JP4231812B2

JP4231812B2 - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JP4231812B2
Application number: JP2004120965A
Authority: JP
Inventors: 雅之磯貝
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2004-04-16
Filing date: 2004-04-16
Publication date: 2009-03-04
Anticipated expiration: 2024-04-16
Also published as: JP2005302668A

Description

本発明は、加熱コイルに高周波電流を流し、電磁誘導作用により鍋等の負荷を加熱する誘導加熱調理器に関し、特に耳障りな音の発生を防止することができる誘導加熱調理器を提供する。

従来のこの種の誘導加熱調理器は、図１２に示すように商用のＡＣ電源１を直流電源回路２に入力し整流して直流化し、この直流電源回路２の出力からインバータ回路４を構成しているスイッチング素子を周波数設定手段５の設定された周波数で駆動して高周波電流を発生させ、この高周波電流を加熱コイル６に流し、この加熱コイル６の近傍に配した鍋等の負荷７に渦電流を発生させ、そのジュール熱によって負荷７自体が自己発熱することで、効率よく加熱することができるものである。

そして、近年、ガスコンロや電熱ヒータによる調理器具に対して、安全性や温度制御特性が優れていることから、これらの置き換えが進んでいる。

このような誘導加熱調理器の火力を調整するには加熱コイル６に流れる高周波電流を制御する必要があり、この加熱コイル６に流れる高周波電流を制御する電力制御方式には大きく分けて二つある。

第１の方式は、インバータ回路４に供給する直流電源回路２の電圧を一定とし、インバータ回路４の動作周波数を変化させるか、または動作周波数を一定とし、デューティを変化させる方法がある。また、第２の方式としては、インバータ回路４に供給する直流電圧を変化させる方法がある。

そして、第１の方式は、インバータ回路４の回路構成が簡略化しやすいものである。

第２の方式は、直流電源回路２からの入力電圧を可変するためにチョッパ方式のスイッチング回路をインバータ回路４の前段に設ける必要があり、回路が複雑になりコストアップの要因となるが、インバータ回路４の動作周波数やデューティを固定できるため、鍋等の負荷７の材質や加熱コイル６と負荷との位置関係の変動によってインバータ回路４の共振状態が変動しても電力制御しやすいという利点がある。また、インバータ回路４に供給する直流電圧を平滑化し易いため、商用電源であるＡＣ電源１の周波数の周期で発生する加熱コイル６の磁力線の強弱による負荷７の振動が激減することにより、耳障りな音の発生を防ぐことができる。

また、第１の方式と第２の方式を組み合わせた第３の方式として、インバータ回路４に供給する直流電源回路２の整流回路部分にサイリスタを用い、ＡＣ電源１の波形に対して位相制御を行うことにより、誘導加熱調理器に入力されるＡＣ電源１からの入力電流の値を調整するとともに、入力電流の波形の整形の際に力率が改善されるように制御するものがある（例えば、特許文献１参照）。

特許第２６８５２１２号公報

上記の従来技術において、ＡＣ電源１の電圧波形に対して、加熱コイル６に流れる高周波電流ｉＬの包絡線がどのような軌跡になるかを示したものが図１３であり、図１３（ａ）は上記従来技術の第１の方式の場合であり、（ｂ）は同じく第２の方式の場合であり、（ｃ）は同じく第３の方式の場合である。

図１３（ａ）の第１の方式では、ＡＣ電源１を直流電源回路２で整流した脈流電源をインバータ回路４に供給し、発生した高周波電流ｉＬを加熱コイル６に流し負荷７を加熱する場合、負荷７の材質や形状あるいは加熱電力（火力）により、脈流電源の包絡線の周波数成分である１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚの振動が発生する場合があり、この振動で発生する音が耳障りである。これは、脈流電源の包絡線にしたがって加熱コイル６から発生する磁力線の強さが周期的に変化するため、負荷７と加熱コイル６の間で吸引力や反発力が発生するからである。

図１３（ｂ）の第２の方式では、直流電源回路２の整流した脈流電源をインバータ回路４の前段に設けたスイッチング回路によって脈流電源を定電圧化するものであり、インバータ回路４のインバータ主回路に供給する電源電圧がほぼ一定になるので、上記の１００Ｈｚないし１２０Ｈｚの振動は発生しにくくなる。しかし、インバータ回路４の前段に設けたスイッチング回路のスイッチング周波数によって発生する直流電圧出力の振動成分（リップル）とインバータ回路４の駆動周波数（周波数設定手段５の周波数）の差分成分が可聴周波数内にあると、その差分周波数によって同様の振動が発生する場合があり、これもまた耳障りである。

図１３（ｃ）の第３の方式では、上記第１と第２の方式を組み合わせたものと考えられるが、既に述べたように１００Ｈｚないし１２０Ｈｚで振動する高周波電流ｉＬが加熱コイル６を流れるので同様の耳障りな音が発生する問題点がある。

本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、鍋等の負荷を加熱する加熱コイルと、この加熱コイルに高周波電流を流すインバータ回路と、このインバータ回路を構成するスイッチング素子の動作周波数を設定する第１の周波数設定手段と、スイッチング動作を行って前記インバータ回路に電源を供給する出力電圧可変型の直流電源回路と、この直流電源回路のスイッチング動作周波数を設定する第２の周波数設定手段とを有し、前記直流電源回路のリップル成分波形と前記インバータ回路の高周波電流波形の包絡線波形において、
前記第１の周波数設定手段の動作周波数と、前記第２の周波数設定手段の動作周波数との差分周波数によるうなり成分の周波数が、可聴域外の周波数となるように、前記第１の周波数設定手段の動作周波数と、前記第２の周波数設定手段の動作周波数を設定したものである。

本発明の誘導加熱調理器は、上記のように構成したことにより、直流電源回路の出力電圧にリップル成分が残留し、インバータ回路による加熱コイルに流れる高周波電流の包絡線が周期的に変化し、差分周波数による振動が発生しても、その振動周波数は可聴域外となり、使用者には感知されないため快適な調理環境を提供することができる。

また、インバータ回路の駆動周波数を加熱コイルと鍋等の負荷を含めた状態での共振周波数に対して最適に設定した状態で、インバータ回路に入力する直流電源電圧を変化させて加熱電力を可変することができるため、効率良く負荷を加熱することができる。

さらに、直流電源回路をスイッチング動作を行う出力電圧可変型の回路構成とすることにより、力率改善回路を付加して容易に力率を１に近づけることが可能であり、無効電力に起因する電流を減らすことができるため、ＡＣ電源の配線に対する負荷を軽減することができる。

以下、本発明の一実施例を図１〜図１１を参照して説明する。図１は本発明の一実施例を示すブロック図、図２は同じくインバータ回路の構成例を示す図、図３は同じく図２の構成におけるインバータ回路の動作例を説明する図、図４は同じくインバータ回路の別の構成例を示す図、図５は同じく図４の構成におけるインバータ回路の動作例を説明する図、図６は同じく直流電源回路の構成例を示す図、図７は同じく図６の構成における直流電源回路の動作例を示す図、図８は同じく直流電源回路の別の構成例を示す図、図９は同じく図８の構成における直流電源回路の動作例を示す図、図１０は同じくインバータ回路と直流電源回路の組み合わせ動作例を説明する図、図１１は同じくインバータ回路と直流電源回路の他の組み合わせ動作例を説明する図である。

図において、１は商用のＡＣ電源。２は直流電源回路で、ＡＣ電源１の交流電圧を入力して整流し、スイッチング動作を行い直流電圧を生成する出力電圧可変型の直流電源回路である。

３は第２の周波数設定手段で、直流電源回路２に接続して直流電源回路２のスイッチング動作のスイッチング周波数を設定するとともに出力直流電圧の設定を行うものである。

４はインバータ回路で、直流電源回路２の直流電源を入力し内部のスイッチング素子のスイッチング動作により高周波電流を生成するものである。

５は第１の周波数設定手段で、インバータ回路４のスイッチング素子の動作周波数を設定するものであり、インバータ回路４で生成する高周波電流の周波数を設定している。

６は加熱コイルで、インバータ回路４はこの加熱コイル６に高周波電流を流し、加熱コイル６の近傍にある金属製の鍋等の後記する負荷７に渦電流を生じさせ自己発熱させるものである。

７は鍋等の負荷で、加熱コイル６の近傍に配したとき、加熱コイル６の高周波電流による電磁誘導作用により負荷７に渦電流が流れ、この渦電流によるジュール熱によって負荷７は自己発熱することで効率よく加熱することができるものである。

図２はインバータ回路４の構成例であり、電流共振型インバータの基本の回路構成となっていて、直流電源回路２の出力にスイッチング素子４１および４２の直列接続体と、前記スイッチング素子４１、４２に逆並列に接続したダイオード４３および４４の直列接続体を接続し、その中点に加熱コイル６および共振コンデンサ４５の一端を接続し、その他端を直流電源回路２の出力端子に接続したものである。

この構成において、スイッチング素子４１および４２を排他的にオンオフさせることによって、加熱コイル６と共振コンデンサ４５に高周波の共振電流を流すことができる。

図３は図２のインバータ回路４の回路構成における動作例を説明する図であり、上アームのスイッチング素子４１の駆動信号４１Ｇと下アームのスイッチング素子４２の駆動信号４２Ｇ、および、加熱コイル６に流れる電流ｉＬの例を示したものである。

駆動信号４１Ｇをｔ４１の期間オンすると直流電源回路２の正側から加熱コイル６と共振コンデンサ４５で構成される共振回路に電流が流れ始める。その後、駆動信号４１Ｇをオフし、適当なブランク時間ｔｂをとった後に駆動信号４２Ｇをｔ４２の期間オンすると、共振回路電流が直流電源回路２の負側のループを流れる。この動作を繰り返すことにより加熱コイル６に高周波電流ｉＬを流すことができる。

高周波電流ｉＬの周期Ｔは、スイッチング素子４１の駆動信号４１Ｇのオン期間ｔ４１および４２Ｇのオン期間ｔ４２とブランク時間ｔｂで決定される。加熱電力（火力）は前記オン期間ｔ４１、ｔ４２を変更することによって行うが、方法としては、周期Ｔを固定してｔ４１とｔ４２の比を変えるものと、ｔ４１とｔ４２を同時に変更して周期Ｔを可変する方法がある。

図４はインバータ回路４の別の回路構成例であり、電圧共振型インバータの基本の回路構成となっていて、直流電源回路２の出力に加熱コイル６と共振コンデンサ４８の並列共振回路を接続し、その他端にスイッチング素子４６と逆並列に接続したダイオード４７を接続したものである。

この構成において、スイッチング素子４６をオンさせると加熱コイル６に電流が流れ、オフすると共振回路の共振コンデンサ４８に還流するとともにスイッチング素子４６に印加される電圧が正弦半波状となるので、そのゼロ点近傍で再度スイッチング素子４６をオンさせる。

図５は図４のインバータ回路４の回路構成における動作例を説明する図であり、スイッチング素子４６の駆動信号４６Ｇと加熱コイル６に流れる電流ｉＬの例を示したものである。

駆動信号４６Ｇをｔ４６の期間オンすると直流電源回路２の正側から加熱コイル６に電流が流れる。オフすると加熱コイル６の電流は共振コンデンサ４８に還流し始め、共振コンデンサ４８の充電が完了し、放電し始め、スイッチング素子４６にかかる電圧がゼロボルトになるようなタイミングで再びオンさせる。

加熱電力（火力）は駆動信号４６Ｇのオン時間ｔ４６を変化させることで行うが、オフ時間ｔｏｆｆは共振回路の共振周波数で決定される。したがって、基本的には、インバータ電力を可変すると動作周波数は変化する。

図６は直流電源回路２の回路構成の例であり、降圧型チョッパ回路を用いた出力電圧可変型スイッチング電源回路構成となっていて、ＡＣ電源１をダイオードブリッジ２０で整流し、チョークコイル２１およびコンデンサ２２で平滑した後、スイッチング素子２３、ダイオード２４、チョークコイル２５、平滑コンデンサ２６で構成するスイッチング部に接続する。

スイッチング素子２３にパルス駆動信号を与えることによって、ＡＣ電源１の電圧よりも低い略安定化した任意の直流電圧を生成することができる。

図７は図６の直流電源回路２の回路構成における動作例を説明する図であり、スイッチング素子２３の駆動信号２３Ｇと出力電圧Ｖｏｕｔの例を示す。（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔを高く設定する場合で、（ｂ）は低く設定する場合である。

駆動信号２３Ｇは周期Ｔのうちｔｏｎ期間オンさせるデューティ制御信号であり、ｔｏｎ期間中にチョークコイル２５にエネルギを供給し、オフ期間中はダイオード２４とチョークコイル２５を経由または平滑コンデンサ２６から負荷側に電力を供給する。したがって、ｔｏｎ期間中の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇傾向にあり、逆にオフ期間中は出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、リップル成分が残る。

図８は直流電源回路２の別の回路構成の例であり、昇降圧型チョッパ回路を用いた出力電圧可変型スイッチング電源回路構成となっていて、ＡＣ電源１をダイオードブリッジ２０で整流し、チョークコイル２１およびコンデンサ２２で平滑した後、スイッチング素子２３、ダイオード２４、チョークコイル２５、平滑コンデンサ２６で構成するスイッチング部に接続する。

スイッチング素子２３にパルス駆動信号を与えることによって、任意の略安定化した直流電圧を生成することができる。

図９は図８の直流電源回路２の回路構成における動作例を説明する図であり、スイッチング素子２３の駆動信号２３Ｇと出力電圧Ｖｏｕｔの例を示す。（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔを高く設定する場合で、（ｂ）は低く設定する場合である。

駆動信号２３Ｇは周期Ｔのうちｔｏｎ期間オンさせるデューティ制御信号であり、ｔｏｎ期間中にチョークコイル２５にエネルギを供給するとともに平滑コンデンサ２６から負荷側に電力を供給し、オフ期間中はチョークコイル２５から負荷にエネルギを供給する。したがって、ｔｏｎ期間中の出力電圧は低下傾向にあり、逆にオフ期間中に上昇するのでリップル成分が残る。

以上述べたように、直流電源回路２をスイッチング回路で構成するので、力率改善回路を導入することもでき、力率を１に近づけることが可能であり、無効電力に起因する電流を減らすことができるため、ＡＣ電源１の配線に対する負荷を軽減できる利点がある。

図１０はインバータ回路４と直流電源回路２の組み合わせ場合の動作例を示しており、インバータ回路４は図２の回路構成とし、直流電源回路２は図６の回路構成とし、これらの組み合わせにおける動作を示す。

波形Ｄ１およびＤ２はインバータ回路４のスイッチング素子の上と下アームのそれぞれの駆動信号波形であり、Ｄ３は直流電源回路２の内部スイッチング素子４６の駆動信号を示し、直流電源回路２の出力電圧波形Ｖｏｕｔと加熱コイル６に流れる電流波形ｉＬを示したものである。

図１０（ａ）では、インバータ回路４の駆動周波数のｆ１と直流電源回路２の駆動周波数のｆ２の関係を、
ｆ１＝ｆ２
とした場合の動作である。

直流電源回路２の出力電圧波形Ｖｏｕｔは、加熱コイル６の電流波形ｉＬと同一の周波数で動作するので、加熱コイル６の電流のピーク値の包絡線はほぼ一定となる。したがって、加熱コイル６に流れる電流波形ｉＬのうなり成分は
｜ｆ１−ｆ２｜＝０
となるので、異音は発生しない。

また、図１０（ｂ）では、インバータ回路４の駆動周波数のｆ１と直流電源回路２の駆動周波数のｆ２の関係を、
ｆ１＝ｆ２／２
とした場合においての加熱コイル６に流れる電流波形ｉＬのうなり成分は
｜ｆ１−ｆ２｜＝ｆ２／２
となるが、インバータ回路４の駆動周波数のｆ１は、
ｆ１≧２０ｋＨｚ（電波法の規定により）と設定されるため、
ｆ２／２≧２０ｋＨｚ
となり、うなり音としては２０ｋＨｚ超の音が発生することになるが、可聴域外の周波数であるため人間には認識されない。

同様に、ｆ１＝ｆ２／ｎ（ｎ＝自然数）と設定した場合には、発生するうなり音が可聴域外の周波数になるので人間には認識されない。

同時に、第１の周波数設定手段５と第２の周波数設定手段３の連携をとりやすいという利点がある。つまり、第１の周波数設定手段５の出力を逓倍することで第２の周波数設定手段３の周波数を得るようにすればよい。

図１１は、図１０の接続例において、インバータ回路４の駆動周波数のｆ１と直流電源回路２の駆動周波数のｆ２の関係を、
｜ｆ１−ｆ２｜≦Δｆ
とした場合の動作を示している。

図１１に示すように、直流電源回路２の出力電圧波形Ｖｏｕｔは、加熱コイル６の電流波形ｉＬに対して、ΔＴ（＝１／Δｆ）ずつずれていく。したがって、加熱コイル６の電流波形ｉＬはΔｆの周波数成分を持つ包絡線となり、うなり音として発生することになるが、ここでは、Δｆを、
Δｆ≦２０Ｈｚ
のように可聴域外の周波数とすることにより、人間には認識されない。

同様に、インバータ回路４の駆動周波数のｆ１と直流電源回路２の駆動周波数のｆ２の関係を、
｜ｆ１−ｆ２｜≧Δｆ
とし、Δｆを可聴域外周波数に設定することでも可能であり、こうすれば発生するうなり音は人間には認識されない。

なお、直流電源回路２の直流電圧出力はほぼ平滑されているため、従来のように１００Ｈｚないし１２０Ｈｚで発生する加熱コイル６に流れる電流の変動が無くなる。これにより、非磁性金属で構成される鍋が反発力で振動する現象および異音の発生が低減される。

また、図１０、１１で示したインバータ回路４と直流電源回路２の組み合わせは、既に述べたそれぞれの回路構成の組み合わせでも実現でき、さらには種々の回路構成においても動作原理が同様であれば効果がある。

以上、説明したような構成をとることにより、インバータ回路４の駆動周波数と、直流電源回路２のスイッチング周波数が互いに整数倍（１、２、〜）に設定あるいは互いの周波数差を可聴域外に設定することで、直流電源回路２の出力電圧にリップル成分が残留し、インバータ回路４による加熱コイル６に流れる高周波電流の包絡線が周期的に変化し、差分周波数による振動が発生しても、その振動周波数は可聴域外となり、使用者には感知されないため快適な調理環境を提供することができる。

また、インバータ回路４の駆動周波数を加熱コイル６と鍋等の負荷７を含めた状態での共振周波数に対して最適に設定した状態で、インバータ回路４に入力する直流電源電圧を変化させて加熱電力を可変することができるため、効率良く負荷７を加熱することができる。

さらに、直流電源回路２をスイッチング動作を行う出力電圧可変型の回路構成とすることにより、力率改善回路を付加して容易に力率を１に近づけることが可能であり、無効電力に起因する電流を減らすことができるため、ＡＣ電源１の配線に対する負荷を軽減することができる。

本発明の一実施例を示すブロック図である。同じくインバータ回路の構成例を示す図である。同じく図２の構成におけるインバータ回路の動作例を説明する図である。同じくインバータ回路の別の構成例を示す図である。同じく図４の構成におけるインバータ回路の動作例を説明する図である。同じく直流電源回路の構成例を示す図である。同じく図６の構成における直流電源回路の動作例を示す図である。同じく直流電源回路の別の構成例を示す図である。同じく図８の構成における直流電源回路の動作例を示す図である。同じくインバータ回路と直流電源回路の組み合わせ動作例を説明する図である。同じくインバータ回路と直流電源回路の他の組み合わせ動作例を説明する図である。従来技術を説明するブロック図である。同じく加熱コイルに流れる高周波電流の包絡線の軌跡を示す図である。

符号の説明

２直流電源回路
３第２の周波数設定手段
４インバータ回路
５第１の周波数設定手段
６加熱コイル

Claims

鍋等の負荷を加熱する加熱コイルと、
この加熱コイルに高周波電流を流すインバータ回路と、
このインバータ回路を構成するスイッチング素子の動作周波数を設定する第１の周波数設定手段と、
スイッチング動作を行って前記インバータ回路に電源を供給する出力電圧可変型の直流電源回路と、
この直流電源回路のスイッチング動作周波数を設定する第２の周波数設定手段とを有し、
前記直流電源回路のリップル成分波形と前記インバータ回路の高周波電流波形の包絡線波形において、
前記第１の周波数設定手段の動作周波数と、前記第２の周波数設定手段の動作周波数との差分周波数によるうなり成分の周波数が、可聴域外の周波数となるように、前記第１の周波数設定手段の動作周波数と、前記第２の周波数設定手段の動作周波数を設定したことを特徴とする誘導加熱調理器。