WO2018150614A1 - 誘導加熱装置および誘導加熱装置の駆動制御方法 - Google Patents

誘導加熱装置および誘導加熱装置の駆動制御方法 Download PDF

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WO
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control signal
pulse width
operation cycle
switching element
induction heating
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English (en)
French (fr)
Inventor
洋一 黒瀬
正也 武部
雅志 木下
Original Assignee
パナソニックIpマネジメント株式会社
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    • HELECTRICITY
    • H05ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05BELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02Induction heating
    • H05B6/10Induction heating apparatus, other than furnaces, for specific applications
    • H05B6/12Cooking devices

Definitions

  • the present disclosure relates to an induction heating device, and particularly to drive control thereof.
  • Patent Document 1 avoids an operation at low output power that causes a reduction in power conversion efficiency in the inverter by setting as high power as possible at the time of startup in accordance with the characteristics of the load. Is.
  • the power conversion efficiency of the inverter is increased and the soft start period is shortened.
  • This disclosure is intended to prevent the occurrence of a pot sound when starting an induction heating apparatus, or to reduce the pot sound as much as possible.
  • the induction heating device includes a heating coil, a drive unit, and a control unit.
  • the drive unit has a switching element and supplies a high-frequency current to the heating coil.
  • the control unit outputs a control signal for the switching element having a variable pulse width.
  • the control unit has a gradually increasing pulse width including a pulse width that does not turn on the switching element and a pulse width that turns on the switching element in the first operation cycle including the oscillation start point at which the output of the control signal is started. Output a control signal.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of the induction heating cooker according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing drive control of the heating coil for activating the induction heating cooker according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing drive control of the heating coil for activating the induction heating cooker according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing drive control of a heating coil for activating the induction heating cooker according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the induction heating cooker according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing drive control of the heating coil for activating the induction heating cooker according to the second embodiment.
  • the first aspect of the present disclosure is an induction heating device including a heating coil, a drive unit, and a control unit.
  • the drive unit has a switching element and supplies a high-frequency current to the heating coil.
  • the control unit outputs a control signal for the switching element having a variable pulse width.
  • the control unit has a gradually increasing pulse width including a pulse width that does not turn on the switching element and a pulse width that turns on the switching element in the first operation cycle including the oscillation start point at which the output of the control signal is started. Output a control signal.
  • the drive unit further includes a zero-cross detection circuit that detects a zero-cross point of the power supply voltage.
  • the control unit sets the oscillation start point after a predetermined time from the zero cross point of the power supply voltage based on the detection signal from the zero cross detection circuit.
  • control unit is configured to detect a time between the peak value of the power supply voltage and the subsequent zero-cross point based on the detection signal from the zero-cross detection circuit. Set the oscillation start point within the range.
  • the control unit sets the oscillation frequency of the control signal in the first operation cycle to the control signal in the operation cycle after the first operation cycle. Set a frequency higher than the oscillation frequency.
  • the pulse width of the control signal is set longer for each operation period in the operation period after the first operation period.
  • a sixth aspect of the present disclosure is a drive control method for an induction heating apparatus including a heating coil, a drive unit, and a control unit.
  • the drive unit has a switching element and supplies a high-frequency current to the heating coil.
  • the control unit outputs a control signal for the switching element having a variable pulse width.
  • a control signal having a pulse width that does not turn on the switching element is output, and then the pulse that gradually increases.
  • a control signal having a width is output, and then a control signal having a pulse width for turning on the switching element is output.
  • the oscillation start point is set a predetermined time after the zero cross point of the power supply voltage.
  • the oscillation start point is set within a range between the time point of the peak value of the power supply voltage and the subsequent zero cross point. Is done.
  • the oscillation frequency of the control signal in the first operation cycle is equal to the control signal in the operation cycle after the first operation cycle.
  • a frequency higher than the oscillation frequency is set.
  • the pulse width of the control signal is set longer for each operation cycle.
  • This disclosure includes a configuration in which the configurations of some embodiments are appropriately combined. Therefore, the combined configuration has all the effects of the related embodiments.
  • the following embodiment is an example in which the induction heating device of the present disclosure is applied to an induction heating cooker.
  • the present disclosure is not limited to induction heating cookers.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of the induction heating cooker according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the induction heating cooker of this Embodiment has the drive part 1, the heating coil 3, and the control part 11 inside the main body (not shown).
  • the heating coil 3 is provided close to a top plate (not shown) that covers the upper part of the main body.
  • the top plate is provided with an operation display unit (not shown) configured to display the set heating condition and operation status by the user performing heating operation setting and heating start operations.
  • an operation display unit (not shown) configured to display the set heating condition and operation status by the user performing heating operation setting and heating start operations.
  • the drive unit 1 includes a diode bridge 5, a smoothing circuit 8, an inverter 2, a drive circuit 10, an input current detector 12, an output current detector 13, a resonance capacitor 14, a snubber capacitor 15, and a zero cross detection circuit 21.
  • the drive unit 1 generates a high frequency current from the power supplied from the commercial power supply 4 and supplies the high frequency current to the heating coil 3.
  • the diode bridge 5 rectifies the power supply voltage of the commercial power supply 4.
  • the smoothing circuit 8 includes a choke coil 6 and a smoothing capacitor 7 and smoothes the DC power rectified by the diode bridge 5.
  • the inverter 2 includes a switching element 9a arranged on the high voltage side and a switching element 9b arranged on the low voltage side connected in series.
  • IGBTs are used for the switching elements 9a and 9b.
  • Reverse switching diodes are connected in parallel to the switching elements 9a and 9b, respectively.
  • the inverter 2 is connected to both ends of the smoothing capacitor 7.
  • Both ends of the switching element 9b are output ends of the drive unit 1 connected to the heating coil 3.
  • the drive circuit 10 outputs a drive signal for turning on or off the switching elements 9a and 9b based on the control signal output by the control unit 11.
  • the resonance capacitor 14 is connected in series to the heating coil 3 and constitutes a resonance circuit together with the heating coil 3.
  • Snubber capacitor 15 is connected in parallel to switching element 9b.
  • the snubber capacitor 15 reduces switching loss that occurs when the switching elements 9a and 9b are turned off.
  • the input current detector 12 is provided between the commercial power supply 4 and the diode bridge 5 and outputs a detection signal corresponding to the current supplied to the diode bridge 5.
  • the output current detector 13 is provided between the connection point of the switching elements 9 a and 9 b and the heating coil 3, and outputs a detection signal corresponding to the current flowing through the heating coil 3.
  • the zero cross detection circuit 21 detects the zero cross point of the power supply voltage of the commercial power source 4 and outputs a detection signal indicating the zero cross point.
  • the control unit 11 outputs a control signal to the drive circuit 10 based on detection signals from the input current detector 12, the output current detector 13, and the zero cross detection circuit 21.
  • control unit 11 As shown in FIG. 1, the control unit 11 includes a control signal output unit 16, a duty ratio determination unit 17, a load detection unit 18, a power comparison unit 19, and a power calculation unit 20.
  • the power calculation unit 20 receives the detection signal from the input current detector 12 and calculates the input power to the drive unit 1.
  • a voltage detection circuit (not shown) for detecting the power supply voltage may be provided. In this case, the calculated input power is corrected by the signal detected by the voltage detection circuit.
  • the power comparison unit 19 compares the power calculated by the power calculation unit 20 (hereinafter referred to as detection power) with a preset target power, and outputs a comparison signal indicating the result to the duty ratio determination unit 17. .
  • the target power is set in advance for each of a plurality of thermal powers that can be output by the induction heating cooker of the present embodiment.
  • the comparison signal output by the power comparison unit 19 includes information indicating whether or not the detected power has reached the target power, and the difference between the target power and the detected power when the detected power has not reached the target power. Information.
  • the load detection unit 18 includes a detection power calculated by the power calculation unit 20, a detection signal from the output current detector 13, and an on-time of a switching element included in the inverter 2 (the switching element 9a in the first embodiment). Based on the above, it is determined whether or not an object to be heated is placed in the heating area above the heating coil 3.
  • the load detection unit 18 recognizes the ON time of the switching element 9a based on the information output from the duty ratio determination unit 17.
  • the load detection unit 18 outputs a determination signal indicating the result to the duty ratio determination unit 17.
  • the duty ratio determination unit 17 determines a duty ratio, which is a ratio between the on time and the off time of the switching elements 9a and 9b, based on the comparison signal output by the power comparison unit 19.
  • the duty ratio determination unit 17 When the comparison signal indicates that the detected power is lower than the target power, the duty ratio determination unit 17 outputs a duty ratio obtained by extending the ON time of the switching element 9a so that the detected power reaches the target power. When the comparison signal indicates that the detected power has reached the target power, the duty ratio at that time is maintained.
  • the control signal output unit 16 outputs a control signal for controlling the operation of the switching elements 9 a and 9 b to the drive circuit 10 based on the duty ratio determined by the duty ratio determination unit 17.
  • the control signal is, for example, a low voltage signal of 5V.
  • the duty ratio determination unit 17 sets the ON time of the switching element 9a to zero.
  • the control signal output unit 16 stops oscillation, and the drive circuit 10 stops the operation of the switching elements 9a and 9b.
  • the microcomputer constitutes the control unit 11.
  • the present disclosure is not limited to this, if a programmable microcomputer is used, the processing contents can be easily changed, and the degree of freedom in design can be increased.
  • control unit 11 can be configured with a logic circuit.
  • the control unit 11 may be physically configured with one or a plurality of electronic components.
  • each element included in the control unit 11 may correspond to one electronic component. In that case, it can be considered that these electronic components correspond to the control signal output unit 16, the duty ratio determination unit 17, the load detection unit 18, the power comparison unit 19, and the power calculation unit 20, respectively.
  • Drive circuit 10 In order to drive the switching elements 9a and 9b composed of the IGBT, a drive signal having a high voltage of 10 V or more is required.
  • the drive circuit 10 is provided between the control signal output unit 16 and the switching elements 9a and 9b.
  • the drive circuit 10 outputs a high-voltage drive signal of 20 V, for example, according to the low-voltage (for example, 5 V) control signal output from the control signal output unit 16, and drives the switching elements 9a and 9b.
  • the IGBTs that make up the switching elements have variations in characteristics. For this reason, even if the switching element is driven with a drive signal having a duty ratio designed to reduce the current at start-up, the desired effect is not necessarily obtained in all induction heating devices shipped as products. Not exclusively.
  • Heating coil drive control at startup 2 to 4 are waveform diagrams showing drive control (hereinafter referred to as oscillation start operation) of the heating coil 3 for starting the induction heating cooker according to the present embodiment.
  • the waveform (a) in FIG. 2 shows the waveform of the control signal CS1.
  • the control unit 11 outputs a control signal CS1 so that the drive circuit 10 generates a drive signal for driving the switching element 9a. That is, the control signal CS1 is a control signal for the switching element 9a.
  • the control signal CS1 is a pulse signal having a cycle Tc and a variable pulse width. In the present embodiment, the period Tc is set to about 22 ⁇ s.
  • the pulse of the control signal CS1 is such that the first pulse width has an on time T1 and the second pulse width has an on time T2 slightly longer than the on time T1.
  • the width gradually increases with each pulse.
  • the ON times T1 to T3 are set within a time width range (hereinafter referred to as a non-operation range) in which the switching element 9a is never turned on in consideration of variations in characteristics of electronic components such as the switching elements 9a and 9b. .
  • the on-time T7 is set within a time width range (hereinafter referred to as an operation range) in which the switching element 9a is always turned on in consideration of variations in characteristics of electronic components such as the switching elements 9a and 9b.
  • the on-time T4 to the on-time T6 are within a range of time width in which the switching element 9a may or may not turn on depending on the product due to variations in characteristics of the electronic components such as the switching elements 9a and 9b (hereinafter referred to as the non-time range). It is set within the definite range.
  • the on-time T1 is set to 0.8 ⁇ s. Not limited to this, the on-time T1 may be set to 0.1 ⁇ s or more and 1.9 ⁇ s or less. These numerical values are appropriately set according to variations in switching elements and drive circuit components used.
  • the on times T2 to T7 are set to 0.9 ⁇ s, 1.0 ⁇ s, 1.1 ⁇ s, 1.2 ⁇ s, 1.3 ⁇ s, and 2.0 ⁇ s, respectively.
  • the waveform (b) in FIG. 2 shows the waveform of the control signal CS2.
  • the control unit 11 outputs a control signal CS2 so that the drive circuit 10 generates a drive signal for driving the switching element 9b. That is, the control signal CS2 is a control signal for the switching element 9b.
  • the control signal CS2 is a pulse signal having a cycle Tc and a variable pulse width.
  • the pulse width of the control signal CS2 is set so that the switching elements 9a and 9b are not turned on simultaneously.
  • the pulse width of the control signal CS2 becomes shorter as the pulse width of the control signal CS1 becomes longer.
  • a current flows through the heating coil 3 for the first time in the case of the on time T4 included in the indeterminate range. Although it is longer than the on-time T4, the current flows through the heating coil 3 also in the case of the on-times T5 and T6 that are also included in the uncertain range.
  • the waveform (c) in FIG. 2 shows the waveform of the current IL flowing through the heating coil 3.
  • a positive current flows through the heating coil 3 for the first time when the pulse width is the on time T4.
  • the on times T1 to T3, the on times T4 to T6, and the on time T7 are included in the invalid range, the indeterminate range, and the operation range, respectively.
  • the ON times T2 to T6 may be included in the uncertain range due to variations in the constants of the electronic components, or only the ON time T6 may be included in the uncertain range.
  • the waveform (a) in FIG. 3 shows the power supply voltage of the commercial power supply 4.
  • a waveform (b) in FIG. 3 shows an output voltage of the diode bridge 5.
  • a waveform (c) in FIG. 3 shows the voltage across the smoothing capacitor 7, that is, the output voltage of the smoothing circuit 8.
  • the inverter 2 starts oscillating at the oscillation start point ST. Until the oscillation start point ST, no current flows through the heating coil 3, so that the output voltage of the smoothing circuit 8 does not change much.
  • the oscillation start point ST is set at any time during the oscillation start period SP.
  • the oscillation start period SP is a period between the time points of the positive and negative peak values in the power supply voltage shown in the waveform (a) of FIG. 3 and the subsequent zero cross point.
  • the oscillation start period SP is a period between a time point 5 ms after the zero cross point and a time point 9 ms after the zero cross point.
  • the control unit 11 starts outputting the control signals CS1 and CS2 at the oscillation start point ST.
  • the control unit 11 sequentially outputs a control signal CS1 having a pulse width having ON times T1 to T7 until the oscillation start period SP including the oscillation start point ST ends.
  • the control unit 11 After outputting the pulse width control signal CS1 having the on time T7, the control unit 11 repeatedly outputs the pulse width control signal CS1 having the on time T7 until the oscillation start period SP including the oscillation start point ST ends. To do. Thus, the switching elements 9a and 9b are always turned on in the oscillation start period SP including the oscillation start point ST. As a result, as shown in the waveform (c) of FIG. 3, a current flows through the heating coil 3, and the output voltage of the smoothing circuit 8 changes in response to the output voltage of the diode bridge 5.
  • the pulse width of the control signal CS1 increases in order from the on time T1 to the on time T7.
  • the control unit 11 may output a control signal having a pulse width having an on time during which the switching element 9a is always turned on before the oscillation start period SP ends. After the same on-time is repeated several times, the on-time may be increased.
  • the oscillation start point ST is set within the oscillation start period SP. For this reason, when the switching elements 9a and 9b operate, the voltage across the smoothing capacitor 7 drops.
  • the controller 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an on time T7 in order to lower the voltage across the smoothing capacitor 7 to zero or in the vicinity thereof until the end of the oscillation start period SP, and the switching element 9a. Is operated repeatedly. Thereby, the electric power supplied from the commercial power source 4 to the inverter 2 can be minimized.
  • the oscillation start period SP is between the time point 5 ms after the zero cross point and the time point 9 ms after the zero cross point. The reason is that the operation of the switching elements 9a and 9b is started before the end of the oscillation start period SP, and the voltage across the smoothing capacitor 7 is reduced to zero or in the vicinity thereof at the end of the oscillation start period SP.
  • control signal CS2 is supplied to the switching element 9b in the non-operation range and the indeterminate range.
  • the control signal CS2 may not be supplied in the non-operating range and the indeterminate range.
  • control unit 11 In response to a control signal CS1 having a pulse width having an on-time included in the uncertain range, after a current flows through the heating coil 3, the control unit 11 performs the first control signal CS1 having an on-time included in the operating range. It is only necessary to start supplying the control signal CS2 in synchronization with the control signal CS2.
  • the waveform (d) in FIG. 3 schematically shows the locus ILp of the maximum value of the current flowing through the heating coil 3 in the operation cycles V1 to V4.
  • the locus ILp is a line that connects the maximum values of the current that flows during each on-time (see the waveform (c) in FIG. 2).
  • the first operation cycle (operation cycle V1) is a period between the oscillation start point ST and the subsequent zero cross point.
  • An operation cycle (operation cycles V2 to V4) after the operation cycle V1 is a period between the zero cross point of the power supply voltage and the subsequent zero cross point (see waveform (a) in FIG. 3).
  • the oscillation start operation (see FIG. 2) in the operation cycle V1 is continued until the subsequent zero cross point. That is, the control unit 11 sequentially outputs a control signal CS1 having a pulse width having ON times T1 to T7. Thereafter, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an ON time T7 until the subsequent zero cross point. Thereby, the inrush current at the time of starting can be suppressed.
  • control unit 11 In the operation cycle V2, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width longer than the on-time T7 and having an on-time T8 included in the operation range.
  • control unit 11 In the operation cycle V3, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width longer than the on-time T8 and having an on-time T9 included in the operation range.
  • control unit 11 In the operation cycle V4, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width longer than the on time T9 and having an on time T10 included in the operation range.
  • control unit 11 sets the pulse width of the control signal CS1 longer for each operation cycle in the operation cycles V2 to V4 after the operation cycle V1.
  • the locus ILp in the operation cycle V3 is larger than the locus ILp in the operation cycle V2.
  • the locus ILp in the operation cycle V4 is larger than the locus ILp in the operation cycle V3.
  • the oscillation frequency F1 (see FIG. 4) in the operation cycle V1 is set higher than the oscillation frequency F2 in the operation cycle after the operation cycle V1.
  • the oscillation frequency in the operation cycle V1 is set to 45.5 kHz
  • the oscillation frequency in the operation cycle after the operation cycle V1 is set to 22.7 kHz.
  • the switching loss can be increased and the energy consumption can be increased.
  • the voltage drop across the smoothing capacitor 7 can be promoted with a very small on-time.
  • the difference between the oscillation frequencies F1 and F2 and the two oscillation frequencies is set to a frequency higher than the audible frequency (20 kHz) so as not to make the user uncomfortable.
  • the oscillation frequency F1 is set to 45.5 kHz (cycle Ts: 22 ⁇ s)
  • the oscillation frequency F2 is set to 22.7 kHz (cycle Ts: 44 ⁇ s).
  • the waveform (a) in FIG. 4 corresponds to the waveform (b) in FIG.
  • the frequency of the power supply voltage is 50 Hz, and the cycle is 20 ms.
  • a waveform (b) in FIG. 4 shows the control signals CS1 and CS2 in the operation cycles V1 to V4.
  • a waveform (c) in FIG. 4 shows the voltage across the smoothing capacitor 7, that is, the output voltage of the smoothing circuit 8.
  • the control unit 11 sequentially outputs a control signal CS1 having a pulse width having ON times T1 to T7. Thereafter, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an ON time T7 until the subsequent zero cross point.
  • control unit 11 In the operation cycle V2, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an on time T8. In the operation cycle V3, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an on time T9. In the operation cycle V4, the control unit 11 repeatedly outputs a control signal CS1 having a pulse width having an on time T10.
  • control signals CS1 and CS2 In the operation cycle V1, the control signals CS1 and CS2 have the oscillation frequency F1, and in the operation cycle after the operation cycle V1, the control signals CS1 and CS2 have the oscillation frequency F2. Since the pulse width of the control signal CS1 is defined in advance, the oscillation frequency is lowered by increasing the pulse width of the control signal CS2.
  • the switching element 9a is turned on for the first time in response to a pulse width control signal CS1 having an on time (for example, an on time T4) included in the indeterminate range, and the heating coil A current flows through 3.
  • an on time for example, an on time T4
  • the output voltage of the smoothing circuit 8 changes in response to the output voltage of the diode bridge 5.
  • the induction heating cooker according to the present embodiment executes a soft start operation by outputting a control signal having a pulse width having a gradually increasing ON time. According to the present embodiment, it is possible to suppress the rumbling sound when the induction heating cooker is activated.
  • the inverter 2 is a single-ended push-pull circuit, a current flows through the heating coil 3 in the same manner even if the control signals CS1 and CS2 are switched.
  • control signal CS1 shown in the waveform (a) of FIG. 2 is used as the control signal for the switching element 9b
  • the control signal CS2 shown in the waveform (b) of FIG. 2 is used as the control signal for the switching element 9a. May be used as
  • Embodiment 2 An induction heating cooker according to Embodiment 2 of the present disclosure will be described with reference to FIGS. 5 and 6.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the induction heating cooker according to the present embodiment.
  • the same or corresponding parts as in FIG. 5 are identical or corresponding parts as in FIG. 5
  • the drive unit 1 ⁇ / b> A includes an input voltage detector 23 connected to both ends of the smoothing capacitor 7 instead of the input current detector 12.
  • the input voltage detector 23 detects the output voltage of the smoothing circuit 8.
  • the drive unit 1A includes a resonance capacitor 24 that is connected in parallel to the heating coil 3 and constitutes a resonance circuit together with the heating coil 3, instead of the resonance capacitor 14.
  • Drive unit 1 ⁇ / b> A further includes a clamp capacitor 22 that is connected in series with inverter 2 and suppresses a voltage generated in resonant capacitor 24.
  • the control unit 11 of the present embodiment has the same configuration as that of the first embodiment. However, the power calculation unit 20 receives a detection signal from the input voltage detector 23.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing an oscillation start operation by the drive unit 1A for starting up the induction heating cooker according to the present embodiment.
  • the driving unit 1A is an active clamp circuit
  • the above-described control signals CS1 and CS2 are supplied to the switching elements 9b and 9a, respectively.
  • control signal CS1 shown in the waveform (a) of FIG. 2 is used as the control signal for the switching element 9b
  • the control signal CS2 shown in the waveform (b) of FIG. 2 is used as the control signal for the switching element 9a.
  • the oscillation start operation according to the present embodiment is the same as the oscillation start operation of the first embodiment shown in FIG.
  • the induction heating cooker according to the present embodiment executes the soft start operation by outputting a control signal having a pulse width having an gradually increasing on time. According to the present embodiment, it is possible to suppress the rumbling sound when the induction heating cooker is activated.
  • the induction heating device and the drive control method thereof according to the present disclosure can be applied to an induction heating cooker.

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Abstract

誘導加熱装置は、加熱コイルとインバータと制御部とを備える。インバータは、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。制御部は、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅と、スイッチング素子をオンするパルス幅とを含む、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力する。本態様によれば、誘導加熱装置の起動時における鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することができる。

Description

誘導加熱装置および誘導加熱装置の駆動制御方法
 本開示は、誘導加熱装置、特に、その駆動制御に関するものである。
 誘導加熱装置では、加熱開始の際、加熱コイルに供給される電力を所望の値まで徐々に増加させる、いわゆるソフトスタート動作が行われる(例えば、特許文献1参照)。
 特許文献1に開示されたソフトスタート動作は、負荷の特性に合わせて、起動時に可能な限り高い電力を設定することにより、インバータにおける電力変換効率の低下を引き起こす低出力電力での動作を回避するものである。
 このようにして、上記従来の誘導加熱装置では、インバータの電力変換効率を上昇させるとともに、ソフトスタート期間の短縮が図られる。
特開2008-204884号公報
 しかしながら、起動時の出力電力を高く設定すると、起動時などの加熱コイルに流れる電流が急激に変化する場合に、鍋などの負荷の振動により誘導加熱装置に特有の音が発生する。以下、この音を鍋鳴り音(Pot vibration sound)という。鍋鳴り音は、電流の変化の大きさに依存して大きくなる。
 本開示は、誘導加熱装置の起動時における鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することを目的とする。
 本開示の一態様の誘導加熱装置は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備える。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。
 制御部は、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅と、スイッチング素子をオンするパルス幅とを含む、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力する。
 本開示によれば、誘導加熱装置の起動時における鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することができる。
図1は、本開示の実施の形態1に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。 図2は、実施の形態1に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図3は、実施の形態1に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図4は、実施の形態1に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。 図5は、本開示の実施の形態2に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。 図6は、実施の形態2に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイルの駆動制御を示す波形図である。
 本開示の第1の態様は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備えた誘導加熱装置である。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。
 制御部は、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅と、スイッチング素子をオンするパルス幅とを含む、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力する。
 本開示の第2の態様の誘導加熱装置によれば、第1の態様において、駆動部が、電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路をさらに有する。制御部は、ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、発振開始点を、電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定する。
 本開示の第3の態様の誘導加熱装置によれば、第2の態様において、制御部が、ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に発振開始点を設定する。
 本開示の第4の態様の誘導加熱装置によれば、第1の態様において、制御部が、最初の動作周期における制御信号の発振周波数を、最初の動作周期より後の動作周期における制御信号の発振周波数より高い周波数に設定する。
 本開示の第5の態様の誘導加熱装置によれば、第4の態様において、最初の動作周期より後の動作周期において、制御信号のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。
 本開示の第6の態様は、加熱コイルと駆動部と制御部とを備えた誘導加熱装置の駆動制御方法である。駆動部は、スイッチング素子を有し、加熱コイルに高周波電流を供給する。制御部は、可変のパルス幅を有する、スイッチング素子のための制御信号を出力する。
 本態様の駆動制御方法によれば、制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、スイッチング素子をオンしないパルス幅を有する制御信号を出力し、その後、徐々に長くなるパルス幅を有する制御信号を出力し、その後、スイッチング素子をオンするパルス幅を有する制御信号を出力する。
 本開示の第7の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第6の態様において、発振開始点が、電源電圧のゼロクロス点から所定時間後に設定される。
 本開示の第8の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第7の態様において、発振開始点が、電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に設定される。
 本開示の第9の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第6の態様において、最初の動作周期における制御信号の発振周波数が、最初の動作周期より後の動作周期における制御信号の発振周波数より高い周波数に設定される。
 本開示の第10の態様の誘導加熱装置の駆動制御方法によれば、第9の態様において、制御信号のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。
 以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
 実施の形態はいずれも本開示の一具体例である。実施の形態において示される数値、形状、構成、ステップ、および、ステップの順序などは一例であり、本開示を限定するものではない。
 本開示は、いくつかの実施の形態の構成が適宜組み合わされた構成を含む。そのため、組み合わされた構成は、関連する実施の形態のすべての効果を奏する。
 以下の実施の形態は、本開示の誘導加熱装置を誘導加熱調理器に適用した例である。しかし、本開示は誘導加熱調理器に限定されるものではない。
 (実施の形態1)
 図1は、本開示の実施の形態1に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。
 図1に示すように、本実施の形態の誘導加熱調理器は、本体(図示せず)の内部に、駆動部1と加熱コイル3と制御部11とを有する。加熱コイル3は、本体の上部を覆うトッププレート(図示せず)に近接して設けられる。
 トッププレートには、使用者により加熱条件の設定、加熱開始の操作が行われ、設定された加熱条件および動作状況を表示するように構成された操作表示部(図示せず)が設けられる。
 駆動部1は、ダイオードブリッジ5と平滑回路8とインバータ2と駆動回路10と入力電流検出器12と出力電流検出器13と共振コンデンサ14とスナバコンデンサ15とゼロクロス検出回路21とを備える。駆動部1は、商用電源4により供給された電力から高周波電流を生成し、高周波電流を加熱コイル3に供給する。
 ダイオードブリッジ5は、商用電源4の電源電圧を整流する。平滑回路8は、チョークコイル6と平滑コンデンサ7とを有し、ダイオードブリッジ5により整流された直流電力を平滑する。
 インバータ2は、高圧側に配置されたスイッチング素子9aと、低圧側に配置されたスイッチング素子9bとが直列接続されて構成される。スイッチング素子9a、9bには、例えばIGBTが用いられる。スイッチング素子9a、9bには、それぞれ逆導通ダイオードが並列に接続される。インバータ2は、平滑コンデンサ7の両端に接続される。
 スイッチング素子9bの両端は、加熱コイル3に接続された駆動部1の出力端である。
 駆動回路10は、制御部11により出力された制御信号に基づいて、スイッチング素子9a、9bをオンまたはオフする駆動信号を出力する。
 共振コンデンサ14は、加熱コイル3に直列接続され、加熱コイル3とともに共振回路を構成する。
 スナバコンデンサ15は、スイッチング素子9bに並列に接続される。スナバコンデンサ15は、スイッチング素子9a、9bがオフするときに発生するスイッチング損失を低減する。
 入力電流検出器12は、商用電源4とダイオードブリッジ5との間に設けられ、ダイオードブリッジ5に供給される電流に応じた検出信号を出力する。出力電流検出器13は、スイッチング素子9a、9bの接続点と加熱コイル3との間に設けられ、加熱コイル3に流れる電流に応じた検出信号を出力する。
 ゼロクロス検出回路21は、商用電源4の電源電圧のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点を示す検出信号を出力する。
 制御部11は、入力電流検出器12、出力電流検出器13、ゼロクロス検出回路21による検出信号に基づいて、駆動回路10に制御信号を出力する。
 [制御部11]
 ここで、制御部11について説明する。図1に示すように、制御部11は、制御信号出力部16とデューティ比決定部17と負荷検出部18と電力比較部19と電力演算部20とを含む。
 電力演算部20は、入力電流検出器12による検出信号を受信し、駆動部1への入力電力を算出する。電源電圧の実効値が変化する場合には、電源電圧を検出する電圧検出回路(図示せず)を設けてもよい。この場合、この電圧検出回路により検出された信号により、算出された入力電力を補正する。
 電力比較部19は、電力演算部20により算出された電力(以下、検出電力という)と、予め設定された目標電力とを比較し、その結果を示す比較信号をデューティ比決定部17に出力する。目標電力は、本実施の形態の誘導加熱調理器により出力可能な複数の火力の各々に対して予め設定される。
 電力比較部19により出力された比較信号は、検出電力が目標電力に達成しているか否かという情報と、検出電力が目標電力に達成していない場合には、目標電力と検出電力との差を示す情報とを含む。
 負荷検出部18は、電力演算部20により算出された検出電力と、出力電流検出器13による検出信号と、インバータ2に含まれたスイッチング素子(本実施の形態1ではスイッチング素子9a)のオン時間とに基づいて、加熱コイル3の上方の加熱領域に被加熱物が載置されているか否かを判別する。
 負荷検出部18は、デューティ比決定部17により出力された情報により、スイッチング素子9aのオン時間を認識する。負荷検出部18は、その結果を示す判別信号をデューティ比決定部17に出力する。
 デューティ比決定部17は、電力比較部19により出力された比較信号に基づいて、スイッチング素子9a、9bのオン時間とオフ時間との比であるデューティ比を決定する。
 比較信号が、検出電力が目標電力より低いことを示す場合、デューティ比決定部17は、検出電力が目標電力に到達するように、スイッチング素子9aのオン時間を伸ばしたデューティ比を出力する。比較信号が、検出電力が目標電力に到達していることを示す場合、そのときのデューティ比が維持される。
 制御信号出力部16は、デューティ比決定部17で決定されたデューティ比に基づいて、スイッチング素子9a、9bの動作を制御する制御信号を駆動回路10に出力する。制御信号は、例えば5Vの低電圧の信号である。
 負荷検出部18が、被加熱物が載置されていないと判別した場合、デューティ比決定部17は、スイッチング素子9aのオン時間をゼロに設定する。制御信号出力部16は発振を停止し、駆動回路10は、スイッチング素子9a、9bの動作を停止する。
 本実施の形態では、マイクロコンピュータが制御部11を構成する。本開示はこれに限定されるものではないが、プログラム可能なマイクロコンピュータを用いれば、処理内容を容易に変更可能であり、設計の自由度を高めることができる。
 処理速度の向上のため、制御部11を論理回路で構成することも可能である。制御部11を物理的に一つまたは複数の電子部品で構成してもよい。制御部11を複数の電子部品で構成する場合、制御部11に含まれた各要素を一つの電子部品に対応させてもよい。その場合、これらの電子部品が、制御信号出力部16、デューティ比決定部17、負荷検出部18、電力比較部19、電力演算部20にそれぞれ対応すると考えることができる。
 [駆動回路10]
 IGBTで構成されたスイッチング素子9a、9bを駆動するには、10V以上の高電圧の駆動信号が必要である。
 本実施の形態では、制御信号出力部16とスイッチング素子9a、9bとの間に、駆動回路10が設けられる。駆動回路10は、制御信号出力部16により出力される低電圧(例えば5V)の制御信号に応じて、例えば20Vの高電圧の駆動信号を出力し、スイッチング素子9a、9bを駆動する。
 [鍋鳴り音の発生]
 上述の通り、起動時など加熱コイル3に流れる電流が急激に変化する場合、誘導加熱調理器に特有の鍋鳴り音が発生する。鍋鳴り音の抑制のためには、起動時の電流をできるだけ小さくする必要がある。
 しかし、スイッチング素子を構成するIGBTは特性のバラツキを有する。このため、起動時の電流を小さくするように設計されたデューティ比の駆動信号でスイッチング素子を駆動しても、製品として出荷された全ての誘導加熱装置において、必ずしも所望の効果が得られるとは限らない。
 従って、従来の誘導加熱装置では、起動時において鍋鳴り音の抑制より正常に作動することが優先されていた。すなわち、起動時にどの製品でも加熱コイルに確実に電流が流れるように、ある程度の長さのオン時間を有するパルス幅の駆動信号が供給されていた。
 発明者らは、種々の実験を行った結果、鍋鳴り音の発生を防止する、または、鍋鳴り音をできるだけ低減することができる、起動時における加熱コイル3の駆動制御を見出した。
 [起動時における加熱コイルの駆動制御]
 図2~図4は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器を起動させるための加熱コイル3の駆動制御(以下、発振開始動作という)を示す波形図である。
 図2の波形(a)は、制御信号CS1の波形を示す。制御部11は、駆動回路10がスイッチング素子9aを駆動する駆動信号を生成するように、制御信号CS1を出力する。すなわち、制御信号CS1は、スイッチング素子9aのための制御信号である。制御信号CS1は、周期Tcと可変のパルス幅とを有するパルス信号である。本実施の形態では、周期Tcは約22μsに設定される。
 図2の波形(a)に示すように、最初のパルス幅がオン時間T1を有し、2番目のパルス幅がオン時間T1より少し長いオン時間T2を有するというように、制御信号CS1のパルス幅はパルスごとに徐々に長くなる。
 オン時間T1~T3は、スイッチング素子9a、9bなどの電子部品の特性のバラツキを考慮して、スイッチング素子9aが絶対にオンしない時間幅の範囲(以下、非動作範囲という)内に設定される。
 オン時間T7は、スイッチング素子9a、9bなどの電子部品の特性のバラツキを考慮して、スイッチング素子9aが必ずオンする時間幅の範囲(以下、動作範囲という)内に設定される。
 オン時間T4~オン時間T6は、スイッチング素子9a、9bなどの電子部品の特性のバラツキにより、製品によってスイッチング素子9aがオンしたりオンしなかったりする可能性がある時間幅の範囲(以下、不確定範囲という)内に設定される。
 図2の波形(a)において、オン時間T1は0.8μsに設定される。これに限らず、オン時間T1は、0.1μs以上かつ1.9μs以下に設定されていればよい。これらの数値は使用されるスイッチング素子や駆動回路部品のバラツキに応じて適宜設定される。オン時間T2~T7は、0.9μs、1.0μs、1.1μs、1.2μs、1.3μs、2.0μsにそれぞれ設定される。
 図2の波形(b)は、制御信号CS2の波形を示す。制御部11は、駆動回路10がスイッチング素子9bを駆動する駆動信号を生成するように、制御信号CS2を出力する。すなわち、制御信号CS2は、スイッチング素子9bのための制御信号である。制御信号CS2は、周期Tcと可変のパルス幅とを有するパルス信号である。
 制御信号CS2のパルス幅は、スイッチング素子9a、9bが同時にオンしないように設定される。制御信号CS2のパルス幅は、制御信号CS1のパルス幅が長くなるにつれて短くなる。
 図2の波形(b)において、オン時間T1からT6までは、隣り合う二つのオン時間の差は0.1μsである一方、オン時間T7は、オン時間T6より0.7μs長い。その理由は次の通りである。
 上述の通り、本実施の形態では、不確定範囲に含まれるオン時間T4の場合に、初めて加熱コイル3に電流が流れる。オン時間T4より長いが、やはり不確定範囲に含まれるオン時間T5、T6の場合にも、加熱コイル3に電流が流れる。
 このことから、オン時間T6より長いオン時間であれば、必ず加熱コイル3に電流が流れると予測される。従って、これ以上、オン時間を徐々に増加させる必要がなくなるわけである。
 図2の波形(c)は、加熱コイル3に流れる電流ILの波形を示す。図2の波形(c)に示すように、制御信号CS1のパルス幅をオン時間T1からパルスごとに徐々に長くすると、パルス幅がオン時間T4のときに初めて加熱コイル3に正の電流が流れる。
 スイッチング素子9aがオン、スイッチング素子9bがオフのとき、加熱コイル3に正の電流が流れる。スイッチング素子9aがオフ、スイッチング素子9bがオンのとき、加熱コイル3に負の電流が流れる。
 本実施の形態では、オン時間T1~T3、オン時間T4~T6、オン時間T7は、それぞれ無効範囲、不確定範囲、動作範囲にそれぞれ含まれる。しかし、製品によっては、電子部品の定数のバラツキにより、オン時間T2~T6が不確定範囲に含まれる場合もあれば、オン時間T6のみが不確定範囲に含まれる場合もある。
 図3の波形(a)は、商用電源4の電源電圧を示す。図3の波形(b)は、ダイオードブリッジ5の出力電圧を示す。図3の波形(c)は、平滑コンデンサ7の両端電圧、すなわち、平滑回路8の出力電圧を示す。
 図3の波形(c)に示すように、発振開始点STで、インバータ2が発振を開始する。発振開始点STまでは、加熱コイル3に電流が流れないので、平滑回路8の出力電圧にあまり変化は見られない。
 発振開始点STは、発振開始期間SPの間のいずれかの時点に設定される。発振開始期間SPは、図3の波形(a)に示す電源電圧における正および負のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の期間である。実際には、周波数が50Hzの商用電源4の場合、発振開始期間SPは、ゼロクロス点から5ms後の時点とゼロクロス点から9ms後の時点との間の期間である。
 制御部11は、発振開始点STにおいて制御信号CS1、CS2の出力を開始する。制御部11は、発振開始点STを含む発振開始期間SPが終了するまでに、オン時間T1~T7を有するパルス幅の制御信号CS1を順に出力する。
 制御部11は、オン時間T7を有するパルス幅の制御信号CS1を出力した後、発振開始点STを含む発振開始期間SPが終了するまで、オン時間T7を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。これにより、発振開始点STを含む発振開始期間SPにおいて、必ずスイッチング素子9a、9bがオンされる。その結果、図3の波形(c)に示すように、加熱コイル3に電流が流れ、平滑回路8の出力電圧が、ダイオードブリッジ5の出力電圧に応答して変化する。
 本実施の形態では、制御信号CS1のパルス幅は、オン時間T1からオン時間T7まで順に長くなる。しかし、これに限らず、制御部11は、遅くとも発振開始期間SPが終了するまでに、スイッチング素子9aを必ずオンするオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力すればよい。同じオン時間が何回か繰り返された後、オン時間を長くしてもよい。
 図3の波形(c)に示すように、本実施の形態では、発振開始点STが、発振開始期間SP内に設定される。このため、スイッチング素子9a、9bが動作すると、平滑コンデンサ7の両端電圧は降下する。
 制御部11は、発振開始期間SPの終了までに、平滑コンデンサ7の両端電圧をゼロまたはその近傍まで降下させるために、オン時間T7を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力し、スイッチング素子9aを繰り返し動作させる。これにより、商用電源4からインバータ2に供給される電力を最小限に抑えることができる。
 上述の通り、本実施の形態では、発振開始期間SPは、ゼロクロス点から5ms後の時点とゼロクロス点から9ms後の時点との間である。その理由は、発振開始期間SPの終了前にスイッチング素子9a、9bの動作を開始させ、発振開始期間SPの終了時に、平滑コンデンサ7の両端電圧をゼロまたはその近傍まで降下させるためである。
 発振開始後、平滑コンデンサ7の両端電圧がゼロまたはその近傍まで降下するとき、平滑コンデンサ7に蓄えられたエネルギーの一部は、スイッチング素子9aの動作により生じるスイッチング損失となる。本実施の形態によれば、発振開始期間SP内に発振開始点STを設定することにより、スイッチング損失による発熱を低減させ、スイッチング素子9aを熱破壊から保護することができる。
 本実施の形態では、非動作範囲および不確定範囲において、スイッチング素子9bに制御信号CS2が供給される。しかし、非動作範囲および不確定範囲では、制御信号CS2が供給されなくてもよい。
 不確定範囲に含まれるオン時間を有するパルス幅の制御信号CS1に応答して、加熱コイル3に電流が流れた後、制御部11は、動作範囲に含まれるオン時間を有する最初の制御信号CS1に同期させて、制御信号CS2を供給し始めればよい。
 図3の波形(d)は、動作周期V1~V4における加熱コイル3に流れる電流の最大値の軌跡ILpを模式的に示す。軌跡ILpは、各オン時間において流れる電流の最大値を結ぶ線である(図2の波形(c)参照)。
 図3の波形(d)に示すように、最初の動作周期(動作周期V1)は、発振開始点STとその後のゼロクロス点との間の期間である。動作周期V1より後の動作周期(動作周期V2~V4)は、電源電圧のゼロクロス点とその後のゼロクロス点との間の期間である(図3の波形(a)参照)。
 上述の通り、動作周期V1における発振開始動作(図2参照)は、その後のゼロクロス点まで継続される。すなわち、制御部11は、オン時間T1~T7を有するパルス幅の制御信号CS1を順に出力する。その後、制御部11は、その後のゼロクロス点まで、オン時間T7を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。これにより、起動時の突入電流を抑制することができる。
 動作周期V2では、制御部11は、オン時間T7より長く、動作範囲に含まれるオン時間T8を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。
 動作周期V3では、制御部11は、オン時間T8より長く、動作範囲に含まれるオン時間T9を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。
 動作周期V4では、制御部11は、オン時間T9より長く、動作範囲に含まれるオン時間T10を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。
 すなわち、制御部11は、動作周期V1より後の動作周期V2~V4において、制御信号CS1のパルス幅を動作周期ごとに長く設定する。
 その結果、動作周期V2における軌跡ILpより、動作周期V3における軌跡ILpの方が大きい。動作周期V3における軌跡ILpより、動作周期V4における軌跡ILpの方が大きい。このように、加熱コイル3に流れる電流ILを徐々に大きくすることで、ソフトスタート動作を実行することができる。
 動作周期V1における発振周波数F1(図4参照)は、動作周期V1より後の動作周期における発振周波数F2より高く設定される。本実施の形態では、動作周期V1における発振周波数が45.5kHz、動作周期V1より後の動作周期における発振周波数が22.7kHzに設定される。
 このように、動作周期V1において、スイッチング素子9aにより多くのスイッチング動作を行わせることで、スイッチング損失を増大させて、エネルギー消費を増加させることができる。その結果、微小なオン時間で平滑コンデンサ7の両端電圧の降下を促進させることができる。
 使用者に不快感を与えないように、発振周波数F1、F2、および、二つの発振周波数の差が、可聴周波数(20kHz)より高に周波数に設定される。具体的には、発振周波数F1は45.5kHz(周期Ts:22μs)に設定され、発振周波数F2は22.7kHz(周期Ts:44μs)に設定される。
 図4の波形(a)は、図3の波形(b)に対応する。本実施の形態では、電源電圧の周波数は50Hzであり、その周期は20msである。図4の波形(b)は、動作周期V1~V4における制御信号CS1、CS2を示す。図4の波形(c)は、平滑コンデンサ7の両端電圧、すなわち、平滑回路8の出力電圧を示す。
 図4の波形(b)に示すように、動作周期V1において、制御部11は、オン時間T1~T7を有するパルス幅の制御信号CS1を順に出力する。その後、制御部11は、その後のゼロクロス点まで、オン時間T7を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。
 動作周期V2では、制御部11は、オン時間T8を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。動作周期V3では、制御部11は、オン時間T9を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。動作周期V4では、制御部11は、オン時間T10を有するパルス幅の制御信号CS1を繰り返し出力する。
 動作周期V1では、制御信号CS1、CS2は発振周波数F1を有し、動作周期V1より後の動作周期では、制御信号CS1、CS2は発振周波数F2を有する。制御信号CS1のパルス幅は予め規定されるため、制御信号CS2のパルス幅を長くすることで、発振周波数を低くする。
 図4の波形(c)に示すように、不確定範囲に含まれるオン時間(例えば、オン時間T4)を有するパルス幅の制御信号CS1に応答して、初めてスイッチング素子9aがオンされ、加熱コイル3に電流が流れる。その結果、平滑回路8の出力電圧が、ダイオードブリッジ5の出力電圧に応答して変化する。
 以上のように、本実施の形態に係る誘導加熱調理器は、徐々に長くなるオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力することにより、ソフトスタート動作を実行する。本実施の形態によれば、誘導加熱調理器の起動時における鍋鳴り音を抑制することができる。
 インバータ2は、シングルエンデッドプッシュプル(Single ended push-pull)回路であるため、制御信号CS1、CS2を入れ替えても、同様に加熱コイル3に電流が流れる。
 すなわち、図2の波形(a)に示す制御信号CS1が、スイッチング素子9bのための制御信号として用いられ、図2の波形(b)に示す制御信号CS2が、スイッチング素子9aのための制御信号として用いられてもよい。
 (実施の形態2)
 本開示の実施の形態2に係る誘導加熱調理器について、図5、図6を用いて説明する。
 図5は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器の回路ブロック図である。図5において、図1と同一または相当部分には、同一の参照符号を付し、重複する説明は省略する。
 図5に示すように、駆動部1Aは、入力電流検出器12の代わりに、平滑コンデンサ7の両端に接続された入力電圧検出器23を含む。入力電圧検出器23は、平滑回路8の出力電圧を検出する。
 駆動部1Aは、共振コンデンサ14の代わりに、加熱コイル3と並列接続され、加熱コイル3とともに共振回路を構成する共振コンデンサ24を含む。駆動部1Aは、インバータ2と直列接続され、共振コンデンサ24に発生する電圧を抑制するためのクランプコンデンサ22をさらに含む。
 本実施の形態の制御部11は、実施の形態1のそれと同一の構成を有する。ただし、電力演算部20は、入力電圧検出器23による検出信号を受信する。
 図6は、本実施の形態に係る誘導加熱調理器を起動させるための、駆動部1Aによる発振開始動作を示す波形図である。
 本実施の形態では、駆動部1Aがアクティブクランプ(Active clamp)回路であるため、上述の制御信号CS1、CS2が、スイッチング素子9b、9aにそれぞれ供給される。
 すなわち、図2の波形(a)に示す制御信号CS1が、スイッチング素子9bのための制御信号として用いられ、図2の波形(b)に示す制御信号CS2が、スイッチング素子9aのための制御信号として用いられる。それ以外、本実施の形態に係る発振開始動作は、図2に示す実施の形態1の発振開始動作と同じである。
 以上のように、本実施の形態の誘導加熱調理器は、徐々に長くなるオン時間を有するパルス幅の制御信号を出力することにより、ソフトスタート動作を実行する。本実施の形態によれば、誘導加熱調理器の起動時における鍋鳴り音を抑制することができる。
 上述の通り、本開示の誘導加熱装置およびその駆動制御方法は、誘導加熱調理器に適応可能である。
 1,1A 駆動部
 2 インバータ
 3 加熱コイル
 4 商用電源
 5 ダイオードブリッジ
 6 チョークコイル
 7 平滑コンデンサ
 8 平滑回路
 9a,9b スイッチング素子
 10 駆動回路
 11 制御部
 12 入力電流検出器
 13 出力電流検出器
 14,24 共振コンデンサ
 16 制御信号出力部
 17 デューティ比決定部
 18 負荷検出部
 19 電力比較部
 20 電力演算部
 21 ゼロクロス検出回路
 22 クランプコンデンサ

Claims (10)

  1.  加熱コイルと、
     スイッチング素子を有し、前記加熱コイルに高周波電流を供給するように構成された駆動部と、
     可変のパルス幅を有する、前記スイッチング素子のための制御信号を出力するように構成された制御部と、を備え、
     前記制御部は、前記制御信号の出力を開始する発振開始点を含む最初の動作周期において、前記スイッチング素子をオンしない前記パルス幅と、前記スイッチング素子をオンする前記パルス幅とを含む、徐々に長くなる前記パルス幅を有する前記制御信号を出力するように構成された誘導加熱装置。
  2.  前記駆動部が、電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路をさらに有し、
     前記制御部が、前記ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、前記発振開始点を、前記電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定するように構成された、請求項1に記載の誘導加熱装置。
  3.  前記制御部が、前記ゼロクロス検出回路による検出信号に基づき、前記電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に前記発振開始点を設定するよう構成された、請求項2に記載の誘導加熱装置。
  4.  前記制御部が、前記最初の動作周期における前記制御信号の発振周波数を、前記最初の動作周期より後の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数より高い周波数に設定するよう構成された請求項1に記載の誘導加熱装置。
  5.  前記制御部が、前記最初の動作周期より後の前記動作周期において、前記制御信号の前記パルス幅を前記動作周期ごとに長く設定するよう構成された請求項4に記載の誘導加熱装置。
  6.  加熱コイルと、
     スイッチング素子を有し、前記加熱コイルに高周波電流を供給するように構成された駆動部と、
     可変のパルス幅を有する、前記スイッチング素子のための制御信号を出力するように構成された制御部と、を備えた誘導加熱装置の駆動制御方法であって、
     前記制御信号の出力を開始する前記発振開始点を含む最初の動作周期において、前記スイッチング素子をオンしない前記パルス幅を有する制御信号を出力し、その後、徐々に長くなる前記パルス幅を有する前記制御信号を出力し、その後、前記スイッチング素子をオンする前記パルス幅を有する制御信号を出力する誘導加熱装置の駆動制御方法。
  7.  前記発振開始点が、電源電圧の前記ゼロクロス点から所定時間後に設定された請求項6に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
  8.  前記発振開始点が、前記電源電圧のピーク値の時点とその後のゼロクロス点との間の範囲内に設定された請求項7に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
  9.  前記最初の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数が、前記最初の動作周期より後の動作周期における前記制御信号の前記発振周波数より高い周波数に設定された請求項6に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
  10.  前記最初の動作周期より後の前記動作周期において、前記制御信号の前記パルス幅を前記動作周期ごとに長く設定する請求項9に記載の誘導加熱装置の駆動制御方法。
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