲインによると整合負荷（つまり、最大効率）は共振周波数よりも上の一点および下の一点で得られる。その特性のように、効率とゲインの曲線は、バーストモード変調を用いて開ループおよび閉ループで作動されるトランスに対して非常に異なる。トランスが開ループにおいて共振周波数で９８％の最大の効率を有する場合、最大効率のこの点は、バーストモード変調を用いる共振周波数の上と下の両方の点に描かれ、これらの最大値の正確な位置はゲイン（つまり、供給電圧Ｖccと出力電圧の比）に依存する。これによって、図１８と図１９との差が説明される。共振周波数より上の点はゼロボルトスイッチングと結合して使用できる。圧電トランスは、共振周波数の上の最大効率点が、ゼロボルトスイッチングが（図１２に示すように）得られる、つまり、（図１６に示すように）電源回路の効率が最大になる、周波数帯内に位置するように設計される。
バーストモード変調を用いる整合負荷のエミュレーションは、数学的に次のように説明することができる。出力電圧がバーストモード制御によって一定に保持されるとすると、等価な整流器負荷抵抗は整流器の形態のどのようなタイプに対しても見出すことができる。Ｆo｛Ｘ(t)｝が、時間変化信号Ｘ(t)のフーリエ変換の基本成分を表すとすると、図１５のトランスから見た等価抵抗は、
で与えられる。
信号Vd2(t)とir(t)は、それぞれ図１５の圧電トランスの出力電圧と出力電流であり、Fo｛Vd2(t)｝とFo｛ir(t)｝はこれらの電気量の基本フーリエ成分である。電流と電圧の正確な表現は、使用される特定の整流器に依存する。次の展開は、図１５に示す受動フルブリッジ整流器に基づく。増幅度とVd2(t)の形がバーストモード制御によって一定に保持されるならば、等価負荷の相対サイズは、周波数と電力回路への供給電圧Ｖccとの関数であるir(t)によって決定される。一例として、大きい供給電圧Ｖccは結果的に小さい等価負荷となるであろう。
図１５のバーストモード電力回路の等価出力抵抗の数学的表現を見出す方法は、２つの工程を備える。最初に、出力整流器が導通する時間インターバルII/ω-trを見出すことが必要である。次に、その特定の時間インターバルにおける電流を平均することが必要であるが、それは等価負荷抵抗Ｒeqに関連するＩoutを見出すためである。その時間インターバルII/ω-tは、圧電トランスの出力電圧および電流の波形（Vd2(t)とId2(t)）と共に、図２０に示される。
二次側に関連するＬＣＲ回路の電流id2(t)は
で与えられる。ここで、
である。
この表現は、基本形状として正弦曲線の形状を有し、Ｚinの絶対値は、位相シフトが重要でないので、インピーダンス用に用いられている。その値
は、Ｖout＋２Ｖfの振幅を有する台形整流器波形を、圧電トランスにより見られる基本的正弦波形フーリエ成分に関連づける。
電流Id2(t)が符号を変えるときはいつでも、その出力は図２０に示されるように２（Vout＋2Vf）ボルトの向きを変えなければならない。これはＣd2を変えることによって行われ、これは次の積分によって表される。
充電時間に対する解はｔrで与えられる。その解からのｋが１より大きくなるとき、出力電圧は大きくなりすぎ、整流器は作動しなくなる。その場合、ｔrにおけるコサイン期間は、実数の意味を持たない複素数を表す。これは、Re(cos-1k)を充電時間の解に用いる理由である。
充電時間の式により、平均出力電流Ｉoutは、次のように示される。
最後に、等価負荷抵抗は次のように表される。
なお、特定のトランスに対して、等価負荷抵抗は、単にＶout／Ｖccの比（整流器の前方電圧を無視して）と周波数の関数である。このようにして、バーストモード制御は、実負荷が実際変化しているが、一定の整合抵抗をエミュレートするために用いることができる。図２１に描かれた曲線は、バーストモード変調を用いて制御された圧電トランス用の等価負荷抵抗の解のスペースの例である。
図２１において、１５Ωの整合負荷抵抗が表された。いくつかのＶout／Ｖcc比の負荷整合が、正しい周波数に同調することによって得られる。例えば、Ｖout／Ｖcc＝１４Ｖ／３２５Ｖの場合、そのような正しい周波数は約２８３kHz又は３５４kHzである。ゼロボルトスイッチングを行うために励磁周波数が圧電トランスの共振周波数より大きくなければならないとすると、３５４kHzはこの場合における最前の選択である。圧電トランスを用いた完全共振電力コンバータに対して、周波数変調とバーストモード変調をそれぞれ用いた完全な電力コンバータの効率特性曲線は、図２２に示すようになる。バーストモード変調を用いることによって、効率は負荷が変化しても一定に高いことが明らかである。
バーストモード変調に対する等価負荷抵抗の解のスペースの式を用いて、最適のゼロボルトスイッチングが達成できる周波数に、エミュレートされた整合抵抗用の励磁周波数が一致するように圧電トランスを設計することができる。これは単に、図１から等価回路における変換比ｎを調整する問題である。電気機械的結合ｋ31を用いる半径モード（radial mode）においてエネルギーの大部分を伝達する圧電トランスに対して、図１の表示による等価ゲインはｎ＝Ｎ２／Ｎ１で与えられる。ここでＮ１は１次層の数であり、Ｎ２は２次層の数である。さらに、圧電トランスは、電気機械結合ｋ33を用いる厚さモード（thickness mode）においてエネルギーの大部分が伝達されるタイプであることも可能である。ここで図１の表示による等価ゲインはｎ＝ｅp／ｅsで与えられ、ｅpは各１次層の厚さであり、ｅsは各２次層の厚さである。圧電トランスの他のタイプはまた、変換比ｎと励磁周波数が導出された式により選択されると、最大の効率で作動できる。
減衰を与えないがソフトスイッチングの状態を達成するために効率と折り合う不整合負荷を有する終端が必要となるが、ほとんどすべての圧電トランスは、無誘導子ゼロボルトスイッチングを達成できる。高効率であるためには、トランスは整合負荷によって終結すべきである。というのは、これがエネルギー最大量が圧電トランスから引き出されるポイントであるからである。しかし、これはまた整合負荷が、最も可能な量の減衰をトランスに強要する条件であり、整合負荷は、ゼロボルトスイッチング能力の点から最悪の場合のシナリオになるということを意味する。もし、下式におけるＺＶＳ成分Ｖpが１００％より上であれば、ゼロボルトスイッチングは、整合負荷によって達成され、その式は、圧電トランスの出力から見た電気的負荷に対して完全にゼロボルトスイッチングする能力を測定する。
ここで、ｎは図１の表示される変換比であり、Ｃd1とＣd2はそれぞれ等価入出力キャパシタンスであり、ηはトランスの効率である。実際、式におけるＣd1は、Ｃd1の平列キャパシタンスと、電力回路における制御可能なスイッチの実効寄生出力キャパシタンスとにより置換されるべきである。
効率が１００％に近づき、電力回路の寄生キャパシタンスがゼロに近づくとすると、どのような圧電トランスでもすべての負荷インピーダンスに対して完全なゼロボルトスイッチングに適用されることができるが、それは、圧電トランスの等価出力キャパシタンス「Ｃd2」が、等価入力キャパシタンス「Ｃd1」の変換比「ｎ」の２乗倍よりも少なくとも１３％、より合理的には３５％だけ大きい場合である。これは、Ｖp＝１００％および１２０％のＺＶＳ成分にそれぞれ対応する。電力回路の実効寄生出力キャパシタンスを考慮することによって、ＺＶＳ成分は減少するが、それは参照ＺＶＳ成分１２０％がバランスのよい設計に対してさらに合理的であるからである。
異なるタイプの圧電トランスの共通の特質は、その機械的寸法が高効率および高ＺＶＳ成分の両方に対して最適化されることができないということである。効率に対してのみ最適化された設計は、整合負荷を用いた場合に１０〜４５％のＺＶＳ成分を一般的に有し（これは減衰に関して最悪の場合のシナリオである）、ハードスイッチングを避けるために１つ以上の直列又は並列インダクタを有する電源回路を必要とする。そのような設計においてＺＶＳ成分を１２０％まで増大することによって、トランスにおける損失は５０％だけ一般的に増大するが、電力回路の効率と選択的に付加される直列又は並列のインダクタとが考慮されると、完全なコンバータの効率は、完全なゼロ電圧スイッチングに対して最適化されたトランスを用いて数倍増大する。
そのエネルギーの大部分が電気機械結合ｋ33を用いて厚さモードで搬送される圧電変圧器に対して、ＺＶＳの条件は、１次電極の全体積より少なくとも１３％、より合理的には３５％大きい、つまり、Ｖp＝１００％および１２０％のＺＶＳ成分である、第２電極の全体積に対応する。これは、図２３に示されるタイプのリング状トランスの場合である。図２３に示されるトランスとして円盤又は立方体形状のものは、もし比ｋ33／ｋ31が無限に近づく場合、つまり材料から強い異方性の特性を有する場合には、厚さモードにおいて効率的に作動することができる。
半径又は平面モードで作動するトランスに対しては、エネルギーの大部分は、電気機械結合係数ｋ31を用いて伝達される。この場合には、完全なゼロボルトスイッチング条件は、１次電極の全体積が２次電極の全体積よりも少なくとも１３％、より合理的には３５％だけ大きい場合に、満たされる。これは、トランスがその厚さモードで作動される場合に対して丁度反対の場合である。図２３に示される円盤および立方体タイプのトランスの両方は、材料が等方性の特性を有するならば計数ｋ31を用いて、共振周波数でエネルギーを伝達することにより、最も効率的に作動する。
一般的に、いかなるタイプの圧電トランスでも、図１に示される機械的なレイアウトと等価パラメータｎ，Ｃd1およびＣd2の関係を見出すことができ、Ｃd2がＣd1の変換比ｎの２乗倍より少なくとも１３％、より合理的には３５％大きい場合には、完全にゼロボルトスイッチングする能力に調整されることが可能である。

Claims (24)

  1. 入出力ポートを備える圧電トランス、バースト周波数と実質的に一定の励磁周波数とを有する入力電圧信号を電源電圧Ｖccから生成して圧電トランスの入力ポートへ供給するように配置された駆動回路、圧電変圧器の出力ポートに作動的に結合される入力ポートと負荷に出力電圧Ｖoutを供給するように適合される出力ポートとを備える整流器モジュールを備え、励磁周波数が圧電トランスの基本共振周波数より高く、励磁周波数は、閉ループバーストモード動作下の等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスに一致して圧電トランスにおける電力損失を最小にするように、複数の励磁周波数の中から選択され、選択された励磁周波数は、圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力を考慮した最適の励磁周波数範囲内にある電子パワーコンバータ。
  2. バースト周波数が励磁周波数より低い請求項１記載の電子パワーコンバータ。
  3. バースト周波数が所定の周波数範囲内で可変である請求項１又は２記載の電子パワーコンバータ。
  4. 圧電トランスの入力ポートに直接接続される１つ以上の制御可能な励磁スイッチをさらに備える請求項１〜３のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  5. 圧電トランスがどのような負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングするように適合され、圧電トランスの等価出力キャパシタンスＣd2が、変換比ｎの２乗倍の等価入力キャパシタンスＣd1より少なくとも１３％大きい請求項１〜４のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  6. 圧電トランスはその厚さモードにおいてエネルギーの主部分を伝達するように適合され、いかなる負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングを行う条件が、２次電極の体積を１次電極の体積より少なくとも１３％大きくすることによって満たされる請求項１〜５のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  7. 圧電トランスは半径モードにおいてエネルギーの主部分を伝達するように適合され、いかなる負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングを行う条件が、１次電極の体積を２次電極の体積より少なくとも１３％大きくすることによって満たされる請求項１〜５のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  8. 駆動回路は、第１および第２制御可能励磁スイッチを備えるハーフブリッジ電力回路を備える請求項１〜７のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  9. 駆動回路は、第１，第２，第３および第４制御可能励磁スイッチを備えるフルブリッジ電力回路を備える請求項１〜７のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  10. 制御可能励磁スイッチの各々は、電界効果トランジスタからなる請求項８又は９記載の電子パワーコンバータ。
  11. 圧電トランスがリング形圧電トランスである請求項１〜１０のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータ。
  12. 入出力ポートを備える圧電トランスを設け、バースト周波数と実質的に一定の励磁周波数とを有する入力電圧信号を電源電圧Ｖccから生成して圧電トランスの入力ポートへ供給するように配置された駆動回路を設け、圧電変圧器の出力ポートに作動的に結合されるようになっている入力ポートと負荷に出力電圧Ｖoutを供給するように適合される出力ポートとを備える整流器モジュールを設け、励磁周波数を、閉ループバーストモード動作下の等価負荷抵抗Ｒeqが圧電トランスの出力インピーダンスに一致して圧電トランスにおける電力損失を最小にするように、複数の励磁周波数の中から選択し、選択された励磁周波数は、圧電トランスのゼロボルトスイッチング能力を考慮した最適の励磁周波数範囲内にある電子パワーコンバータを作成する方法。
  13. バースト周波数が励磁周波数より低い請求項１２記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  14. バースト周波数が所定の周波数範囲内で可変である請求項１２又は１３記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  15. １つ以上の制御可能な励磁スイッチが、圧電トランスの入力ポートに直接接続される請求項１２〜１４のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  16. 圧電トランスがどのような負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングするように適合され、圧電トランスの等価出力キャパシタンスＣd2が、変換比ｎの２乗倍の等価入力キャパシタンスＣd1より少なくとも１３％大きい請求項１２〜１５のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  17. 圧電トランスはその厚さモードにおいてエネルギーの主部分を伝達するように適合され、いかなる負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングを行う条件が、２次電極の体積を１次電極の体積より少なくとも１３％大きくすることによって満たされる請求項１２〜１６のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  18. 圧電トランスは半径モードにおいてエネルギーの主部分を伝達するように適合され、いかなる負荷インピーダンスに対しても完全にゼロボルトスイッチングを行う条件が、２次電極の体積を１次電極の体積より少なくとも１３％大きくすることによって満たされる請求項１２〜１６のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  19. 励磁周波数が圧電トランスの基本共振周波数よりも高い請求項１２〜１８のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  20. 駆動回路は、入力電圧信号を圧電トランスの入力ポートに直接供給する請求項１２〜１９のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  21. 駆動回路は、第１および第２制御可能励磁スイッチを備えるハーフブリッジ電力回路を備える請求項１２〜２０のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  22. 駆動回路は、第１，第２，第３および第４制御可能励磁スイッチを備えるフルブリッジ電力回路を備える請求項１２〜２０のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  23. 制御可能励磁スイッチの各々は、電界効果トランジスタからなる請求項２１又は２２記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
  24. 圧電トランスがリング形圧電トランスである請求項１２〜２３のいずれか１つに記載の電子パワーコンバータを作成する方法。
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