JP6854405B2 - 誘導加熱装置および誘導加熱装置の駆動制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、誘導加熱装置、特に、その駆動制御に関するものである。

誘導加熱装置では、加熱開始の際、加熱コイルに供給される電力を所望の値まで徐々に増加させる、いわゆるソフトスタート動作が行われる（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に開示されたソフトスタート動作は、負荷の特性に合わせて、起動時に可能な限り高い電力を設定することにより、インバータにおける電力変換効率の低下を引き起こす低出力電力での動作を回避するものである。

このようにして、上記従来の誘導加熱装置では、インバータの電力変換効率を上昇させるとともに、ソフトスタート期間の短縮が図られる。

特開２００８−２０４８８４号公報

しかしながら、起動時の出力電力を高く設定すると、起動時などの加熱コイルに流れる電流が急激に変化する場合に、鍋などの負荷の振動により誘導加熱装置に特有の音が発生する。以下、この音を鍋鳴り音（Pot vibration sound）という。鍋鳴り音は、電流の変化の大きさに依存して大きくなる。

本開示は、誘導加熱装置の起動時における鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することを目的とする。

本開示の一態様の誘導加熱装置は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備える。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。

制御部は、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅と、スイッチング素子をオンするパルス幅とを含む、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力する。

本開示によれば、誘導加熱装置の起動時における鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することができる。

図１は、本開示の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。 図２は、実施の形態１に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図３は、実施の形態１に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図４は、実施の形態１に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図５は、本開示の実施の形態２に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。 図６は、実施の形態２に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。

本開示の第１の態様は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備えた誘導加熱装置である。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。

制御部は、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅と、スイッチング素子をオンするパルス幅とを含む、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力する。

本開示の第２の態様の誘導加熱装置によれば、第１の態様において、駆動部が、電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路をさらに有する。制御部は、ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、発振開始点を、電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定する。

本開示の第３の態様の誘導加熱装置によれば、第２の態様において、制御部が、ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に発振開始点を設定する。

本開示の第４の態様の誘導加熱装置によれば、第１の態様において、制御部が、最初の動作周期における制御信号の発振周波数を、最初の動作周期より後の動作周期における制御信号の発振周波数より高い周波数に設定する。

本開示の第５の態様の誘導加熱装置によれば、第４の態様において、最初の動作周期より後の動作周期において、制御信号のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。

本開示の第６の態様は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備えた誘導加熱装置の駆動制御方法である。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。

本態様の駆動制御方法によれば、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅を有する制御信号を出力し、その後、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力し、その後、スイッチング素子をオンするパルス幅を有する制御信号を出力する。

本開示の第７の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第６の態様において、発振開始点が、電源電圧のゼロクロス点から所定時間後に設定される。

本開示の第８の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第７の態様において、発振開始点が、電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に設定される。

本開示の第９の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第６の態様において、最初の動作周期における制御信号の発振周波数が、最初の動作周期より後の動作周期における制御信号の発振周波数より高い周波数に設定される。

本開示の第１０の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第９の態様において、制御信号のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

実施の形態はいずれも本開示の一具体例である。実施の形態において示される数値、形状、構成、ステップ、および、ステップの順序などは一例であり、本開示を限定するものではない。

本開示は、いくつかの実施の形態の構成が適宜組み合わされた構成を含む。そのため、組み合わされた構成は、関連する実施の形態のすべての効果を奏する。

以下の実施の形態は、本開示の誘導加熱装置を誘導加熱調理器に適用した例である。しかし、本開示は誘導加熱調理器に限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本開示の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。

図１に示すように、本実施の形態の誘導加熱調理器は、本体（図示せず）の内部に、駆動部１と加熱コイル３と制御部１１とを有する。加熱コイル３は、本体の上部を覆うトッププレート（図示せず）に近接して設けられる。

トッププレートには、使用者により加熱条件の設定、加熱開始の操作が行われ、設定された加熱条件および動作状況を表示するように構成された操作表示部（図示せず）が設けられる。

駆動部１は、ダイオードブリッジ５と平滑回路８とインバータ２と駆動回路１０と入力電流検出器１２と出力電流検出器１３と共振コンデンサ１４とスナバコンデンサ１５とゼロクロス検出回路２１とを備える。駆動部１は、商用電源４により供給された電力から高周波電流を生成し、高周波電流を加熱コイル３に供給する。

ダイオードブリッジ５は、商用電源４の電源電圧を整流する。平滑回路８は、チョークコイル６と平滑コンデンサ７とを有し、ダイオードブリッジ５により整流された直流電力を平滑する。

インバータ２は、高圧側に配置されたスイッチング素子９ａと、低圧側に配置されたスイッチング素子９ｂとが直列接続されて構成される。スイッチング素子９ａ、９ｂには、例えばＩＧＢＴが用いられる。スイッチング素子９ａ、９ｂには、それぞれ逆導通ダイオードが並列に接続される。インバータ２は、平滑コンデンサ７の両端に接続される。

スイッチング素子９ｂの両端は、加熱コイル３に接続された駆動部１の出力端である。

駆動回路１０は、制御部１１により出力された制御信号に基づいて、スイッチング素子９ａ、９ｂをオンまたはオフする駆動信号を出力する。

共振コンデンサ１４は、加熱コイル３に直列接続され、加熱コイル３とともに共振回路を構成する。

スナバコンデンサ１５は、スイッチング素子９ｂに並列に接続される。スナバコンデンサ１５は、スイッチング素子９ａ、９ｂがオフするときに発生するスイッチング損失を低減する。

入力電流検出器１２は、商用電源４とダイオードブリッジ５との間に設けられ、ダイオードブリッジ５に供給される電流に応じた検出信号を出力する。出力電流検出器１３は、スイッチング素子９ａ、９ｂの接続点と加熱コイル３との間に設けられ、加熱コイル３に流れる電流に応じた検出信号を出力する。

ゼロクロス検出回路２１は、商用電源４の電源電圧のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点を示す検出信号を出力する。

制御部１１は、入力電流検出器１２、出力電流検出器１３、ゼロクロス検出回路２１による検出信号に基づいて、駆動回路１０に制御信号を出力する。

［制御部１１］
ここで、制御部１１について説明する。図１に示すように、制御部１１は、制御信号出力部１６とデューティ比決定部１７と負荷検出部１８と電力比較部１９と電力演算部２０とを含む。

電力演算部２０は、入力電流検出器１２による検出信号を受信し、駆動部１への入力電力を算出する。電源電圧の実効値が変化する場合には、電源電圧を検出する電圧検出回路（図示せず）を設けてもよい。この場合、この電圧検出回路により検出された信号により、算出された入力電力を補正する。

電力比較部１９は、電力演算部２０により算出された電力（以下、検出電力という）と、予め設定された目標電力とを比較し、その結果を示す比較信号をデューティ比決定部１７に出力する。目標電力は、本実施の形態の誘導加熱調理器により出力可能な複数の火力の各々に対して予め設定される。

電力比較部１９により出力された比較信号は、検出電力が目標電力に達成しているか否かという情報と、検出電力が目標電力に達成していない場合には、目標電力と検出電力との差を示す情報とを含む。

負荷検出部１８は、電力演算部２０により算出された検出電力と、出力電流検出器１３による検出信号と、インバータ２に含まれたスイッチング素子（本実施の形態１ではスイッチング素子９ａ）のオン時間とに基づいて、加熱コイル３の上方の加熱領域に被加熱物が載置されているか否かを判別する。

負荷検出部１８は、デューティ比決定部１７により出力された情報により、スイッチング素子９ａのオン時間を認識する。負荷検出部１８は、その結果を示す判別信号をデューティ比決定部１７に出力する。

デューティ比決定部１７は、電力比較部１９により出力された比較信号に基づいて、スイッチング素子９ａ、９ｂのオン時間とオフ時間との比であるデューティ比を決定する。

比較信号が、検出電力が目標電力より低いことを示す場合、デューティ比決定部１７は、検出電力が目標電力に到達するように、スイッチング素子９ａのオン時間を伸ばしたデューティ比を出力する。比較信号が、検出電力が目標電力に到達していることを示す場合、そのときのデューティ比が維持される。

制御信号出力部１６は、デューティ比決定部１７で決定されたデューティ比に基づいて、スイッチング素子９ａ、９ｂの動作を制御する制御信号を駆動回路１０に出力する。制御信号は、例えば５Ｖの低電圧の信号である。

負荷検出部１８が、被加熱物が載置されていないと判別した場合、デューティ比決定部１７は、スイッチング素子９ａのオン時間をゼロに設定する。制御信号出力部１６は発振を停止し、駆動回路１０は、スイッチング素子９ａ、９ｂの動作を停止する。

本実施の形態では、マイクロコンピュータが制御部１１を構成する。本開示はこれに限定されるものではないが、プログラム可能なマイクロコンピュータを用いれば、処理内容を容易に変更可能であり、設計の自由度を高めることができる。

処理速度の向上のため、制御部１１を論理回路で構成することも可能である。制御部１１を物理的に一つまたは複数の電子部品で構成してもよい。制御部１１を複数の電子部品で構成する場合、制御部１１に含まれた各要素を一つの電子部品に対応させてもよい。その場合、これらの電子部品が、制御信号出力部１６、デューティ比決定部１７、負荷検出部１８、電力比較部１９、電力演算部２０にそれぞれ対応すると考えることができる。

［駆動回路１０］
ＩＧＢＴで構成されたスイッチング素子９ａ、９ｂを駆動するには、１０Ｖ以上の高電圧の駆動信号が必要である。

本実施の形態では、制御信号出力部１６とスイッチング素子９ａ、９ｂとの間に、駆動回路１０が設けられる。駆動回路１０は、制御信号出力部１６により出力される低電圧（例えば５Ｖ）の制御信号に応じて、例えば２０Ｖの高電圧の駆動信号を出力し、スイッチング素子９ａ、９ｂを駆動する。

［鍋鳴り音の発生］
上述の通り、起動時など加熱コイル３に流れる電流が急激に変化する場合、誘導加熱調理器に特有の鍋鳴り音が発生する。鍋鳴り音の抑制のためには、起動時の電流をできるだけ小さくする必要がある。

しかし、スイッチング素子を構成するＩＧＢＴは特性のバラツキを有する。このため、起動時の電流を小さくするように設計されたデューティ比の駆動信号でスイッチング素子を駆動しても、製品として出荷された全ての誘導加熱装置において、必ずしも所望の効果が得られるとは限らない。

従って、従来の誘導加熱装置では、起動時において鍋鳴り音の抑制より正常に作動することが優先されていた。すなわち、起動時にどの製品でも加熱コイルに確実に電流が流れるように、ある程度の長さのオン時間を有するパルス幅の駆動信号が供給されていた。

発明者らは、種々の実験を行った結果、鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することができる、起動時における加熱コイル３の駆動制御を見出した。

［起動時における加熱コイルの駆動制御］
図２〜図４は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイル３の駆動制御（以下、発振開始動作という）を示す波形図である。

図２の波形（ａ）は、制御信号ＣＳ１の波形を示す。制御部１１は、駆動回路１０がスイッチング素子９ａを駆動する駆動信号を生成するように、制御信号ＣＳ１を出力する。すなわち、制御信号ＣＳ１は、スイッチング素子９ａのための制御信号である。制御信号ＣＳ１は、周期Ｔｃと可変のパルス幅とを有するパルス信号である。本実施の形態では、周期Ｔｃは約２２μｓに設定される。

図２の波形（ａ）に示すように、最初のパルス幅がオン時間Ｔ１を有し、２番目のパルス幅がオン時間Ｔ１より少し長いオン時間Ｔ２を有するというように、制御信号ＣＳ１のパルス幅はパルスごとに徐々に長くなる。

オン時間Ｔ１〜Ｔ３は、スイッチング素子９ａ、９ｂなどの電子部品の特性のバラツキを考慮して、スイッチング素子９ａが絶対にオンしない時間幅の範囲（以下、非動作範囲という）内に設定される。

オン時間Ｔ７は、スイッチング素子９ａ、９ｂなどの電子部品の特性のバラツキを考慮して、スイッチング素子９ａが必ずオンする時間幅の範囲（以下、動作範囲という）内に設定される。

オン時間Ｔ４〜オン時間Ｔ６は、スイッチング素子９ａ、９ｂなどの電子部品の特性のバラツキにより、製品によってスイッチング素子９ａがオンしたりオンしなかったりする可能性がある時間幅の範囲（以下、不確定範囲という）内に設定される。

図２の波形（ａ）において、オン時間Ｔ１は０．８μｓに設定される。これに限らず、オン時間Ｔ１は、０．１μｓ以上かつ１．９μｓ以下に設定されていればよい。これらの数値は使用されるスイッチング素子や駆動回路部品のバラツキに応じて適宜設定される。オン時間Ｔ２〜Ｔ７は、０．９μｓ、１．０μｓ、１．１μｓ、１．２μｓ、１．３μｓ、２．０μｓにそれぞれ設定される。

図２の波形（ｂ）は、制御信号ＣＳ２の波形を示す。制御部１１は、駆動回路１０がスイッチング素子９ｂを駆動する駆動信号を生成するように、制御信号ＣＳ２を出力する。すなわち、制御信号ＣＳ２は、スイッチング素子９ｂのための制御信号である。制御信号ＣＳ２は、周期Ｔｃと可変のパルス幅とを有するパルス信号である。

制御信号ＣＳ２のパルス幅は、スイッチング素子９ａ、９ｂが同時にオンしないように設定される。制御信号ＣＳ２のパルス幅は、制御信号ＣＳ１のパルス幅が長くなるにつれて短くなる。

図２の波形（ｂ）において、オン時間Ｔ１からＴ６までは、隣り合う二つのオン時間の差は０．１μｓである一方、オン時間Ｔ７は、オン時間Ｔ６より０．７μｓ長い。その理由は次の通りである。

上述の通り、本実施の形態では、不確定範囲に含まれるオン時間Ｔ４の場合に、初めて加熱コイル３に電流が流れる。オン時間Ｔ４より長いが、やはり不確定範囲に含まれるオン時間Ｔ５、Ｔ６の場合にも、加熱コイル３に電流が流れる。

このことから、オン時間Ｔ６より長いオン時間であれば、必ず加熱コイル３に電流が流れると予測される。従って、これ以上、オン時間を徐々に増加させる必要がなくなるわけである。

図２の波形（ｃ）は、加熱コイル３に流れる電流ＩＬの波形を示す。図２の波形（ｃ）に示すように、制御信号ＣＳ１のパルス幅をオン時間Ｔ１からパルスごとに徐々に長くすると、パルス幅がオン時間Ｔ４のときに初めて加熱コイル３に正の電流が流れる。

スイッチング素子９ａがオン、スイッチング素子９ｂがオフのとき、加熱コイル３に正の電流が流れる。スイッチング素子９ａがオフ、スイッチング素子９ｂがオンのとき、加熱コイル３に負の電流が流れる。

本実施の形態では、オン時間Ｔ１〜Ｔ３、オン時間Ｔ４〜Ｔ６、オン時間Ｔ７は、それぞれ無効範囲、不確定範囲、動作範囲にそれぞれ含まれる。しかし、製品によっては、電子部品の定数のバラツキにより、オン時間Ｔ２〜Ｔ６が不確定範囲に含まれる場合もあれば、オン時間Ｔ６のみが不確定範囲に含まれる場合もある。

図３の波形（ａ）は、商用電源４の電源電圧を示す。図３の波形（ｂ）は、ダイオードブリッジ５の出力電圧を示す。図３の波形（ｃ）は、平滑コンデンサ７の両端電圧、すなわち、平滑回路８の出力電圧を示す。

図３の波形（ｃ）に示すように、発振開始点ＳＴで、インバータ２が発振を開始する。発振開始点ＳＴまでは、加熱コイル３に電流が流れないので、平滑回路８の出力電圧にあまり変化は見られない。

発振開始点ＳＴは、発振開始期間ＳＰの間のいずれかの時点に設定される。発振開始期間ＳＰは、図３の波形（ａ）に示す電源電圧における正および負のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の期間である。実際には、周波数が５０Ｈｚの商用電源４の場合、発振開始期間ＳＰは、ゼロクロス点から５ｍｓ後の時点とゼロクロス点から９ｍｓ後の時点との間の期間である。

制御部１１は、発振開始点ＳＴにおいて制御信号ＣＳ１、ＣＳ２の出力を開始する。制御部１１は、発振開始点ＳＴを含む発振開始期間ＳＰが終了するまでに、オン時間Ｔ１〜Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を順に出力する。

制御部１１は、オン時間Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を出力した後、発振開始点ＳＴを含む発振開始期間ＳＰが終了するまで、オン時間Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。これにより、発振開始点ＳＴを含む発振開始期間ＳＰにおいて、必ずスイッチング素子９ａ、９ｂがオンされる。その結果、図３の波形（ｃ）に示すように、加熱コイル３に電流が流れ、平滑回路８の出力電圧が、ダイオードブリッジ５の出力電圧に応答して変化する。

本実施の形態では、制御信号ＣＳ１のパルス幅は、オン時間Ｔ１からオン時間Ｔ７まで順に長くなる。しかし、これに限らず、制御部１１は、遅くとも発振開始期間ＳＰが終了するまでに、スイッチング素子９ａを必ずオンするオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力すればよい。同じオン時間が何回か繰り返された後、オン時間を長くしてもよい。

図３の波形（ｃ）に示すように、本実施の形態では、発振開始点ＳＴが、発振開始期間ＳＰ内に設定される。このため、スイッチング素子９ａ、９ｂが動作すると、平滑コンデンサ７の両端電圧は降下する。

制御部１１は、発振開始期間ＳＰの終了までに、平滑コンデンサ７の両端電圧をゼロまたはその近傍まで降下させるために、オン時間Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力し、スイッチング素子９ａを繰り返し動作させる。これにより、商用電源４からインバータ２に供給される電力を最小限に抑えることができる。

上述の通り、本実施の形態では、発振開始期間ＳＰは、ゼロクロス点から５ｍｓ後の時点とゼロクロス点から９ｍｓ後の時点との間である。その理由は、発振開始期間ＳＰの終了前にスイッチング素子９ａ、９ｂの動作を開始させ、発振開始期間ＳＰの終了時に、平滑コンデンサ７の両端電圧をゼロまたはその近傍まで降下させるためである。

発振開始後、平滑コンデンサ７の両端電圧がゼロまたはその近傍まで降下するとき、平滑コンデンサ７に蓄えられたエネルギーの一部は、スイッチング素子９ａの動作により生じるスイッチング損失となる。本実施の形態によれば、発振開始期間ＳＰ内に発振開始点ＳＴを設定することにより、スイッチング損失による発熱を低減させ、スイッチング素子９ａを熱破壊から保護することができる。

本実施の形態では、非動作範囲および不確定範囲において、スイッチング素子９ｂに制御信号ＣＳ２が供給される。しかし、非動作範囲および不確定範囲では、制御信号ＣＳ２が供給されなくてもよい。

不確定範囲に含まれるオン時間を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１に応答して、加熱コイル３に電流が流れた後、制御部１１は、動作範囲に含まれるオン時間を有する最初の制御信号ＣＳ１に同期させて、制御信号ＣＳ２を供給し始めればよい。

図３の波形（ｄ）は、動作周期Ｖ１〜Ｖ４における加熱コイル３に流れる電流の最大値の軌跡ＩＬｐを模式的に示す。軌跡ＩＬｐは、各オン時間において流れる電流の最大値を結ぶ線である（図２の波形（ｃ）参照）。

図３の波形（ｄ）に示すように、最初の動作周期（動作周期Ｖ１）は、発振開始点ＳＴとその後のゼロクロス点との間の期間である。動作周期Ｖ１より後の動作周期（動作周期Ｖ２〜Ｖ４）は、電源電圧のゼロクロス点とその後のゼロクロス点との間の期間である（図３の波形（ａ）参照）。

上述の通り、動作周期Ｖ１における発振開始動作（図２参照）は、その後のゼロクロス点まで継続される。すなわち、制御部１１は、オン時間Ｔ１〜Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を順に出力する。その後、制御部１１は、その後のゼロクロス点まで、オン時間Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。これにより、起動時の突入電流を抑制することができる。

動作周期Ｖ２では、制御部１１は、オン時間Ｔ７より長く、動作範囲に含まれるオン時間Ｔ８を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。

動作周期Ｖ３では、制御部１１は、オン時間Ｔ８より長く、動作範囲に含まれるオン時間Ｔ９を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。

動作周期Ｖ４では、制御部１１は、オン時間Ｔ９より長く、動作範囲に含まれるオン時間Ｔ１０を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。

すなわち、制御部１１は、動作周期Ｖ１より後の動作周期Ｖ２〜Ｖ４において、制御信号ＣＳ１のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。

その結果、動作周期Ｖ２における軌跡ＩＬｐより、動作周期Ｖ３における軌跡ＩＬｐの方が大きい。動作周期Ｖ３における軌跡ＩＬｐより、動作周期Ｖ４における軌跡ＩＬｐの方が大きい。このように、加熱コイル３に流れる電流ＩＬを徐々に大きくすることで、ソフトスタート動作を実行することができる。

動作周期Ｖ１における発振周波数Ｆ１（図４参照）は、動作周期Ｖ１より後の動作周期における発振周波数Ｆ２より高く設定される。本実施の形態では、動作周期Ｖ１における発振周波数が４５．５ｋＨｚ、動作周期Ｖ１より後の動作周期における発振周波数が２２．７ｋＨｚに設定される。

このように、動作周期Ｖ１において、スイッチング素子９ａにより多くのスイッチング動作を行わせることで、スイッチング損失を増大させて、エネルギー消費を増加させることができる。その結果、微小なオン時間で平滑コンデンサ７の両端電圧の降下を促進させることができる。

使用者に不快感を与えないように、発振周波数Ｆ１、Ｆ２、および、二つの発振周波数の差が、可聴周波数（２０ｋＨｚ）より高に周波数に設定される。具体的には、発振周波数Ｆ１は４５．５ｋＨｚ（周期Ｔｓ：２２μｓ）に設定され、発振周波数Ｆ２は２２．７ｋＨｚ（周期Ｔｓ：４４μｓ）に設定される。

図４の波形（ａ）は、図３の波形（ｂ）に対応する。本実施の形態では、電源電圧の周波数は５０Ｈｚであり、その周期は２０ｍｓである。図４の波形（ｂ）は、動作周期Ｖ１〜Ｖ４における制御信号ＣＳ１、ＣＳ２を示す。図４の波形（ｃ）は、平滑コンデンサ７の両端電圧、すなわち、平滑回路８の出力電圧を示す。

図４の波形（ｂ）に示すように、動作周期Ｖ１において、制御部１１は、オン時間Ｔ１〜Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を順に出力する。その後、制御部１１は、その後のゼロクロス点まで、オン時間Ｔ７を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。

動作周期Ｖ２では、制御部１１は、オン時間Ｔ８を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。動作周期Ｖ３では、制御部１１は、オン時間Ｔ９を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。動作周期Ｖ４では、制御部１１は、オン時間Ｔ１０を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１を繰り返し出力する。

動作周期Ｖ１では、制御信号ＣＳ１、ＣＳ２は発振周波数Ｆ１を有し、動作周期Ｖ１より後の動作周期では、制御信号ＣＳ１、ＣＳ２は発振周波数Ｆ２を有する。制御信号ＣＳ１のパルス幅は予め規定されるため、制御信号ＣＳ２のパルス幅を長くすることで、発振周波数を低くする。

図４の波形（ｃ）に示すように、不確定範囲に含まれるオン時間（例えば、オン時間Ｔ４）を有するパルス幅の制御信号ＣＳ１に応答して、初めてスイッチング素子９ａがオンされ、加熱コイル３に電流が流れる。その結果、平滑回路８の出力電圧が、ダイオードブリッジ５の出力電圧に応答して変化する。

以上のように、本実施の形態に係る誘導加熱調理器は、徐々に長くなるオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力することにより、ソフトスタート動作を実行する。本実施の形態によれば、誘導加熱調理器の起動時における鍋鳴り音を抑制することができる。

インバータ２は、シングルエンデッドプッシュプル（Single ended push-pull）回路であるため、制御信号ＣＳ１、ＣＳ２を入れ替えても、同様に加熱コイル３に電流が流れる。

すなわち、図２の波形（ａ）に示す制御信号ＣＳ１が、スイッチング素子９ｂのための制御信号として用いられ、図２の波形（ｂ）に示す制御信号ＣＳ２が、スイッチング素子９ａのための制御信号として用いられてもよい。

（実施の形態２）
本開示の実施の形態２に係る誘導加熱調理器について、図５、図６を用いて説明する。

図５は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。図５において、図１と同一または相当部分には、同一の参照符号を付し、重複する説明は省略する。

図５に示すように、駆動部１Ａは、入力電流検出器１２の代わりに、平滑コンデンサ７の両端に接続された入力電圧検出器２３を含む。入力電圧検出器２３は、平滑回路８の出力電圧を検出する。

駆動部１Ａは、共振コンデンサ１４の代わりに、加熱コイル３と並列接続され、加熱コイル３とともに共振回路を構成する共振コンデンサ２４を含む。駆動部１Ａは、インバータ２と直列接続され、共振コンデンサ２４に発生する電圧を抑制するためのクランプコンデンサ２２をさらに含む。

本実施の形態の制御部１１は、実施の形態１のそれと同一の構成を有する。ただし、電力演算部２０は、入力電圧検出器２３による検出信号を受信する。

図６は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器を起動させるための、駆動部１Ａによる発振開始動作を示す波形図である。

本実施の形態では、駆動部１Ａがアクティブクランプ（Active clamp）回路であるため、上述の制御信号ＣＳ１、ＣＳ２が、スイッチング素子９ｂ、９ａにそれぞれ供給される。

すなわち、図２の波形（ａ）に示す制御信号ＣＳ１が、スイッチング素子９ｂのための制御信号として用いられ、図２の波形（ｂ）に示す制御信号ＣＳ２が、スイッチング素子９ａのための制御信号として用いられる。それ以外、本実施の形態に係る発振開始動作は、図２に示す実施の形態１の発振開始動作と同じである。

以上のように、本実施の形態の誘導加熱調理器は、徐々に長くなるオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力することにより、ソフトスタート動作を実行する。本実施の形態によれば、誘導加熱調理器の起動時における鍋鳴り音を抑制することができる。

上述の通り、本開示の誘導加熱装置およびその駆動制御方法は、誘導加熱調理器に適応可能である。

１，１Ａ 駆動部
２ インバータ
３ 加熱コイル
４ 商用電源
５ ダイオードブリッジ
６ チョークコイル
７ 平滑コンデンサ
８ 平滑回路
９ａ，９ｂ スイッチング素子
１０ 駆動回路
１１ 制御部
１２ 入力電流検出器
１３ 出力電流検出器
１４，２４ 共振コンデンサ
１６ 制御信号出力部
１７ デューティ比決定部
１８ 負荷検出部
１９ 電力比較部
２０ 電力演算部
２１ ゼロクロス検出回路
２２ クランプコンデンサ

Claims (10)

1. 加熱コイルと、
   スイッチング素子を有し、前記加熱コイルに高周波電流を供給するように構成された駆動部と、
   可変のパルス幅を有する、前記スイッチング素子のための制御信号を出力するように構成された制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、前記スイッチング素子をオンしない前記パルス幅と、前記スイッチング素子をオンする前記パルス幅とを含む、徐々に長くなる前記パルス幅を有する前記制御信号を出力するように構成された誘導加熱装置。
2. 前記駆動部が、電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路をさらに有し、
   前記制御部が、前記ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、前記発振開始点を、前記電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定するように構成された、請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 前記制御部が、前記ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、前記電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に前記発振開始点を設定するよう構成された、請求項２に記載の誘導加熱装置。
4. 前記制御部が、前記最初の動作周期における前記制御信号の発振周波数を、前記最初の動作周期より後の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数より高い周波数に設定するよう構成された請求項１に記載の誘導加熱装置。
5. 前記制御部が、前記最初の動作周期より後の前記動作周期において、前記制御信号の前記パルス幅を前記動作周期ごとに長く設定するよう構成された請求項４に記載の誘導加熱装置。
6. 加熱コイルと、
   スイッチング素子を有し、前記加熱コイルに高周波電流を供給するように構成された駆動部と、
   可変のパルス幅を有する、前記スイッチング素子のための制御信号を出力するように構成された制御部と、を備えた誘導加熱装置の駆動制御方法であって、
   前記制御信号の出力を開始する前記発振開始点を含む最初の動作周期において、前記スイッチング素子をオンしない前記パルス幅を有する制御信号を出力し、その後、徐々に長くなる前記パルス幅を有する前記制御信号を出力し、その後、前記スイッチング素子をオンする前記パルス幅を有する制御信号を出力する誘導加熱装置の駆動制御方法。
7. 前記発振開始点が、電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定された請求項６に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
8. 前記発振開始点が、前記電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に設定された請求項７に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
9. 前記最初の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数が、前記最初の動作周期より後の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数より高い周波数に設定された請求項６に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
10. 前記最初の動作周期より後の前記動作周期において、前記制御信号の前記パルス幅を前記動作周期ごとに長く設定する請求項９に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。

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