JP2005222728A

JP2005222728A - 制御装置

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Publication number: JP2005222728A
Application number: JP2004026845A
Authority: JP
Inventors: Akira Hatano; 晃羽田野; Yoshiaki Watanabe; 喜明渡辺
Original assignee: Toshiba Home Technology Corp
Current assignee: Toshiba Home Technology Corp
Priority date: 2004-02-03
Filing date: 2004-02-03
Publication date: 2005-08-18

Abstract

【課題】スイッチング素子のオン・オフ動作開始時におけるノイズ低減及びスイッチング損失を低減する制御装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子８をオン・オフ動作させるスイッチング制御手段11と、交流電源1の電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知回路12とを備える。スイッチング制御手段11は、加熱要求信号が入力された後、ゼロクロス検知回路12から出力されるゼロクロス信号が入力されるのを待ち、交流電源１の電圧がゼロになったところからスイッチング素子８のオン・オフ動作を開始させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば電磁誘導などにより被加熱体を加熱する加熱手段を備えた制御装置に関する。

一般的な電磁誘導による制御装置としては、家庭用として広く普及している電磁誘導加熱調理器などがあり、これらの電磁誘導加熱装置は、加熱手段である加熱コイルからの交番磁界によって被加熱体を加熱する。該加熱コイルの電源供給には、回路構成が簡単で部品点数の少ないシングルエンド形式（一石式）の共振形高周波インバータが用いられているが、この形式のものはスイッチング素子を１個使用したものであり、コストを下げることを主目的として多く採用されている。そして、上記のような共振形高周波インバータなどのインバータ回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ動作を、制御装置に備えた制御手段で制御するようになっている。

従来の電磁誘導加熱装置としては、特許文献１に開示されるものが知られている。このような従来の電磁誘導加熱装置を示したものが図５である。同図において、１は電磁誘導加熱装置に電力を供給する例えば商用電源などの交流電源であり、10はダイオードブリッジ２と、チョークコイル３と、平滑コンデンサ４とからなる整流平滑回路である。交流電源１から供給される交流は整流平滑回路10により整流平滑されるため、この交流電源１に接続される整流平滑回路10は、直流を供給する直流電源９とみなすことができる。５は被加熱体（被加熱負荷）である鍋６を交番磁界により誘導加熱するための加熱コイルであり、ＬＣ共振回路を形成するため共振コンデンサ７が並列に接続される。８はフライホイールダイオードを内蔵した例えばＩＧＢＴからなるスイッチング素子であり、11は加熱コイル５に交番磁界を発生させるためにスイッチング素子８をオン・オフ（発振）動作させる例えばマイクロコンピュータからなるスイッチング制御手段である。このスイッチング制御手段11は、予め記憶された制御シーケンスや外部入力信号などに従いスイッチング素子８のオン・オフ動作を制御する。

電磁誘導加熱制御装置15を構成するスイッチング制御手段11は、スイッチング素子８のオン期間中に加熱コイル５に電流を流すことで交番磁界を発生させる。このとき、共振コンデンサ７と加熱コイル５とのインダクタンス成分とによりＬＣ並列共振回路が形成されるため、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間の電圧・電流波形は図６のようになる。

同図において、100はスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間の電圧波形であり、これは前記共振コンデンサ７と加熱コイル５とによる共振波形を形成している。また、101はスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間の電流波形であり、102はスイッチング制御手段11からスイッチング素子８に出力されるスイッチング素子駆動波形である。スイッチング素子８は該スイッチング素子駆動波形102がＨレベルになるとターンオンし、Ｌレベルになるとターンオフする。従って、該スイッチング素子駆動波形102のＨレベルの期間のみ加熱コイル５に電流が流れ、スイッチング素子駆動波形102がＬレベルになると、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間に前記共振波形が発生する。ここでは、スイッチング損失を最小とするために、スイッチング素子８の発振動作中に電圧波形100の値がゼロになるタイミングでスイッチング素子８をスイッチングさせる所謂周知のソフトスイッチング技術を採用している。

ところで、本願出願人が先に出願した電磁誘導加熱装置（特願２００２−１８００２１）のように、複数の加熱手段としての加熱コイルを備えた電磁誘導加熱装置においては、加熱コイルに高周波電流を供給する各インバータ回路の駆動周波数がそれぞれ異なり、加熱コイルを複数個同時に通電した場合にインバータ回路間で干渉音などが発生するため、加熱コイルを一つずつ切換えて通電を行なう必要がある。

このような従来の電磁誘導加熱装置を示したものが図８である。同図において、20は例えば商用電源などの交流電源であり、加熱手段たる各加熱コイル21，22に高周波電流を供給するインバータ部としてのインバータ回路23，24がそれぞれ接続される。上述したようにインバータ回路23，24は、整流平滑回路（図示せず）やスイッチング素子（図示せず）などから構成される。

加熱制御装置30は例えばマイクロコンピュータから構成され、少なくともインバータ制御手段31と、通電切換え手段32と、フィードバック制御手段33とを備える。インバータ制御手段31は、個々のインバータ回路23，24のスイッチング動作を制御し、設定された電力が加熱コイル21，22に供給されるようにコイル切換え回路25を経由して、インバータ回路23，24のいずれか一つに発振信号を送り、後述するようにフィードバック制御回路33の指令に基づき設定電力に見合うオン時間でスイッチング動作させる。通電切換え手段32は、ユーザーが切換え手段41から任意に入力した切換え信号に基づき、動作中の例えばインバータ回路23のスイッチング素子に供給していた発振信号を、別の例えばインバータ回路24のスイッチング素子に切換えて、一方のインバータ回路23に接続する加熱コイル21から他方のインバータ回路24に接続する加熱コイル22に通電を切換えるものである。さらにフィードバック制御回路33は、出力設定手段40により入力された出力設定信号が示す出力設定値と、出力検出回路45で検出した加熱コイル21，22の出力値との差分を、加熱制御装置30で決められた所定のフィードバック周期毎に、フィードバック値として演算する。そして、該差分がなくなるようにインバータ制御手段31により加熱コイル21，22の出力をフィードバック制御することにより、前記出力設定値と同程度の出力を得るようにしている。
特開２００３−３３９１６７号公報

しかし、上記図５に示す制御装置において、スイッチング素子８のオン・オフ動作中は、コレクタ−エミッタ間の電圧波形100の値がゼロになるタイミングでスイッチングを行なうため、ノイズの発生やスイッチング損失が低減されるものの、最初にスイッチング素子８をターンオンする時、すなわちオン・オフ動作開始時には、交流電源１からの交流を整流平滑回路10で直流に変換する直流電源９からの電圧が、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間にそのまま印加されるため、ノイズの発生やスイッチング損失が大きくなるという第一の問題点があった。

図７はスイッチング素子８のオン・オフ動作開始時の波形を示したものであるが、100は図６と同様にイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間の電圧波形であり、110は交流電源１の電圧波形、112はオン・オフ動作の許可信号としての加熱要求信号である。加熱要求信号112が入力されている間、スイッチング素子８はオン・オフ動作し続けるが、スイッチング制御手段11は、加熱要求信号112が入力されると即、スイッチング素子８のオン・オフ動作を開始させる。そのため、図７のように交流電源１の電圧波形110の値が高い状態の時に該加熱要求信号112が入力されると、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間の電圧波形100が、交流電源電圧波形110に沿った正弦波のエンベロープ（包絡線）波形となることから、最初のターンオン時の短絡エネルギーは大きなものとなる。それに伴い、突入電流によるノイズ発生やスイッチング損失が大きくなる。

また、上記図８に示す制御装置では、複数の加熱コイル21，22を任意のタイミングで切換えて加熱する場合、加熱制御装置30で決められた周期でしか、加熱コイル21，22を切換えることができなかった。このような加熱コイル22の切換え時の出力波形を示したものが図９であるが、50は加熱コイル21が通電しているときの出力波形であり、51は加熱コイル22が通電しているときの出力波形である。また上向きの矢印は、切換え信号41が入力されたタイミングを示している。

加熱制御装置30は、切換え手段41から切換え信号が入力されたのを受けて、所定の周期Ｔが経過すると、通電する加熱コイルをたとえば加熱コイル21から加熱コイル22に切換え、前記フィードバック値を算出し、加熱コイル22への出力を開始する。ところが、これでは切換え信号が入力されてから、実際にインバータ回路24ひいては加熱コイル22に通電が切換わるまでに、タイムラグ（時間ずれ）が起きる。しかも、加熱コイル22に通電を切換えた直後の最初の周期Ｔでは、前記フィードバック値を算出するまで、当該加熱コイル22のフィードバック制御できない。すなわち、加熱コイル22に通電を切換えた直後の周期Ｔでは、フィードバック制御に使用される加熱コイル22の出力検出値がないため、加熱コイル22の出力が出力設定信号で示された目標出力60にならず、次の周期Ｔで始めてフィードバック制御され目標出力60に調整されることとなる。そのため、出力設定信号により設定された目標出力60（ワット）に対してオーバーシュート／アンダーシュートが起こり、加熱コイル21，22の出力が不安定となって均一な加熱が難しくなるという第二の問題点があった。

そこで本発明は上記第一の問題点に鑑み、スイッチング手段のオン・オフ動作開始時におけるノイズ及びスイッチング損失の低減を図れる制御装置を提供することを第一の目的とする。

また、本発明は上記第二の問題点に鑑み、加熱手段の通電切換え時のタイムラグ短縮と出力（ワット）の追従性を向上できる制御装置を提供することを第二の目的とする。

本発明の請求項１では、ゼロクロス検知手段からの検知出力を利用して、交流の値がゼロになるタイミング（時間）のゼロクロスからスイッチング手段のオン・オフ動作を開始するため、オン・オフ動作開始時における短絡エネルギーが減少し、ノイズ低減及びスイッチング損失を低減することが可能になる。

本発明の請求項２では、切換え信号が変化した時点で、素早く通電切換えを行ない、制御手段のフィードバック周期をリセットして出力を制御する。これにより、通電を開始した直後から、制御手段によるフィードバック制御が行われ、通電切換え時におけるタイムラグの短縮と、出力（ワット）の追従性を向上することが可能になる。

本発明は、以上説明したようなものであるから、以下に記載されるような効果を奏する。

本発明の請求項１における制御装置によれば、スイッチング手段のオン・オフ動作開始時におけるノイズの低減及びスイッチング損失を低減することが可能になる。

本発明の請求項２における制御装置によれば、複数の加熱手段に対する通電を切換えた場合でも、加熱手段の通電切換え時のタイムラグ短縮と出力（ワット）の追従性を向上し、安定した加熱を行なうことが可能となる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明における制御装置の好ましい各実施例を説明する。なお、これらの各実施例において、従来例と同一箇所には同一符号を付し、共通する部分の説明は重複するため極力省略する。

図１において、本実施例の制御装置を構成するインバータ回路はシングルエンド形式のものであり、電磁誘導加熱制御装置15を除く主回路、すなわち制御装置に電力を供給する交流電源１、交流電源１から供給される交流電圧を整流平滑する整流平滑回路10、鍋６を誘導加熱するための加熱手段としての加熱コイル５、この加熱コイル５と共に共振回路を構成する共振コンデンサ７、スイッチング手段としてのスイッチング素子８、及びスイッチング素子８をオン・オフ動作させるスイッチング制御手段11については従来例と同様である。スイッチング制御手段11は従来例で示したマイクロコンピュータの他、所定の制御シーケンスを組み込んだＡＳＩＣにより構成してもよい。12は交流電源１から供給される交流電圧の値がゼロとなるゼロクロスを検知する検知手段としてのゼロクロス検知回路であり、ここでの電磁誘導加熱制御装置15は少なくともスイッチング制御手段11とゼロクロス検知回路12とを備え、予め記憶された制御シーケンスや外部入力信号などに従いスイッチング素子８のオン・オフ動作を制御する。

次に、上記構成についてその作用を説明する。

図２は、図７と同様、スイッチング素子８のオン・オフ動作開始時の波形を示したものである。111はゼロクロス検知回路12から出力されるゼロクロス検知信号であり、交流電源電圧波形110の値がゼロになるゼロクロスを検知すると一定時間出力される。

電磁誘導加熱制御装置15を構成するスイッチング制御手段11は、加熱要求信号112がＬレベルからＨレベルに切換わると、ゼロクロス検知回路12からゼロクロス検知信号111が入力された時点で、スイッチング素子８のオン・オフ動作を開始させ、加熱要求信号112がＨレベルからＬレベルに切換わると同時に、スイッチング素子８のオン・オフ動作を終了させる。すなわち、スイッチング制御手段11は加熱要求信号112が入力された後、ゼロクロス検知回路12から出力されるゼロクロス信号111が入力されるのを待ち、交流電源１の電圧がゼロになったところでスイッチング素子８のオン・オフ動作、ひいては前記インバータ回路の発振動作を開始させる。したがって、スイッチング素子８のオン・オフ動作開始タイミングは、スイッチング素子８のターンオン時の短絡エネルギーが最小となる交流電源電圧波形110のゼロクロスとなるため、ノイズ低減及びスイッチング損失を低減することができる。

また、図１に示すインバータ回路はシングルエンド形式のもので、スイッチング素子８のオンタイミングは、そのスイッチング損失を最小とするために、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間電圧の最下点で行なわれる。すなわちスイッチング制御手段11は、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ間電圧波形100の値がゼロになるタイミングで、スイッチング素子８をターンオンさせている。

以上のように、本実施例における制御装置は、交流電力を直流電力に変換する直流電源９と、スイッチング手段としてのスイッチング素子８と、スイッチング素子８のオン・オフ動作により前記直流電力が断続的に印加される加熱手段として加熱コイル５と、交流電力のゼロクロスを検知する検知手段としてのゼロクロス検知回路12と、スイッチング素子８のオン・オフ動作を交流電力のゼロクロスから開始させる制御手段としてのスイッチング制御手段11とにより構成される。

このようにすると、ゼロクロス検知回路12からの検知出力を利用して、スイッチング素子８のオン・オフ動作を交流電源１の電圧値がゼロになるタイミング（時間）であるゼロクロスから開始することができ、スイッチング素子８のオン・オフ動作開始時における短絡エネルギーが減少し、スイッチング素子８からのノイズの発生を低減すると共に、スイッチング損失を低減することが可能となる。

本発明の第２実施例について、添付図面である図３及び図４を参照しながら説明する。本実施例における制御装置の概略構成は従来例で示した図８と同様であるが、加熱制御装置30の機能的な構成が従来例とは異なる。ここでの加熱制御装置30を構成するフィードバック制御手段33は、所定のフィードバック周期毎に通電中の例えば加熱コイル21をフィードバック制御するが、通電切換え手段32は指示手段である切換え手段41からの切換え信号が入力されると、直ちにコイル切換え回路25を反転させて、インバータ回路24ひいては加熱コイル22に通電を切換えると共に、前記フィードバック制御を行なうタイミングであるフィードバック周期をリセットする。つまり、切換え手段41からの切換え信号を起点にして、コイル切換え回路25を介してインバータ回路23，24ひいては加熱コイル21，22の通電を切換えさせ、前記フィードバック制御手段33のフィードバック周期をリセットして、直ちに通電している例えば加熱コイル22のフィードバック制御を行えるように、加熱制御装置30を構成している。

以下、上記構成における作用について図３及び図４を参照しながら説明する。

図３は、電磁誘導加熱制御装置の制御フローを示したものであるが、ステップＳ120において、フィードバック制御手段33は決められたフィードバック周期が経過すると、入力された出力設定信号40が示す出力設定値60と、出力検出回路45で検出した加熱コイル21（または加熱コイル22）の現在出力との差分を演算すると共に、該差分をフィードバック値（ＵＰ／ＤＯＷＮ）として換算し、フィードバック周期を再設定する（ステップＳ121，Ｓ122）。これをフィードバック周期毎に繰り返して、コイル切換え回路25を経由して切換え信号41により設定されている片方の例えばインバータ回路23への出力を調整し、加熱コイル21の出力をＵＰ／ＤＯＷＮさせることにより、加熱コイル21の出力が出力設定値60と等しくなるよう（差分がなくなるよう）フィードバック制御を行なう。

一方、フィードバック周期が経過するまでの間で、切換え手段41による加熱手段の切換え要求があった場合、すなわちユーザーから切換え信号が入力された場合は、コイル切換え回路25を反転してそれまで通電していなかった別のインバータ回路24を駆動させる（ステップＳ123，Ｓ124）。そして、前記フィードバック制御を行うためのフィードバック時間をリセットする（ステップＳ125）。すると、このリセットにより、次のステップＳ120ではフィードバック周期経過後とみなされるため、ステップＳ121，Ｓ122が実行され、新たなフィードバック周期でフィードバック制御が開始される。従って、切換え信号41が入力されると直ちに出力設定信号40と出力検出回路45から入力される現在の出力値との差分を演算しフィードバック値に換算することができ、反転したインバータ回路24ひいては加熱コイル22への出力を望ましい値に調整することが可能となる。このようにして、図４に示すように、切換え信号41が入力されると直ちに加熱コイル21，22の通電が切換わり、加熱コイル21，22の通電切換え直後の最初の周期Ｔでも、その加熱コイル21，22に対して確実にフィードバック制御を行なうことができる。

以上のように本実施例では、複数の加熱手段である加熱コイル21，22と、この加熱コイル21，22に電流を供給するインバータ手段としてのインバータ回路23，24と、加熱コイル21，22の通電切換を指示する指示手段としての切換え手段41と、加熱コイル21，22からの出力を監視してフィードバック周期毎に加熱コイル21，22の出力を制御する制御手段としての加熱制御装置30を備え、切換え手段41からの切換え信号を起点として加熱コイル21，22の通電を切換えさせ、前記フィードバック周期をリセットしてフィードバック制御を行なうように、加熱制御装置30を構成している。

このようにすると、切換え手段41からの切換え信号が変化した時点で、素早くインバータ回路23，24を介して加熱コイル21，22の切換えを行なうと共に、加熱制御装置30のフィードバック周期をリセットして加熱コイル21，22の出力を制御する。これにより、加熱コイル21，22は通電を開始した直後から、加熱制御装置30によるフィードバック制御が行われ、加熱コイル21，22の通電切換え時のタイムラグ短縮と出力（ワット）の追従性を向上し、安定した加熱を行なうことが可能となる。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。制御装置を構成するインバータ手段はシングルエンド形式のインバータに限らず、スイッチング素子を２個使用するハーフブリッジ形式のインバータでもよい。もちろん、各種インバータを使用することができるのは言うまでもない。また、出力設定信号及び切換え信号を外部からの入力信号ではなく、電磁誘導加熱制御装置に予め設定しておき所定のタイミングで発生させるようにしてもよい。

本発明の第１実施例における誘導加熱装置の回路図である。同上、誘導加熱装置の動作を示した各部の波形図である。本発明の第２実施例における誘導加熱装置の動作フロー図である。同上、誘導加熱装置の出力波形図である。従来における誘導加熱装置の回路図である。同上、誘導加熱装置を構成するスイッチング素子の動作を示した波形図である。同上、誘導加熱装置の動作を示した各部の波形図である。同上、誘導加熱装置のブロック構成図である。同上、誘導加熱装置の出力波形図である。

符号の説明

１交流電源
５，21，22 加熱コイル（加熱手段）
８スイッチング素子（スイッチング手段）
10 整流平滑回路（交流を直流に変換する電源）
11 スイッチング制御手段（制御手段）
12 ゼロクロス検知回路（検知手段）
23，24 インバータ回路（インバータ手段）
30 加熱制御装置（制御手段）
41 切換え手段（指示手段）

Claims

交流を直流に変換する電源と、スイッチング手段と、前記スイッチング手段のオン・オフ動作により前記直流が印加される加熱手段と、前記交流のゼロクロスを検知する検知手段と、前記スイッチング手段のオン・オフ動作を前記交流のゼロクロスから開始させる制御手段とからなることを特徴とする制御装置。
複数の加熱手段と、この加熱手段に電流を供給するインバータ手段と、通電切換を指示する指示手段と、前記加熱手段からの出力を監視して制御する制御手段とを備え、前記制御手段は切換え信号を起点として、通電を切換えさせ、フィードバック周期をリセットするものであることを特徴とする制御装置。