JP2005183038A

JP2005183038A - ストロボ閃光装置

Info

Publication number: JP2005183038A
Application number: JP2003418194A
Authority: JP
Inventors: Shiyouji Ichimasa; 昭司一政
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2003-12-16
Filing date: 2003-12-16
Publication date: 2005-07-07

Abstract

【課題】主コンデンサの充電電圧から検出する際に主コンデンサと同電位の電圧を分圧する回路（充電電圧出力回路）で構成されていたため、充電電圧出力回路の素子は、高圧部品であるため高コストで且つ大型の部品であった。
【解決手段】トランスの二次巻線に中間タップを有し、二次巻線を第１の巻線と第２の巻線で構成したトランスにより主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって、前記第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記充電電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサへの充電を停止する事を特徴とするコンデンサ充電装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、フライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータとを有するコンデンサ充電装置およびカメラのストロボ充電装置の改良に関するものである。

図２は、従来の充電検出回路を有する充電回路で同図に於いて、１は電源であるところの電池、２はコンデンサであり、電池１と並列に接続されている。

３はトランスであり、一次巻線と二次巻線で構成されている。このトランス３に電池１の正極、一次巻線、ＦＥＴ５、電池１の負極のループで電流を流すことにより、エネルギーをコアに蓄積しそのエネルギーで逆起電力を発生させる。４は抵抗でありＦＥＴ５のゲートと電池１負極に接続されている。５はＦＥＴであり、トランス３の一次巻線の電流を駆動する。１８は主コンデンサであり、電荷を蓄積する６は高圧整流ダイオードであり、アノードはトランス３の二次巻線の巻き終わりに接続され、カソードは高圧ダイオード３０１のアノードに接続されている。７は抵抗であり、後述のトランジスタ８のベース・エミッタ間に接続されている。８はトランジスタであり、ベースが主コンデンサ１８の陰極に、エミッタがトランス３の二次巻線の巻き始めに、それぞれ接続され、トランス３の二次巻線より発生した逆起電力を主コンデンサ１８に蓄積する電荷の電流ループを、高圧整流ダイオード６と後述の高圧ダイオード３０１を含めた構成で形成する。

１０は抵抗であり、片側を主コンデンサ１８の陽極、片側を後述のコンデンサ１１に接続されている１５はサイリスタで、アノードを抵抗１０に接続され、カソードを主コンデンサ１８の陰極に接続されている。１４は抵抗で１４はコンデンサであって、夫々サイリスタ１５のゲートと主コンデンサ１８の陰極に接続されている。１２は、抵抗でサイリスタ１５と後述の制御ＩＣ１０１間に接続されている。１６はトリガーコイルで、抵抗１０により充電されてコンデンサ１１をコンデンサ１１、サイリスタ１５、トリガーコイル１６のループで放電することにより、トリガーコイル１６にトリガー電圧を発生させる。

１７は放電管であり、トリガーコイル１７よりトリガー電圧を受け、主コンデンサ１８に蓄積された電荷により発光する。

１０１はＩＣより成る制御回路であり１０４はマイコンであり、不図示のカメラの測光、測距、レンズ駆動、フィルム給送等のカメラシーケンス及び本発明のストロボ装置の制御を行う。１０２は充電制御回路でありトランス３の一次巻線にＦＥＴ６により所定時間電流駆動を行うとともにトランジスタ８より受けた二次電流検出信号により、充電制御を行う。１０３はＡ／Ｄ回路であり、後述の充電電圧出力回路２００より入力された電圧をデジタル化する。３００は充電電圧出力回路で３０１は高圧ダイオードで、前述の高圧整流ダイオード６に接続され、後述の抵抗３０３と抵抗３０４により主コンデンサ１８の蓄積された電荷が放電されないようにブロックしている。３０２はコンデンサで高圧整流ダイオード６とダイオード３０１間に接続され主コンデンサ１８とほぼ同電位の充電電圧となる、３０３と３０４は抵抗で抵抗３０３と抵抗３０４は直列に接続され、前述のコンデンサ３０２と並列に接続されのコンデンサ３０２の電圧を分圧して、分圧された電圧を前述の制御ＩＣ１０１内Ａ／Ｄ回路１０３に接続している。このように従来の充電回路は充電電圧出力回路３００に示すような回路構成で充電電圧を検出していた。
特開２００２−９０８２４

しかしながら上記従来例では、主コンデンサの充電電圧から検出する際に主コンデンサと同電位の電圧を分圧する回路（充電電圧出力回路）で構成されていたため、充電電圧出力回路の素子は、高圧部品であるため高コストで且つ大型の部品であった。

（発明の目的）
本発明の目的は、従来主コンデンサの電圧を検出する際に、高耐圧部品を低圧化することにより、検出回路素子を小型及び低コスト化するものである。

上記目的を達成するために、請求項１の構成によれば、主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって。前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、前記第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサからの電圧を検出する電圧検出手段を有し。前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするコンデンサ充電装置を提供すものである。

また請求項２の構成によれば、主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、前記第１の巻線で発生するフライバックパルスからの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧で第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサからの電圧を検出する電圧検出手段を有し。前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするコンデンサ充電装置を提供するものである。

また請求項３の構成によれば、主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、前記第１の巻線で発生するフライバックパルスからの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧を保持するピークホールド回路と前記ピークホールド回路の出力を検出する電圧検出手段を有し、前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするコンデンサ充電装置を提供するものである。

また請求項５によれば、主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じてオン／オフするＳＷ手段と前記ＳＷ手段を介して前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするコンデンサ充電装置を提供するものである。

また、請求項７によれば、主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じて前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を検出する電圧検出手段を有し前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするコンデンサ充電装置を提供するものである。

以上、本発明を整理して要約すれば以下の構成に集約できる。

（１）主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサのからの電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。

（２）主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧で第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサからの電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。

（３）主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスからの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧を保持するピークホールド回路と前記ピークホールド回路の出力電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。

（４）前記電圧検出手段は、Ａ／Ｄコンバータ或いは、コンパレータであることを特徴とする前記（１）乃至（３）何れか記載のストロボ閃光装置。

（５）主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じてオン／オフするＳＷ手段と前記ＳＷ手段を介して前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を第２のコンデンサに充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。

（６）前記ＳＷをオンする所定タイミング発生装置の所定タイミングは、フライバックパルス発生から所定時間遅れたタイミングで且つフライバックパルスが消失する時間より短いタイミングあることを特徴とする前記（５）に記載のストロボ閃光装置。

（７）主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と
前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じて前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を検出する電圧検出手段を有し
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。

（８）前記所定タイミング発生装置の所定タイミングは、フライバックパルス発生から所定時間遅れたタイミングであることを特徴とする前記（７）に記載のストロボ閃光装置。

（９）前記フライバック電圧検出手段は、Ａ／Ｄコンバータ或いはコンパレータであることを特徴とする前記（１）乃至（３）及び（５）及び（７）何れか記載のストロボ閃光装置。

（１０）前記（１）乃至（９）何れか記載の何れかに記載のコンデンサ充電装置を有することを特徴とするカメラのストロボ閃光装置。

以上説明したように、本発明第１の請求項によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有するトランスの二次巻線の第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路を構成し、第２のコンデンサのからの電圧を検出するようにすることにより、充電電圧回路を低圧の部品で構成する事が出来る。

また請求項２によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有するトランスの二次巻線の第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路を構成し、更に第２のコンデンサには、フィルター回路回路を介した電圧を充電するようにしたことにより、充電検出回路を低圧の部品で構成する事が出来るとともに、ノイズに影響されない精度の高い充電電圧検出が出来る。

また請求項３によればＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有するトランスの二次巻線の第１の巻線で発生するフライバックパルスでピークホールドするピークホールド回路を構成し、更にフィルター回路回路を介した電圧をピークホールドするようにしたことにより、充電検出回路を低圧の部品で且つ少ない部品構成する事が出来るとともに、ノイズに影響されない精度の高い充電電圧検出が出来る。

また請求項６によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有するトランスの二次巻線の第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路を構成し、更に第２のコンデンサには、所定のたタイミングでオン／オフするＳＷを介して電圧を充電するようにしたことにより、充電検出回路を低圧の部品で構成する事が出来るとともに、ノイズに影響されない精度の高い充電電圧検出が出来る。

また請求項８によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有するトランスの二次巻線の第１の巻線で発生するフライバックパルスを所定のタイミングで電圧を検出するようにしたことにより、充電検出回路を低圧で且つ少ない部品で構成する事が出来るとともに、ノイズに影響されない精度の高い充電電圧検出が出来る。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

まず、図１を参照して第１の実施の形態例で使用するストロボ充電回路の全体構成について説明する。この図１は本発明の第１の実施例の形態のストロボ充電回路の全体の電気的な概略構成を示す機能ブロック図である。

この図１に示す本実施の形態例におけるストロボ充電回路は、二次電流検出型他励フライバック式のものである。

同図において、１は電源であるところの電池、２はコンデンサであり、電池１と並列に接続されている。

３はトランスであり、一次巻線と中間タップを有し第１の巻線のＳ１と第２の巻線のＳ２を有する二次巻線で構成されている。このトランス３に電池１の正極、一次巻線、ＦＥＴ５、電池１の負極のループで電流を流すことにより、エネルギーをコアに蓄積しそのエネルギーで逆起電力を発生させる。４は抵抗でありＦＥＴ５のゲートと電池１負極に接続されている。５はＦＥＴであり、トランス３の一次巻線の電流を駆動する。１８は主コンデンサであり、電荷を蓄積する６は高圧整流ダイオードであり、アノードはトランス３の二次巻線の巻き終わりに接続され、カソードは主コンデンサ１８の陽極に接続されている。７は抵抗であり、後述のトランジスタ８のベース・エミッタ間に接続されている。８はトランジスタであり、ベースが主コンデンサ１８の陰極に、エミッタがトランス３の二次巻線の巻き始めに、それぞれ接続され、トランス３の二次巻線より発生した逆起電力を主コンデンサ１８に蓄積する電荷の電流ループを、高圧整流ダイオード６を含めた構成で形成する。

１０は抵抗であり、片側を主コンデンサ１８、片側を後述のコンデンサ１１に接続されている１５はサイリスタで、アノードを抵抗１０に接続され、カソードを主コンデンサ１８の陰極に接続されている。１４は抵抗で１３はコンデンサであって、夫々サイリスタ１５のゲートと主コンデンサ１８間に接続されている。１２は、抵抗でサイリスタ１５と後述の制御ＩＣ１０１間に接続されている。１６はトリガーコイルで、抵抗１２により充電されてコンデンサ１１をコンデンサ１１、サイリスタ１５、トリガーコイル１６のループで放電することにより、トリガーコイル１６にトリガー電圧を発生させる。

１７は放電管であり、トリガーコイル１６よりトリガー電圧を受け、主コンデン１８に蓄積された電荷により発光する。

１０１はＩＣより成る制御回路であり１０４はマイコンであり、不図示のカメラの測光、測距、レンズ駆動、フィルム給送等のカメラシーケンス及び本発明のストロボ装置の制御を行う。１０２は充電制御回路でありトランス３の一次巻線にＦＥＴ６により所定時間電流駆動を行うとともにトランジスタ８より受けた二次電流検出信号により、充電制御を行う。１０３はＡ／Ｄ回路であり、後述の充電電圧出力回路２００より入力された電圧をデジタル化する。

２００は、トランス３の中間タップより発生する電圧を充電するとともに、分圧した電圧を出力する充電電圧出力回路で、２０１は抵抗、２０２はコンデンサであって、抵抗２０１はトランス３の中間タップとコンデンサ２０２に接続されていて、抵抗２０１とコンデンサ２０２でフィルター回路を構成している。２０３はダイオード、２０４はコンデンサでトランス３の中間タップより発生した電圧を抵抗２０１とコンデンサ２０２で構成されたフィルター回路後の電圧をダイオード２０３で整流してコンデンサ２０４に充電する。２０５と２０６は抵抗で、抵抗２０５と抵抗２０６はコンデンサ２０４の充電電圧を分圧している。２０７はコンデンサで、充電中に発生するノイズの除去をする。

また、ａ１はＦＥＴ５のゲート入力信号（ＦＥＴＧＡＴＥ）、ｂ１はトランス３の一次巻線に流れる一次電流、ｃ１はトランス３の二次巻線に流れる二次電流である。ｄ１は、抵抗９と制御ＩＣ１０１へ接続されている二次電流検出信号、ｅ１はトランス３の中間タップで発生する電圧波形、ｆ１はトランス３の中間タップからの電圧を抵抗２０１介した後の電圧波形である。

図６は昇圧動作時のタイミングチャートであり、各電流及び信号ａ１〜ｆ１である。

上記説明した、図１であるところのブロック図とタイミングチャート図６をもとに、本発明の動作を説明する。

制御ＩＣ１０１内充電制御回路１０２から接続端子を介してＦＥＴ５のゲートに所定の発振信号（〔１〕のタイミング）を与える。この為、ＦＥＴ５の制御電極にハイレベルの信号が与えられることで、電池１の陽極、トランス３の一次巻線、ＦＥＴ５のドレイン・ソース、電池負極のループで電流が流れる。この為、トランス３の二次巻線には誘導起電力が発生するが、この電流の極性は高圧整流用ダイオード６によりブロックされる極性となるため、該トランス３からは励起電流が流れず、エネルギーがトランス３内コアに蓄積される。このエネルギー蓄積（一次電流駆動）は、充電制御回路１０２で設定された所定の時間に達するまで行われる。このときトランス３の一次電流（ｂ１）は図に示すように直線的に上昇していく。

ここで、所定時間電流駆動を行ったら、充電制御回路１０２はＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通とする。これにより、トランス３の二次巻線には逆起電力が発生する。この逆起電力がトランス３の二次巻線のＳ１とＳ２で発生した二次電流（ｃ１）（〔２〕〜〔３〕のタイミング）として、高圧整流ダイオード６、主コンデンサ１８、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れ、主コンデンサ１８に電荷が蓄積される。

また、このときトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ１の〔２〕〜〔３〕のタイミング）を、抵抗２０１とコンデンサ２０２のフィルター回路を介した後の電圧が、ダイオード２０２、を介して、コンデンサ２０２、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れコンデンサ２０４に充電する。

トランス３内のエネルギーが放出され、二次の電流が分流されてローレベルとなっていた二次電流検出信号ｄ１が、二次電流ｃ１が停止した時点（ｄ１の〔３〕のタイミング）で、ローレベルからハイレベルに反転する。この二次電流検出信号ｄ１がローレベルからハイレベルに反．転したことを受けて、制御ＩＣ１０１からＦＥＴ５のゲートに再びハイレベル信号が発生させ、同様に再びＦＥＴ５を導通（ａ１の〔３〕のタイミング）してトランス３にエネルギーの蓄積を行い、また、ローレベル信号によりＦＥＴ５は非導通となり、トランス３の蓄積エネルギーが放出され、電荷が主コンデンサ１８に充電される。

この動作を繰り返し、主コンデンサ１８の充電電圧の上昇するに従い、二次電流ｃ１の放出時間（二次電流ｃ１の〔２〕〜〔３〕のタイミング）を短く変化させながら、主コンデンサ１８の電圧を上昇させていく。この充電回路は、一般的にフライバック方式と呼ばれている。

次に、上記説明した二次電流検出型他励フライバック式充電回路における、主コンデンサ１８の充電電圧の検出についての構成及び動作を詳しく説明する。

本回路の主コンデンサ１８の充電電圧検出は、充電電圧出力回路２００により出力された電圧を制御ＩＣ１００内Ａ／Ｄ回路１０３することにより行う。

まずここで、Ａ／Ｄ回路１０３に入力される電圧Ｖｉｎについて説明する。

前述したようにトランス３の二次巻線の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ１の〔２〕〜〔３〕のタイミング）は、抵抗２０１を介した後の電圧が、ダイオード２０３、を介して、コンデンサ２０４、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れコンデンサ２０４に充電する。

この充電ループ内の抵抗２０１とダイオード２０３間にはコンデンサ２０２が接続されていてフィルター回路を構成している。

逆起電発生直後にトランス３の漏れ磁束により発生する中間タップ出力電圧（ｅ１）に示すノイズは、抵抗２０１とコンデンサ２０２で構成するフィルター回路で、フィルター後出力電圧（ｆ１）に示す波形のように波形整形する。この波形整形された電圧をコンデンサ２０４に充電する。

ここで中間タップから出力された電圧は主コンデンサ１８の電圧Ｖｍｃに対してトランス３の二次巻線のＳ１／（Ｓ１＋Ｓ２）の電圧が出力される。そして、フィルターの抵抗２０１のＲ１とダイオード２０３を介した電圧をコンデンサ２０４に充電する。このコンデンサ２０４に充電される電圧Ｖｃｓは、
Ｖｃｓ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）―Ｖｆ
（＊上記Ｖｆは、ダイオード２０２のＶＦである。）
となる。また、コンデンサ２０４に充電された電圧は、抵抗２０５と抵抗２０６で分圧される。この分圧された電圧Ｖｉｎを、制御ＩＣ１０１内のＡ／Ｄ回路に入力している。このＶｉｎの電圧を検出することにより主コンデンサ１８の充電電圧を検出できる。

ＶｍｃとＶｉｎの関係式は、
Ｖｉｎ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）―Ｖｆ
の式のようになる。

ここで、トランス３の二次巻線Ｓ１とＳ２の巻線比が１：１５としたとき、充電完了の電圧が３２０Ｖとするとトランス３中間タップ部のｅ１で発生する電圧は、Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）なので２０Ｖとなる。また、Ｒ１の抵抗２０１を５００Ω、Ｒ２の抵抗２０５を１０ｋΩ、Ｒ３の抵抗２０６を２ｋΩに設定することにより、
Ｖｉｎは
３２０×１／（１＋１５）×２／（０．５＋１０＋２）−０．６
＝２．６Ｖ
（上記ダイオードのＶｆを０．６Ｖとして）
となり、Ａ／Ｄ回路１０３に適当な入力電圧になる。

よって、このように主コンデンサ１８の充電電圧検出部を構成することにより、主コンデンサ１８の充電電圧Ｖｍｃを検出する際に構成する素子は、充電完了電圧３２０Ｖ時に中間タップから発生する電圧２０Ｖ以上の耐圧が有れば良いことになる、即ち一般的な耐圧の素子により構成することができる。

次に、第２の実施形におけるストロボ充電回路の充電電圧検出回路の説明をする。

図４は、第２の実施形の図１における主コンデンサ１８の充電電圧検出回路を示す図である。本実施例の充電に関わる構成は、第１の実施例と同様であるので説明を省略するとともに、図１を参照する。

次に第１の実施例と異なる構成を説明する。図４の５００は電圧出力回路で、トランス３の中間タップより発生する電圧の分圧電圧を出力する、５０１と５０２は抵抗で、５０３はコンデンサであって、中間タップより発生する電圧を抵抗５０１と抵抗５０２で分圧しているとともに、抵抗５０１とコンデンサ５０２でフィルター回路を構成している。

また、ａ３はＦＥＴ５のゲート入力信号（ＦＥＴＧＡＴＥ）、ｂ３はトランス３の一次巻線に流れる一次電流、ｃ３はトランス３の二次巻線に流れる二次電流である。ｄ３は、抵抗９と制御ＩＣ１０１へ接続されている二次電流検出信号、ｅ３はトランス３の中間タップで発生する電圧波形、ｆ３はトランス３の中間タップから出力された電圧の抵抗５０１と抵抗５０２で分圧された電圧波形である。

図８は昇圧動作時のタイミングチャートであり、各電流及び信号ａ３〜ｆ３である。

制御ＩＣ１０１内充電制御回路１０２よりから接続端子を介してＦＥＴ５のゲートに所定の発振信号（〔１〕のタイミング）を与える。この為、ＦＥＴ５の制御電極にハイレベルの信号が与えられることで、電池１の陽極、トランス３の一次巻線、ＦＥＴ５のドレイン・ソース、電池負極のループで電流が流れる。この為、トランス３の二次巻線には誘導起電力が発生するが、この電流の極性は高圧整流用ダイオード６によりブロックされる極性となるため、該トランス３からは励起電流が流れず、エネルギーがトランス３内コアに蓄積される。このエネルギー蓄積（一次電流駆動）は、充電制御回路１０２で設定された所定の時間に達するまで行われる。このときトランス３の一次電流（ｂ３）は図に示すように直線的に上昇していく。

ここで、所定時間電流駆動を行ったら、充電制御回路１０２はＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通とする。これにより、トランス３の二次巻線には逆起電力が発生する。この逆起電力はトランス３の二次巻線のＳ１とＳ２で発生した二次電流（ｃ３）（〔２〕〜〔３〕のタイミング）として、整流ダイオード６、主コンデンサ１８、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れ、主コンデンサ１８に電荷が蓄積される。

また、このときトランス３の二次巻線の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ３の〔２〕〜〔３〕のタイミング）を発生する。

トランス３内のエネルギーが放出され、二次の電流が分流されてローレベルとなっていた二次電流検出信号ｄ３が、二次電流ｃ３が停止した時点（ｄ３の〔３〕のタイミング）で、ローレベルからハイレベルに反転する。この二次電流検出信号ｄ〔３〕がローレベルからハイレベルに反．転したことを受けて、制御ＩＣ１０１からＦＥＴ５のゲートに再びハイレベル信号が発生させ、同様に再びＦＥＴ６を導通（ａ３の〔３〕のタイミング）してトランス３にエネルギーの蓄積を行い、また、ローレベル信号によりＦＥＴ５は非導通となり、トランス３の蓄積エネルギーが放出され、電荷が主コンデンサ１８に充電される。

この動作を繰り返し、主コンデンサ１８の充電電圧の上昇するに従い、二次電流ｃ１の放出時間（二次電流ｃ３の〔２〕〜〔３〕のタイミング）を短く変化させながら、主コンデンサ１８の電圧を上昇させていく。

本回路の主コンデンサ１８の充電電圧検出は、電圧出力回路５００により出力された電圧を制御ＩＣ１００内ピークホールド回路１０７で受けてその出力電圧をＡ／Ｄ回路１０３でＡ／Ｄすることにより行う。

まずここで、ピークホールド回路１０７に入力される電圧Ｖｉｎについて説明する。

前述したようにトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ３の〔２〕〜〔３〕のタイミング）は、抵抗５０１と抵抗５０２を分圧した電圧が、制御ＩＣ１０１内ピークホールド回路１０７に入力される。

この時逆起電発生直後にトランス３の漏れ磁束により発生する中間タップ出力電圧（ｅ３）に示すノイズは、抵抗５０１とコンデンサ５０３で構成するフィルター回路で、フィルター後出力電圧（ｆ３）に示す波形のように波形整形する。この波形整形された電圧をピークホールド回路１０７に入力する。

ここで中間タップから出力される電圧は主コンデンサ１８の電圧Ｖｍｃに対してトランス３の二次巻線のＳ１／（Ｓ１＋Ｓ２）の電圧が出力される。

また、中間タップで出力された電圧は、抵抗５０１（Ｒ３１）と抵抗５０２（Ｒ３２）で分圧された電圧Ｖｉｎとして、制御ＩＣ１０１内のピークホールド回路１０７に入力している。ピークホールド電圧をＡ／Ｄ回路１０３により検出することにより主コンデンサ１８の充電電圧を検出できる。

ＶｍｃとＶｉｎの関係式は、
Ｖｉｎ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）×Ｒ３２／（Ｒ３１＋Ｒ３２）
の式のようになる。

ここで、トランス３の二次巻線Ｓ１とＳ２の巻線比が１：１５として、充電完了の電圧が３２０Ｖとするとトランス３中間タップ部のｅ３で発生する電圧は、充電完了時の３２０Ｖの時の中間タップの出力電圧は２０Ｖとなる。また、をＲ３１の抵抗４０３を１０ｋΩ、Ｒ３２の抵抗４０４を１．５ｋΩに設定することにより、
Ｖｉｎ（ピークホールド電圧）は
３２０×１／（１＋１５）×２／（１０＋１．５）
＝２．６１Ｖ
となり、Ａ／Ｄ回路１０３に適当な入力電圧になる。

次に、第３の実施形におけるストロボ充電回路の充電電圧検出回路の説明をする。

図３は、第３の実施形の図１における主コンデンサ１８の充電電圧検出回路を示す図である。本実施例の充電に関わる構成は、第１の実施例と同様であるので説明を省略するとともに、図１を参照する。

次に異なる構成を説明する。図３の４００は、トランス３の中間タップより発生する電圧を充電する充電電圧出力回路で、４０１はアナログＳＷで後述のＳＷタイミング回路の信号を受けてオン／オフする。４０２コンデンサでトランス３の中間タップより発生した電圧をアナログＳＷ４０１で所定のタイミングでオン／オフしてコンデンサ４０２に充電する。４０３と４０４は抵抗で、抵抗４０３は抵抗４０４はコンデンサ４０２の充電電圧を分圧している。４０５はコンデンサで、充電中に発生するノイズの除去をする。

また、ａ２はＦＥＴ５のゲート入力信号（ＦＥＴＧＡＴＥ）、ｂ２はトランス３の一次巻線に流れる一次電流、ｃ２はトランス３の二次巻線に流れる二次電流である。ｄ２は、抵抗９接続され且つ制御回路１０３へ接続されている二次電流検出信号、ｅ２はトランス３の中間タップで発生する電圧波形、ｆ２はトランス３の中間タップからの電圧をアナログＳＷ４０１を介した後の電圧波形、ｇ２は後述のＳＷタイミング回路１０５にて出力される所定ＳＷタイミングのオン／オフ信号である。

図７は昇圧動作時のタイミングチャートであり、各電流及び信号ａ２〜ｇ２である。

制御ＩＣ１０１内充電制御回路１０２よりから接続端子を介してＦＥＴ５のゲートに所定の発振信号（〔１〕のタイミング）を与える。この為、ＦＥＴ５の制御電極にハイレベルの信号が与えられることで、電池１の陽極、トランス３の一次巻線、ＦＥＴ５のドレイン・ソース、電池負極のループで電流が流れる。この為、トランス３の二次巻線には誘導起電力が発生するが、この電流の極性は高圧整流用ダイオード６によりブロックされる極性となるため、該トランス３からは励起電流が流れず、エネルギーがトランス３内コアに蓄積される。このエネルギー蓄積（一次電流駆動）は、充電制御回路１０２で設定された所定の時間に達するまで行われる。このときトランス３の一次電流（ｂ２）は図に示すように直線的に上昇していく。

ここで、所定時間電流駆動を行ったら、充電制御回路１０２はＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通とする。これにより、トランス３の二次巻線には逆起電力が発生する。この逆起電力トランス３の二次巻線Ｓ１とＳ２で発生した二次電流（ｃ２）（〔２〕〜〔５〕のタイミング）として、整流ダイオード６、主コンデンサ１８、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れ、主コンデンサ１８に電荷が蓄積される。

また、このときトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ２の〔２〕〜〔５〕のタイミング）を、制御ＩＣ１００内ＳＷタイミング回路１０５からの所定のタイミング信号（ｇ２の〔３〕〜〔４〕のタイミング）によりオン／オフされたアナログＳＷ４０１の出力により、コンデンサ４０２、抵抗９及びトランジスタ１０のループで流れコンデンサ４０２に充電する。

トランス３内のエネルギーが放出され、二次の電流が分流されてローレベルとなっていた二次電流検出信号ｄ２が、二次電流ｃ２が停止した時点（ｄ２の〔５〕のタイミング）で、ローレベルからハイレベルに反転する。この二次電流検出信号ｄ２がローレベルからハイレベルに反転したことを受けて、制御ＩＣ１０１からＦＥＴ５のゲートに再びハイレベル信号が発生させ、同様に再びＦＥＴ５を導通（ａ２の〔５〕のタイミング）してトランス３にエネルギーの蓄積を行い、また、ローレベル信号によりＦＥＴ５は非導通となり、トランス３の蓄積エネルギーが放出され、電荷が主コンデンサ１８に充電される。

この動作を繰り返し、主コンデンサ１８の充電電圧の上昇するに従い、二次電流ｃ１の放出時間（二次電流ｃ２の〔２〕〜〔５〕のタイミング）を短く変化させながら、主コンデンサ１８の電圧を上昇させていく。

本回路の主コンデンサ１８の充電電圧検出は、充電電圧出力回路４００により出力された電圧を制御ＩＣ１００内Ａ／Ｄ回路１０３することにより行う。

前述したようにトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ２の〔２〕〜〔５〕のタイミング）は、所定のタイミング（ｇ２の〔３〕〜〔４〕のタイミング）でオン／オフするアナログＳＷ４０１を介した後に、コンデンサ２０４、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れコンデンサ２０４に充電する。

この充電ループ内のアナログＳＷは、ＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通としたタイミングを充電制御回路１０２からＳＷタイミング回路１０５が受けて所定時間経過後（ｇ２の〔３〕のタイミング）にオンする。このアナログＳＷオンするＳＷタイミング（ｇ２の〔３〕のタイミング）は、逆起電発生直後からトランス３の漏れ磁束により発生する中間タップ出力電圧（ｅ２）に示すノイズが減衰するまでの時間を待ったタイミング（ｅ２の〔２〕〜〔３〕のタイミング）である。また、ＳＷのオフするタイミング（ｇ２の〔４〕ｎタイミング）は、主コンデンサ１８の充電完了電圧時の二次電流検出信号ｄ２が二次電流ｃ２が停止した時点（ｄ２の〔５〕のタイミング）で、ローレベルからハイレベルに反転するまでの時間より短い時間に設定する。このＳＷタイミングで、アナログＳＷより出力される電圧（ｆ１の〔３〕〜〔４〕のタイミング）をコンデンサ４０２に充電する。

ここで出力された中間タップから出力された電圧は主コンデンサ１８の電圧Ｖｍｃに対してトランス３の二次巻線のＳ１／（Ｓ１＋Ｓ２）の電圧が出力される。

そして、アナログＳＷ４０１を介した電圧をコンデンサ４０２に充電する。この時アナログＳＷ４０１の抵抗値は極めて低いのでほぼ無視できる。よって、このコンデンサ４０２に充電される電圧Ｖｃｓは、
Ｖｃｓ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）
となる。また、コンデンサ４０２に充電された電圧は、抵抗４０３（Ｒ２１）と抵抗４０４（Ｒ２２）で分圧された電圧Ｖｉｎを、制御ＩＣ１０１内のＡ／Ｄ回路に入力している。このＶｉｎの電圧を検出することにより主コンデンサ１８の充電電圧を検出できる。

ＶｍｃとＶｉｎの関係式は、
Ｖｉｎ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）
の式のようになる。

ここで、トランス３の二次巻線Ｓ１とＳ２の巻線比が１：１５として、充電完了の電圧が３２０Ｖとするとトランス３中間タップ部のｅ２で発生する電圧は、充電完了時の３２０Ｖの時の中間タップの出力電圧は２０Ｖとなる。また、をＲ２１の抵抗４０３を１０ｋΩ、Ｒ２２の抵抗４０４を１．５ｋΩに設定することにより、
Ｖｉｎは
３２０×１／（１＋１５）×２／（１０＋１．５）
＝２．６１Ｖ
となり、Ａ／Ｄ回路１０３に適当な入力電圧になる。

次に、第４の実施形におけるストロボ充電回路の充電電圧検出回路の説明をする。

図５は、第４の実施形の図１における主コンデンサ１８の充電電圧検出回路を示す図である。本実施例の充電に関わる構成は、第１の実施例と同様であるので説明を省略するとともに、図１を参照する。

次に異なる構成を説明する。図５の６００は電圧出力回路で、トランス３の中間タップより発生する電圧の分圧電圧を出力する、６０１と６０２は抵抗で、６０３はコンデンサであって、中間タップより発生する電圧を抵抗６０１と抵抗６０２で分圧しているとともに、抵抗６０１とコンデンサ６０３はフィルター回路を構成している。

また、ａ４はＦＥＴ５のゲート入力信号（ＦＥＴＧＡＴＥ）、ｂ４はトランス３の一次巻線に流れる一次電流、ｃ４はトランス３の二次巻線に流れる二次電流である。ｄ４は、抵抗９と制御ＩＣ１０１へ接続されている二次電流検出信号、ｅ４はトランス３の中間タップで発生する電圧波形、ｆ４はＡ／Ｄ回路１０２に入力される入力電圧波形、ｇ４は後述のＡ／Ｄタイミング回路１０６にて出力される所定Ａ／Ｄ開始タイミング信号である。

図７は昇圧動作時のタイミングチャートであり、各電流及び信号ａ４〜ｇ４である。

制御ＩＣ１０１内充電制御回路１０２よりから接続端子を介してＦＥＴ５のゲートに所定の発振信号（〔１〕のタイミング）を与える。この為、ＦＥＴ５の制御電極にハイレベルの信号が与えられることで、電池１の陽極、トランス３の一次巻線、ＦＥＴ５のドレイン・ソース、電池負極のループで電流が流れる。この為、トランス３の二次巻線には誘導起電力が発生するが、この電流の極性は高圧整流用ダイオード６によりブロックされる極性となるため、該トランス３からは励起電流が流れず、エネルギーがトランス３内コアに蓄積される。このエネルギー蓄積（一次電流駆動）は、充電制御回路１０２で設定された所定の時間に達するまで行われる。このときトランス３の一次電流（ｂ４）は図に示すように直線的に上昇していく。

ここで、所定時間電流駆動を行ったら、充電制御回路１０２はＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通とする。これにより、トランス３の二次巻線には逆起電力が発生する。この逆起電力トランス３のＳ１とＳ２で発生した二次電流（ｃ４）（〔２〕〜〔５〕のタイミング）として、高圧整流ダイオード６、主コンデンサ１８、抵抗７及びトランジスタ８のループで流れ、主コンデンサ１８に電荷が蓄積される。

また、このときトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ４の〔２〕〜〔５〕のタイミング）の抵抗６０１と抵抗６０２で分圧された電圧が、制御ＩＣ１００内Ａ／Ｄ回路に入力される。

トランス３内のエネルギーが放出され、二次の電流が分流されてローレベルとなっていた二次電流検出信号ｄ２が、二次電流ｃ２が停止した時点（ｄ２の〔５〕のタイミング）で、ローレベルからハイレベルに反転する。この二次電流検出信号ｄ２がローレベルからハイレベルに反．転したことを受けて、制御ＩＣ１０１からＦＥＴ５のゲートに再びハイレベル信号が発生させ、同様に再びＦＥＴ５を導通（ａ２の〔５〕のタイミング）してトランス３にエネルギーの蓄積を行い、また、ローレベル信号によりＦＥＴ５は非導通となり、トランス３の蓄積エネルギーが放出され、電荷が主コンデンサ１８に充電される。

本回路の主コンデンサ１８の充電電圧検出は、電圧出力回路６００により出力された電圧を制御ＩＣ１００内Ａ／Ｄ回路１０３によりＡ／Ｄすることにより行う。

前述したようにトランス３の中間タップ部Ｓ１の巻線に発生した逆起電力（ｅ４の〔２〕〜〔５〕のタイミング）は、抵抗６０１と抵抗６０２で分圧された電圧が、制御ＩＣ１００内Ａ／Ｄ回路に入力される。そして、Ａ／Ｄタイミング回路からの所定のタイミングを受けて、Ａ／Ｄ回路がＡ／Ｄを開始する。このＡ／Ｄ開始するタイミングは、ＦＥＴ５のゲートをローレベルにしてＦＥＴ５をオフ（〔２〕のタイミング）にして電流を遮断して非導通としたタイミングを充電制御回路１０２からＡ／Ｄタイミング回路１０６受けて所定時間経過後（ｇ４の〔３〕のタイミング）にＡ／Ｄを開始する。このＡ／Ｄ開始タイミング（ｇ４の〔３〕のタイミング）は、逆起電発生直後からトランス３の漏れ磁束により発生する中間タップ出力電圧（ｅ４）に示すノイズが減衰するまでの時間待ったタイミング（ｅ４の〔２〕〜〔３〕のタイミング）である。ここで出力された中間タップから出力された電圧は主コンデンサ１８の電圧Ｖｍｃに対してトランス３の二次巻線のＳ１／（Ｓ１＋Ｓ２）の電圧が出力される。

そして、抵抗６０１（Ｒ４１）と抵抗６０２（Ｒ４２）で分圧された電圧Ｖｉｎを、制御ＩＣ１０１内のＡ／Ｄ回路に入力している。このＶｉｎの電圧を検出することにより主コンデンサ１８の充電電圧を検出できる。

ＶｍｃとＶｉｎの関係式は、
Ｖｉｎ＝Ｖｍｃ×Ｓ１／（Ｓ１＋Ｓ２）×Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）
の式のようになる。

ここで、トランス３の二次巻線Ｓ１とＳ２の巻線比が１：１５として、充電完了の電圧が３２０Ｖとするとトランス３中間タップ部のｅ４で発生する電圧は、充電完了時の３２０Ｖの時の中間タップの出力電圧は２０Ｖとなる。また、をＲ４１の抵抗４０３を１０ｋΩ、Ｒ４２の抵抗４０４を１．５ｋΩに設定することにより、
Ｖｉｎは
３２０×１／（１＋１５）×２／（１０＋１．５）
＝２．６１Ｖ
となり、Ａ／Ｄ回路１０３に適当な入力電圧になる。

また、トランス６のＳ１とＳ２の巻線比をＳ１：Ｓ２＝１：３１９として充電完了時の中間タップ出力電圧１Ｖ程度からＳ１：Ｓ２＝３：３１７程度として３Ｖ程度にすることにより、中間タップの出力電圧を分圧することなくＡ／Ｄ回路１０３に入力できる適当な電圧となる。即ち、実施例１に於いては、分圧抵抗としてのＲ２の抵抗２０５とＲ３の抵抗２０６が、また、実施例２に於いては、Ｒ３１の抵抗５０１が、また実施例３に於いては、Ｒ２１の抵抗４０３とＲ２２の抵抗４０４が、また、実施例４に於いては、Ｒ４１の抵抗６０１とＲ４２の抵抗６０２が、無い構成が可能になり、上述の実施例１〜４の回路構成から回路部品を削減できる。

なお、Ｓ１：Ｓ２の比は一般的な小型部品の耐圧が５０Ｖ以下であることから、Ｓ１：Ｓ２＝１：３。また、中間タップからの出力電圧を直接検出する場合中間タップの出力は１Ｖ以上が適当である。よって、Ｓ１：Ｓ２の比はＳ１：Ｓ２＝１：３１９となる。即ち、Ｓ１＝１とした時、Ｓ２は、３≦Ｓ２≦３１９となる。

なお、上記実施の形態によれば、充電制御回路１０３によるフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータの他励制御による昇圧方式であったが、昇圧方式は、他励制御に限るものでは無く、自励制御によるフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧方式でも、どうように充電電圧検出が可能であることは言うまでもない。

本発明のストロボの第１の実施形態の回路及びブロック図従来のストロボの回路及びブロック図本発明のストロボの第３の実施形態の回路及びブロック図本発明のストロボの第２の実施形態の回路及びブロック図本発明のストロボの第４の実施形態の回路及びブロック図本発明のストロボの第１の実施形態のタイミングチャート本発明のストロボの第３の実施形態のタイミングチャート本発明のストロボの第２の実施形態のタイミングチャート本発明のストロボの第４の実施形態のタイミングチャート

符号の説明

１電源電池
２コンデンサ
３トランス
４抵抗
５ＦＥＴ
６高圧整流ダイオード
７抵抗
８トランジスタ
９抵抗
１０抵抗
１１コンデンサ
１２抵抗
１３コンデンサ
１４抵抗
１５サイリスタ
１６トリガーコイル
１７放電管
１８主コンデンサ
１０１制御ＩＣ

Claims

主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスで第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサのからの電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。
主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧で第２のコンデサを充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサからの電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。
主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記第１の巻線で発生するフライバックパルスからの電圧を受けて前記フライバックパルスのノイズを吸収するフィルター回路と前記フィルター回路からの出力電圧を保持するピークホールド回路と前記ピークホールド回路の出力電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。
前記電圧検出手段は、Ａ／Ｄコンバータ或いは、コンパレータであることを特徴とする請求項１乃至３何れか記載のストロボ閃光装置。
主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と、
前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じてオン／オフするＳＷ手段と前記ＳＷ手段を介して前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を第２のコンデンサに充電する第２の充電回路と前記第２のコンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段を有し、
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。
前記ＳＷをオンする所定タイミング発生装置の所定タイミングは、フライバックパルス発生から所定時間遅れたタイミングで且つフライバックパルスが消失する時間より短いタイミングあることを特徴とする請求項５に記載のストロボ閃光装置。
主コンデンサである第１のコンデンサの充電を行うフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを有するコンデンサ充電装置であって
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次巻線は第１の巻線と第２の巻線で構成されるとともに中間タップを有し、前記トランスの二次巻線の第１の巻線と第２の巻線で発生するフライバックパルスで主コンデンサである第１のコンデンサを充電する第１の充電回路と
前記フライバックＤＣ／ＤＣコンバータの発振動作をもとに所定タイミングを発生する所定タイミング発生手段と前記所定タイミング発生手段の出力に応じて前記第１の巻線で発生するフライバックパルスの電圧を検出する電圧検出手段を有し
前記電圧検出手段の検出結果から第１のコンデンサの充電電圧を検出する事を特徴とするストロボ閃光装置。
前記所定タイミング発生装置の所定タイミングは、フライバックパルス発生から所定時間遅れたタイミングであることを特徴とする請求項７に記載のストロボ閃光装置。
前記フライバック電圧検出手段は、Ａ／Ｄコンバータ或いはコンパレータであることを特徴とする請求項１乃至３及び請求項５及び請求項７何れか記載のストロボ閃光装置。
請求項１乃至９何れか記載の何れかに記載のコンデンサ充電装置を有することを特徴とするカメラのストロボ閃光装置。